DE10146581C1 - Schaltungsanordnung mit einem Halbleiterschalter und einer Schutzschaltung - Google Patents

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem ersten Halbleiterschalter (T1) und einer ersten Schutzschaltung (10). Die Schutzschaltung (10) weist einen zweiten Halbleiterschalter (T2) auf, dessen Laststrecke (D-S) zwischen einen Steueranschluss (G) und einen Laststreckenanschluss (S) des ersten Halbleiterschalters (T1) geschaltet ist und der von einer Vergleicherschaltung (K1, Vref1, C1, R1) abhängig von einem Vergleich einer Laststreckenspannung (Vds) und einer Referenzspannung (Vref1) jeweils für eine vorgegebene Zeitdauer leitend angesteuert wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einem Halbleiterschalter und einer Schutzschaltung, ins­ besondere einer Schutzschaltung zum Schutz des Halbleiter­ schalters bei Kurzschluss einer Last.

Zum Schalten von Lasten ist es hinlänglich bekannt, die Last in Reihe zu einem Halbleiterschalter, insbesondere einem MOS- FET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), an eine Versorgungsspannung anzulegen und den Halbleiterschalter leitend oder sperrend anzusteuern. Um den MOSFET bei einem Kurzschluss der Last vor einer Beschädigung zu schützen ist es bekannt, bei derartigen als Schalter eingesetzten MOSFET Schutzschaltungen vorzusehen. Besonders kritisch ist dabei der bei leitend angesteuertem MOSFET auftretende sogenannte Kurzschluss II. Der MOSFET wird dabei unter Umständen einem hohen Laststrom aussetzt, der zu dessen Überhitzung und Zer­ störung führen kann.

Bei einer bekannten Schutzschaltung zum Schutz des MOSFET bei Kurzschluss, bzw. zur Begrenzung des Laststromes, ist ein Transistor in Reihe zu einer Stromquelle zwischen den Gate- Anschluss des MOSFET und dessen Source-Anschluss oder ein Be­ zugspotential geschaltet, wobei der Transistor durch eine den Laststrom durch den MOSFET erfassende Strommessanordnung an­ gesteuert ist. Bei Überschreiten einer vorgegebenen Strom­ stärke für den Laststrom wird das Gate des Transistors mit einem definierten durch die Stromquelle vorgegebenen Strom entladen, um den Transistor abzuregeln und den Laststrom zu begrenzen.

Problematisch ist dabei dass die Entladung des Gate- Anschlusses wegen des durch die Stromquelle vorgegebenen Ent­ ladestromes unter Umständen zu langsam erfolgt, um den MOSFET vor dem bei Kurzschluss rapide ansteigenden Laststrom zu schützen, so dass der MOSFET für eine zu lange Zeitdauer ei­ nem hohen Strom ausgesetzt ist.

Die EP 0 766 395 A2 beschreibt eine Schaltungsanordnung mit einem Leistungstransistor und einer Kurzschlussschutzschal­ tung. Die Kurzschlussschutzschaltung umfasst einen Transis­ tor, der zwischen den Gate-Anschluss und den Source-Anschluss des Leistungstransistors geschaltet ist. Dieser Transistor wird durch eine Stromsensoranordnung, die den Laststrom des Leistungstransistors erfasst, angesteuert, wenn der Laststrom einen Referenzwert übersteigt. Um zu vermeiden, dass der Leistungstransistor im Kurzschlussfall zu schnell abgeschal­ tet wird, ist der Schutztransistor außerdem durch eine Span­ nungssensoranordnung angesteuert, die eine Änderung der Last­ streckenspannung des Leistungstransistors erfasst und die ei­ ner zu starken Spannungsänderung über der Laststrecke durch Ansteuerung des Schutztransistors entgegenwirkt.

Die DE 43 20 021 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung mit einem IGBT und einer Kurzschlussschutzschaltung für den IGBT. Diese Schutzschaltung umfasst einen MOSFET, der zwischen den Gate-Anschluss des IGBT und Bezugspotential geschaltet ist. Eine Ansteuerschaltung für diesen MOSFET vergleicht die Last­ streckenspannung des IGBT mit einem Referenzwert, um einen Störzustand zu erfassen. Über einen Zeitschalter wird der MOSFET dabei erst dann angesteuert, wenn dieser Störzustand länger als eine durch den Zeitschalter vorgegebene Verzöge­ rungszeit andauert.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanord­ nung mit einem Halbleiterschalter und einer Schutzschaltung zur Verfügung zu stellen, bei der die Schutzschaltung den Laststrom im Falle eines Lastkurzschlusses rasch begrenzt.

