DE10137176A1

DE10137176A1 - Schaltnetzteil mit Dämpfungsnetzwerk

Info

Publication number: DE10137176A1
Application number: DE10137176A
Authority: DE
Inventors: Achim Elgert; Michel Thibault; Jean Paul Louvel
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 2001-07-31
Filing date: 2001-07-31
Publication date: 2003-02-13
Also published as: US20040184290A1; KR20040021656A; CN1535496A; DE60207724T2; JP2004537250A; US7019994B2; ES2249609T3; MXPA04000911A; EP1413039B1; DE60207724D1; CN100350730C; WO2003012965A1; EP1413039A1

Abstract

Das Schaltnetzteil enthält einen Transformator (TR), einen Schalttransistor (T1) in Reihe zur Primärwicklung (WP) des Transformators (TR) und ein sekundärseitiges Dämpfungsnetzwerk (DN), das eine Verbindung zu einer weiteren Sekundärwicklung (W2) aufweist, über die Energie dieses Dämpfungsnetzwerks beispielsweise auf einen an dieser Sekundärwicklung angekoppelten Ladekondensator (C3) übertragen wird. Die Verbindung wird vorteilhafterweise über ein gleichrichtendes Element, zum Beispiel eine Diode (D3), bewirkt, das nach der gleichrichtenden Diode (D5) der zweiten Sekundärwicklung (W2) angekoppelt ist. DOLLAR A In einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Diode (D2) der Reihenschaltung, die parallel zur Gleichrichterdiode (D1) der ersten Sekundärwicklung (W1) liegt, nicht an dem Ladekondensator (C1) der ersten Sekundärwicklung (W1), sondern ebenfalls an dem Ladekondensator (C3) der zweiten Sekundärwicklung (W2) angekoppelt.

