DE10104022A1

DE10104022A1 - Radareinrichtung und Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung

Info

Publication number: DE10104022A1
Application number: DE10104022A
Authority: DE
Inventors: Siegbert Steinlechner; Thomas Brosche
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2001-01-31
Filing date: 2001-01-31
Publication date: 2002-08-01
Also published as: JP2004518141A; US6693582B2; US20030151542A1; EP1358506A1; WO2002061454A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code, Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Mitteln (32) zum Verzögern des Code, Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und Mitteln (26) zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, wobei die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Ferner wird eine Radareinrichtung vorgeschlagen, bei der eine Austastung von Phasenübergängen vorgesehen ist. Die Erfindung betrifft ebenfalls Verfahren, die vorteilhaft mit den erfindungsgemäßen Radareinrichtungen ausführbar sind.

Description

Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln zum Erzeugen eines Code, Mitteln zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code, Mitteln zum Verzögern des Code, Mitteln zum Modulieren eines Sig nals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und Mitteln zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Emp fangssignal. Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten: Erzeugen eines Code, Modulieren eines Sendesignals in ei nem Sendezweig mit dem Code, Verzögern des Code, Modulie ren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzö gerten Code und Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal.

Stand der Technik

Für Radareinrichtungen gibt es zahlreiche Anwendungen auf den verschiedensten Gebieten der Technik. Beispielsweise ist für die Nahbereichssensorik in Kraftfahrzeugen der Einsatz von Radar-Sensoren möglich.

Grundsätzlich werden bei Radareinrichtungen elektromagne tische Wellen von einer Sendeantenne abgestrahlt. Treffen diese elektromagnetischen Wellen auf ein Hindernis, so werden sie reflektiert und nach der Reflexion von einer anderen oder derselben Antenne wieder empfangen. Nachfol gend werden die empfangenen Signale einer Signalverarbei tung und Signalauswertung zugeführt.

Beispielsweise werden in Kraftfahrzeugen Radar-Sensoren für die Messung des Abstands zu Zielen und/oder der Rela tivgeschwindigkeit bezüglich solcher Ziele außerhalb des Kraftfahrzeuges eingesetzt. Als Ziele kommen zum Beispiel vorausfahrende oder parkende Kraftfahrzeuge in Frage.

Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Radar einrichtung mit einem Korrelationsempfänger des Standes der Technik. Ein Sender 300 wird durch eine Pulserzeugung 302 veranlasst, über eine Antenne 304 ein Sendesignal 306 abzustrahlen. Das Sendesignal 306 trifft auf ein Zielob jekt 308, wo es reflektiert wird. Das Empfangssignal 310 wird von der Antenne 312 empfangen. Diese Antenne 312 kann mit der Antenne 304 identisch sein. Nach dem Empfang des Empfangssignals 310 durch die Antenne 312 wird dieses dem Empfänger 314 übermittelt und nachfolgend über eine Einheit 316 mit Tiefpass und Analog/Digital-Wandlung ei ner Signalauswertung 318 zugeführt. Die Besonderheit bei dem Korrelationsempfänger besteht darin, dass der Empfän ger 314 von der Pulserzeugung 302 ein Referenzsignal 320 erhält. Die von dem Empfänger 314 empfangenen Empfangs signale 310 werden in dem Empfänger 314 mit dem Referenz signal 320 gemischt. Durch die Korrelation kann auf der Grundlage der zeitlichen Verzögerung vom Aussenden bis zum Empfangen der Radarimpulse beispielsweise auf die Entfernung eines Zielobjektes geschlossen werden.

Grundsätzlich ist es erwünscht, Störsignale, welche bei spielsweise von anderen Sendeantennen herrühren, von an den Zielen reflektierten Signalanteilen zu trennen. Stö rungen werden zum Beispiel durch andere Radar-Sensoren, Sender, Verbraucher am Bordnetz des Kraftfahrzeuges, Han dys oder durch Rauschen erzeugt. Es sind bereits Verfah ren bekannt, die eine zusätzliche Modulation von Signalen nutzen, um Störsignale von an Zielen reflektierten Sig nalanteilen zu trennen. Ebenfalls wurde bereits vorge schlagen, zur Störsignalunterdrückung eine Pseudo-Noise- Codierung (PN-Codierung) zu verwenden. Durch Codierung soll erreicht werden, derartige Störungen zu minimieren, wobei insbesondere das Signal-Rausch-Verhältnis ("sig nal/noise" S/N) im Ausgangssignal der Radareinrichtung erhöht werden soll. Durch eine solche Erhöhung des S/N- Verhältnisses wird es ermöglicht, entweder Ziele mit ge ringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen oder die Puls spitzenleistung bei konstanten S/N zu verringern. Die Vorteile, Ziele mit geringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen bestehen beispielsweise darin, dass von einem Kraftfahrzeug nicht nur ein vorausfahrendes Kraftfahrzeug erkannt wird, sondern mit größerer Wahrscheinlichkeit auch Fußgänger beziehungsweise Radfahrer. Das Verringern der Pulsspitzenleistung hat zur Folge, dass geringere Störungen anderer Systeme zum Beispiel von Richtfunkanla gen bewirkt werden; in diesem Zusammenhang erleichtert die Verringerung der Pulsspitzenleistung die Genehmigung der Sensoren bei den zuständigen Regulierungsbehörden.

Vorteile der Erfindung

Die Erfindung baut gemäß einer ersten Ausführungsform auf der Radareinrichtung des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitu denmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und dass die Modulation des anderen Signals durch eine Pha senmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Auf diese Weise erreicht man eine Verbesserung des S/N- Verhältnisses. Hierdurch können Ziele mit einem deutlich geringeren Rückstrahlquerschnitt erkannt werden, als dies bei Radareinrichtungen des Standes der Technik mit reiner BPSK-("Binary Phase Shift Keying") oder Amplitudenmodu lation möglich war. Ferner ist es möglich bei konstantem S/N-Verhältnis die Pulsspitzenleistung zu verringern.

Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist. Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Er findung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut rea lisierbar ist.

