DE10196919B4

DE10196919B4 - Elektromagnetisch gekoppeltes Bussystem

Info

Publication number: DE10196919B4
Application number: DE10196919T
Authority: DE
Inventors: Thomas Marlborough Simon; Rajeevan Amirtharajah; Thomas Belmont Knight jun.; Nandu Boylston Marketkar; John Westborough Benham
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2000-11-15
Filing date: 2001-11-09
Publication date: 2011-03-10
Anticipated expiration: 2021-11-10
Also published as: GB2386040A; US20040073737A1; US7080186B2; CN1241373C; WO2002060137A1; US6625682B1; KR20030062342A; JP2004518370A; CN1486561A; GB0312956D0; GB2386040A8; KR100551614B1; JP4119253B2; DE10196919T1; HK1057297A1; GB2386040B

Abstract

Ein System, aufweisend:
einen Bus mit einem ersten Leiterzug;
ein erstes Bauelement zum Erzeugen eines ersten Symbols und zum Ansteuern des ersten Symbols auf den ersten Leiterzug; und
mehrere empfangende Bauelemente zum Abtasten des ersten Symbols über zugehörige abgestimmte elektromagnetische Koppler, wobei jeder abgestimmte elektromagnetische Koppler einen zweiten Leiterzug aufweist, und
wobei durch eine Projektion des zweiten Leiterzuges auf den ersten Leiterzug mit dem ersten Leiterzug wiederholte Überkreuzungen entstehen, wodurch dort Bereiche paralleler Platten gebildet sind.

Description

Diese Patentanmeldung ist eine Teilfortsetzungsanmeldung der US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 09/318,287 und dem Titel „High-Speed Digital Distribution System”, die am 25. Mai 1999 eingereicht worden ist.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Mechanismen zum Austauschen digitaler Daten und insbesondere auf Mechanismen zum Austauschen digitaler Daten in einem elektromagnetisch gekoppelten Bussystem.
Digitale elektronische Systeme, wie beispielsweise Computer, müssen Daten zwischen Ihren Bauelementen bei wachsenden Raten bewegen, um den vollständigen Vorteil aus den höheren Geschwindigkeiten zu ziehen, mit welchen diese Bauteile arbeiten. Beispielsweise kann ein Computer einen oder mehrere Prozessoren enthalten, die bei Frequenzen von einen Gigahertz (GHz) oder mehr arbeiten. Der Datendurchsatz dieser Prozessoren überflügelt die Datenlieferungsbandbreite herkömmlicher Systeme mit einem signifikanten Vorsprung. Diese Diskrepanz wird ein wenig gemildert durch intelligentes Cache-Speichern von Daten, um häufig benutzte Daten auf dem Prozessorchip zu halten. Jedoch kann selbst die beste Caching-Architektur einen Prozessor unterfordert lassen. Ähnliche Probleme treten bei beliebigen digitalen Systemen auf, wie beispielsweise Kommunikationsnetzwerken, Routern, Backplanes, I/O-Bussen, Schnittstellen transportabler Geräte, etc., bei welchen Daten zwischen Einrichtungen übertragen werden müssen, die bei stets höheren Frequenzen arbeiten.
Die digitale Bandbreite (BW) eines Kommunikationskanals kann dargestellt werden als: BW = F_SN_S.
Hierbei ist F_S die Frequenz, bei welcher Symbole auf einem Kanal übermittelt werden, und N_S ist die Anzahl der mit jedem Symbol und Taktzyklus übermittelten Bits („Symboldichte”). Kanal bezieht sich auf eine Basiseinheit der Kommunikation, beispielsweise einen Platinenleiterzug bei einer asymmetrischen Signalisierung oder auf die zwei komplementären Leiterzüge bei einer differentiellen Signalisierung. Bei einem typischen bus-basierten System liegt F_S in der Größenordnung von 200 MHz, ist N_S = 1 und ist die Busbreite (Anzahl der Kanäle) 32, was eine Busdatenrate von weniger als einem Gigabit pro Sekunde zur Verfügung stellt.
Herkömmliche Strategien zum Verbessern der BW konzentrierten sich auch auf das Erhöhen eines der oder beider Parameter F_S und N_S. Jedoch können diese Parameter nicht unbegrenzt erhöht werden. Beispielsweise verhält sich ein Busleiterzug bei Frequenzen, bei welchen die Signalwellenlänge mit den Busabmessungen vergleichbar wird, wie eine Übertragungsleitung. Bei diesen hohen Frequenzen müssen die elektrischen Eigenschaften des Busses sorgfältig gehandhabt werden. Dies ist insbesondere bei Standard-Multi-Drop-Bussystemen der Fall, welche drei oder mehr Bauelemente einschließen, die elektrisch mit jedem Busleiterzug über parallele Stichleitungen verbunden sind. Die Verbindungen können Diskontinuitäten in der Leiterzugimpedanz erzeugen, welche hochfrequente Signale streuen. Eine Interferenz zwischen gestreuten und nicht gestreuten Signalen kann die Signalzuverlässigkeit signifikant reduzieren. Das sich ergebende Rauschen kann über einen sorgfältigen Impedanzabgleich der Systemkomponenten reduziert werden. Jedoch erfordert ein Impedanzabgleich die Verwendung von Präzisionsbauelementen, was die Kosten dieser Systeme erhöht. Zusätzlich zu Impedanzdiskontinuitäten können Verbindungen zu Busleiterzügen die Systemleistung außerdem durch Hinzufügen von Kapazität beeinflussen. Die Kapazität kann die Signalausbreitungsgeschwindigkeit verlangsamen und die Leiterzugimpedanz senken, was größere Treiberschaltungen mit erhöhtem Leistungsverbrauch erfordert.
Die Druckschrift US 5638402 A offenbart einen Sendeempfänger für einen Bus in einer Signalverarbeitungseinheit, welche mit einer anderen Signalverarbeitungseinheit kommuniziert. Der Abstand der Busverbindungen wird abschnittsweise konstant gehalten, um induktive und kapazitive Kopplung zwischen den Abschnitten zu ermöglichen.
Die US 5301208 A offenbar einen Buskoppler, welcher einen Sendeempfänger mit einem Bus verbindet und Impedanzunregelmässigkeiten vermindert. Der Koppler erhält dafür das Spannungs-/Strom-Verhältnis der durchlaufenden Signale durch eine Dämpfungsschaltung.
Computersysteme, die auf der RAMBUS^TM-DRAM(RDRAM)-Technologie basieren, stellen eine andere Lösung für eine Hochgeschwindigkeitssignalisierung dar. Bei diesen Systemen werden Bauelemente auf Tochterkarten montiert, welche in Serie mit dem Bus über teure, eng abgeglichene Verbinder verbunden sind. Die hinsichtlich der Impedanz abgeglichenen seriellen Verbindungen beseitigen die Impedanzdiskontinuitäten der parallelen Stichleitungen, aber der Signalpfad muß jede der Tochterkarten durchlaufen, was dessen Länge erhöht. Darüber hinaus müssen die verschiedenen Tochterkartenbauelemente hinsichtlich der Impedanz miteinander und mit den Verbindern abgeglichen sein, und die parasitären Kapazitäten dieser Bauelemente, von denen sämtliche irgendeinen Abschnitt des Busses berühren, beeinflussen die Signalausbreitungsgeschwindigkeit, Impedanz, Treibergröße und den Energieverbrauch weiter. Zusammen genommen beschränken diese Einflüsse die Gesamtzahl der Komponenten (oder die Buskapazität), die an einem Bus angeordnet sein können, beträchtlich.
Eine weitere Strategie, um die Frequenzgrenzen herkömmlicher Bussysteme anzugehen, besteht darin, die direkte elektrische Verbindung zwischen einem Busleiterzug und einem Bauelement durch eine indirekte, beispielsweise elektromagnetische, Kopplung zu ersetzen. Beispielsweise offenbart das US-Patent Nummer 5,638,402 A ein System, das elektromagnetische Koppler benutzt. Der Einfluß eines elektromagnetischen Kopplers auf die Leiterzugimpedanz hängt stark von dem Bruchteil der Signalenergie ab, die er zwischen seinen koppelnden Komponenten überträgt, das heißt von seinem Kopplungskoeffizienten. Ein Koppler mit einem großen Kopplungskoeffizienten und/oder einer großen Länge überträgt einen großen Teil der Signalenergie, die er abtastet, auf sein zugeordnetes Bauelement. Große Energieübertragungen können die Kontinuität der Leiterzugimpedanz ebenso wie direkte elektrische Standardverbindungen verschlechtern. Sie können darüber hinaus die Signalenergie schnell abschwächen, und es kann sein, daß bei Multi-Drop-Bussen eine geringe Signalenergie für Bauelemente zur Verfügung steht, die weiter von der Signalquelle entfernt sind. Andererseits führen Kopplungskoeffizienten, die zu gering sind, oder Längen, die zu kurz sind, zu einem geringen Signal-Rausch-Verhältnis an den Bauelementen. Darüber hinaus ist der Kopplungskoeffizient sehr stark von den relativen Positionen der koppelnden Komponenten abhängig. Änderungen in den relativen Positionen können das Rauschen auf dem Busleiterzug erhöhen oder das übertragene Signal relativ zu nicht-skalierbarem Rauschen reduzieren in Abhängigkeit davon, ob die Distanz abgesenkt beziehungsweise erhöht wird.
Praktische Bandbreitenbegrenzungen werden darüber hinaus von Interaktionen zwischen den Bandbreitenparametern, insbesondere bei hohen Frequenzen, geschaffen. Beispielsweise begrenzt das größere selbst-induzierte Rauschen, daß der Signalisierung bei hohen Frequenzen anhaftet, die Zuverlässigkeit, mit welcher Signale aufgelöst werden können. Dies begrenzt die Möglichkeit zur Benutzung höherer Symboldichten.
Es wurden Modulationstechniken bei einigen digitalen Systemen benutzt, um mehrere Bits in jedem übermittelten Symbol zu codieren, wodurch N_S erhöht wird. Die Verwendung dieser Techniken war weitgehend eingeschränkt auf Punkt-Zu-Punkt-Kommunikationssysteme, insbesondere bei hohen Signalfrequenzen. Aufgrund ihrer höheren Datendichten können codierte Symbole nur in Umgebungen mit relativ geringem Rauschen zuverlässig aufgelöst werden. Übertragungsleitungseffekte begrenzen die Verwendung einer Modulation bei hochfrequenten Kommunikationen, insbesondere bei Multi-Drop-Umgebungen. Beispielsweise können RDRAM-basierte Systeme vier Spannungspegel verwenden (QRSL genannt), um N_S auf zwei zu erhöhen. Eine aggressivere Modulation (Amplitudenmodulation oder andere Schemata) sind durch die Rauschumgebung ausgeschlossen.
Die vorliegende Erfindung geht diese und andere Probleme an, die der Kommunikation von Daten in digitalen elektronischen Systemen anhaften.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung kann unter Bezugnahme auf die nachfolgenden Zeichnungen verstanden werden, in welche gleiche Elemente durch gleiche Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Diese Zeichnungen werden zur Verfügung gestellt, um ausgewählte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen, sollen aber nicht den Umfang der Erfindung einschränken.
1 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Multi-Drop-Bussystems, das elektromagnetische Koppler benutzt.
2A ist eine Blockdarstellung eines elektromagnetisch gekoppelten Multi-Drop-Bussystems gemäß der vorliegenden Erfindung.
2B ist ein Blockschaltbild, das die elektrischen Eigenschaften eines Ausführungsbeispiels des elektromagnetisch gekoppelten Bussystems gemäß 2A darstellt.
3A–3E stellen Ausführungsbeispiele des elektromagnetischen Kopplers gemäß den 2A und 2B und deren Verwendung bei Multi-Drop-Bussystemen dar.
4 ist eine schematische Darstellung eines Symbols, das mehrere Bits Daten durch verschiedene Modulationstechniken, die zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet sind, darstellt.
5A und 5B sind Blockdarstellungen von Ausführungsbeispielen einer Schnittstelle, die zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
6 ist ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Sendeempfängermoduls zum Codieren und Decodieren von Bits über Amplituden-, Pulsbreiten- und Phasenmodulation.
7A–7D sind Schaltungsdarstellungen für verschiedene Komponenten eines Ausführungsbeispiels des Senders gemäß 6.
8A–8E stellen Signale an verschiedenen Stufen der Datenübermittlung für ein Ausführungsbeispiel des Bussystems 200 dar.