Dieses Ziel wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 erreicht.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist einen ersten Halbleiterschalter mit einem Steueranschluss und einem ersten und zweiten Laststreckenanschluss und eine erste Schutzschal­ tung auf. Die erste Schutzschaltung umfasst einen zweiten Halbleiterschalter mit einem Steueranschluss und einer Last­ strecke, die zwischen den Steueranschluss des ersten Halblei­ terschalters und eine Klemme für ein erstes Bezugspotential geschaltet ist, und eine Ansteuerschaltung für den zweiten Halbleiterschalter. Die Ansteuerschaltung vergleicht eine Laststreckenspannung des ersten Halbleiterschalters mit einer ersten Referenzspannung oder einen Laststrom des ersten Halb­ leiterschalters mit einem Referenzstrom und steuert abhängig von dem Vergleichsergebnis den zweiten Halbleiterschalter je­ weils für eine vorgegebene Zeitdauer leitend an.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird der erste Halbleiterschalter, der insbesondere als MOSFET ausgebildet ist und zum Schalten einer Last an eine Versorgungsspannung dient, abgeregelt, indem dessen Gate-Kapazität durch den zweiten Halbleiterschalter während einer vorgegebenen Zeit­ dauer, entladen wird, wenn eine über der Laststrecke zwischen dem ersten und zweiten Laststreckenanschluss des ersten Halb­ leiterschalters anliegende Spannung den Wert der ersten Refe­ renzspannung übersteigt, was auf einen Kurzschluss der Last hindeutet. Die Entladung der Gate-Kapazität über den zweiten Halbleiterschalter erfolgt dabei im wesentlichen ohne Strom­ begrenzung. Vorzugsweise ist der über den zweiten Halbleiter­ schalter fließende Entladestrom nur durch unweigerlich vor­ handene Bahnwiderstände begrenzt.

Die erfindungsgemäße Schutzschaltung findet insbesondere in Verbindung mit einer herkömmlichen Schutzschaltung, die bei Auftreten eines zu hohen Laststromes die Gate-Kapazität des MOSFET mit einem definierten Strom entlädt, Verwendung. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung bewirkt dabei eine Vorentla­ dung der Gate-Kapazität, um den Laststrom rasch auf einen Wert zu reduzieren, der zumindest kurzfristig nicht zu einer Überhitzung des MOSFET führt. Die weitere Strombegrenzung wird dann von der weiteren Schutzschaltung übernommen.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung weist die Schutz­ schaltung eine Vergleicheranordnung zum Vergleich der Lastre­ ckenspannung des MOSFET mit einer ersten Referenzspannung auf. Die Vergleicheranordnung ist insbesondere als Komparator ausgebildet, dessen einer Anschluss über eine Referenzspan­ nungsquelle an einen der Laststreckenanschlüsse des MOSFET und dessen anderer Anschluss an den anderen Laststreckenan­ schluss des MOSFET angeschlossen ist. Ein Ausgang des Kompa­ rators ist dabei insbesondere über ein Hochpassfilter an ei­ nen Steueranschluss des zweiten Halbleiterschalters ange­ schlossen. Übersteigt die Laststreckenspannung die erste Re­ ferenzspannung, so liegt am Ausgang des Komparators ein Sprungsignal an, das von einem unteren auf einen oberen Pegel oder von einem unteren auf einen oberen Pegel wechselt. Das Hochpassfilter erzeugt aus diesem Sprungsignal einen Ansteu­ erimpuls für den zweiten Halbleiterschalter, um diesen lei­ tend anzusteuern.

Der zweite Halbleiterschalter ist vorzugsweise als MOS- Transistor ausgebildet. In diesem Fall ist der Gate- Anschluss, dem das Impulssignal zugeführt ist, vorzugsweise über einen ohmschen Widerstand an dessen Source-Anschluss o­ der ein niedriges Potential angeschlossen, um die Gate- Kapazität des Transistors nach dem Aufladen durch den Impuls des Filters wider zu entladen und um so sicherzustellen, dass der Transistor nur für eine vorgegebene Zeitdauer leitet. Diese Zeitdauer ist unter anderem von der Gate-Kapazität des als zweiter Halbleiterschalter dienenden Transistors und dem Widerstandswert des ohmschen Widerstandes abhängig.