Vorzugsweise erfolgt die Modulation des Sendesignals bei der ersten Ausführungsform durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig er folgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber reiner Pha senmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um ca. 3 dB gegenüber einer Phasenmodulation PSK im Sende zweig.

Ebenfalls kann es bei der ersten Ausführungsform bevor zugt sein, dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Sig nals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation er folgt.

Die erste Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn die Mit tel zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssig nal ein Ausgangssignal an einen Tiefpass ausgeben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integ riert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Ver arbeitung zur Verfügung steht.

Vorzugsweise sind bei der ersten Ausführungsform digitale Mittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen. Derartige digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.

Es kann bei der ersten Ausführungsform aber auch vorteil haft sein, wenn Schaltungsmittel zum Steuern der Verzöge rung vorgesehen sind. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.

Vorzugsweise sind bei der ersten Ausführungsform die Mit tel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge realisiert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unter schiedlichen zeitlichen Verzögerung zur Verfügung ge stellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Ver fügung zu stellen.

Es kann bei der ersten Ausführungsform ferner vorteilhaft sein, wenn der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und wenn zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe vorgesehen sind. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.

Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform, wenn Mittel zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Sig nal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler mini mieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amp litudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbes sert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei nahezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Bevorzugt weist bei der ersten Ausführungsform ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Puls formung und einen Schalter auf, wobei der Schalter se riell zu einem Mittel zur Phasenmodulation angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befindet. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.

Die Erfindung baut gemäß einer zweiten Ausführungsform der Radarvorrichtung des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Mittel zum Austasten von Phasenübergän gen vorgesehen sind. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmo dulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschied lichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei nahezu unveränderter Ortsauflösung, Trenn fähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Die zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Radar einrichtung ist besonders vorteilhaft, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist. Die Verwendung von PN- Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Ver wendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.

Bevorzugt weist bei der zweite Ausführungsform ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Puls formung und einen Schalter auf, wobei der Schalter se riell zu einem Mittel zur Phasenmodulation angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist beliebig. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwischen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befindet. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Pulsformung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.

Vorzugsweise erfolgt bei der zweiten Ausführungsform die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation, und die Modulation des Signals in dem Empfangszweig er folgt durch Phasenmodulation. Durch die Verwendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sendeleistung sinkt um circa 3 dB.

Ebenfalls kann es bei der zweiten Ausführungsform bevor zugt sein, dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modulation des Sig nals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation er folgt.

Die zweite Ausführungsform ist vorteilhaft, wenn die Mit tel zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssig nal ein Ausgangssignal an einen Tiefpass ausgeben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mischers integ riert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Ver arbeitung zur Verfügung steht.

Vorzugsweise sind bei der zweiten Ausführungsform digita le Mittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen. Derar tige digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, so wohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.

Es kann aber bei der zweiten Ausführungsform auch vor teilhaft sein, wenn Schaltungsmittel zum Steuern der Ver zögerung vorgesehen sind. Neben dem Steuern der Verzöge rung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hard ware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.

Vorzugsweise sind die Mittel zum Erzeugen und zum Verzö gern eines n-Bit-PN-Code bei der zweiten Ausführungsform als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge realisiert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der gleiche PN-Code mit einer jeweils unter schiedlichen zeitlichen Verzögerung zur Verfügung ge stellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge beliebige Codeverzögerungen zur Ver fügung zu stellen.

Es kann bei der zweiten Ausführungsform ferner vorteil haft sein, wenn der Empfangszweig in mehrere Kanäle auf geteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes ver wenden, und wenn zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe vorgesehen sind. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung ande rer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.

Die Erfindung baut gemäß der ersten Ausführungsform auf dem Verfahren des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation eines der Signale durch eine Amplitudenmo dulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodu lation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt. Auf diese Weise erreicht man eine Verbesserung des S/N- Verhältnisses. Hierdurch können Ziele mit einem deutlich geringeren Rückstrahlquerschnitt erkannt werden, als dies bei Radareinrichtungen des Standes der Technik mit reiner Amplitudenmodulation möglich war. Ferner ist es möglich bei konstantem S/N-Verhältnis die Pulsspitzenleistung zu verringern.

Vorzugsweise ist bei der ersten Ausführungsform des Ver fahrens der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code). Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Er findung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut rea lisierbar ist.

Bevorzugt erfolgt bei der ersten Ausführungsform des Ver fahrens die Modulation des Sendesignals durch Amplituden modulation, und die Modulation des Signals in dem Emp fangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Ver wendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses ge genüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sende leistung sinkt um circa 3 dB.

Es kann aber auch von Vorteil sein, dass bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sende signals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modu lation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplituden modulation erfolgt.

Vorzugsweise wird bei der ersten Ausführungsform des Ver fahrens das gemischte Signal an einen Tiefpass ausgeben wird. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mi schers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.

Es ist von Vorteil, wenn bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung digital gesteuert wird. Digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.

Es kann aber auch nützlich sein, wenn bei der ersten Aus führungsform des Verfahrens die Verzögerung durch Schal tungsmittel gesteuert wird. Neben dem Steuern der Verzö gerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.

Vorzugsweise wird bei der ersten Ausführungsform des Ver fahrens ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge erzeugt und verzögert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der glei che PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitli chen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge be liebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.

Die Erfindung kann besonders dadurch vorteilhaft sein, dass bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe weiterverar beitet werden. Hierdurch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar-Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wurden.

Besonders vorteilhaft ist bei der ersten Ausführungsform des Verfahrens, wenn Phasenübergänge ausgetastet werden. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Pha senlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimie ren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitu denmodulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleine re Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erfor derlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei na hezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Die ersten Ausführungsform des Verfahrens ist besonders dadurch vorteilhaft, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Pulsformung und einen Schalter aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zum Modulieren angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist belie big. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwi schen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befin det. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Puls formung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.