9A–9E sind Schaltungsdarstellungen für verschiedene Komponenten eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers, der zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
10 ist eine Blockdarstellung, die eine Kalibrierungsschaltung darstellt, die zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
11 ist eine Frequenzgangkurve eines Ausführungsbeispiels des Kommunikationskanals des Bussystems 200.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Die nachfolgende Erörterung gibt zahlreiche spezielle Details an, um ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erreichen. Jedoch ist es Fachleuten, die in den Genuß dieser Offenbarung gelangen, klar, daß die Erfindung ohne diese speziellen Details ausgeführt werden kann. Darüber hinaus werden verschiedene gut bekannte Verfahren, Prozeduren, Komponenten und Schaltungen nicht im Detail beschrieben, um die Aufmerksamkeit auf die Merkmale der vorliegenden Erfindung zu konzentrieren.
Die vorliegende Erfindung unterstützt eine Kommunikation hoher Bandbreite, indem sie eine stärkere Kontrolle der Frequenz und Codiermechanismen zur Verfügung stellt, die benutzt werden, um Daten zu übertragen. Ein System gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen im wesentlichen gleichförmige elektrische Eigenschaften aufweisenden Datenkanal, wie beispielsweise einen Bus, zum Übertragen von Signalen zwischen Bauelementen oder Einrichtungen, die über den Datenkanal gekoppelt sind. Die gleichförmigen elektrischen Eigenschaften werden durch ein elektromagnetisches Kopplungsschema unterstützt, das die Benutzung einer Signalisierung höherer Frequenz gestattet, ohne das Übertragungsleitungseffekten zuzuordnende Rauschen signifikant zu erhöhen. Die Anordnung benutzt symmetrische (balanced) elektromagnetische Koppler, um eine zuverlässige Signalübertragung zwischen dem Kommunikationskanal und den Bauelementen zur Verfügung zu stellen, ohne signifikant die Impedanz des Kommunikationskanals zu beeinflussen. Die sich ergebende sauberere Rauschumgebung gestattet eine größere Flexibilität bei der Auswahl eines Codierschemas zum Darstellen dar Daten.
Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt ein symmetrischer elektromagnetischer Koppler eine erste und eine zweite Kopplerkomponente, die durch ein dielektrisches Medium getrennt sind und einen Kopplungskoeffizienten in einem spezifizierten Bereich aufweisen. Wenigstens eine der Kopplerkomponenten weist eine Geometrie auf, die die Empfindlichkeit des Kopplungskoeffizienten gegenüber Variationen bei der relativen Positionierung der Kopplungskomponenten reduziert. Die Länge der Koppler kann so gewählt werden, daß eine ausreichende Signalenergieübertragung zur Verfügung gestellt wird, ohne die Systembandbreite einzuschränken.
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung übertragen Bauelemente oder Einrichtungen Daten zu und aus einem Multi-Drop-Bus über elektromagnetische Koppler unter Verwendung eines ausgewählten Modulationsschemas. Die elektromagnetischen Koppler gestatten es den Bauelementen, einen relativ geringen Teil der Signalenergie auf dem Bus abzutasten, was den Einfluß der Bauelemente auf die elektrischen Eigenschaften des Busses mildert. Die benutzten Modulationsschemata sind so gewählt, daß ein Ausgleich zwischen der Symboldichte und der Empfindlichkeit gegenüber Inter- und Intra-Symbol-Interferenz bei der von den elektromagnetisch gekoppelten Bauelementen zur Verfügung gestellten Impedanzumgebung hergestellt wird.
1 ist ein Blockschaltbild, das die elektrischen Eigenschaften eines Multi-Drop-Bussystems 100 darstellt. Das System 100 enthält einen Bus 110 zum Übertragen von Daten zwischen verschiedenen Bauelementen oder Einrichtungen 120(1)–120(n) (allgemein „Bauelemente 120”). Das Bauelement 120(1) ist elektrisch mit dem Bus 110 gekoppelt, während die Bauelemente 120(2)–120(n) mit dem Bus 110 über zugehörige elektromagnetische Koppler 160(1)–160(n – 1) gekoppelt sind. In der folgenden Erörterung bezieht sich die elektrische Kopplung auf einen elektrischen Pfad mit einem relativ geringen Widerstand zwischen dem Bus 110 und dem Bauelement 120(1), der in der Lage ist, Signale bis hinab zu einer Frequenz von Null (Gleichstrom) zu übermitteln. In 1 sind außerdem parasitäre Elemente 130 gezeigt, welche den Verkapselungen der Bauelemente 120 oder Verbindern zugeordnet sein können, wenn Bauelemente 120 auf separaten Tochterkarten zur Verfügung gestellt werden.
Bei Multi-Drop-Bussystemen führen mehrere elektromagnetische Koppler 160 Impedanzdiskontinuitäten entlang des Busses 110 ein, die einen Impedanzabgleich schwieriger machen. Von Impedanzdiskontinuitäten reflektierte Signale interferieren mit anderen Signalen (Inter-Symbol- und Intra-Symbol-Interferenz). Das von Kopplern 160 und parasitären Elementen 130 (wo vorhanden) erzeugte Rauschumfeld begrenzt die Signalfrequenzen und die Symboldichten, die auf dem System 100 benutzt werden können.
Dem System 100 ähnliche elektromagnetisch gekoppelte Busse sind in den US-Patenten mit den Nummern US 5,638,402 A , US 3,516,065 A und US 3,619,504 A offenbart. Das '402-Patent offenbart elektromagnetische Koppler 160 mit einer parallelen Plattengeometrie („parallele Kopplungsabschnitte”) und einem „Rückwärtsübersprechkoeffizienten” (K_b) von etwa 0,3. K_b repräsentiert die relative Amplitude eines sich entgegengesetzt ausbreitenden Signals, das über einen Koppler 160 durch ein primäres Signal induziert worden ist. Ein K_b-Wert von 0,3 impliziert eine starke Signalstreuung auf dem Bus 110 und einen Signalenergieverlust pro Koppler. Darüber hinaus werden den Empfängern der Bauelemente 120 große Dynamikbereichsanforderungen durch diesen Wert auferlegt. Selbst K_b-Werte in der Größenordnung von 0,2 stellen signifikante Signalabschwächungen und Rauschprobleme auf dem Bus 110 dar.
Zusätzlich zu ihren Stärken sind die Kopplungskoeffizienten paralleler Plattenkoppler 160 gegenüber Änderungen in der horizontalen (x, y) und vertikalen (z) Ausrichtung der Kopplerkomponenten (162, 164) sehr empfindlich. Eine Lösung besteht darin, beide Seiten des elektromagnetischen Kopplers 160 in einer Schaltungsplatine einzubetten bei einer Genauigkeit, die ausreichend ist, um zu garantieren, daß der Kopplungskoeffizient in den angezielten Bereich fällt. Diese Präzision erhöht die Kosten des Systems 100. Darüber hinaus erfordert sie einen Verbinder, wie er beispielsweise durch die parasitären Elemente 130 dargestellt ist, um Tochterkarten aufzunehmen.
Parallele-Platten-Koppler 160 sind darüber hinaus für Rauschprobleme anfällig, wenn sie bei einem differentiellen Signalisierschema implementiert sind, bei dem komplementäre Signale auf Paaren von Busleiterzügen angesteuert werden. Bei diesen Systemen überträgt ein Paar Koppler 160 die komplementären Signale an einen differentiellen Empfänger im Bauelement 120. Die Empfindlichkeit der parallelen Plattenkoppler 160 gegenüber Variationen in den Positionen ihrer Komponenten erhöht die Wahrscheinlichkeit, daß Kopplerpaarefehlabgeglichene Kopplungskoeffizienten aufweisen. Dies führt zu einem differentiellen Rauschen, welches die Vorteile der differentiellen Signalisierung unterminiert. Darüber hinaus können, solange die Koppler nicht ausreichend weit voneinander beabstandet sind (was die zu ihrer Unterstützung benötigte Schaltungsplatinenfläche erhöht), die komplementären Signale kreuzkoppeln, was zu einem Verlust beim Signal-Rausch-Verhältnis führt.
2A ist eine Blockdarstellung, die ein Ausführungsbeispiel eines Systems 200 gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Das System 200 kann ein Computersystem sein, aber Fachleute auf dem Gebiet der digitalen Kommunikation, die in den Genuß dieser Offenbarung kommen, erkennen, daß Vorteile der vorliegenden Erfindung bei einem beliebigen System verwirklicht werden können, das Datenübertragungen hoher Bandbreite erfordert.
Bei dem System 200 kommunizieren Bauelemente 220(1)–220(m) (allgemein „Bauelement 200”) über einen Bus 210. Zu diesem Zweck enthalten die Bauelemente 220(1)–220(m) Schnittstellen 230(1)–230(m), um Signale zu dem Bus 210 zu übertragen und Signale aus dem Bus 210 zu empfangen. Die Schnittstellen 230(2)–230(m) kommunizieren mit dem Bus 210 über zugehörige elektromagnetische Koppler 240(1)–240(m – 1) (allgemein „elektromagnetische Koppler 240”). Die elektromagnetischen Koppler 240 sind symmetrisch, um den Einfluß des Bauelemente 220 auf die elektrischen Eigenschaften des Busses 210 zu begrenzen, während sie eine zuverlässige Signalübertragung zwischen den Bauelementen 220 und dem Bus 210 zur Verfügung stellen. Beispielsweise sind die Kopplungskoeffizienten der elektromagnetischen Koppler 240 so gewählt, daß eine ausreichende Signalenergie zwischen dem Bus 210 und den Bauelementen 220 zum Halten eines Signal-Rausch-Abstands übertragen wird, während Signalreflektionen an dem Bus 210 und die zu schnelle Abschwächung der Signalenergie auf dem Bus 210 (Signalenergie-Abzapfen) begrenzt werden. Symmetrische elektromagnetische Koppler 240 benutzen typischerweise Kopplungskoeffizienten im Bereich von 0,1 bis 0,4, beispielsweise K_b = 0,05 bis 0,2. Die Geometrien der elektromagnetischen Koppler 240 können so gewählt sein, daß sie diese ausgewählten Kopplungskoeffizienten bei Variationen der relativen Positionierung der busseitigen und bauelementeseitigen Kopplungskomponenten 242 beziehungsweise 244 halten (2B).
Sowohl die durch einen elektromagnetischen Koppler übertragene Energie als auch die maximal wirksame Signalfrequenz, die von einem System unterstützt wird, das elektromagnetische Koppler benutzt, hängen von der Kopplerlänge ab. Darüber hinaus beanspruchen längere Koppler mehr Raum und ziehen größere Systemkosten nach sich.
Die von einem Koppler 240 übertragene Signalenergie ist proportional dem Integral des Quadrats des induzierten Signalverlaufs über seine Dauer. Der induzierte Signalverlauf wird bestimmt durch K_b, die Amplitude des Signalverlaufs auf dem Busleiterzug und der Länge des Kopplers. Bei einem gegebenen Wert von K_b ist die abgetastete Signalenergie, die der Koppler überträgt, je größer desto länger der Koppler ist. Wenn darüber hinaus Symbole auf dem Bus 210 bei einer ausreichend hohen Frequenz angesteuert werden, kann die Symbolperiode kürzer sein als die Dauer der induzierten Signalform. Unter diesen Umständen kann der Koppler 240 Energie aus zwei oder mehr Symbolen mischen, das heißt, die Symbole stören sich (interferieren), und diese Interferenz verschlechtert das Signal-Rausch-Verhältnis. Aus diesen Gründen sollte die Länge der Koppler 240 lang genug sein, um eine ausreichende Signalenergie dem Bauelement zur Verfügung zu stellen, ohne jedoch eine Inter-Symbol-Interferenz oder einen übermäßigen Energieverlust entlang des Busses 210 zu erzeugen.
2B ist eine schematische Darstellung der elektrischen Eigenschaften des Systems 200. Signale werden elektromagnetisch zwischen einem Bauelement, beispielsweise dem Bauelement 220(2), und dem Bus 210 über einen elektromagnetischen Koppler 240(1) übermittelt. In der nachfolgenden Erörterung bezieht sich elektromagnetische Kopplung auf die Übertragung von Signalenergie durch die dem Signal zugeordnete elektrischen und magnetischen Felder. Elektromagnetische Kopplung umfaßt sowohl eine kapazitive Komponente, die dem elektrischen Feld des Signals zugeordnet ist, als auch eine induktive Komponente, die dem magnetischen Feld des Signals zugeordnet ist. Beispielsweise verhält sich K_b zu dem induktiven Kopplungskoeffizienten (K_L) und den kapazitiven Kopplungskoeffizienten (K_C) wie folgt: K_b = 0,25(K_L + K_C)
Hierbei ist K_L das Verhältnis der Wechselinduktivität pro Längeneinheit zwischen den Kopplerkomponenten zu dem geometrischen Mittel der Selbstinduktivitäten der Kopplerkomponenten, und K_C ist das Verhältnis der wechselseitigen Kapazität pro Längeneinheit zwischen den Kopplerkomponenten zu dem geometrischen Mittel der Selbst-Kapazitäten pro Längeneinheit der Kopplerkomponenten.