Der zweite Halbleiterschalter ist zwischen den Gate-Anschluss und den Source-Anschluss des als erster Halbleiterschalter dienenden MOSFET oder zwischen den Gate-Anschluss und eine beliebige andere Klemme, die sich auf einem zur Entladung der Gate-Kapazität geeigneten Potential befindet, geschaltet. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist eine Spannungsquelle in Reihe zu dem zweiten Halbleiterschalter geschaltet, um die Entladung der Gate-Kapazität nach unten zu begrenzen. Die Entladung der Gate-Kapazität durch den zweiten Halbleiter­ schalter endet dann, wenn die Spannung zwischen dem Gate- Anschluss und dem Source-Anschluss auf den Wert der durch die Spannungsquelle bereitgestellten Spannung abgesunken ist.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbei­ spielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigt

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsge­ mäßen Schaltungsanordnung mit einem ersten Halblei­ terschalter und einer ersten Schutzschaltung,

Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsge­ mäßen Schaltungsanordnung mit einem ersten Halblei­ terschalter und einer ersten Schutzschaltung,

Fig. 3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsge­ mäßen Schaltungsanordnung mit einem ersten Halblei­ terschalter und einer ersten Schutzschaltung,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem ersten Halbleiter­ schalter, einer ersten Schutzschaltung und einer zweiten Schutzschaltung.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem ersten Halbleiter­ schalter T1 und einer Schutzschaltung 10. Der erste Halblei­ terschalter T1 ist in dem Beispiel als n-Kanal-MOSFET ausge­ bildet, der einen Gate-Anschluss G als Steueranschluss sowie einen Drain-Anschluss D und einen Source-Anschluss S als Laststreckenanschlüsse aufweist. Der Transistor T1 dient zur Ansteuerung einer Last. Zur Veranschaulichung dieser Funktion ist die Drain-Source-Strecke D-S des Transistors T1 in Fig. 1 in Reihe zu einer Last zwischen Klemmen für Versorgungspo­ tential Vdd und Bezugspotential GND, insbesondere Massepoten­ tial, geschaltet. Zur Ansteuerung des Transistors T1 ist eine Ansteuerschaltung 20 vorgesehen, die an den Gate-Anschluss G des Transistors T1 angeschlossen ist, um die nicht näher dar­ gestellte in dem MOS-Transistor T1 bauartbedingt vorhandene Gate-Kapazität zur leitenden Ansteuerung des Transistors T1 aufzuladen und um die Kapazität zum Sperren des Transistors T1 wieder zu entladen. Die Ansteuerschaltung 20 weist vor­ zugsweise eine nicht näher dargestellte Stromquelle auf, um die Gate-Kapazität zur leitenden Ansteuerung des Transistors mit einem definierten Strom aufzuladen und auf diese Weise die Steilheit der Schaltflanken während der Schaltvorgänge zu begrenzen.

Erfindungsgemäß ist eine Schutzschaltung 10 vorgesehen, die einen Laststrom Ids durch den Transistor T1 begrenzt, wenn ein Kurzschluss der Last auftritt, während der Transistor T1 leitend angesteuert ist. Die Schutzschaltung 10 weist einen zweiten Halbleiterschalter T2 auf, der in dem Ausführungsbei­ spiel ebenfalls als n-Kanal-MOSFET ausgebildet ist, und des­ sen Drain-Source-Strecke D-S zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des Transistors T1 geschaltet ist.

Der zweite Transistor T2 wird angesteuert durch eine Ver­ gleicherschaltung, die die Laststreckenspannung bzw. die Drain-Source-Spannung Vds des Transistors T1 mit einer ersten Referenzspannung Vref1 vergleicht und die den zweiten Tran­ sistor T2 abhängig von dem Vergleichsergebnis leitend ansteu­ ert. Die Vergleicheranordnung weist einen Komparator K1 auf, dessen Plus-Eingang über eine Referenzspannungsquelle Vref1 an den Drain-Anschluss D des Transistors T1 und dessen Minus- Eingang an den Source-Anschluss S des Transistors T1 ange­ schlossen ist. Übersteigt die Drain-Source-Spannung Vds den Wert der Referenzspannung Vref1 so wechselt in dem darge­ stellten Ausführungsbeispiel ein Ausgangssignal des Kompara­ tors K1 von einem unteren Spannungspegel auf einen oberen Spannungspegel.