Die Erfindung baut gemäß einer zweiten Ausführungsform auf dem Verfahren des Standes der Technik dadurch auf, dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt und dass Phasenübergänge ausgetastet werden. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht in stantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Sig nals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal wäh rend der Übergangszeit zwischen den verschiedenen Phasen lagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren. Bei der erfindungsgemäßen Kombination einer Amplitudenmo dulation und einer Phasenmodulation vergrößert sich die Bandbreite des Amplitudenspektrums. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Pulswiederholfrequenz, wobei jedoch eine kleine re Schrittweite für die Verschiebung des PN-Code erfor derlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite bei na hezu unveränderter Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Besonders vorteilhaft ist bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens, wenn der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN- Code) ist. Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalun terdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes be sonders gut realisierbar ist.

Die zweite Ausführungsform des Verfahrens ist besonders dadurch vorteilhaft, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenübergängen ein Mittel zur Pulsformung und einen Schalter aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel zum Modulieren angeordnet ist. Die Reihenfolge der Mittel zur Phasenmodulation und dem Schalter ist belie big. Es ist ebenfalls denkbar, dass sich die Austastung zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer oder zwi schen dem Mischer und dem nachfolgenden Tiefpass befin det. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen der Empfangsantenne und dem Mischer befinden. Durch die Puls formung wird ein geeignetes zeitliches Fenster für die Austastung erzeugt.

Bevorzugt erfolgt bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sendesignals durch Amplitu denmodulation, und die Modulation des Signals in dem Emp fangszweig erfolgt durch Phasenmodulation. Durch die Ver wendung einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig kommt es zu einer Verbesserung des S/N-Verhältnisses ge genüber reiner Phasenmodulation PSK. Die mittlere Sende leistung sinkt um circa 3 dB.

Es kann aber auch von Vorteil sein, dass bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Modulation des Sende signals durch Phasenmodulation erfolgt und dass die Modu lation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplituden modulation erfolgt.

Vorzugsweise wird bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens das gemischte Signal an einen Tiefpass ausge ben. Mit dem Tiefpass wird das Ausgangssignal des Mi schers integriert, so dass ein geeignetes Signal für die weitere Verarbeitung zur Verfügung steht.

Es ist von Vorteil, wenn bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung digital gesteuert wird.

Digitale Mittel, beispielsweise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalprozessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfrequenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die erforderliche Korrelation erfahren.

Es kann aber auch nützlich sein, wenn bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens die Verzögerung durch Schaltungsmittel gesteuert wird. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch mög lich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzuset zen.

Vorzugsweise wird bei der zweiten Ausführungsform des Verfahrens ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge erzeugt und verzögert. Ein n-Bit-Schieberegister stellt mehrere Ausgänge zur Verfügung, wobei an jedem Ausgang der glei che PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitli chen Verzögerung zur Verfügung gestellt wird. Somit ist es in einfacher Weise möglich, durch eine entsprechende kombinatorische Verknüpfung der gewichteten Ausgänge be liebige Codeverzögerungen zur Verfügung zu stellen.

Die zweite Ausführungsform des Verfahrens kann besonders dadurch vorteilhaft sein, dass der Empfangszweig in meh rere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwenden, und dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe weiterverarbeitet werden. Hier durch lässt sich die Radareinrichtung für die Auswertung anderer Signale erweitern, welche von anderen Radar- Sensoren gesendet und mit anderen PN-Codes moduliert wur den.

Der Erfindung liegt die überraschende Erkenntnis zugrun de, dass durch eine Kombination der Amplitudenmodulation ASK und der Phasenmodulation PSK eine Verbesserung des S/N-Verhältnisses sowie der Qualität der Zielerfassung erreicht werden kann. Mit Hilfe einer Austastung der Pha senübergänge lassen sich Fehler aufgrund nicht instanta ner Umschaltung der Phasenübergänge minimieren. Durch den Einsatz einer diskreten Codeverschiebung wird eine linea re Abtastung des Messraums gestattet. Die Genauigkeit dieser Abtastung hängt hauptsächlich von der Genauigkeit der Pulswiederholfrequenz ab, welche sehr genau einstell bar ist. Die digitalen Schaltungen zur Codeerzeugung und zur Codeverschiebung sowie die Schalter und Mischer sind gut integrierbar, beispielsweise in einem "monolithic microwave integrated circuit" (MMIC).

Zeichnungen

Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen bei spielhaft erläutert.

Dabei zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Radareinrichtung des Standes der Technik;

Fig. 2 Ausschnitte aus PN-Codes;

Fig. 3 eine Autokorrelationsfunktion eines PN-Codes über verschiedene Wertebereiche;

Fig. 4 Ausschnitte eines PN-Codes und von mit dem PN- Code modulierten Signalen;

Fig. 5 Autokorrelationsfunktionen von auf verschiedene Weise modulierten Signalen;

Fig. 6 eine schematische Darstellung einer Ausfüh rungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrich tung;

Fig. 7 eine schematische Darstellung einer PSK- Schaltung mit Austastung von Phasenübergängen;

Fig. 8 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radar einrichtung;

Fig. 9 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radar einrichtung;

Fig. 10 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zum Erzeugen und zum Verschieben eines PN-Code;

Fig. 11 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radar einrichtung;

Fig. 12 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Auswertung von Sendesignalen mehrerer Ra dar-Sensoren;

Fig. 13 eine schematische Darstellung einer weiteren Schaltung zur Auswertung von Sendesignalen meh rerer Radar-Sensoren;

Fig. 14 eine schematische Darstellung zur Erzeugung ab geleiteter PN-Codes; und

Fig. 15 Belegungen von Sensoren in einem Kraftfahrzeug mit verschiedenen Codes.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 2 zeigt Ausschnitte von PN-Codes. In dem oberen Teil von Fig. 2 ist ein PN-Code in Abhängigkeit des Pa rameters v dargestellt. Der untere Teil von Fig. 2 zeigt denselben PN-Code mit einer Verschiebung um v = 2. Derar tige PN-Codes und deren Verschiebung werden im Rahmen der vorliegenden Erfindung zur Verbesserung des S/N- Verhältnisses und des Verhältnisses von Nutzsignal zu Doppler-Lecksignal verwendet. Grundsätzlich erreicht man eine solche Verbesserung durch die Erhöhung der Pulswie derholfrequenz f_PW. Allerdings ist die maximale Pulswie derholfrequenz durch die Reichweite des Radars begrenzt:

mit f_PW,max: maximale Pulswiederholfrequenz
c: Lichtgeschwindigkeit
R_max: Reichweite des Radars.