Die Einflüsse der kapazitiven und induktiven Beiträge zu der über den Koppler 240 übertragenen Energie variieren mit der Signalfrequenz. Im allgemeinen wird der relative Beitrag der induktiven Komponente stärker mit einer sich erhöhenden Signalfrequenz. Beispielsweise kann das Vorhandensein einer signifikanten induktiven Komponente verwendet werden, um eine Richtwirkung für Signale bei höheren Frequenzen zur Verfügung zu stellen. Darüber hinaus verhält sich der elektromagnetische Koppler 240 mehr wie ein verteiltes Bauelement als ein räumlich konzentriertes Bauelement. Die verteilte Natur sowohl der kapazitiven als auch induktiven Aspekte des Kopplers 240 wird bei höheren Frequenzen stärker, wenn die Signalwellenlänge vergleichbar mit den physikalischen Dimensionen des Kopplers 240 wird.
Die Verwendung elektromagnetischer Koppler 240 mit geeignet ausgewählten Kopplungskoeffizienten verringert signifikant die Impedanzdiskontinuitäten im System 200 im Vergleich zu denjenigen in Systemen, die auf elektrischen Verbindungen oder asymmetrischen elektromagnetischen Kopplern basieren. Darüber hinaus gestattet das Bereitstellen elektromagnetischer Koppler 240 mit Geometrien, die relativ unempfindlich gegenüber Variationen in den Positionen der bauelementeseitigen und busseitigen Komponenten 242 beziehungsweise 244 sind, daß die symmetrischen (balanced) Kopplungskoeffizienten ohne Notwendigkeit einer teuren Präzisionsherstellung gehalten werden. Die gleichmäßigere Impedanz des Busses 210 schafft eine sauberere Signalumgebung, in welcher Daten übermittelt werden sollen. Die zum Codieren dieser Daten benutzten Modulationsschemata gemäß der vorliegenden Erfindung spiegeln sowohl die sauberere Rauschumgebung des Busses 210 wieder als auch die Einflüsse der Koppler 240 auf die Signalverläufe, die sie übertragen.
Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung überträgt der elektromagnetische Koppler 240 etwa 5–10% Prozent der Signalamplitude auf dem Bus 210 zu seinem zugehörigen Bauelement 220. Dies entspricht weniger als 1% der Signalenergie für eine bestimmte Kopplergeometrie und -länge (K_b = 0,13, L = 1 cm). Diese relativ geringe Dämpfung der Signalenergie auf dem Bus 210 begrenzt den Einfluß mehrerer Bauelemente 220 auf die Impedanz des Busses 210. Ein Nebeneffekt dieser begrenzten Signaldämpfung besteht darin, daß der Signalverlauf auf der Bauelementeseite 242 des elektromagnetischen Kopplers 240 („übertragener Signalverlauf”) ein geringer Bruchteil der auf dem Bus 210 übermittelten Energie ist. Da der Kopplungskoeffizient symmetrisch ist, tritt eine ähnliche Dämpfung in der umgekehrten Richtung von der Bauelementeseite 242 zum Bus 210 auf. Die Signifikanz dieser Signaldämpfung hängt von den Arten des Rauschens im System 200 ab.
Maßstäbliches Rauschen ist Rauschen, das mit der Energie des Signals proportional wächst. Maßstäbliches Rauschen, das dem übertragenen Signalverlauf zugeordnet ist, wird in dem gleichen Ausmaß gedämpft wie der übertragene Signalverlauf selbst. Quellen des maßstäblichen Rauschens schließen Signalreflexionen ein, die nicht von dem elektromagnetischen Koppler 240 beseitigt worden sind. Nicht-maßstäbliches Rauschen schließt extern eingekoppeltes Rauschen, thermisches Rauschen und dergleichen ein. Die Signaldämpfung durch den elektromagnetischen Koppler 240 kann die Leistung des Systems 200 negativ beeinflussen, wenn nicht-maßstäbliches Rauschen nicht berücksichtigt wird. Strategien zum Berücksichtigen nicht-maßstäblichen Rauschens im System 200 schließen die Auswahl robuster Symbolmodulationsschemata und die Verwendung einer differentiellen Signalisierung ein. Bei einem Ausführungsbeispiel des Systems 200 verstärkt die Schnittstelle 230 den übertragenen Signalverlauf vor seiner Demodulation zur Wiederherstellung der gesendeten Daten.
Ein weiterer Nebeneffekt des elektromagnetischen Kopplers 240 besteht darin, daß der übertragene Signalverlauf relativ zu dem Signal auf dem Bus 210 geändert wird. im allgemeinen wird ein über den elektromagnetischen Koppler 240 übertragenes Signal differenziert. Beispielsweise wird ein positiver Signalimpuls 260 auf der Busseite 244 des elektromagnetischen Kopplers 240 zu einem zunächst positiv dann negativ gehenden Impuls 270 auf der Bauelementeseite 242 des elektromagnetischen Kopplers 240. Das in dem System 200 benutzte Modulationsschema beziehungsweise die Modulationsschemata wird/werden so ausgewählt, daß sie der Amplitudendämpfung und Signaldifferenzierung, die elektromagnetischen Kopplern 240 anhaften, angepaßt wird/werden, ohne die Zuverlässigkeit des Kommunikationskanals zu verschlechtern. Beispielsweise kann die Signaldämpfung angesichts der nicht-maßstäblichen Rauschquellen die Anzahl der verwendbaren Amplitudenmodulationsspannungspegel begrenzen. Die Differenzierung kann die Verwendung von Integrationsschaltungen erfordern, um Gleichspannungen für eine Pegelsignalisierung wiederherzustellen, sofern dies anstelle von oder zusätzlich zu einer Übergangssignalisierung gewünscht wird. Darüber hinaus hat die Verwendung einer (unten beschriebenen) Anstiegszeitmodulation im System 200 die Messung der zweiten Ableitung eines Signalverlaufs zur Folge.
Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das Multi-Drop-Bussystem 200 ein Computersystem und die Bauelemente 220 entsprechen den verschiedenen Systemkomponenten, wie beispielsweise Prozessoren, Speichermodulen, Systemlogik und dergleichen. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung schließt einen 50 cm langen Bus 210 ein, der bis zu siebzehn Bauelemente 220 unterstützt, die in der Lage sind, Daten bei einer Signalfrequenz von 400 MHz zu übertragen. Durch Benutzen von Modulationsschemata, die eine Symboldichte von 4 Bits pro Symbol zur Verfügung stellen, schafft dieses Ausführungsbeispiel des Systems 200 eine digitale Bandbreite von 1,6 Gigabit pro Sekunde und Kanal. Höhere Signalfrequenzen und höhere Symboldichten, die durch die relativ saubere Rauschumgebung des Busses 210 ermöglicht werden, können benutzt werden, um eine noch größere digitale Bandbreite zur Verfügung zu stellen. Beispielsweise können unter Verwendung geeigneter Materialien Signalfrequenzen in der Größenordnung von 1 GHz bei einem Multi-Drop-Bussystem benutzt werden.
11 zeigt eine Familie von Kurven, die die Bandbreite des elektromagnetisch gekoppelten Bussystems 210 für die gegenwärtig üblichen Materialien und elektronischen Verkapselungen beschreiben. Die verschiedenen Kurven stellen verschiedene Anzahlen von Kopplern und verschiedene Kopplungskoeffizienten in einem Zielbereich dar. Die Form ist ein Bandpassfilter mit einem mit 1101 bezeichneten Durchlaßband. Die untere Frequenzgrenze wird durch den Frequenzgang des Kopplers 240 eingestellt, und die obere Grenze wird durch Materialverluste der gedruckten Schaltungsplatine und parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten der Verkapselung bestimmt. Man beachte, daß bei einem 1 cm langen Koppler die längen-induzierte Bandbreitengrenze bei etwa 5 GHz auftritt, sie aber bei geringeren Frequenzen für längere Koppler, beispielsweise bei 1,25 GHz für einen 4 cm langen Koppler, auftritt. So begrenzen Materialien und parasitäre Elemente die Fähigkeit, die Symbolfrequenz F_S höher einzustellen. Beispielsweise dämpft das vorherrschende PC-Platinendielektrikum FR4 Frequenzen über 3 GHz stark. Um die digitale Bandbreite unter diesen Randbedingungen zu erhöhen, ist man gezwungen, N_S durch Verwendung von Modulationstechniken zu erhöhen, wie sie bei der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. In dem Maße, wie Materialeigenschaften verbessert werden, beispielsweise durch Ersetzen von FR4 durch Teflon, kann die vorliegende Erfindung hinsichtlich F_S, N_S oder irgendeiner Kombination der beiden skaliert werden, so daß eine höhere digitale Bandbreite zur Verfügung gestellt wird, wenn das Durchlaßband 1101 des Bussystems 210 aufgeweitet wird.
Ein Vorteil der elektromagnetischen Kopplung zwischen den Bauelementen 220 und dem Bus 210 besteht darin, daß Bauelemente 220 zu dem System 200 leichter hinzugefügt und aus diesem entfernt werden können als bei direkt-gekoppelten Systemen oder bei elektromagnetisch gekoppelten Systemen, die eine präzise Positionierung der Kopplerkomponenten erfordern. Beispielsweise beseitigt die Verwendung der elektromagnetischen Koppler 240 die Notwendigkeit, elektrische Verbindungen für beispielsweise die 32 Leiterzüge eines 32-Bit-Busses herzustellen oder zu unterbrechen. Deshalb und zum Vorteil eines Schutzes gegen elektrostatische Entladung, einer Signalintegrität, etc., kann der elektromagnetische Kopplungsaspekt dieser Erfindung wesentliche Vorteile für solche Anwendungen, wie beispielsweise Hot-Swapping, haben.
Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung haben die elektromagnetischen Koppler 240 Geometrien, die ihre Kopplungskoeffizienten weniger empfindlich gegenüber der relativen Positionierung der bauelementeseitigen Komponente 242 und der busseitigen Komponente 244 machen. Diese Geometrien gestatten es den symmetrischen Kopplern 240, trotz Variationen in den horizontalen oder vertikalen Abständen der bauelemente- und busseitigen Komponenten 242 beziehungsweise 244 ihre Kopplungskoeffizienten in einem ausgewählten Bereich zu halten.
3A stellt ein Ausführungsbeispiel 300 des symmetrischen elektromagnetischen Kopplers 240 dar, der eine Geometrie aufweist, die eine relativ stabile Kopplung zwischen einem Bauelement 220 und dem Bus 210 zur Verfügung stellt. Der Koppler 300 wird aus der negativen z-Richtung bezüglich des in 2D angezeigten Koordinatensystems betrachtet (ein Teil des Systems ist in 3A reproduziert). Bei dieser Orientierung erscheint eine busseitige Komponente 320 über einer bauelementeseitigen Komponente 330 des elektromagnetischen Kopplers 300. Die Geometrie der bus- und bauelementeseitigen Komponenten 320, 330 gestatten es, daß die über den Koppler 300 übertragene Energiemenge relativ unempfindlich bezüglich der relativen Ausrichtung des bus- und bauelementeseitigen Komponenten 320, 330, ist.
Bei dem Koppler 300 verläuft die busseitige Komponente 320 wellenförmig um eine durch ihre Endpunkte definierte longitudinale Richtung herum (entlang der y-Achse) so daß sie ein Zick-Zack-Muster bildet. Das offenbarte Ausführungsbeispiel der busseitigen Komponente 320 enthält vier Auslenkungen gegenüber der longitudinalen Richtung, die sich in positiver und negativer x-Richtung abwechseln. Die offenbarte Anzahl, Größe und Winkel der Auslenkungen von der longitudinalen Richtung sind angegeben, um die Geometrie allgemein zu veranschaulichen. Ihre Werte können variiert werden, um den Randbedingungen eines speziellen Ausführungsbeispiels zu genügen. Die bauelementeseitige Komponente 330 weist ein ähnliches Zick-Zack-Muster auf, daß dem der busseitigen Komponente 320 komplementär ist.