Zwischen den Ausgang des Komparators K1 und den Gate- Anschluss G des zweiten Transistors T2 ist ein Hochpassfilter geschaltet, das in Fig. 1 als Kondensator C1 ausgebildet ist, und welches aus dem sprungförmigen Ausgangssignal des Komparators K1, das entsteht, wenn die Drain-Source-Spannung Vds die erste Referenzspannung Vref1 übersteigt, ein impuls­ förmiges Signal zur Ansteuerung des zweiten Transistors T2 erzeugt. Das impulsförmige Signal entsteht durch Ausfiltern der niederfrequenten Anteile aus dem sprungförmigen Ausgangs­ signal des Komparators K1 durch den Kompensator C1. Das durch den Kondensator C1 aus dem sprungförmigen Ausgangssignal des Komparators K1 erzeugte impulsförmige Signal steuert den Transistor T2 leitend an, um die Gate-Kapazität des Transis­ tors T1 nach dem Source-Potential zu entladen. Der Gate- Anschluss G des zweiten Transistors T2 ist über einen Wider­ stand R1 an dessen Source-Anschluss angeschlossen, wobei die nicht näher dargestellte Gate-Kapazität des zweiten Transis­ tors T2 durch das impulsförmige Ansteuersignal aufgeladen und anschließend über den Widerstand R1 wieder entladen wird. Der zweite Transistor T2 sperrt, sobald dessen Gate-Source- Spannung über den Widerstand R1 auf einen Wert unterhalb der Schwellenspannung des Transistors T2 entladen wurde. Die Zeitdauer, für welche der zweite Transistor T2 nach der An­ steuerung durch das impulsförmige Signal leitend bleibt, ist unter anderem abhängig von der Gate-Kapazität des Transistors T2 und dem Widerstand R1, wobei gilt, dass der zweite Tran­ sistor T2 umso länger leitend bleibt, je größer der Wider­ standswert des ohmschen Widerstandes R1 ist.

Die erfindungsgemäße Schutzschaltung 10 entlädt über den zweiten Transistor T2 die Gate-Kapazität des ersten Transis­ tors T1 für eine vorbestimmte Zeitdauer, wenn die Drain- Source-Spannung Vds den Wert der ersten Referenzspannung Vref1 übersteigt, um dadurch den Transistor T1 abzuregeln und dessen Laststrom Ids zu begrenzen und um auf diese Weise den Transistor T1 vor einer Überhitzung zu schützen. Die Refe­ renzspannung Vref1 ist dabei so groß gewählt, dass von einem Kurzschluss der Last ausgegangen werden kann, wenn die Drain- Source-Spannung die erste Referenzspannung Vref1 übersteigt.

Der zweite Transistor T2 entlädt in dem dargestellten Ausfüh­ rungsbeispiel die Gate-Kapazität des Transistors T1 nach Source-Potential des ersten Transistors T1. Selbstverständ­ lich kann der Transistor T2 auch zwischen den Gate-Anschluss zwischen des ersten Transistors T1 und eine beliebige andere Klemme geschaltet sein, an der ein ausreichend niedriges Po­ tential anliegt, um die Gate-Kapazität des Transistors T1 bei leitendem Transistor T2 zu entladen.

Der Entladestrom des Transistors T1 über den Transistor T2 ist lediglich durch unweigerlich vorhandene Bahnwiderstände und den Einschaltwiderstand des Transistors T2 beschränkt so­ lange der Transistor T2 leitend angesteuert ist.

Fig. 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem zur Ansteuerung einer Last dienenden Transistor T1 und einer Schutzschaltung 10. Die Schutzschaltung gemäß Fig. 2 unterscheidet sich von der gemäß Fig. 1 dadurch, dass eine zweite Referenzspan­ nungsquelle Vref2 in Reihe zu der Drain-Source-Strecke D-S des zweiten Transistors T2 zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des ersten Transistors T1 geschaltet ist. Bei leitend angesteuertem Transistor T2 wird die Gate- Kapazität des Transistors T1 entladen, wodurch dessen Gate- Source-Spannung Ugs sinkt und der Transistor T1 abgeregelt. Die in Reihe zu dem zweiten Transistor T2 geschaltete Refe­ renzspannungsquelle Vref2 begrenzt das durch die Schutzschal­ tung 10 bewirkte Absenken der Gate-Source-Spannung Ugs nach unten hin. Die Gate-Source-Spannung Ugs kann bei dem Ausfüh­ rungsbeispiel gemäß Fig. 2 bei leitendem Transistor T2 nicht unter den Wert der zweiten Referenzspannung Vref2 ab­ sinken.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung, die sich von der in Fig. 2 dargestellten dadurch unterscheidet, dass die zweite Refe­ renzspannungsquelle Vref2 durch einen als Transistor T3 aus­ gebildeten Schalter überbrückt ist, wobei der Transistor über einen Ansteuereingang IN3 ansteuerbar ist. Bei dem Ausfüh­ rungsbeispiel gemäß Fig. 3 kann die durch die Referenzspan­ nungsquelle Vref2 bewirkte Begrenzung der Gate-Source- Spannung Ugs nach unten hin verhindert werden, wenn der Tran­ sistor T3 über den Eingang IN3 leitend angesteuert wird.