Ziele mit Entfernungen, die jenseits von R_max liegen, wer den nicht erkannt. Wird die Pulswiederholfrequenz erhöht, so ist die Messung für Zielentfernungen zwischen C/(2 f_PW) und R_max nicht mehr eindeutig. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung gelingt es jedoch, das S/N-Verhältnis durch ei ne Erhöhung der Pulswiederholfrequenz zu erreichen, da durch den Einsatz einer PN-Codierung die Pulswiederhol frequenz erhöht werden kann, ohne die Eindeutigkeit der Entfernungsmessung zu gefährden. Der Grund für die Ver besserung des S/N-Verhältnisses durch Erhöhung der Puls wiederholfrequenz liegt darin, dass bei unveränderter Ü bertragungsfunktion des verwendeten Tiefpasses im Emp fangssignal über eine größere Anzahl von Pulsen integ riert wird. Erhöht man die Pulswiederholfrequenz bei spielsweise um einen Faktor m, so ergibt sich bei kohä renter Integration ein um m erhöhtes S/N-Verhältnis. Be trägt das S/N-Verhältnis demnach vor der Erhöhung der Pulswiederholfrequenz (S/N)_n, so beträgt es nach der Er höhung der Pulswiederholfrequenz m(S/N)_n. Ist jedoch das ursprüngliche S/N-Verhältnis bei der Integration von n Pulsen (S/N)_n ausreichend, so kann auch die Pulsspitzen leistung P_t unter Beibehaltung des S/N-Verhältnisses bei erhöhter Pulswiederholfrequenz f_PW erniedrigt werden, wo bei P_t proportional zum Kehrwert der Pulswiederholfre quenz ist. Im oberen Teil von Fig. 2 ist ein Ausschnitt eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Codes darge stellt. Besitzt der verwendete Code eine geeignete Auto korrelationsfunktion (AKF), so kann hierdurch der Eindeutigkeitsbereich für die Entfernungsmessung durch die Co dierung des Signals vergrößert werden.

In Fig. 3 sind die Zusammenhänge bezüglich der Autokor relationsfunktionen näher erläutert. Im oberen Teil von Fig. 3 ist die Autokorrelationsfunktion eines 8-Bit-PN- Codes über den Wertebereich von v = 1 bis v = 255 darge stellt. Grundsätzlich stellt die Autokorrelationsfunktion des PN-Codes das Ergebnis nach einer Multiplikation des PN-Codes mit sich selbst und nachfolgender Summation in Abhängigkeit von der Verschiebung des Code um v Takte dar. Im unteren Teil von Fig. 3 ist ein Ausschnitt der Autokorrelationsfunktion eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Code über Verschiebungen von 0 bis 6 Takten dar gestellt. Wird nun zwischen dem Empfangs- und dem Refe renzsignal eine relative Verschiebung von 0 Sekunden ein gestellt, so erhält man für einen 8-Bit-PN-Code den maxi malen Wert der Autokorrelationsfunktion, welcher 2⁸ - 1 = 255 beträgt. Erhöht man den Wert der Verschiebung, so verringert sich der Wert der Autokorrelationsfunktion. Ab einer Verschiebung von v ≧ 1 erhält man in dem in Fig. 3 dargestellten Beispiel einen Wert von -1. Dieses deutlich ausgeprägte Maximum der Autokorrelationsfunktion eines ausgewählten PN-Codes bei v = 0 ermöglicht eine genaue Messung der zeitlichen Verzögerung des empfangenen Sig nals und damit eine eindeutige Bestimmung der Zielentfer nung.

Bei einer Schrittweite der Verschiebung von Δv ≦ 0,5 er hält man eine ausreichende Auflösung der Autokorrelati onsfunktion für eine Interpolation des Maximums. Aufgrund der Periodizität der Autokorrelationsfunktion erstreckt sich der Eindeutigkeitsbereich dieses Codes von v = 0 bis v_max = N - 1. Abhängig von der Taktfrequenz, mit der die einzelnen Chips auf das Radarsignal moduliert werden, kann man dem "Peak" der Autokorrelationsfunktion eine räumliche Ausdehnung zuordnen. Für einen Code mit einer Rahmenlänge (Periode) von N Chips und einer Chip- Taktfrequenz oder Pulswiederholfrequenz f_PW ergibt sich ein räumlicher Eindeutigkeitsbereich, welcher von 0 bis R_ein reicht, wobei

An den Eindeutigkeitsbereich ist die Bedingung

R_ein ≧ R_max

zu stellen. Ansonsten läge für die Zielentfernungen, wel che zwischen R_ein und R_max liegen, ein mehrdeutiger Mess wert von

= r - nR_ein

mit n = 0, 1, . . . und ≧ 0
vor.

Für die Überwachung des für den Radar-Sensor instrumen tierten Bereichs von 0 bis R_inst wäre dann eine maximale Codeverschiebung von

Takten notwendig.

In Fig. 4 sind prinzipielle Modulationsarten einer Trä gerfrequenz dargestellt. Das Sendesignal des Radar- Sensors entsteht durch Modulation der mit einem Lokalos zillator (LO) erzeugten Trägerfrequenz f₀ mit dem ent sprechenden PN-Code. Grundsätzlich stehen verschiedene Modulationsarten zur Verfügung, zum Beispiel PSK, QPSK, ASK, FSK und MSK. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Modulationsarten ASK und PSK sowie auf eine PSK- Modulation mit Austastung von Phasenübergängen. Im oberen Teil von Fig. 4 ist ein Ausschnitt eines 8-Bit-PN-Code dargestellt. Der mittlere Teil zeigt ein mit dem PN-Code amplitudenmoduliertes Signal ASK. Der untere Teil zeigt ein mit dem PN-Code phasenmoduliertes Signal PSK_A, wobei die Phasenübergänge ausgetastet sind.