Die wiederholten Überkreuzungen bilden Bereiche paralleler Platten 340(1)–340(4) (allgemein „Parallele-Platten-Bereiche 340”) und Umrandungsbereiche 350(1)–350(3) (allgemein „Umrandungsbereiche 350”) für den Koppler 300. Parallele-Platten- und Umrandungsbereiche 340 beziehungsweise 350 schaffen verschiedene Beiträge zu den Kopplungskoeffizienten des Kupplers 300, welche die Einflüsse von Variationen in der relativen Ausrichtung der Komponenten 320 und 330 mildern. Beispielsweise variieren die Größen der Plattenbereiche 340 nicht signifikant, wenn die Komponenten 320 und 330 geringfügig gegenüber ihren Referenzpositionen in der x,y-Ebene verschoben werden, und die Größen der Umrandungsbereiche 350 variieren derart, daß Änderungen in benachbarten Bereichen einander etwa ausgleichen, wenn die Komponenten 320 und 330 gegenüber ihren Referenzpositionen in der x,y-Ebene verschoben werden. Bei einem Ausführungsbeispiel des Kopplers 300, bei welchem S = 0,125 cm δ = 35° und W = 5 mil ist, variiert K_C um nur +/–2%, wenn die Komponenten 320 und 330 um +/–8 mil in der x- und/oder y-Richtung gegenüber ihren ausgerichteten Nennpositionen verschoben werden.
Die Einflüsse von Variationen in dem vertikalen Abstand zwischen den Komponenten 320 und 330 werden ebenfalls im Koppler 300 gemildert. Die Kopplung in den Bereichen der parallelen Platten 340 variiert proportional umgekehrt zum Abstand (z), während die Änderungen in den Umrandungsbereichen 350 langsamer mit der Beabstandung variieren. Der Endeffekt ist eine verringerte Empfindlichkeit gegenüber Variationen in z für den Koppler 300. Bei dieser Wahl der Kopplergeometrie führt eine Änderung von +/–30% in der Kopplerbeabstandung (z) dazu, daß der kapazitive Kopplungskoeffizient um weniger als +/–15% variiert. Dies braucht den Vergleich zu den auf parallelen Platten basierenden Kopplergeometrien, welche eine Änderungen von +40/–30% über den gleichen Bereich der Leiterbeabstandung zeigen, nicht zu scheuen.
Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel des Kopplers 300 weisen die Komponenten 320 und 330 abgerundete Ecken auf, um eine relativ gleichförmige Impedanzumgebung für entlang beider Komponenten übermittelte Signale zur Verfügung zu stellen. Aus den gleichen Gründen haben die Komponenten 320 und 330 relativ gleichmäßige Querschnitte. Insgesamt schafft der Koppler 300 eine stabile Signalübertragung zwischen dem Bauelement 220 und dem Bus 210, ohne signifikante Impedanzänderungen in beiden Umgebungen einzuführen.
3B stellt eine weitere Ausführungsform 304 des symmetrischen elektromagnetischen Kopplers 240 dar. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel behält eine Komponente 324 die wellenförmig verlaufende oder Zick-Zack-Geometrie bei, die ähnlich der oben für die Komponente 320 beschriebenen ist, während eine zweite Komponente 334 eine im wesentlich geradlinige Geometrie aufweist. Die Komponente 334 kann entweder die Busseite oder die Bauelementeseite des Kopplers 304 bilden, während die Komponente 324 die jeweils entgegengesetzte Seite bildet. Der Koppler 304 enthält sowohl Parallele-Platten-Bereiche 344 als auch Umrandungsbereiche 354, obwohl die letztgenannten kleiner als die Umrandungsbereiche 350 beim Koppler 300 sind. Demzufolge kann der Koppler 304 empfindlicher gegenüber Variationen in den relativen Positionen der Komponenten 324 und 334 sein als der Koppler 300.
3C repräsentiert ein weiteres Ausführungsbeispiel 308 des symmetrischen elektromagnetischen Kopplers 240. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Komponente 328 schmaler als eine zweite Komponente 338, um sowohl einen Parallelen-Platten-Bereich 348 als auch Umrandungsbereiche 358 zur Verfügung zu stellen.
3D veranschaulicht einen Teil eines Multi-Drop-Bussystems 360, das Koppler 300 enthält. Ein Busleiterzug 380 enthält mehrere busseitige Komponenten 320 in beabstandeten Intervallen entlang seiner Länge. Zugehörige Bauelemente 370 sind mit dem Busleiterzug 380 über ihre zugehörigen bauelementeseitigen Komponenten 330 gekoppelt. Die Komponenten 320 und 330 sind rotiert gezeigt, um ihre Geometrie anzuzeigen. Ausführungsbeispiele der Koppler 300 können ausgewählte dielektrische Materialien zwischen den Komponenten 320, 330 einschließen, um eine Positionierung oder Einstellung des Kopplungskoeffizienten zu erleichtern.
3E veranschaulicht einen Mechanismus zum Koppeln eines Bauelements 370 mit einem Busleiterzug 380. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel ist der Busleiterzug 380, der die busseitige Komponente 320 des Kopplers 300 enthält, auf einer Schaltungsplatine 384 montiert. Ein Ende des Busleiterzugs 380 ist mit dem Bauelement 220(1) verbunden. Das Bauelement 370 ist auf einer flexiblen Schaltung 386 montiert und mit der bauelementeseitigen Komponente 330 verbunden, von der nur ein Teil in 3E sichtbar ist. Die bauelementeseitige Komponente 330 setzt sich entlang einer Oberfläche der flexiblen Schaltung 386, die der busseitigen Komponente 320 gegenüberliegt, fort, wenn die flexible Schaltung 386 gegen die Schaltungsplatine 384 gedrückt wird (wie es durch den Pfeil angezeigt ist). Ein Steckplatz 388, von dem nur ein Teil in 3E sichtbar ist, ist zur Verfügung gestellt, um die flexible Schaltung 386 am Ort zu halten.
Die flexible Eigenschaft der flexiblen Schaltung 386 ermöglicht es, sie zu biegen, wenn sie gegen die Schaltungsplatine 384 gedrückt wird. Bei einem Ausführungsbeispiel hält sich die bauelementeseitige Komponente 330 auf einem relativ flachen Teil der flexiblen Schaltung 386 auf, der durch Andrücken der flexiblen Schaltung 386 gegen die Schaltungsplatine 384 gebildet wird. Wenn sie vollständig eingesetzt ist, sind die bauelementeseitige Komponente 330 und die busseitige Komponente 320 so ausgerichtet, wie es in 3A gezeigt ist, sofern man auf dem Koppler 300 von oben entlang der negativen z-Achse herabsieht. Ein Abstandshalter kann vorgesehen sein, um eine Beabstandung zwischen der bus- und der bauelementeseitigen Komponente 320 und 330 zu halten, oder es können eine oder beiden Komponenten 320 und 330 mit einem dielektrischen Material überzogen sein, das es ihnen gestattet, aufeinander gedrückt zu werden, ohne einen Kurzschluß zu erzeugen. Ein Leiterzug, der die bauelementeseitige Komponente 330 mit dem Bauelemente 370 koppelt, krümmt sich mit der flexiblen Schaltung 386, was das Erfordernis für einen Verbinder zwischen der bauelementeseitigen Komponente 330 und dem Bauelement 370 beseitigt.
Die flexible Schaltung 386 kann beispielsweise eine oder mehrere Schichten eines flexiblen und/oder elastischen Materials aufweisen, wie beispielsweise eine Epoxidharzdielektrikum, ein Polyimid (zum Beispiel Kapton^® von E. I. du Pont de Nemours of Wilmington, Delaware) oder Polyethylenterephtalat (PET). Bei einem Ausführungsbeispiel kann die bauelementeseitige Komponente 330 sandwich-artig zwischen Schichten des flexiblen/elastischen Materials eingebettet sein, um die zum Bilden des Kopplers 300 verwendete Elastizität und dielektrische Isolation zur Verfügung zu stellen. Der offenbarte Mechanismus ist nur einer von vielen Möglichkeiten, die verwendet werden können, um das Bauelemente 370 mit dem Busleiterzug 380 zu koppeln. Beispielsweise können verschiedene Kombinationen flexibler und fester Materialien, Tochterkarten und Variationen dieser Mechanismen benutzt werden.
Die sauberere Rauschumgebung, die von einem Multi-Drop-Bussystem zur Verfügung gestellt wird, das gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert ist, gestattet, daß Signale zuverlässig bei höheren Frequenzen als bei herkömmlichen Multi-Drop-Bussystemen übermittelt werden. Jedoch sind Gewinne bei der Bandbreite, die allein durch höhere Signalfrequenzen zur Verfügung gestellt werden, begrenzt. Beispielsweise verringert sich der Maßstab der Unregelmäßigkeiten, die in der Lage sind, Signale im Übertragungskanal zu streuen, wenn sich die Signalfrequenz erhöht. Darüber hinaus verringern parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten, welche nicht vollständig beseitigt oder maskiert werden können, die Übertragungsgeschwindigkeit, dämpfen Signalamplituden und erzeugen Schaltungsresonanzen bei hohen Frequenzen. Darüber hinaus können Materialeigenschaften, wie beispielsweise der Skin-Effekt und dielektrische Verluste, die Ausbreitung hoher Frequenzen begrenzen. Die Signaldämpfung durch elektromagnetische Koppler 240 kann außerdem die Bandbreite beeinflussen. Beispielsweise kann eine Verstärkung der gesendeten Signale zum Ausgleichen der Dämpfung die Frequenz begrenzen, bei welcher Signale gesendet werden können.
Wie oben angemerkt, ist die digitale Bandbreite eines Kanals durch BW = F_SN_S gegeben, wobei F_S die Symbolfrequenz und N_S die Anzahl der pro Symbol übermittelten Bits (Symboldichte) ist. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden verschiedene Modulationsschemata benutzt, um für eine spezifizierte Symbolperiode (1/F_S)N_S zu erhöhen. Bei einem gegebenen F_S schafft das größere N_S eine Gesamterhöhung der Bandbreite, die Grenzen vermeidet, die dem alleinigen Vertrauen auf Signalen höherer Frequenz anhaften. Ausgewählte Modulationsschemata können mit hochfrequenter Signalisierung kombiniert werden, um signifikante Erhöhungen der Bandbreite zur Verfügung zu stellen.
In der nachfolgenden Diskussion werden verschiedene Modulationsschemata im Zeitbereich zu Zwecken der Veranschaulichung verwendet. Die Vorteile der vorliegenden Erfindung sind nicht auf die offenbarten Modulationsschemata beschränkt. Andere Modulationsschemata im Zeitbereich, wie beispielsweise die Formmodulation (Variierung der Anzahl der Ecken in einem Impuls), Schmalband- und Breitband-Modulationsschemata im Frequenzbereich, wie beispielsweise die Frequenzmodulation, Phasenmodulation und Spreizspektrummodulation, oder Kombinationen von Modulationsschemata im Zeit- und Frequenzbereich (ein mit einem hochfrequenten Sinussignal überlagerter Impuls) sind ebenfalls zur Verwendung mit dieser Erfindung geeignet.
4 ist eine schematische Darstellung eines Signals 410 die das Zusammenspielen von F_S, N_S und verschiedenen Modulationsschemata, die zum Codieren mehrere Datenbits zu einem Symbol benutzt werden können, veranschaulicht. Das Signal 410 enthält ein in einer Symbolperiode (F_S ^–1) gesendetes moduliertes Symbol 420. Zu Zwecken der Veranschaulichung sind Phasen-, Impulsbreiten-, Anstiegszeit- und Amplitudenmodulationsschemata gezeigt, die fünf Datenbits (N_S = 5) im Symbol 420 codieren. Die vorliegende Erfindung kann diese Modulationsschemata sowie weitere, allein oder in Kombination implementieren, um die Bandbreite für ein bestimmtes System zu erhöhen. Die Modulationsschemata können ausgewählt werden, indem das Bitintervall (siehe unten), Rauschquellen und Schaltungseinschränkungen betrachtet werden, die auf das jeweils betrachtete Modulationsschema anwendbar sind, sowie die für eine gegebene Frequenz zur Verfügung stehende Symbolperiode.
In der nachfolgenden Diskussion bezieht sich ein „Impuls” auf einen Signalverlauf, der sowohl eine ansteigende Flanke als auch eine abfallende Flanke aufweist. Bei impuls-basierter Signalgebung können Informationen beispielsweise in den Flankenpositionen, Flankenformen (Anstiege) und Signalamplituden zwischen Flankenpaare codiert werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf eine impulsbasierte Signalgebung eingeschränkt. Weitere Signalverläufe, wie beispielsweise flankenbasierte Signalgebung oder verschiedene Arten von amplituden-, phasen- oder frequenzmodulierten periodischen Signalverläufen können ebenso implementiert werden. Die folgende Erörterung konzentriert sich auf die Modulation von impuls-basierten Signalisierschemata, um verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung zu erläutern; diese Schemata sind aber nicht notwendig, um die Erfindung auszuführen. Erwägungen, die ähnlich denjenigen sind, die unten für eine impulsbasierte Signalgebung erörtert werden, können auf andere Signalverläufe angewendet werden, um ein geeignetes Modulationsschema auszuwählen.