Description

Die Erfindung geht aus von einem Schaltnetzteil mit einem Transformator und mit einem Schalttransistor, der in Reihe zur Primärwicklung des Transformators liegt.
Schaltnetzteile dieser Art werden beispielsweise in Fernsehgeräten, Videorecordern oder Computer-Monitoren eingesetzt und arbeiten in einem Leistungsbereich von ca. 50 bis 150 Watt vorzugsweise als Sperrwandler.
Im Sperrwandlermodus wird während der Leitendphase des Schalttransistors Energie im Transformator gespeichert, die anschließend in der Sperrphase des Schalttransistors auf die Sekundärseite übertragen wird. Beim Abschalten des Schalttransistors entstehen hierbei jedoch störende Spannungsspitzen, die zu einer starken Spannungsbelastung des Schalttransistors führen, sowie Störstrahlungen verursachen. Es ist daher bekannt, parallel zur Primärwicklung ein Dämpfungsnetzwerk, auch als Snubber- Netzwerk bekannt, vorzusehen, das dazu dient, die Spannungsspitzen am Stromeingang des Schalttransistors beim Abschalten des Schalttransistors zu begrenzen. Dieses Netzwerk weist üblicherweise einen Kondensator parallel zur Primärwicklung auf, der beim Sperren des Schalttransistors aufgeladen wird, und dessen Energie anschließend auf einen eingangsseitigen Speicherkondensator abgegeben wird oder in einem Widerstand verbraucht und in Wärme umgewandelt wird. Ein Dämpfungsnetzwerk dieser Art ist beispielsweise aus der DE-A-40 29 221 bekannt.
Aus der EP-A-0 695 023 ist ein Schaltnetzteil bekannt, das außer einem Dämpfungsnetzwerk parallel zur Primärwicklung auch ein zweites Dämpfungsnetzwerk parallel zu einer sekundärseitigen Wicklung des Transformators aufweist. Hier liegt parallel zu einer gleichrichtenden Diode, die über einen Ladekondensator eine gewünschte Ausgangsspannung erzeugt, eine Reihenschaltung eines Kondensators und einer zweiten Diode, deren Mittelpunkt der Reihenschaltung über eine Diode und eine Induktivität mit einem Referenzpotential verbunden ist. Über diesen Kondensator wird hierbei ebenfalls beim Abschalten des Schalttransistors im. Sinne einer Energierückgewinnung Energie in den Ladekondensator übertragen.
Anhand der Fig. 1 wird nun die Funktionsweise dieses Schaltnetzteiles näher erläutert. Dieses weist einen Netzanschluss UN auf, an dem ein Netzgleichrichter 1 und nachfolgend ein Speicherkondensator C0 angeschlossen ist, über den eine Gleichspannung U0 bereitgestellt wird. Diese liegt an einer Primärwicklung WP eines Transformators TR an, zu der ein Schalttransistor T1 in Serie geschaltet ist. Der Schalttransistor T1 wird auf bekannte Weise durch eine Treiberschaltung 2, hier nur symbolisch dargestellt, mit Schaltimpulsen 3 angesteuert. Das Schaltnetzteil arbeitet hierbei insbesondere in einem Sperrwandlermodus, in dem Energie des Transformators TR während der Sperrphase des Schalttransistors T1 auf eine oder mehrere Sekundärwicklungen übertragen wird.
Parallel zu der Primärwicklung WP liegt ein Dämpfungsnetzwerk zur Dämpfung von Spannungsspitzen beim Abschalten des Transistors T1. Dieses weist eine Serienschaltung aus einem Kondensator Cs und einer Diode Ds auf, zu dessen Diode parallel ein Widerstand Rs liegt. Die Spannungsspitzen, die beim Abschalten des Schalttransistors T1 entstehen, werden hierdurch durch den Kondensator Cs aufgefangen und zum Teil über die Diode Ds auf den Speicherkondensator C0 zurückgeführt und zum anderen Teil in dem Widerstand Rs in Wärme umgewandelt.
Sekundärseitig weist das Schaltnetzteil eine Sekundärwicklung W1 auf, durch die über eine Gleichrichterddiode D1 und einen Ladekondensator C1 eine gewünschte Ausgangsspannung U1 bereit gestellt wird. Zur Unterdrückung von Spannungsspitzen und zur Verringerung der Verlustleistung in dem Schaltnetzteil ist an der Sekundärwicklung W1 ebenfalls ein Dämpfungsnetzwerk angekoppelt. Dieses weist eine erste Serienschaltung mit einem Kondensator C2 und einer Diode D2 parallel zu der Diode D1, sowie eine zweite Serienschaltung mit einer Induktivität L1 und einer Diode D4 auf, die zwischen einem Abgriff a der ersten Reihenschaltung und einem Referenzpotential angeordnet ist. Parallel zur Induktivität L1 liegt noch ein Widerstand R1, durch den Schwingungen zwischen dieser Induktivität und dem Kondensator C2 gedämpft werden.