Im realen Aufbau des Sensors entstehen Übergangszeiten zwischen dem Ein- bzw. Aus-Zustand des Signals bei ASK- und PSK-Modulation. Diese sind bei der Modellierung des in Fig. 4 dargestellten Beispiels mit einer Dauer von zum Beispiel 100 ps für den Übergang zwischen 0° und 180° berücksichtigt worden. Die Trägerfrequenz muss bei PSK ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz be ziehungsweise der Chip-Taktfrequenz sein. Um eine optima le Störsignalunterdrückung zu erreichen, ist es notwen dig, dass man nach einer Integration der Autokorrelati onsfunktion über einen oder mehrere Rahmen bei v = 0 ei nen möglichst großen Wert erhält. Bei Codeverschiebungen zwischen v = 1 bis zur maximal genutzten Codeverschiebung v_inst sollen möglichst geringe Werte auftreten. Zweckmäßig ist in diesem Zusammenhang eine PSK-Modulation der Trä gerfrequenz f₀. Die Phasenlage von f₀ wird bei einer PSK- Modulation zwischen 0° und 180° umgetastet.

Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Si gnals Fehler. Hierdurch wird das Verhältnis δ zwischen der Amplitude bei v = 0 und der maximalen Amplitude bei v < 1 verringert. Wird das PSK-modulierte Signal während der Übergangszeit zwischen verschiedenen Phasenlagen aus getastet, wie es in Fig. 4 unten dargestellt ist, so kann man diesen Fehler minimieren.

In Fig. 5 sind Beispiele von Autokorrelationsfunktionen für verschiedene Szenarien dargestellt. Der obere Teil von Fig. 5 zeigt die Autokorrelationsfunktion des ASK- modulierten Signals. Der mittlere Teil zeigt eine Auto korrelationsfunktion des phasenmodulierten Signals PSK, wobei die Phasenübergänge nicht ausgetastet sind. Der un tere Teil zeigt eine Phasenmodulation des Signals PSK_A mit Austastung der Phasenübergänge. Bei einer ASK- Modulation ergibt sich für das in Fig. 5 dargestellte Beispiel δ ≈ 2. Bei einer PSK-Modulation ohne Austastung der Phasenübergänge ergibt sich δ ≈ 10 und bei einer PSK_A-Modulation mit Austastung der Phasenübergänge ergibt sich δ ≈ 255. Somit wird durch die Austastung eine we sentlich bessere Detektion des Maximums beziehungsweise eine effektivere Störsignalunterdrückung erreicht.

Durch die Kombination von ASK und PSK, wobei ASK im Sen dezweig und PSK im Empfangszweig verwendet wird oder um gekehrt, geht δ theoretisch gegen unendlich. Dies bedeu tet, dass die Autokorrelationsfunktion für v < 1 Null ist. Bei einer Amplitudenmodulation ASK im Sendezweig und bei einer Phasenmodulation PSK im Empfangszweig sinkt die mittlere Sendeleistung um circa 3 dB. Durch die Austas tung der Phasenübergänge verringert sich die Breite des Maximums der Autokorrelationsfunktion, beziehungsweise die Bandbreite des Amplitudenspektrums wird vergrößert. Dies verbessert die Trennfähigkeit zwischen unterschied lichen Zielen bei gleicher Taktfrequenz f_PW, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Codeverschiebung Δv erforderlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite τ bei ungefähr gleichbleibender Ortsauflösung, Trennfähig keit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausfüh rungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung. Die schematische Darstellung ist stark vereinfacht. Insbeson dere ist nur der Inphase(I)-Kanal dargestellt, und der Quadratur(Q)-Kanal wurde fortgelassen, wobei dieser je doch prinzipiell identisch aufgebaut sein kann. Die Ra dareinrichtung umfasst einen Taktgeber 10 zum Erzeugen einer Pulswiederholfrequenz PRF. Die Pulswiederholfre quenz wird einem PN-Generator 12 zugeführt. Weiterhin ist ein Lokaloszillator 14 (LO) vorgesehen, welcher eine Trä gerfrequenz f₀ von beispielsweise 24 GHz erzeugt. Die Trägerfrequenz wird von dem Lokaloszillator 14 einem 3 dB-Leistungsteiler 16 zugeführt. Der Leistungsteiler ver sorgt über einen ersten Phasenmodulator 18 einen Sende zweig. Der Phasenmodulator 18 ist hier schematisch als Schalter dargestellt. Beispielsweise kann er als Mischer realisiert sein. Ferner versorgt der Leistungsteiler 16 über einen zweiten Phasenmodulator 20, welcher ebenfalls als Mischer realisiert sein kann, einen Empfangszweig. Die Ausgänge der Phasenmodulatoren 18, 20 sind jeweils mit Schaltern 22, 24 zum Austasten der Phasenübergänge verbunden. Der Ausgang des Schalters 22 im Sendezweig liefert das Sendesignal. Der Ausgang des Schalters 24 im Empfangszweig ist mit einem Mischer 26 verbunden. Diesem Mischer 26 wird neben dem Ausgangssignal des Schalters 24 das Empfangssignal eingegeben. Der Ausgang des Mischers 26 ist mit einem Tiefpass 28 verbunden, welcher das Inphase(I)-Signal als Ausgangssignal liefert. Ferner ist ein Microcontroller beziehungsweise ein digitaler Signal prozessor 30 vorgesehen, welcher eine Verzögerung 32 steuert. Diese Verzögerung dient der Verzögerung sowohl der Pulswiederholfrequenz als auch des PN-Code im Emp fangszweig. Während im Sendezweig die Pulswiederholfre quenz direkt auf eine Pulsformung 34 gegeben wird, deren Ausgangssignal den Schalter zum Austasten 22 der Phasen übergänge im Sendezweig schaltet, wird die Pulswiederhol frequenz im Empfangszweig über die Verzögerung 32 auf ei ne Pulsformung 36 gegeben, welche den Schalter 24 zum Austasten der Phasenübergänge im Empfangszweig schaltet. Ferner dient der PN-Code direkt zur Phasenmodulation im Sendezweig, indem er den Schalter 18 zur Phasenmodulation schaltet. Im Empfangszweig wird der PN-Code verzögert auf den Schalter 20 zur Phasenmodulation geführt. Der Emp fangszweig endet in einer Empfangsantenne 38; der Sende zweig endet in einer Sendeantenne 48.