Bei dem Signal 410 wird der Wert eines ersten Bits (0 oder 1) durch den Ort angezeigt, wo (p₀ oder p₁) die führende Flanke des Symbols 420 in der Symbolperiode auftritt (Phasenmodulation oder PM). Die Werte des zweiten und dritten Bits werden dadurch angezeigt, welche von vier möglichen Breiten (w₀, w₁, w₂, w₃) der Impuls aufweist (Impulsbreitenmodulation oder PWM). Der Wert eines vierten Bits wird dadurch angezeigt, ob die abfallende Flanke einen größeren (rt₀) oder kleineren (rt₁) Anstieg aufweist (Anstiegszeitmodulation oder RTM), und der Wert eines fünften Bits wird dadurch angezeigt, ob die Impulsamplitude positiv oder negativ ist (a₀, a₁) (Amplitudenmodulation oder AM). Die fetten Linien kennzeichnen einen aktuellen Zustand des Symbols 420 und die gestrichelten Linien kennzeichnen andere zur Verfügung stehende Zustände für die beschriebenen Codierschemata. Ein Strobe ist in der Symbolperiode angezeigt, um einen Referenzzeitpunkt zur Verfügung zu stellen, mit welchem die Positionen der ansteigenden und abfallenden Flanken verglichen werden können. Die Anzahl der durch jede der oben beschriebenen Modulationsschemata codierten Bits wird ausschließlich zur Veranschaulichung angegeben. Darüber hinaus könnte RTM für die ansteigende und/oder abfallende Flanke des Symbols 420 angewendet werden, und AM könnte Bits in dem Betrag und/oder dem Vorzeichen des Symbols 420 codieren.
PM, PWM und RTM sind Beispiele von Modulationsschemata im Zeitbereich. Jedes Modulationsschema im Zeitbereich codiert ein oder mehrere Bits in dem Zeitpunkt/den Zeitpunkten, zu welchem/welchen ein oder mehrere Ereignisse, wie beispielsweise eine ansteigende Flanke oder ansteigende Flanke gefolgt von einer abfallenden Flanke, in der Symbolperiode auftreten. Das heißt, verschiedene Bitzustände werden durch verschiedene Ereigniszeiten oder Differenzen zwischen Ereigniszeiten in der Symbolperiode dargestellt. Ein dem jeweiligen Modulationsschema im Zeitbereich zugeordnetes Bitintervall stellt eine minimale Zeitdauer dar, die erforderlich ist, um zuverlässig zwischen den verschiedenen Bitzuständen des Schemas zu unterscheiden. Die für ein bestimmtes System ausgewählten Modulationsschemata und die durch ein ausgewähltes Modulationsschema dargestellte Anzahl von Bits wird zum Teil durch die Bitintervalle der Kandidatenmodulationsschemata und die zum Aufnehmen dieser zur Verfügung stehenden Zeit, das heißt die Symbolperiode, bestimmt.
In 4 stellt t₁ eine minimale Zeit dar, die erforderlich ist, um zwischen p₀ und p₁ für ein Phasenmodulationsschema zu unterscheiden. Ein Bitintervall der Dauer t₁ wird in der Symbolperiode zugeteilt, um zu ermöglichen, daß die Impulsflanke zuverlässig p₀ oder p₁ zugewiesen wird. Der Wert von t₁ hängt vom Rauschen und Schaltungseinschränkungen ab, die die Phasenmessungen stören können. Wenn beispielsweise das Strobe durch einen Taktimpuls zur Verfügung gestellt wird, könnte ein Taktzittern (clock jitter) die Strobe-Position (Zeitpunkt) unbestimmt machen, was das zum zuverlässigen Unterscheiden zwischen p₀ und p₁ erforderliche Minimalintervall erhöht. Verschiedene Schaltungsbeschränkungen und Lösungen werden unten detaillierter erörtert.
In ähnlicher Weise wird ein Bitintervall der Dauer t₃ in der Symbolperiode zugeteilt, um zu ermöglichen, daß die zwei Zustände (rt₀, rt₁) zuverlässig unterschieden werden können. Die Größe von t₃ wird durch Rauschen und Schaltungseinschränkungen bestimmt, die Anstiegszeitmessungen zugeordnet sind. Beispielsweise werden Anstiegszeiten differenziert, indem sie den Koppler 240 passieren. Demzufolge muß t₃ lang genug sein, um die Messung einer zweiten Ableitung zu ermöglichen.
Drei Bitintervalle der Dauer t₂ werden in der Symbolperiode zugeteilt, um zu gestatten, daß die vier Zustände (w₀, w₁, w₂, w₃) zuverlässig unterschieden werden können. Die Größe von t₂ wird durch Rauschen und Schaltungseinschränkungen, die Impulsbreitenmessungen zugeordnet sind, bestimmt. Wenn die Impulsbreite relativ zu einem Takt-Strobe bestimmt wird, können ein Taktzittern betreffende Erwägungen angewendet werden. Wenn die Impulsbreite beispielsweise relativ zu der ansteigenden Flanke eines Impulses bestimmt wird, können Betrachtungen, wie beispielsweise Versorgungsspannungsvariationen zwischen den Messungen der ansteigenden und abfallenden Flanken, Anwendung finden.
Im allgemeinen ist die Zeit, die benötigt wird, um einen n-Bit-Wert in einem Modulationsschema (i) im Zeitbereich, das ein Bitintervall t_i aufweist zu codieren, gleich (2ⁿ – 1)·t_i. Wenn uneinheitliche Bintintervalle aus Rausch- oder Schaltungsgründen bevorzugt werden, ist die einem Modulationsschema zugeteilte Gesamtzeit die Summe sämtlicher seiner Bitintervalle. Wenn mehrere Modulationsschemata im Zeitbereich benutzt werden, sollte die Symbolperiode lang genug sein, um Σ(2ⁿ⁽ⁱ⁾ – 1)·t_i plus irgendwelchen zusätzlichen Zeittoleranzen aufzunehmen. Hier wird die Summierung über sämtliche Modulationsschemata im Zeitbereich, die verwendet werden, ausgeführt. Bei dem obigen Beispiel sollte die Symbolperiode t₁ + t₃ + 3t₂ plus irgendwelche weiteren Toleranzen oder Zeitgaben aufnehmen. Diese können minimale Impulsbreiten einschließen, die durch die Kanalbandbreite, Restrauschen und dergleichen angezeigt werden.
Die Verwendung mehrerer Codierschemata verringert die Einschränkungen bezüglich der Symbolzeit. Beispielsweise erfordert eine Codierung von fünf Bits unter Verwendung der Impulsbreitenmodulation allein wenigstens 31·t₂. Wenn t₂ groß genug ist, könnte die Verwendung eines einzigen Codierschemas eine größere Symbolperiode (geringere Symbolfrequenz) erfordern, als sie anderenfalls nötig wäre.
Eine minimale Auflösungszeit kann auch einer Amplitudenmodulation zugeordnet sein. Im Unterschied zu Modulationsschemata im Zeitbereich codiert eine Amplitudenmodulation Daten in Impulseigenschaften, die im wesentlichen ortogonal zu Flankenpositionen sind. Demzufolge braucht sie nicht direkt zu den Gesamtbitintervallen beizutragen, die von der Symbolperiode aufgenommen werden. Beispielsweise verwendet eine Amplitudenmodulation das Vorzeichen oder den Betrag eines Spannungspegels, um Daten zu codieren.
Jedoch sind die verschiedenen Modulationsschemata nicht vollständig orthogonal. Bei dem obigen Beispiel codieren zwei Amplitudenzustände (positiv und negativ) ein Bit, und die diesem Intervall zugeordnete Minimalzeit kann beispielsweise bestimmt werden durch die Antwortzeit einer Detektorschaltung auf eine Spannung mit einer Amplitude A. Die Impulsbreite sollte wenigstens so lang sein, daß das Vorzeichen von A bestimmt werden kann. In ähnlicher Weise könnte ein durch den Anstiegszeitzustand rt₁ und Breitenzustand w₃ charakterisiertes Symbol ein durch den Phasenzustand p₀ charakterisiertes nächstes Symbol stören. Somit werden Rauschen und Schaltungseinschränkungen (teilweise zusammengefaßt in den Bitintervallen), die relative Unabhängigkeit der Modulationsschemata und verschiedene andere Faktoren berücksichtigt, wenn bei der vorliegenden Erfindung zu verwendenden Modulationsschemata ausgewählt werden.
5A ist eine Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels 500 einer Schnittstelle 230, die zum Verarbeiten von Mehr-Bit-Symbolen geeignet ist, für die Bauelemente 220(2)–220(m). Beispielsweise könnte die Schnittstelle 500 verwendet werden, um aus beispielsweise dem Bauelement 220(2) abgehende Bits in ein entsprechendes Symbol zur Übertragung auf den Bus 210 zu codieren und um ein vom Bus 210 empfangenes Symbol in eingehende Bits zur Verwendung durch das Bauelement 220(2) zu decodieren.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel der Schnittstelle 230 enthält einen Sendeempfänger 510 und eine Kalibrierungsschaltung 520. Darüber hinaus ist in 5A eine bauelementeseitige Komponente 242 des elektromagnetischen Kopplers 240 zum Bereitstellen eines übertragenen Signalverlaufs an dem Sendeempfänger 510 gezeigt. Beispielsweise könnte der übertragene Signalverlauf der von dem sendenden Impuls 420 über den elektromagnetischen Koppler 240 differenzierte Signalverlauf sein. Eine bauelementeseitige Komponente 242 wird für jeden Kanal, zum Beispiel Busleiterzug, an welchem die Schnittstelle 230 kommuniziert, zur Verfügung gestellt. Eine zweite bauelementeseitige Komponente 242' ist für den Fall angezeigt, in welchem eine differentielle Signalgebung benutzt wird.
Der Sendeempfänger 510 enthält einen Empfänger 530 und einen Sender 540. Der Empfänger 530 stellt die in dem übertragenen Signalverlauf auf der bauelementeseitigen Komponente 242 des elektromagnetischen Kopplers 240 codierten Bits wieder her und stellt die wiederhergestellten Bits dem der Schnittstelle 230 zugeordneten Bauelement zur Verfügung. Ausführungsbeispiele des Empfängers 530 können einen Verstärker enthalten, um die Dämpfung der Signalenergie bei der Übertragung über den elektromagnetischen Koppler 240 auszugleichen. Der Sender 540 codiert Datenbits, die von dem zugeordneten Bauelement zur Verfügung gestellt werden, in ein Symbol und treibt das Symbol auf die Bauelementeseite 242 des elektromagnetischen Kopplers 240.
Die Kalibrierungsschaltung 520 verwaltet verschiedene Parameter, die die Leistung des Sendeempfängers 510 beeinflussen können. Bei einem Ausführungsbeispiel der Schnittstelle 230 kann die Kalibrierungsschaltung 520 verwendet werden, um Abschlußwiderstände, Verstärkerverstärkungen oder Signalverzögerungen in dem Sendeempfänger 510 in Abhängigkeit von Änderungen des Prozesses, der Temperatur, der Spannung und dergleichen einzustellen.
5B ist eine Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels 504 der Schnittstelle 230, das zur Verarbeitung codierter Symbole für ein Bauelement geeignet ist, das direkt mit dem Kommunikationskanal verbunden ist. Beispielsweise könnte bei dem System 200 (2) das Bauelement 220(1) die Systemlogik oder den Chipsatz eines Computersystems darstellen, die beziehungsweise der direkt mit einem Speicherbus (210) verbunden ist, und die Bauelemente 220(2)–220(m) könnten Speichermodule für das Computersystem darstellen. Dementsprechend wird eine Gleichspannungsverbindung 506 für jeden Kanal oder Leiterzug zur Verfügung gestellt, an welchem die Schnittstelle 504 kommuniziert. Eine zweite Gleichspannungsverbindung 506' wird (pro Kanal) für den Fall angezeigt, in welchem eine differentielle Signalgebung benutzt wird. Die Schnittstelle 504 kann eine Taktsynchronisationsschaltung 560 enthalten, um zeitliche Differenzen in aus den verschiedenen Bauelementen 220(2)–220(m) weitergeleiteten Signalen und einem lokalen Takt zu berücksichtigen.