Das sekundärseitige Netzwerk gemäß der Fig. 1 arbeitet folgendermaßen: Während der leitenden Phase des Schalttransistors T1 ist die Spannung Us an der Sekundärwicklung W1 negativ, so daß der Kondensator C2 über die Induktivität L1 und die Diode D4 aufgeladen wird. Hierbei wird also Energie in dem Kondensator C2 gespeichert, wobei die Induktivität L1 den Stromanstieg des Ladevorganges begrenzt. Wenn der Schalttransistor T1 abgeschaltet wird, steigt die Spannung Us steil an, bis schließlich die Spannung U1 erreicht wird, und die Diode D1 in den Leitendzustand übergeht und somit den Ladekondensator C1 wieder nachlädt. An dem Kondensator C2 wird jedoch früher die Ausgangsspannung U1 erreicht, da der Mittelpunkt a der Reihenschaltung aus C2 und D2 positiv gegenüber der Spannung Us ist. Die Diode D2 wird daher vor der Diode D1 leitend, so daß der Spannungsanstieg der Spannung Us gedämpft wird. Die Energie des Kondensators C2 wird hierdurch ebenfalls auf den Ladekondensator C1 übertragen. Hierbei entstehende Schwindungen zwischen dem Kondensator C2 und der Induktivität L1 werden durch den Widerstand R1 bedämpft. Weitere Einzelheiten zur Funktion dieses Dämpfungsnetzwerks sind in der EP-A-0 695 023 beschrieben, auf die hiermit verwiesen wird.
Ein weiteres Dämpfungsnetzwerk mit einem primärseitigen und einem sekundärseitigen Dämpfungsnetzwerk ist aus der EP-A-0 279 335 bekannt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einem sekundärseitigen Dämpfungsnetzwerk der vorangehenden Art die Verlustleistung zu verringern.
Diese Aufgabe wird durch ein Schaltnetzteil nach dem Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Nach der Erfindung weist das Dämpfungsnetzwerk eine Verbindung zu einer zweiten Sekundärwicklung auf, über die Energie dieses Dämpfungsnetzwerks beispielsweise auf einen an dieser Sekundärwicklung angekoppelten Ladekondensator übertragen wird. Die Verbindung wird vorteilhafterweise über ein gleichrichtendes Element, zum Beispiel eine Diode, bewirkt, das nach der gleichrichtenden Diode der zweiten Sekundärwicklung angekoppelt ist, so daß eine Rückwirkung dieser Sekundärwicklung auf das Dämpfungsnetzwerk verhindert wird.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Diode der Reihenschaltung, die parallel zur Gleichrichterdiode der ersten Sekundärwicklung anliegt, nicht an dem Ladekondensator der ersten Sekundärwicklung, sondern ebenfalls an dem Ladekondensator der zweiten Sekundärwicklung angekoppelt. Dies ist insbesondere vorteilhaft, wenn die Betriebsspannung der ersten Sekundärwicklung deutlich höher als die Betriebsspannung der zweiten Sekundärwicklung ist, so daß dieser Kondensator stärker entladen wird und die Dämpfungseigenschaften des Netzwerks beim Sperren des Schalttransistors besser werden. In der Verbindung zwischen diesem Kondensator und dem Ladekondensator der zweiten Sekundärwicklung ist insbesondere noch ein LC-Tiefpaßfilter angeordnet, durch das störende Spannungsspitzen auf diesem Ladekondensator vermieden werden.
Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand von schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltnetzteil mit einem sekundärseitig angeordneten Dämpfungsnetzwerk nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ein sekundärseitig angeordnetes Dämpfungsnetzwerk nach der Erfindung, das Energie sowohl an einen Ladekondensator einer ersten als auch einer zweiten Sekundärwicklung zuführt und
Fig. 3 ein sekundärseitig angeordnetes Dämpfungsnetzwerk, das zwei Verbindungen zu einer zweiten Sekundärwicklung aufweist.
Das Schaltnetzteil nach der Erfindung arbeitet beispielhaft nach dem Sperrwandlerprinzip, mit einem Schalttransistor in Reihe zu einer Primärwicklung des Transformators, wie anhand der Fig. 1 erläutert. Es ist jedoch nicht auf dieses Prinzip beschränkt. Zu weiteren Einzelheiten der Funktion dieses Schaltnetzteiles wird insbesondere auf die EP-A-0 695 023 verwiesen. In den Fig. 2 und 3 sind bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung, die ein verbessertes, sekundärseitig angeordnetes Dämpfungsnetzwerk betreffen, dargestellt. Gleiche Bauteile sind daher mit gleichen Bezugszeichen versehen. Weiterhin ist in den Fig. 2 und 3 der primärseitige Teil des Schaltnetzteiles sowie weitere Details der Sekundärseite, insbesondere Regelungen zur Spannungsstabilisierung und weitere Sekundärwicklungen, nicht gezeichnet, da diese die vorliegende Erfindung nicht betreffen.
In der Fig. 2 ist schematisch ein Transformator TR eines Schaltnetzteiles mit sekundärseitig angeordneten Sekundärwicklungen W1 und W2 dargestellt. Die Sekundärwicklung W1 erzeugt hierbei über eine Diode D1 und einen Ladekondensator C1 eine erste Betriebsspannung U1, und die Sekundärwicklung W2 über eine Diode D5 und einen Ladekondensator C3 eine zweite Betriebsspannung U2. Die Betriebsspannungen U1 und U2 dienen insbesondere zur Versorgung von elektronischen Schaltungen in einem Fernsehgerät.