Die Radareinrichtung gemäß Fig. 6 arbeitet wie folgt. Der Lokaloszillator 14 erzeugt eine Trägerfrequenz, wel che über den Leistungsteiler 16 dem Sendezweig zugeführt wird. Ein Teil der Leistung der Trägerfrequenz wird dem Empfangszweig als Referenzsignal zugeführt. In dem Sende zweig wird die Trägerfrequenz durch den Phasenmodulator 18 phasenmoduliert. Die Phasenmodulation erfolgt durch den PN-Code, welcher von dem PN-Generator 12 erzeugt wird. Das phasenmodulierte Signal wird von dem Phasenmo dulator 18 auf einen Schalter 22 zum Austasten der Pha senübergänge geführt. Dieser Schalter wird von einem Aus gangssignal der Pulsformung 34 betätigt, welcher ein Zeitfenster für die Austastung in Abhängigkeit der Puls wiederholfrequenz 10 erzeugt. Die Pulswiederholfrequenz 10 ist somit für die unverzögerte Festlegung eines Zeit fensters für die Pulsformung 34 als auch für die unverzö gerte Bereitstellung des PN-Codes für die Phasenmodulati on 18 verantwortlich. Im Empfangszweig wird das Ausgangs signal des Leistungsteilers 16 ebenfalls in dem Phasenmo dulator 20 phasenmoduliert. Das Ausgangssignal des Pha senmodulators 20 wird dem Schalter 24 zum Austasten zuge führt, wobei der Schalter 24 von einem Ausgangssignal der Pulsformung 36 betätigt wird. Diese Pulsformung 36 wird von der Pulswiederholfrequenz verzögert gesteuert. Eben falls wird der Phasenmodulator 20 von einem verzögerten PN-Code geschaltet.

Grundsätzlich ist die Reihenfolge der Phasenumschalter 18, 20 und der jeweiligen Schalter zum Austasten 22, 24 beliebig. Die Austastung kann sich auch zwischen Emp fangsantenne 38 und Mischer 26 oder zwischen Mischer Mi scher 26 und Tiefpass 28 befinden. Die Phasenmodulation kann sich auch zwischen Empfangsantenne 38 und Mischer 26 befinden.

Die Verhältnisse im Hinblick auf die Codeverschiebung im Empfangszweig werden anhand von Fig. 7 näher erläutert. Im Sendezweig (TX) erfolgt die Pulsformung mit der Puls wiederholfrequenz zum Zeitpunkt t PRF(t). Die Umschaltung der Phasenlage erfolgt im Sendezweig mit dem unverschobe nen PN-Code PN(n). Im Empfangszweig (RX) erfolgt die Pulsformung mit verzögerter Pulswiederholfrequenz PRF(t - T_PW(vmod0,5)). Die Umschaltung der Phasenlage erfolgt im Empfangszweig mit einem verzögerten PN-Code PN(n - int(2v)/2). Die Codeverschiebung v im Empfangszweig (RX) wird bei dieser Schaltung in einen halbzahligen Anteil (int(2v)/2 = 0; 0,5; 1; 1,5; . . .) und den Rest (v mod(0,5)) bei modulo-Division von v mit ½ aufgeteilt.

Eine vereinfachte Anordnung ist für eine Chip- Taktfrequenz f_PW möglich, welche größer oder gleich dem Kehrwert der Pulsbreite τ ist (f_PW ≧ f_PW,o ≈ 1/τ). Eine solche Anordnung ist in Fig. 8 dargestellt. Komponenten, welche denjenigen in Fig. 6 entsprechen, sind in den an deren Figuren mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Austastung für den Empfangszweig muss nur noch zwi schen v = 0 und v = ½ umgeschaltet werden, was einer In vertierung 40 entspricht.

Eine weitere Vereinfachung ist in Fig. 9 dargestellt. Diese Anordnung zeigt eine Radareinrichtung entsprechend Fig. 6, wobei jedoch der Sonderfall f_PW ≦ f_PW,u gezeigt ist, wobei

Hier entfällt auch die halbzahlige Verschiebung des PN- Code. Verwendet man einen anderen Code, dessen Autokorre lationsfunktion einen "Peak" mit größerer Breite auf weist, so erhöhen sich f_PW,o, f_PW,u und Δv_max entsprechend.

Eine mögliche Ausführung der Schaltung zur Erzeugung der gewünschten PN-Folge und der jeweils dazu verschobenen PN-Folge ist in Fig. 10 schematisch dargestellt. Der PN- Coder wird mit Hilfe eines n-Bit-Schieberegisters, dessen Ausgänge Q_i über geeignete EXOR-Verknüpfungen mit den Eingängen D_i verbunden sind, realisiert und stellt einen n-Bit-Zähler mit spezieller Zählfolge dar.

An jedem Ausgang Q_i erhält man den gleichen PN-Code mit einer jeweils unterschiedlichen zeitlichen Verzögerung. Eine ganzzahlige Codeverschiebung bewirkt man durch die Belegung der Gewichte (g₁, g₂. . ., g_n) mit "0" bzw. "1". Mit g₀ = 1 erreicht man eine zusätzliche Verschiebung um Δv = ½ durch Invertierung des Ausgabetaktes. Die eigent liche Codeverschiebung wird durch die EXOR-Verknüpfungen 52 zwischen den Ausgängen Q_i durchgeführt. Diese kann man als Paritätsprüfer (ungerade Parität "1"; gerade Parität "0") beschreiben. Die Belegung der Gewichte g_i wird ent weder mit Hilfe des digitalen Signalprozessors bezie hungsweise des Microcontrollers 30 berechnet oder durch ein weiteres passendes PN-Schieberegister erzeugt.