6 ist ein Blockschaltbild, das ein Ausführungsbeispiel 600 des Sendeempfängers 510 darstellt, das zum Behandeln von Signalverläufen geeignet ist, bei welchen Datenbits unter Verwendung von Phasen-, Impulsbreiten- und Amplitudenmodulation codiert werden und der Strobe durch ein Taktsignal zur Verfügung gestellt wird. Der Sendeempfänger 600 unterstützt eine differentielle Signalgebung, wie es durch die Datenanschlüsse 602, 604 angezeigt wird, und er empfängt Kalibrierungssteuersignale aus beispielsweise einer Kalibrierungsschaltung 520 über die Steuersignale 608.
Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel des Sendeempfängers 510 enthält der Sender 540 einen Phasenmodulator 640, einen Impulsbreitenmodulator 630, einen Amplitudenmodulator 620 und einen Ausgangspuffer 610. Der Ausgangspuffer 610 stellt invertierte und nicht invertierte Ausgangssignale an den Anschlüssen 602 beziehungsweise 604 zur Verfügung, um eine differentielle Signalgebung zu unterstützen. Ein Taktsignal wird dem Phasenmodulator 640 zur Verfügung gestellt, um den Sendeempfänger 510 mit einem Systemtakt zu synchronisieren. Die offenbarte Konfiguration der Modulatoren 620, 630 und 640 wird nur zu Zwecken der Veranschaulichung angegeben. Die zugehörigen Modulationsschemata können in einer abweichenden Reihenfolge angewendet werden, oder es können zwei oder mehr Schemata parallel angewendet werden.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Empfängers 530 enthält einen Verstärker 650, einen Amplitudendemodulator 660, einen Phasendemodulator 670 und einen Impulsbreitendemodulator 680. Die Reihenfolge der Demodulatoren 660, 670 und 680 wird zur Veranschaulichung angegeben und ist so nicht erforderlich, um die vorliegende Erfindung zu implementieren. Beispielsweise können verschiedenen Demodulatoren an einem Signal parallel oder in einer von der angezeigten Reihenfolge abweichenden Reihenfolge arbeiten.
Die Bauelemente 690(a) und 690(b) (allgemein „Bauelement 690”) dienen als chipeigene Abschlußimpedanzen, welche bei einem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung aktiv sind, während die Schnittstelle 230 empfängt. Die Effektivität des Bauelements 690 angesichts von beispielsweise Prozeß Temperatur- und Spannungsschwankungen kann durch die Kalibrierungsschaltung 520 unterstützt werden. Für den Sendeempfänger 600 ist das Bauelement 690 als ein N-Bauelement gezeigt, aber die gewünschte Funktionalität kann durch mehrere N-Bauelemente und/oder P-Bauelemente in Reihe oder parallel zur Verfügung gestellt werden. Die durch die Kalibrierungsschaltung 520 zur Verfügung gestellte Steuerung kann in digitaler oder analoger Form erfolgen und könnte durch ein Ausgabefreigabesignal konditioniert sein.
7A ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Senders 540 und seiner Teilmodulatoren 620, 630, 640. Darüber hinaus ist ein Strobe-Sender 790 gezeigt, der zum Erzeugen eines Strobe-Signals geeignet ist, welches über den Bus 210 gesendet werden kann. Bei einem Ausführungsbeispiel des Systems 200 werden zwei separate Strobes zur Verfügung gestellt. Ein Strobe wird für Kommunikationen aus dem Bauelement 220(1) an Bauelemente 220(2)–220(m) zur Verfügung gestellt und ein weiteres Strobe wird für Kommunikationen aus den Bauelementen 220(2) bis 220(m) zurück zu dem Bauelement 220(1) zur Verfügung gestellt.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Senders 540 moduliert ein Taktsignal (TAKT_IMPULS) so, daß vier hinausgehende Bits pro Symbolperiode codiert werden. Ein Bit wird in der Phase des Symbols codiert (Phasenbit), zwei Bits werden in der Breite des Symbols codiert (Breitenbits) und ein Bit wird in der Amplitude des Symbols (Amplitudenbit) codiert. Der Sender 540 kann verwendet werden, um einen differentiellen Symbolimpuls pro Symbolperiode zu erzeugen, und der Strobe-Sender 790 kann verwendet werden, um einen differentiellen Taktimpuls pro Symbolperiode zu erzeugen.
Der Phasenmodulator 640 enthält einen MUX 710 und ein Verzögerungsmodul (DM; Delay Modul) 712. Der MUX 710 empfängt eine verzögerte Version (TAKT_IMPULS) über das DM 712 und eine unverzögerte Version TAKT_IMPULS aus dem Eingang 704. Der Steuereingang des MUX 710 sendet eine verzögerte oder unverzögerte erste Flanke von TAKT_IMPULS in Abhängigkeit von dem Wert des Phasenbits. Im allgemeinen kann ein Phasenmodulator 640, der p Phasenbits codiert, eine von 2^p Versionen von TAKT_IMPULS auswählen, die verschiedenen Verzögerungen ausgesetzt sind. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel zeigt der Ausgang des Phasenmodulators 640 die führende Flanke des Symbols 420 an und dient als Zeitreferenz zum Erzeugen der abfallenden Flanke durch den Breitenmodulator 630. Ein Verzögerungsvergleichsblock (DMB; Delay-Matching Block) 714 wird zur Verfügung gestellt, um Schaltungsverzögerungen im Breitenmodulator 630 auszugleichen (wie beispielsweise die Verzögerung des MUX 720), welche die Breite des Symbols 420 negativ beeinflussen könnten. Der Ausgang des DMB 714 ist ein Startsignal (START), welches dem Amplitudenmodulator 620 für eine zusätzliche Verarbeitung zur Verfügung gestellt wird.
Der Breitenmodulator 630 enthält die DMs 722, 724, 726, 728 und einen MUX 720, um eine zweite Flanke zu erzeugen, die relativ zu der ersten Flanke um einen Betrag verzögert wird, der von den Breitenbits gekennzeichnet ist. Die verzögerte zweite Flanke bildet ein Stopsignal (_STOP), das dem Amplitudenmodulator 620 für die zusätzliche Verarbeitung eingegeben wird. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel des Senders 540 wählen zwei an den Steuereingang des MUX 720 angelegte Bits eine von vier verschiedenen Verzögerungen für die zweite Flanke aus, welche am Ausgang des MUX 720 zur Verfügung gestellt wird. Die Eingänge a, b, c und d des MUX 720 tasten das Eingangssignal, das heißt die erste Flanke, nach seinem Durchlauf durch die DMs 722, 724, 726 beziehungsweise 728 ab. Wenn die Breitenbits beispielsweise Eingang c anzeigen, wird die zweite Flanke, die von den MUX 720 ausgegeben wird, DM 722 plus DM 724 plus DM 726 relativ zur ersten Flanke verzögert.
Der Amplitudenmodulator 620 verwendet START und _STOP, um einen Symbolimpuls zu erzeugen, der eine erste Flanke, eine Breite und eine Polarität aufweist, die von den dem Sender 540 für eine gegebene Symbolperiode zur Verfügung gestellten Phasen-, Breiten- beziehungsweise Amplitudenbits gekennzeichnet werden. Der Amplitudenmodulator 620 enthält Schalter 740(a) und 740(b), welche START an Flanke-Zu-Impuls Generatoren (EPG, Edge-To-Puls-Generators) 730(a) beziehungsweise 730(b) in Abhängigkeit vom Zustand des Amplitudenbits weiterleiten. Beispielsweise können die Schalter 740 UND-Gatter sein. _STOP wird den zweiten Eingängen der EPGs 730(a) und 730(b) (allgemein EPG 730) zur Verfügung gestellt. Bei Empfang von START initiiert der EPG 730 einen Symbolimpuls, welchen er bei Empfang von _STOP beendet. In Abhängigkeit davon, welcher EPG 730 aktiviert ist, wird ein positiver oder negativer Impuls dem Ausgang des Senders 540 über einen differentiellen Ausgangspuffer 610 zur Verfügung gestellt.
Der Strobe-Sender 790 enthält DM 750 und einen Vergleichslogikblock 780. DM 750 verzögert TAKT_IMPULS, um ein Strobe-Signal zur Verfügung zu stellen, das zum Auflösen der Datenphasenauswahlen p0 und p1 des Symbols 420 geeignet ist. Bei einem Ausführungsbeispiel des Strobe-Senders 790 positioniert DM 750 den Strobe genau zwischen den Phasenbitzuständen, die von p0 und p1 dargestellt werden (4). Das Strobe wird beispielsweise vom Empfänger 530 verwendet, um die Phase zu demodulieren, indem festgestellt wird, ob die führende Flanke der Daten vor oder nach dem Strobe eintrifft. DM 750 des Strobe-Senders 790 entspricht somit dem Phasenmodulator 640 des Datensenders 540. Der Vergleichslogikblock 780 dupliziert die übrigen Schaltungen des Senders 540, um die zeitliche Abstimmung des Strobe konsistent zu den Daten zu halten, nach dem DM 750 die relative Positionierung fixiert hat.
Im allgemeinen duplizieren DM 750 und der Vergleichslogikblock 780 auf der Ebene des physikalischen Layouts für das Strobe die Operationen des Senders 540 an den Datensignalen. Demzufolge ist diese Verzögerungsübereinstimmung stabil gegenüber Änderungen im Prozeß, der Temperatur, der Spannung, etc. Darüber hinaus können der Rest des Kommunikationskanals ausgehend von dem Ausgang des Senders 540 über die Platinenleiterzüge, den elektromagnetischen Koppler 240, Platinenleiterzüge auf der anderen Seite des Kopplers 240 und bis hin zu den Eingängen des Empfängers 530 an dem empfangenden Bauelement hinsichtlich der Verzögerung zwischen Daten und Strobe abgeglichen werden, um die gewählte relative zeitliche Taktung beizubehalten. Jedoch ist der Abgleich der Verzögerungen nur ein Ausführungsbeispiel, das für veranschaulichende Zwecke beschrieben worden ist und nicht erforderlich ist, um die Erfindung zu praktizieren. Wenn beispielsweise die Schaltungen und der Rest des Kanals keine übereinstimmenden Datenverzögerungen gegenüber Strobe-Verzögerungen halten, könnten Empfänger hinsichtlich der relativen zeitlichen Taktung des Strobe kalibriert oder sogar bei Fehlen eines Strobes durch Wiederherstellen der zeitlichen Taktung aus geeignet codierten Daten kompensiert werden.
7B ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels eines programmierbaren Verzögerungsmoduls (DM; Delay Modul) 770, das zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Beispielsweise können ein oder mehrere DMs 770 für beliebige der DMs 712, 722, 724, 726, 728 und 750 bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel des Senders 540 verwendet werden, um programmierbare Verzögerungen in START und STOP einzubringen. Das DM 770 enthält Invertierer 772(a) und 772(b), die mit Referenzspannungen V₁ und V₂ über erste und zweite Transistorsätze 774(a), 774(b) beziehungsweise 776(a), 776(b) gekoppelt sind. Die Referenzspannungen V₁ und V₂ können bei einigen Ausführungsbeispielen die digitalen Versorgungsspannungen sein. An die Transistorsätze 774(a), 774(b) beziehungsweise 776(a), 776(b) angelegte Programmiersignale p₁ – p_j und n₁ – n_k ändern die für die Invertierer 772(a) und 772(b) wirksamen Leitwerte und demzufolge deren Geschwindigkeiten. Wie unten detaillierter erörtert wird, kann die Kalibrierungsschaltung 520 verwendet werden, um Programmiersignale p₁ – p_j und n₁ – n_k für die Invertierer 772(a) und 772(b) auszuwählen.
7C ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels des EPG 730, der zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Das offenbarte Ausführungsbeispiel des EPG 730 enthält Transistoren 732, 734 und 736 und einen Invertierer 738. Das Gate des N-Transistors 734 wird von START angesteuert. Die positiv gehende Flanke von START kennzeichnet den Beginn eines Symbolimpulses. Die Gates der P- und N-Transistoren 732 beziehungsweise 736 werden von _STOP angesteuert, welches für den EPG 730(a) und 730(b) in 7A eine verzögerte, invertierte Kopie von START ist. Eine negativ-gehende Flanke auf _STOP kennzeichnet das Ende eines Symbolimpulses. Wenn _STOP hoch ist, ist der Transistor 732 aus und der Transistor 736 ein. Eine positiv-gehende Flanke auf START schaltet den Transistor 734 ein, was den Knoten N auf niedrigen Pegel zieht und eine führende Flanke für einen Symbolimpuls am Ausgang des LPG 730 erzeugt. Eine nachfolgende negativ-gehende Flanke auf STOP schaltet Transistor 736 aus und Transistor 732 ein, was den Knoten N auf hohen Pegel zieht und den Symbolimpuls beendet.