Weiterhin weist die Schaltung der Fig. 2 ein Dämpfungsnetzwerk DN auf, das eingangsseitig an der Sekundärwicklung W1 und ausgangsseitig an den Ladekondensatoren C1 und C3 angekoppelt ist. Es enthält eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C2 und einer Diode D2 parallel zur Diode D1, durch die Energie von der Sekundärwicklung W1 auf den Ladekondensator C1 übertragen wird, wie bereits eingangsseitig beschrieben. An einem Verbindungspunkt a zwischen dem Kondensator C2 und der Diode D2 ist weiterhin eine Serienschaltung aus einer Induktivität L1, beispielsweise einer Spule mit 100 µH, und einer Diode D4 angekoppelt, durch die ein Stromfluß von einem Referenzpotential in Richtung des Verbindungspunktes a ermöglicht wird. Parallel zur Induktivität L1 ist noch ein Widerstand R1 geschaltet. Diese Schaltung entspricht soweit dem Dämpfungsnetzwerk, wie in der Fig. 1 beschrieben, mit Ausnahme der geänderten Reihenfolge von L1 und D4.
Erfindungsgemäß ist nun ein Verbindungspunkt zwischen dem Verbindungspunkt a und der Induktivität L1, in diesem Ausführungsbeispiel ein Verbindungspunkt b zwischen der Diode D4 und L1, mit einer zweiten Sekundärwicklung W2 des Transformators TR verbunden. Die Verbindung wird hierbei über eine Diode D3 bewirkt, durch die die Induktivität L1 an den Ladekondensator C3 angekoppelt ist.
Die Funktion dieser Schaltung ist hierbei wie folgt: Wenn der Schalttransistor des Schaltnetzteiles leitet, ist die Spannung Us an der Sekundärwicklung W1 negativ, so daß der Kondensator C2 über die Diode D4 und die Induktivität L1 aufgeladen wird entsprechend der negativen Vorwärtsspannung dieser Sekundärwicklung. L1 begrenzt hierbei den Ladestrom und bewirkt hierdurch ein langsames Aufladen des Kondensators C2, wenn der Schalttransistor einschaltet.
Wenn der Schalttransistor sperrt, steigt die Spannung Us sehr schnell an, und wenn die Spannung am Verbindungspunkt a die Spannung U1 erreicht, wird die Diode D2 leitend, so daß sich der Kondensator C2 in Richtung des Ladekondensators C1 entlädt. Die Diode D2 geht hierbei aufgrund der positiven Spannung über dem Kondensator C2 vor der Diode D1 in Leitung über, so daß hierdurch der Spannungsanstieg der Spannung Us begrenzt wird, und durch die Kopplung zwischen den Transformatorwicklungen WP, W1 ebenfalls der Spannungsanstieg über dem Schalttransistor T1. Die Ladung, die der Kondensator C2 hierbei von der Sekundärwicklung W1 abgreift, wird hierdurch wieder in das System zurückgeführt und geht dadurch nicht verloren. Zwischen dem Kondensator C2 und der Induktivität L1 entstehen hierbei jedoch Schwingungen, die durch den Widerstand R1 gedämpft werden müssen. Durch die Diode D3 werden jetzt jedoch diese Schwingungen zusätzlich gedämpft, so daß die Verlustleistung an dem Widerstand R1 erheblich reduziert wird.
In der Fig. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen, sekundärseitig angeordneten Dämpfungsnetzwerks dargestellt. Die Diode D2 ist hierbei jedoch nicht an dem Ladekondensator C1 angekoppelt, sondern ebenfalls, wie die Diode D3, an dem Ladekondensator C3 der Sekundärwicklung W2. Dieses ist insbesondere vorteilhaft, wenn die Spannung U1 erheblich höher ist als die Spannung U2. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Spannung U1 die Systemspannung Usys mit beispielsweise 130 Volt und die Betriebsspannung U2 eine Spannung von 10 Volt, so daß der Kondensator C2 stärker entladen werden kann, wenn die Spannung Us an der Sekundärwicklung W1 hoch liegt. Hierdurch wird eine stärkere Dämpfungswirkung erzielt.
Da in diesem Ausführungsbeispiel die Betriebsspannung U2 als eine Videoversorgungsspannung verwendet wird, ist zusätzlich ein Filterglied, bestehend aus einer Induktivität L3 und einem Kondensator C4 zwischen der Diode D2 und dem Ladekondensator C3 angeordnet. Hierdurch werden Bildstörungen aufgrund von Spannungsspitzen auf der Versorgungsspannung U2 vermieden.
Weitere Ausgestaltungsformen der Erfindung liegen im Rahmen eines Fachmanns, beispielsweise kann die Diode D2 anstatt an die Sekundärwicklung W2 auch an eine weitere Sekundärwicklung des Transformators TR angeschlossen sein. In den hier erläuterten Ausführungsbeispielen und in den Ansprüchen werden als gleichrichtende Elemente bevorzugt Dioden verwendet. Anstatt Dioden können jedoch im Rahmen dieser Erfindung auch andere gleichrichtende Elemente, beispielsweise Transistoren, die im Sinne einer Spannungsgleichrichtung geschaltet werden, verwendet werden.