Die erfindungsgemäße Schutzschaltung gemäß der Fig. 1 bis 3 findet insbesondere im Zusammenhang mit einer weiteren Schutzschaltung 30 Verwendung, wie in Fig. 4 dargestellt ist. Diese Schutzschaltung weist einen als Transistor ausge­ bildeten Halbleiterschalter T5 auf, der in Reihe zu einer Stromquelle Iq1 zwischen den Gate-Anschluss G und den Source- Anschluss S des zur Ansteuerung der Last dienenden ersten Transistors T1 geschaltet ist. Der Transistor T5 ist ange­ steuert durch eine Strommessanordnung, die den Laststrom Ids durch den ersten Transistor T1 erfasst, wobei die Gate- Kapazität des Transistors T1 bei leitend angesteuertem Tran­ sistor T1 mit einem definierten durch die Stromquelle Iq1 ge­ lieferten Strom entladen wird.

Die Strommessanordnung weist einen Messtransistor T4 auf, der vom selben Leitungstyp wie der erste Transistor T1 ist und dessen Gate-Anschluss G an den Gate-Anschluss des ersten Transistors T1 und dessen Drain-Anschluss D an den Drain- Anschluss des ersten Transistors T1 geschaltet ist. Der Sour­ ce-Anschluss S des Messtransistors T4 ist über einen Wider­ stand R2 an den Source-Anschluss S des ersten Transistors T1 angeschlossen. Ein Laststrom Ids4 des Messtransistors T4 steht in Beziehung zu der Drain-Source-Spannung Vds des ers­ ten Transistors T1 bzw. dem Laststrom Ids des ersten Transis­ tors T1, wobei gilt, dass der als Messstrom dienende Last­ strom Ids4 des Messtransistors T4 umso größer ist, umso grö­ ßer die Drain-Source-Spannung Vds bzw. der Laststrom Ids des ersten Transistors T1 ist. Der Messstrom Ids4 ruft an einem dem Transistor T4 nachgeschalteten Widerstand R2 einen Span­ nungsabfall V2 hervor, der in dem Beispiel der Gate-Source- Spannung Ugs5 des Transistors T5 entspricht, wobei der Tran­ sistor T5 leitend angesteuert wird, wenn der durch den Mess­ strom Ids4 an dem Widerstand R2 hervorgerufene Spannungsab­ fall V2 die Schwellenspannung des Transistors T5 überschrei­ tet.

Die Schaltung 30 bildet eine Regelschaltung, die den Last­ strom Ids des Transistors T1 beschränkt, indem sie den Tran­ sistor T1 abhängig von dem Laststrom Ids abregelt. Die Ge­ schwindigkeit, mit welcher die Schaltung 30 die Gate- Kapazität des Transistors T1 entlädt, ist dabei durch den von der Stromquelle Iq1 gelieferten Strom beschränkt, was bei ei­ nem Kurzschluss der Last und leitend angesteuertem Transistor T1 dazu führen kann, dass der Transistor T1 für eine verhält­ nismäßig lange Zeitdauer einem sehr großen Laststrom Ids aus­ gesetzt ist, bis die Schaltungsanordnung 30 die Gate- Kapazität des Transistors T1 ausreichend entladen hat. Aus diesem Grund ist bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 die Schutzschaltung 10 vorgesehen, die bei einem Kurzschluss der Last und leitend angesteuertem Transistor T1 die Gate- Kapazität für eine zeitlich begrenzte Zeitdauer rasch (vor)entlädt, um den Laststrom Ids innerhalb kurzer Zeit zu reduzieren, um eine Schädigung des Transistors T1 zu verhin­ dern. Eine weitere Abregelung des Transistors T1 wird dann durch die Schaltungsanordnung 30 übernommen.