Bei einem gegebenen Symbolimpuls kann START weggenommen werden (negativ-gehende Flanke), bevor oder nachdem das zugehörige _STOP angelegt ist. Beispielsweise wird das offenbarte Ausführungsbeispiel des Senders 540 mit TAKT_IMPULS getaktet, und höhere Symboldichten können gewonnen werden, indem engere Taktimpulse benutzt werden. Die Breiten von START und STOP sind somit eine Funktion der Breite des TAKT_IMPULS, während der Abstand zwischen START und STOP eine Funktion der Breitenbits ist. Die verschiedenen möglichen relativen Eintreffmöglichkeiten des Endes von START und des Beginns von _STOP können die Modulation des Symbols 420 durch die Breitenbits negativ beeinflussen. Insbesondere könnte Transistor 734 ein oder aus sein, wenn eine negativ-gehende Flanke von _STOP den Symbolimpuls beendet. Der Knoten N könnte somit entweder den parasitären Kapazitäten am Knoten P über den Transistor 734 ausgesetzt sein oder nicht. Diese Variabilität kann die Verzögerung der abschließenden Symbolflanke über EGP 730 auf nicht vorgesehene Weise beeinflussen.
7D ist eine schematische Darstellung eines alternativen Ausführungsbeispiels des Senders 540, das einen zusätzlichen EPG 730(c) enthält. Der EPG 730(c) stellt die Form von START wieder her, um eine konsistente zeitliche Taktung zu sichern, welche die oben beschriebene Variabilität vermeidet. Das modifizierte START wird nämlich so aufgeweitet, daß es stets endet, nachdem _STOP begonnen hat. Dies wird ausgeführt, indem ein neues START erzeugt wird, dessen Beginn von dem ursprünglichen START angezeigt wird, aber dessen Ende von dem Beginn von _STOP anstelle der Breite der Taktimpulse TAKT_IMPULS gekennzeichnet wird. Man beachte darüber hinaus, daß bei dem alternativen, in 7D gezeigten Ausführungsbeispiel die Summe der Verzögerungen über den Verzögerungsvergleichsblock 714 und den EPG 730(c) mit den nicht beabsichtigen Verzögerungen im Breitenmodulator 630 übereinstimmen muß.
8A–8E zeigen die Signale TAKT_IMPULS, START, STOP, SYMBOL und TR_SYMBOL für einen Ausführungsbeispiel des Systems 200. Hierbei stellt TR_SYMBOL die Form des SYMBOL nach der Übertragung über den elektromagnetischen Koppler 240 dar. Die kleinere Amplitude von TR_SYMBOL relativ zu SYMBOL wird grob durch die Skalenänderungen zwischen den Signalverläufen der 8D und 8E angezeigt. TR_SYMBOL stellt das Signal dar, daß von der Schnittstelle 230 decodiert wird, um Datenbits für die weitere Verarbeitung durch das Bauelement 220 zu extrahieren. Die vier hinausgehenden Bits, die von jedem SYMBOL codiert werden, sind unten in dem zugehörigen SYMBOL in der Reihenfolge (p, w₁, w₂, a) angezeigt.
9A ist eine schematische Darstellung, die ein Ausführungsbeispiel des Empfängers 530 darstellt, das zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Empfängers 530 verarbeitet differentielle Datensignale. 9A zeigt darüber hinaus einen Strobe-Empfänger 902, welcher zur Verarbeitung eines differentiellen Strobe-Signals geeignet ist. Der Strobe-Empfänger 902 kann eine Verzögerungsübereinstimmung gegenüber dem Empfänger 530 zur Verfügung stellen, die ähnlich der oben erörterten ist. Der Empfänger 530 und der Strobe-Empfänger 902 können beispielsweise im System 200 in Verbindung mit den Ausführungsbeispielen des Senders 540 und Strobe-Senders 590, die oben erörtert wurden, verwendet werden.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Empfängers 530 enthält Differentiell-zu-Asymmetrisch-Verstärker 920(a) und 920(b), welche die dem elektromagnetischen Koppler 240 zugeordnete Energiedämpfung kompensieren. Die Verstärker 920(a) und 920(b) erzeugen digitale Impulse in Erwiderung entweder positiver oder negativer Impulse auf dem übertragenen Signal (TR_SYMBOL in 8E) und seines Komplements, zum Beispiel der Signale an den Eingängen 602 und 604. Zusätzlich zu der Verstärkung können die Verstärker 920 ihre Ausgangssignale mit geeigneten Taktungssignalen verriegeln (latch), um ausreichende Impulsbreiten für nachfolgende digitale Schaltungen zur Verfügung zu stellen.
Der übereinstimmende Strobe-Empfänger 902 verstärkt in ähnlicher Weise das begleitende differentielle Strobe-Signal. Bei dem offenbaren Ausführungsbeispiel wird das empfangene Strobe verwendet, um Phaseninformationen im Datensymbol 420 zu decodieren. Der Strobe-Empfänger 902 enthält Differentiell-zu-Asymmetrisch-Verstärker 920(c) und 920(d) und eine angeglichene Schaltung 904. Die angeglichene Schaltung 904 repliziert einen großen Teil der verbleibenden Schaltung im Empfänger 530, um Verzögerungen für Daten und Strobe-Signale anzugleichen, ähnlich dem Angleichen des Senders 540 und Strobe-Senders 790. Ein Ausführungsbeispiel des Strobe-Empfängers 902 enthält Schaltungen, die einem Phasendemodulator 670 und Breitendemodulator 680 mit einigen geringfügigen Modifikationen entsprechen. Beispielsweise puffert der Strobe-Puffer 990 das empfangene Strobe-Signal zur Verteilung an mehrere Empfänger 530 bis zur Anzahl der Kanäle im beispielsweise dem Bus 210. Der Strobe-Puffer 990 kann groß sein, was von der Anzahl der Empfänger abhängt, die er ansteuert. Der Datenpuffer 980 entspricht dem Strobe-Puffer 990. Um Fläche zu sparen, braucht der Datenpuffer 980 keine exakte Replikation des Strobe-Puffers 990 zu sein. Die Verzögerungen können auch angeglichen werden, indem sowohl der Datenpuffer 980 und seine Belastung proportional relativ zu ihren Gegenstücken im Strobe-Empfänger 902 herunterskaliert werden.
Ein Uni-ODER-Gatter (UOR) 940(a) kombiniert die Ausgangssignale der Verstärker 920(a) und 920(b), um die erste Flanke von TR_SYMBOL wiederherzustellen. Der Name Uni-ODER zeigt an, daß die Ausbreitungsverzögerung durch das Gatter 940 bezüglich der beiden Eingangssignale gleichförmig (uniform) ist. Ein Ausführungsbeispiel des UOR 940 ist in 9C gezeigt. In ähnlicher Weise stellt ein Uni-UND-Gatter (UAND) 930 die zweite Flanke von TR_SYMBOL wieder her. Ein Ausführungsbeispiel des UAND 930 ist in 9B gezeigt.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Phasendemodulators 670 enthält einen Entscheider (Arbiter) 950(b) (allgemein „Entscheider 950”) und einen Datenpuffer 980. Der Entscheider 950(b) vergleicht die aus dem übertragenen Symbol vom UOR 940(a) wiederhergestellte erste Flanke mit der entsprechenden Flanke aus dem vom UOR 940(b) wiederhergestellten Strobe und setzt ein Phasenbit in Abhängigkeit davon, ob die wiederhergestellte erste Flanke des Symbols der ersten Flanke des Strobe vorangeht oder ihr folgt. Ein Ausführungsbeispiel des Entscheides 950 ist in 9D gezeigt. Ein Ausgangssignal 952 geht auf hohen Pegel, wenn der Eingang 956 vor dem Eingang 958 auf hohen Pegel geht. Der Ausgang 954 geht auf hohen Pegel, wenn der Eingang 958 vor dem Eingang 956 auf hohen Pegel geht.
9E ist ein Schaltbild, das ein Ausführungsbeispiel des Verstärkers 920 darstellt. Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Verstärkers 920 enthält ein Rücksetzausgleichbauelement 922, ein Verstärkungssteuerbauelement 924 und ein voraufgeladenes Latch 928. Das Rücksetzbauelement 922 beschleunigt das Rücksetzen des Verstärkers 920 nach einem erfaßten Impuls in Vorbereitung für die nächste Symbolperiode. Das Verstärkungssteuerbauelement 924 kompensiert die Einflüsse von Änderungen im Prozeß, der Spannung, der Temperatur und dergleichen auf die Verstärkung des Verstärkers 920. Ein Steuersignal 926 kann von der Kalibrierungsschaltung 520 zur Verfügung gestellt werden. Allgemein kann das Bauelement 924 aus mehreren in Reihe oder parallel geschalteten Bauelementen bestehen, und das Signal 926 kann aus verschiedenen Bits bestehen, die von der Kalibrierungsschaltung 520 erzeugt werden. Das voraufgeladene Latch 928 stellt die Form empfangener Impulse zum Nutzen für nachfolgende Schaltungen wieder her. Die sich ergebenden Ausgangsimpulsbreiten werden durch ein Zeitgabesignal _RST bestimmt. Bei einem Ausführungsbeispiel des Verstärkers 920 wird _RST von dem DM 916 (9A) zusammen mit weiteren im Empfänger 530 verwendeten Zeitgabesignalen erzeugt. Es ist möglich, daß das voraufgeladene Latch 928 und das Signal _RST sich in inkonsistenten Zuständen infolge von Einschaltsequenzen oder Rauschen befinden. Zusätzliche Schaltungen können verwendet werden, um derartige Ereignisse zu erfassen und zu korrigieren.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Amplitudendemodulators 660 enthält einen Entscheider (Arbiter) 950(a), welcher die verstärkten übertragenen Signale aus dem Verstärker 920(a) und 920(b) empfängt. Der Entscheider 950(a) setzt ein Amplitudenbit in Abhängigkeit davon, ob das Ausgangssignal des Verstärkers 920(a) oder 920(b) zuerst gepulst wird.
Das offenbarte Ausführungsbeispiel des Breitendemodulators 680 enthält Verzögerungsmodule (DMs) 910, 912, 914, Entscheider 950(c), 950(d), 950(e) und eine Decodierlogik 960. Die wiederhergestellte erste Symbolflanke wird über die DMs 910, 912 und 914 gesendet, um eine Serie von Flankensignalen zu erzeugen, die Verzögerungen aufweisen, die die den verschiedenen Symbolbreiten zugeordneten Verzögerungen replizieren. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung können die DMs 910, 912 und 914 als programmierbare Verzögerungsmodule (7b) implementiert sein. Die Entscheider 950(c), 950(d) und 950(e) bestimmen die (zeitliche) Position der zweiten Flanke bezüglich der erzeugten Flankensignale. Die Decodierlogik 960 bildet diese Position auf ein Paar von Breitenbits ab.
Die Latch-Speicher 970(a), 970(b), 970(c) und 970(d) empfangen erste und zweite Breitenbits, das Phasenbit beziehungsweise das Amplitudenbit an ihren Eingängen und übertragen die extrahieren (eingehenden) Bits zu ihren Ausgängen, wenn sie von einem Taktungssignal getaktet werden. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel des Empfängers 530 werden die Latch-Speicher getaktet, indem ein Signal aus der Verzögerungskette des Breitendemodulators 680 über eine zusätzliche Verzögerung von DM 916 abgetastet wird. Dieses Latch-Speichern synchronisiert die demodulierten Bits mit der begleitenden Strobe-Taktung. Darüber hinaus könnte ein Bauelement 220 eine weitere Synchronisation der Daten mit einem lokalen Takt erfordern, beispielsweise die Taktsynchronisationsschaltung 560 in 5B. Fachleuten, die in den Genuß dieser Offenbarung gelangen, ist es klar, daß dies auf eine beliebige Anzahl verschiedener Weisen ausgeführt werden kann.
Die verschiedenen Komponenten in einem Ausführungsbeispiel der Schnittstelle 230 schließen eine Reihe von Schaltungselementen ein, die eingestellt werden können, um Prozeß-, Spannungs-, Temperaturänderungen und dergleichen zu kompensieren. Beispielsweise kann eine Kompensation ein Einstellen der von einem programmierbaren Verzögerungsmodul (DM 770) zur Verfügung gestellten Verzögerung, der von einem Verstärker (Verstärker 920) zur Verfügung gestellten Verstärkung oder der Abschlußwiderstände (Bauelementesätze 690(a) und 690(b)) nach sich ziehen.