Claims

1. Schaltnetzteil mit einem Transformator (TR) und einem Schalttransistor (T1) in Reihe zur Primärwicklung (WP) des Transformators (TR),
dessen erste Sekundärwicklung (W1) über eine erste Diode (D1) an einen eine Betriebsspannung (U1) liefernden Ladekondensator (C1) angeschlossen ist und über eine Reihenschaltung eines zweiten Kondensators (C2) und einer zweiten Diode (D2) an diesem Ladekondensator (C1) angeschlossen ist,
und ein erster Verbindungspunkt (a) zwischen dem zweiten Kondensator (C2) und der zweiten Diode (D2) über eine Induktivität (L1) mit einem Referenzpotential verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Verbindungspunkt (b) zwischen der Induktivität (L1) und dem ersten Verbindungspunkt (a) über eine dritte Diode (D3) mit einer zweiten Sekundärwicklung (W2) des Transformators (TR) verbunden ist.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Diode (D3) an einen Ladekondensator (C3) der zweiten Sekundärwicklung (W2) angekoppelt ist.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Induktivität (L1) und dem ersten Verbindungspunkt (a) zwischen dem zweiten Kondensator (C2) und der zweiten Diode (D2) eine vierte Diode (D4) angeordnet ist.

4. Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Diode (D3) mit ihrer Anode an einem Verbindungspunkt (b) zwischen der ersten Induktivität (L1) und der vierten Diode (D4) angekoppelt ist.

5. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Diode (D2) nicht an die erste Sekundärwicklung (W1), sondern an die zweite (W2) oder eine weitere Sekundärwicklung des Transformators (TR) angekoppelt ist.

6. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kathode der zweiten Diode (D2) an einen Ladekondensator (C3) dieser Sekundärwicklung (W2) angekoppelt ist.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der zweiten Diode (D2) und dieser Sekundärwicklung (W2) ein Filter (L2, C4) angeordnet ist.

8. Schaltnetzteil nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (L2, C4) ein LC-Tiefpassfilter ist.

9. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Betriebsspannung (U1) die Systemspannung von beispielsweise über 100 V und die zweite (U2) eine niedrige Betriebsspannung, insbesondere kleiner 20 V, eines Fernsehgerätes oder eines Monitors ist.