Da es für eine möglichst hohe Störsignalunterdrückung notwendig ist, die Umschaltung der Codeverschiebung jeweils bei der gleichen Belegung von Q_i vorzunehmen, wird der Zählerstand des PN-Coders decodiert 60. Bei jedem Rahmendurchlauf wird ein Übernahmeimpuls (Takteingang am Latch 50) für die vom digitalen Signalprozessor einge stellte Codeverschiebung v erzeugt. Die Gewichte g_i wer den so nach jedem Rahmendurchlauf des PN-Codes aktuali siert.

Fig. 11 zeigt eine weitere schematische Darstellung ei ner Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrich tung, wobei hier eine Amplitudenmodulation ASK 18a mit einer Phasenmodulation PSK 20 kombiniert wird. Wiederum ist der Sonderfall f_PW ≧ f_PW,o dargestellt, das heißt eine Invertierung 40 ist für die Austastung der Phasenübergän ge ausreichend. Die vorliegende Kombination von ASK und PSK ist auch für die Ausführungen entsprechend den Fig. 6 und 9 möglich. Verwendet man PSK im Sendezweig und ASK im Empfangszweig, so erhöht sich die mittlere Sende leistung um ca. 3 dB bei gleichem S/N-Verhältnis.

Das verwendete Verfahren (reine PSK oder eine Kombination aus PSK und ASK) lässt sich für die Auswertung der von anderen Radar-Sensoren gesendeten und mit jeweils einem anderen Code PN_i modulierten Signale erweitern.

In Fig. 12 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem eine Auswertung der Sendesignale mehrerer Radar-Sensoren mit PSK im Empfangszweig erfolgt. Es wird mit zwei Mischern 42, 44 gearbeitet, wobei jeder der Mischer für die Mi schung des Empfangssignals mit einer der beteiligten Pha sen verantwortlich ist. Die Ausgänge der Mischer 42, 44 werden jeweils den Phasenmodulatoren 20 ₀, 20 ₁, 20 ₂ zugeführt, wo eine Umschaltung der Phasenlage erfolgt. Die Pulsformung 36 findet in diesem Fall vor den Mischern 42, 44 statt. Die Ausgangssignale der Schalter 20 ₀, 20 ₁, 20 ₂ zum Umschalten der Phasenlage werden den nicht darge stellten Tiefpässen TP₀, TP₁, TP₂ zugeführt. Indem die Si gnale der Nachbarsensoren mit unterschiedlichen PN-Codes PN₁ beziehungsweise PN₂ codiert werden, wird eine Störung der verschiedenen Kanäle untereinander vermieden.

In Fig. 12 sind nur drei Kanäle dargestellt, wobei al lerdings die Anordnung auf eine größere Anzahl von Kanä len erweiterbar ist. Ebenfalls ist nur die Erzeugung der I-Signale dargestellt, wobei die Q-Signale analog mit ei nem um 90° phasenverschobenen f₀ erhalten werden.

In Fig. 13 ist, vergleichbar mit Fig. 12, ein Block schaltbild für die Realisierung der Auswertung der Sende signale mehrerer Radar-Sensoren dargestellt, wobei aller dings ASK im Empfangszweig verwendet wird. Der Mischer 46 mischt die Trägerfrequenz f₀ mit dem Empfangssignal und gibt das gemischte Signal zur Amplitudenmodulation an die Schalter 20a₀, 20a₁ und 20a₂aus. Dort wird eine Amplitu denmodulation durch die unterschiedlichen PN-Codes PN, PN₁ und PN₂ durchgeführt. Da es sich um den Empfangszweig handelt, wird ein verzögerter PN-Code verwendet. Die Aus gangssignale der Schalter 20a₀, 20a₁ und 20a₂ werden auf nicht dargestellte Tiefpässe TP₀, TP₁ und TP₂ geführt. Wiederum ist nur die Erzeugung der I-Signale dargestellt, wobei die Q-Signale analog mit einem um 90° phasenver schobenen f₀ erhalten werden. Auch lässt sich diese Schaltung wiederum auf eine größere Anzahl von Kanälen erweitern.

In Fig. 14 ist ein Schaltungsprinzip für die Erzeugung von abgeleiteten Codes mit einer idealen Kreuzkorrelati onsfunktion (KKF) und den jeweils um v ganze Takte verzö gerten Codes dargestellt, wobei ein Zähler 54 und ein Subtrahierer vorgesehen 56 sind.

Eine ideale Entkopplung (AKF = 0) für eine geringere An zahl von Radar-Sensoren erhält man durch zyklische Inver tierung der einzelnen Chips (Fig. 14) beziehungsweise von Chipgruppen aus einem Ausgangscode PN(n). Für die Ab leitung des 1. Codes PN₁(n) gilt:

PN₁(n) = (-1)ⁿPN(n); n = 0, 1, . . ., 2N - 1.

Allgemein gilt für alle aus PN(n) abgeleiteten Codes PN_i(n):

Diese Codes sind insbesondere für den Einsatz von mehre ren Radar-Sensoren an einem KFZ geeignet. Sie bewirken eine verringerte Störung der Sensoren untereinander. Bei jeder Ableitung i verdoppelt sich die Rahmenlänge des neuen Codes und beträgt dann 2ⁱN. Da die einzelnen Chips über mindestens eine Rahmenlänge integriert werden müs sen, sollte die obere Grenzfrequenz des zur Integration verwendeten Tiefpasses dann jeweils um den Faktor 2ⁱ er niedrigt werden. Fig. 14 zeigt den Teil der Schaltung zur Erzeugung der abgeleiteten Codes.