10 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Kalibrierungsschaltung 520. Der Zweck der Kalibrierung besteht darin, eine Rückkopplung zu verwenden, um Änderungen durch Prozeß, Temperatur, Spannung und dergleichen zu messen und zu kompensieren. Das Ausführungsbeispiel der Kalibrierungsschaltung 520, das in 10 gezeigt ist, ist eine Verzögerungsverriegelungsschleife (DLL). Ein Taktsignal (TAKT_IMPULS) wird durch in Reihe geschaltete DMs 1000(1)–1000(m) verzögert. Die Anzahl der DMs ist so gewählt, daß die Summe der Verzögerungen so eingestellt werden kann, daß sie mit einer Periode von TAKT_IMPULS übereinstimmt. Ein Entscheider 950 wird verwendet, um zu erfassen, wann die Summe der Verzögerungen über die DMs 1000 kleiner als, gleich, oder größer als eine Taktperiode ist. Eine DLL-Steuerung 1010 durchläuft zyklisch Verzögerungssteuereinstellungen, bis die Summe der Verzögerungen mit einer Taktperiode übereinstimmt. Die eingerichteten Steuereinstellungen spiegeln die Einflüsse von Prozeß, Temperatur, Spannung etc. auf die Verzögerungen der DMs 1000 wieder. Die Kalibrierungsschaltung 520 kann kontinuierlich, periodisch bei Änderungen von Bedingungen (Temperatur, Spannung, etc.) oder gemäß einer beliebigen anderen Strategie betrieben werden.
Dieselben Kalibrierungssteuereinstellungen können an DMs verteilt werden, die in der Schnittstelle 230, wie beispielsweise DM 712, DM 910, etc verwendet werden. Die gewünschten Verzögerungen der DMs in der Schnittstelle 230 werden erreicht, indem eine Anzahl von programmierbaren Verzögerungsmodulen 770 für jedes derartige DM ausgewählt wird, welche das gleiche Verhältnis zur Gesamtzahl von in sämtlichen der DMs 1000 enthaltenen Verzögerungsmodule 770 aufweist, wie das Verhältnis der gewünschten Verzögerung zu der Taktperiode. Wenn es beispielsweise insgesamt 20 Verzögerungsmodule 770 in der Summe der DMs 1000 gibt, kann man eine Verzögerung von einem Zehntel der Taktperiode durch Verwendung von zwei Verzögerungsmodulen 770 für irgendein bestimmtes in der Schnittstelle 230 verwendetes DM auswählen. Darüber hinaus kann man außerdem zusätzliche Bruchteilsverzögerungen für irgendein bestimmtes DM wählen, indem kleine zusätzliche Lasten an den Ausgängen der ausgewählten Verzögerungsmodule 770, welche dieses DM bilden, eingesetzt werden.
Die von der Kalibrierungsschaltung 520 gewonnenen Kalibrierungsinformationen können darüber hinaus verwendet werden, um weitere Schaltungsparameter angesichts der variablen Bedingungen zu steuern. Diese können den Widerstand der Abschlußbauelemente 690 und die Verstärkung des Verstärkers 920 einschließen. Dies kann ausgeführt werden, indem die in der Verzögerungssteuereinstellung enthaltenen Informationen mit den Einflüssen des Prozesses, der Temperatur, der Spannung und ähnlicher Bedingungen auf die anderen Schaltungsparameter korreliert werden.
Somit wurde ein Mechanismus zum Bereitstellen von Kommunikationen hoher Bandbreite in Multi-Drop-Bussystemen offenbart. Das offenbarte System benutzt elektromagnetische Koppler um Daten zu und aus einem Multi-Drop-Bus zu übertragen. Die elektromagnetischen Koppler schaffen relativ geringfügige Störungen der elektrischen Eigenschaften des Busses, reduzieren das hohen Frequenzen zugeordnete Rauschen und Übertragungsleitungseffekte. Die sauberere Rauschumgebung gestattet, daß verschiedene Modulationsschemata bei Multi-Drop-Bussystemen bei höheren Signalfrequenzen implementiert werden.
Die offenbarten Ausführungsbeispiele wurden angegeben, um verschiedene Merkmale der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Fachleute auf dem Gebiet der Entwicklung bus-basierter Systeme, die in den Genuß dieser Offenbarung gelangen, werden Variationen und Modifikationen der offenbarten Ausführungsbeispiele erkennen, welche dennoch im Geist und Umfang der beigefügten Ansprüche liegen.

Claims

Ein System, aufweisend: einen Bus mit einem ersten Leiterzug; ein erstes Bauelement zum Erzeugen eines ersten Symbols und zum Ansteuern des ersten Symbols auf den ersten Leiterzug; und mehrere empfangende Bauelemente zum Abtasten des ersten Symbols über zugehörige abgestimmte elektromagnetische Koppler, wobei jeder abgestimmte elektromagnetische Koppler einen zweiten Leiterzug aufweist, und wobei durch eine Projektion des zweiten Leiterzuges auf den ersten Leiterzug mit dem ersten Leiterzug wiederholte Überkreuzungen entstehen, wodurch dort Bereiche paralleler Platten gebildet sind.
Das System nach Anspruch 1, wobei die abgestimmten elektromagnetischen Koppler Kopplungskoeffizienten im Bereich von 0,1 bis 0,4 haben.
Das System nach Anspruch 1, wobei jeder abgestimmte elektromagnetische Koppler eine einem der empfangenden Bauelemente zugeordnete erste Komponente, eine dem ersten Leiterzug zugeordnete zweite Komponente und ein dielektrisches Medium zwischen der ersten und der zweiten Komponente enthält.
Das System nach Anspruch 3, wobei zumindest eine der ersten und zweiten Komponenten eine Geometrie aufweist, die Änderungen in einem ausgewählten Kopplungskoeffizienten bei Variationen der Positionen der ersten und der zweiten Komponente reduziert.
Das System nach Anspruch 4, wobei die erste und die zweite Komponente jeweils eine komplementäre Zick-Zack-Geometrie aufweisen.
Das System nach Anspruch 4, wobei die ausgewählten Kopplungskoeffizienten im Bereich von 0,1 bis 0,4 sind.
Das System nach Anspruch 1, wobei jeder der abgestimmten elektromagnetischen Koppler eine Länge aufweist, die so ausgewählt ist, daß ein angezielter Bruchteil der Energie eines abgetasteten Signals ohne Begrenzung der Bandbreite des Systems übertragen wird.
Das System nach Anspruch 7, wobei der abgestimmte elektromagnetische Koppler eine erste Komponente und eine zweite Komponente enthält, die durch ein dielektrisches Medium getrennt sind, und wobei wenigstens eine der ersten und zweiten Komponenten eine Geometrie aufweist, die Änderungen in einem Kopplungskoeffizienten des elektromagnetischen Kopplers bei Änderungen der nominalen Positionen der ersten und zweiten Komponente reduziert.
Das System nach Anspruch 1, wobei das erste Bauelement einen Sender zum Erzeugen des ersten Symbols aus einer Mehrzahl von Bits und einem Taktsignal enthält.
Das System nach Anspruch 9, wobei der erste Leiterzug einen dritten Leiterzug zum Übermitteln des Taktsignals und einen vierten Leiterzug zum Übermitteln des Symbols umfaßt.
Das System nach Anspruch 10, wobei der vierte Leiterzug aus einem Paar von Leiterzügen besteht und das Symbol als Differenzsignal übermittelt wird.
Das System nach Anspruch 1, wobei der erste Leiterzug sich auf einer ersten Schaltungsplatine befindet und wenigstens eines der empfangenden Bauelemente sich auf einer zweiten Schaltungsplatine befindet.
Das System nach Anspruch 12, wobei die zweite Schaltungsplatine über den elektromagnetischen Koppler trennbar mit der ersten Schaltungsplatine gekoppelt ist.
Das System nach Anspruch 1, wobei das erste Bauelement einen Sender zum Codieren eines ersten Satzes von Bits in dem Symbol und einen Empfänger zum Decodieren eines empfangenen Symbols in einen Satz von Bits enthält.
Das System nach Anspruch 14, wobei wenigstens eines der mehreren empfangenden Bauelemente einen Empfänger zum Decodieren des ersten Symbols in den ersten Satz von Bits und einen Sender zum Codieren eines dritten Satzes von Bits in einem dritten Symbol enthält.
Das System nach Anspruch 15, wobei das wenigstens eine empfangende Bauelement das dritte Symbol auf dem Bus über seinen zugehörigen elektromagnetischen Koppler ansteuert.
Das System nach Anspruch 16, wobei das erste, das zweite und das dritte Symbol unter Verwendung einer Phasenmodulation, Pulsbreitenmodulation, Anstiegszeitmodulation und/oder Amplitudenmodulation codiert werden.
Ein Computersystem, aufweisend: einen ersten Leiterzug mit mehreren ersten Kopplungskomponenten, die durch eine erste Geometrie charakterisiert sind; ein erstes Bauelement zum Ansteuern eines Signals auf den ersten Leiterzug; und mehrere empfangende zweite Bauelemente, die benachbart zu zugehörigen ersten Kopplungskomponenten positioniert sind, wobei jedes empfangende Bauelement eine zweite Kopplungskomponente aufweist, die durch eine zweite Geometrie charakterisiert ist und relativ zu der zugehörigen ersten Kopplungskomponente so positioniert ist, daß ein elektromagnetischer Koppler gebildet ist, wobei durch Projektion der zweiten Kopplungskomponente auf die zugehörige erste Kopplungskomponente wiederholte Überkreuzungen entstehen, wodurch dort Bereiche paralleler Platten gebildet sind.
Das Computersystem nach Anspruch 18, wobei der Kopplungskoeffizient einen Nennwert aufweist, der aus dem Bereich von 0,1 bis 0,4 ausgewählt ist.
Das Computersystem nach Anspruch 18, wobei das erste Bauelement das Signal auf den ersten Leiterzug über eine direkte elektrische Verbindung treibt.
Das Computersystem nach Anspruch 18, wobei die wenigstens eine der ersten und zweiten Geometrien die Abhängigkeit des Kopplungskoeffizienten von der relativen Positionierung der ersten und zweiten Kopplungskomponenten mildert.
Das Computersystem nach Anspruch 18, wobei das erste Bauelement eine Schnittstelle einer ersten integrierten Schaltung ist und das Signal ein Symbol enthält, das mehrere von der ersten integrierten Schaltung zur Verfügung gestellte Bits codiert.
Das Computersystem nach Anspruch 22, wobei das zweite Bauelement eine Schnittstelle einer zweiten integrierten Schaltung ist, wobei die Schnittstelle einen Decodierer zum Extrahieren der mehreren Bits aus einem zudem zweiten Bauelement über die zugehörige erste und zweite Kopplungskomponente übertragenen Signalverlauf enthält.
Das Computersystem nach Anspruch 18, wobei das zweite Bauelement ein Signal auf den Leiterzug über den durch die erste und die zweite Kopplungskomponente gebildeten elektromagnetischen Koppler treibt.
Ein System, aufweisend: einen Busleiterzug auf einer Schaltungsplatine, wobei der Busleiterzug eine erste Kopplungskomponente enthält; ein entfernbar mit der Schaltungsplatine in einer ersten Position relativ zu der ersten Kopplungskomponente verbundenes Bauelement, wobei die erste Position eine bestimmte Genauigkeit aufweist; und eine zweite Kopplungskomponente, die dem Bauelement zugeordnet ist, wobei die zweite Kopplungskomponente dann, wenn das Bauelement in der ersten Position montiert ist, einen elektromagnetischen Koppler ausbildet, und wobei durch eine Projektion der zweiten Kopplungskomponente auf die erste Kopplungskomponente mit der ersten Kopplungskomponente wiederholte Überkreuzungen entstehen, wodurch dort Bereiche paralleler Platten gebildet sind.
Das System nach Anspruch 25, wobei wenigstens eine der ersten und zweiten Kopplungskomponenten eine Geometrie aufweist, die den ausgewählten Nennwert innerhalb eines spezifizierten Bereichs für die bestimmte Genauigkeit der ersten Position hält.
Das System nach Anspruch 25, wobei eine Länge des elektromagnetischen Kopplers ausgewählt ist, um eine Signalisierung auf den Busleiterzug bei Frequenzen bis zu einer spezifizierten Frequenz zu unterstützen.
Das System nach Anspruch 25, wobei eine Länge des elektromagnetischen Kopplers ausgewählt ist, um einen spezifizierten Bruchteil von Signalenergie auf dem Busleiterzug zu übertragen.
Das System nach Anspruch 26, wobei die Geometrie eine Zick-Zack-Geometrie ist.
Das System nach Anspruch 26, wobei das Bauelement und die zweite Kopplungskomponente auf einer flexiblen Schaltungsplatine montiert sind, die gegen die erste Schaltungsplatine gedrückt wird.