Die Reihenschaltung mit dem Transistor T5 und der Stromquelle Iq1 kann selbstverständlich auch zwischen den Gate-Anschluss G des Transistors T1 und eine Klemme für ein Potential ge­ schaltet sein, das ausreichend niedrig ist, um die Gate- Kapazität G bei leitend angesteuertem Transistor T5 zu entla­ den.

Bezugszeichenliste

10

Schutzschaltung

20

Ansteuerschaltung
C1 Kondensator
D Drain-Anschluss
G Gate-Anschluss
GND Bezugspotential
Ids Laststrom
Iq1 Stromquelle
K1 Komperator
R1 Widerstand
R2 Widerstand
S Source-Anschluss
T1 Lasttransistor
T2 MOS-Transistor
T3 MOS-Transistor
T4 Messtransistor
T5 MOS-Transistor
Ugs, Ugs5 Gate-Source-Spannungen
Vdd Versorgungspotential
Vds Laststreckenspannung
Vref1 erste Referenzspannungsquelle
Vref2 zweite Referenzspannungsquelle

Claims (9)

1. Schaltungsanordnung, die folgende Merkmale aufweist:
einen ersten Halbleiterschalter (T1) mit einem Steueran­ schluss (G) und einem ersten und zweiten Laststreckenan­ schluss (D, S),
eine erste Schutzschaltung (10) mit einem zweiten Halblei­ terschalter (T2), der einen Steueranschluss (G) und eine Laststrecke (D, S) aufweist, die zwischen den Steueranschluss (G) des ersten Halbleiterschalters (T) und eine Klemme (S, OUT) für ein erstes Potential geschaltet ist, einer Ansteuer­ schaltung (K1, C1, R1) für den zweiten Halbleiterschalter (T2), die eine Laststreckenspannung (Vds) des ersten Halblei­ terschalters (T1) mit einer ersten Referenzspannung (Vref) oder einen Laststrom (Ids) mit einem Referenzstrom vergleicht und abhängig von dem Vergleichsergebnis den Halbleiterschal­ ter (T2) jeweils für eine vorgegebene Zeitdauer leitend ansteuert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der Ansteuer­ schaltung (K1, C1, R1) eine Vergleicheranordnung (K1) und ein zwischen die Vergleicheranordnung (K1) und den Steueran­ schluss (G) des zweiten Halbleiterschalters (T2) geschaltetes Filter (C7) aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der die Verglei­ cheranordnung (K1) einen Komparator mit einer ersten und zweiten Eingangsklemme (+, -) aufweist, wobei die erste Ein­ gangsklemme (+) über eine Referenzspannungsquelle (Vref1) an den ersten Laststreckenanschluss (D) und die zweite Eingangs­ klemme (-) an den zweiten Laststreckenanschluss (S) des ers­ ten Halbleiterschalters (T1) angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei dem das Filter (C1) einen Kondensator aufweist, der zwischen einen Ausgang der Vergleicheranordnung (K1) und den Steueranschluss (G) des zweiten Halbleiterschalters (T2) geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprü­ che, bei der ein Widerstand (R1) zwischen den Steueranschluss (G) und einen Laststreckenanschluss (S) des zweiten Halblei­ terschalters (T2) geschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprü­ che, bei dem eine weitere Referenzspannungsquelle (Vref2) in Reihe zu dem zweiten Halbleiterschalter (T2) zwischen den Steueranschluss (G) des ersten Halbleiterschalters (T1) und die Klemme (S, OUT) für das erste Potential geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, bei dem die zweite Referenzspannungsquelle (Vref2) mittels eines Schalters (T3) überbrückbar ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprü­ che, bei der eine zweite Schutzschaltung (30) vorgesehen ist, die eine Strommessanordnung (T4, R2) zur Erfassung eines Laststromes (Ids) des ersten Halbleiterschalters (T1) und ei­ ne Reihenschaltung eines dritten Halbleiterschalters (T5) und einer Stromquelle (Iq1) zwischen dem Steueranschluss (G) des ersten Halbleiterschalters (T1) und der Klemme (S, OUT) für das erste Potential aufweist, wobei das dritte Halbleiter­ schaltelement (T5) durch die Strommessanordnung (T4, R2) angesteuert ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprü­ che, bei der die Klemme (S, OUT) für das erste Potential ei­ ner (S) der Laststreckenanschlüsse (D, S) des ersten Halblei­ terschalters (T1) ist.