Fig. 15 zeigt eine beispielhafte Belegung von Sensoren 58 in einem Kraftfahrzeug bei drei (oben) und vier (unten) verschiedenen Codes. Wählt man Codepaare mit geeig neter Kreuzkorrelationsfunktion (KKF ist möglichst klein) aus, dann ist es möglich, verschiedene Radar-Sensoren (z. B. von unterschiedlichen KFZ) voneinander zu entkop peln. Man erreicht eine geringere Störanfälligkeit zwi schen verschiedenen PN-codierten Radar-Sensoren 58.

Neben den PN-Codes sind noch andere binäre Codes z. B. Gold Codes, Quadratic-Residue Sequences, Pseudo-Random Sequences und Complementary Sequences oder auch ternäre Codes usw. mit ähnlichen Eigenschaften bekannt.

Die vorhergehende Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung dient nur zu illustrati ven Zwecken und nicht zum Zwecke der Beschränkung der Er findung. Im Rahmen der Erfindung sind verschiedene Ände rungen und Modifikationen möglich, ohne den Umfang der Erfindung sowie ihre Äquivalente zu verlassen.

Claims

1. Radareinrichtung mit
Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code,
Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in ei nem Sendezweig mit dem Code,
Mitteln (32) zum Verzögern des Code,
Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und
Mitteln (26, 42, 44, 46) zum Mischen eines Referenz signals mit einem Empfangssignal, dadurch gekenn zeichnet,
dass die Modulation eines der Signale durch eine Amp litudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") er folgt und
dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.

2. Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, dass der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist.

3. Radareinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.

4. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.

5. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (26) zum Mi schen des Referenzsignals mit dem Empfangssignal ein Aus gangssignal an einen Tiefpass (28) ausgeben.

6. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass digitale Mittel (30) zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

7. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

8. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge (Fig. 10) realisiert sind.

9. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet,
dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwen den, und
dass zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe (TP_o, TP₁, TP₂) vorgesehen sind.

10. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (22, 24, 34, 36) zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind.

11. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austas ten von Phasenübergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsfor mung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter (22, 24) seriell zu einem Mittel (18, 20) zu ei nem Mittel zum Modulieren angeordnet ist.

12. Radareinrichtung mit
Mitteln (12) zum Erzeugen eines Code,
Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in ei nem Sendezweig mit dem Code,
Mitteln (32) zum Verzögern des Code,
Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und
Mitteln (26, 42, 44, 46) zum Mischen eines Referenz signals mit einem Empfangssignal, dadurch gekenn zeichnet,
dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Key ing") erfolgt und
dass Mittel (22, 24, 34, 36) zum Austasten von Pha senübergängen vorgesehen sind.

13. Radareinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, dass der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist.

14. Radareinrichtung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasen übergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter (22, 24) seriell zu einem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeord net ist.

15. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitu denmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.

16. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.

17. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (26) zum Mischen des Referenzsignals mit dem Empfangssignal ein Ausgangs signal an einen Tiefpass (28) ausgeben.

18. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass digitale Mittel (30) zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

19. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

20. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Erzeugen und zum Verzögern eines n-Bit-PN-Code als n-Bit-Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgänge (Fig. 10) realisiert sind.

21. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 20, dadurch gekennzeichnet,
dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwen den, und
dass zum Weiterverarbeiten der modulierten Signale mehrere Tiefpässe (TP_o, TP₁, TP₂) vorgesehen sind.

22. Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten

- Erzeugen eines Code,
- Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code,
- Verzögern des Code,
- Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und,
- Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssig nal, dadurch gekennzeichnet,
- dass die Modulation eines der Signale durch eine Amp litudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") er folgt und
- dass die Modulation des anderen Signals durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.

23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist.

24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekenn zeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitu denmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 24, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.

26. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass das gemischte Signal an einen Tief pass (28) ausgeben wird.

27. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung digital gesteuert wird.

28. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung durch Schaltungsmit tel gesteuert wird.

29. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit- Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgän ge (Fig. 10) erzeugt und verzögert wird.

30. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 29, dadurch gekennzeichnet,
dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwen den, und
dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe (TP_o, TP₁, TP₂) weiterverarbeitet werden.

31. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenübergänge ausgetastet werden.

32. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasen übergängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter seriell zu einem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeordnet ist.

33. Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten

- Erzeugen eines PN-Code,
- Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem Code,
- Verzögern des Code,
- Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten Code und
- Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssig nal, dadurch gekennzeichnet,
- dass die Modulation von mindestens einem der Signale durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Key ing") erfolgt und
- dass Phasenübergänge ausgetastet werden.

34. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass der Code ein Pseudo-Noise-Code (PN-Code) ist.

35. Verfahren nach Anspruch 33 oder 34, dadurch gekenn zeichnet, dass ein Mittel zum Austasten von Phasenüber gängen ein Mittel (34, 36) zur Pulsformung und einen Schalter (22, 24) aufweist, wobei der Schalter (22, 24) seriell zu einem Mittel (18, 20) zum Modulieren angeord net ist.

36. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 35, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Amplitudenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation erfolgt.

37. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 36, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals durch Phasenmodulation erfolgt und
dass die Modulation des Signals in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation erfolgt.

38. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 37, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Mischen des Referenz signals mit dem Empfangssignal ein Ausgangssignal an ei nen Tiefpass (28) ausgeben.

39. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 38, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung digital gesteuert wird.

40. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 39, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung durch Schaltungsmit tel gesteuert wird.

41. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 40, dadurch gekennzeichnet, dass ein n-Bit-PN-Code durch einen n-Bit- Zähler mit kombinatorischer Verknüpfung der Zählerausgän ge (Fig. 10) erzeugt und verzögert wird.

42. Verfahren nach einem der Ansprüche 33 bis 41, dadurch gekennzeichnet,
dass der Empfangszweig in mehrere Kanäle aufgeteilt ist, welche zum Modulieren mehrere PN-Codes verwen den, und
dass die modulierten Signale durch mehrere Tiefpässe (TP_o, TP₁, TP₂) weiterverarbeitet werden.