DE102004036896A1

DE102004036896A1 - Verfahren zum Verbessern der Auflösung von Zeitmessungen und der Synchronisation in Paketnetzwerken durch Zeitmodulation

Info

Publication number: DE102004036896A1
Application number: DE102004036896A
Authority: DE
Inventors: Willem Leendert Repko; Robertus Laurentius Van Der Valk; Petrus Wijnandus Simons; Steven Roos
Original assignee: Zarlink Semoconductor Inc
Current assignee: Microsemi Semiconductor ULC
Priority date: 2003-07-21
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2005-03-17
Anticipated expiration: 2024-07-21
Also published as: DE102004036896B4; FR2858730B1; JP2005051771A; JP4214089B2; KR100718380B1; CN1578210A; US20050053076A1; US7385990B2; FR2858730A1; CN100338902C; KR20050010719A

Abstract

Es ist ein Verfahren zum Wiedergewinnen von Zeitinformationen in einem Paketnetzwerk offenbart, wobei ein Modulationsschema verwendet wird, um zusätzliche Informationen über das Netzwerk zu transportieren, die zur Taktwiedergewinnung zwischen dem Sender und dem Empfänger erforderlich sind.

Description

Diese Erfindung betrifft das Gebiet der Digitalkommunikation und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verbessern der Auflösung von Zeitmessungen in einem Paketnetzwerk.

Es gibt gegenwärtig einen Trend, dass die Telekommunikation und Datentechnologien zu einer einzigen Umgebung verschmelzen, was in hohem Maße auf Kostengesichtspunkte zurückzuführen ist. Bei der bevorzugten Technologie werden asynchrone Netzwerke eingesetzt, was wahrscheinlich in erster Linie auf die Marktdurchdringung und weniger auf die Tatsache zurückzuführen ist, dass asynchrone Netzwerke eine qualitativ höherwertige Lösung bieten. Ein spezieller Gesichtspunkt asynchroner Netzwerke, der für Telekommunikationsdienste Probleme hervorruft, besteht in dem Mangel an einer genauen Taktübertragung.

Es gibt eine Anzahl mathematischer Verfahren zum Lösen des Problems. Typische Lösungen, die verwendet werden, beruhen auf einer Mittelwertbildung, Gewichtungen, einem Anpassen von Linien und Kombinationen davon. Die endgültige Lösung bleibt jedoch infolge einer Anzahl in dem Netzwerk auftretender Probleme beschränkt. Die Natur dieser Probleme ist derart, dass heutige Netzwerkmodelle und heutige Implementationen nicht genau genug sind, um der Wirkung von Zeitquantisierern Rechnung zu tragen. Netzwerkmodelle kon zentrieren sich auf Wahrscheinlichkeiten und wirken demgemäß so, als ob die Zeitbasis kontinuierlich wäre, was keine richtige Annahme ist.

Verschiedene Lösungen aus dem Stand der Technik sind beispielsweise in dem US-Patent 5 260 978 von Fleisher u.a. "Synchronous residual time stamp for timing recovery in a broadband network", der britischen Patentanmeldung 0205350.2 von Gordon J. Reesor "Clock synchronization over a packet network using SRTS without a common network clock", "Fine Grained Network Time Synchronization using reference broadcasts" von Jeremy Elson, Lewis Girod und Deborah Estrin, Internetveröffentlichung, Mail-Adressen {jelson,girod,destrin}@Qcs.ucla.edu, "Alignment of clock domains in packet networks", Patentanmeldung von W.L. Repko u.a., "Spectra of pulse rate frequency synthesizers" von Venceslav F. Kroupa, "In Direct Digital Frequency synthesis", IEEE, ISBN 0-7803-3438-8 und in "Oversampling Delta-Sigma Data Converters, Theory, Design and Simulation" von James C. Candy, Gabor C. Temes, IEEE Press, ISBN 0-87942-285-8 beschrieben.

Die Taktsynchronisation in Paketnetzwerken erfordert die Übertragung eines Echtzeit-Taktsignals über ein Netzwerk. Der Zweck bei Datennetzwerken, die die Hauptquelle für das Auftreten asynchroner Netzwerke darstellen, besteht in erster Linie natürlich in der Übertragung von Daten und nicht der Zeit. Die in asynchronen Netzwerken verwendeten Techniken führen Zeitprobleme herbei, die typischerweise als veränderliche zeitliche Verzögerungen auftreten. In einem üblichen Modell dieser Verzögerungen wird angenommen, dass sie pseudozufällig sind. Tatsächlich ist die Natur der Verzögerungen komplexer und beruht auf einer Anzahl von Fehlertypen und Beträgen.

Asynchrone Netzwerke werden mit Elementen aufgebaut, die anhand ihrer eigenen Takte arbeiten. Die Takte werden typischerweise mit Hilfe von Kristallen erzeugt, um eine zufriedenstellende Stabilität bereitzustellen. Digitalschaltungen benötigen eine Stabilität von Zyklus zu Zyklus, um Einrichtungs- und Haltezeiten zu garantieren. Externe Schnittstellentakte werden von einem Kristalltakt abgeleitet. Dies impliziert, dass die Zeitquantisierung durch den Kristall definiert wird, wodurch sie auch über längere Zeiträume verhältnismäßig stabil gemacht wird. Falls zwei dieser Takte in Reihe abtasten, kann die effektive Differenz der Abtastfrequenzen relativ groß sein, sie kann jedoch auch recht klein sein. Der letztgenannte Fall führt zu Niederfrequenzfehlern im Gesamtverhalten des Systems.

Vermittlungsstellen und Router haben Elemente, die die statistischen Eigenschaften des Verkehrs behandeln können, wie beispielsweise Warteschlangen. Diese Elemente führen, abhängig von anderem Verkehr, der durch die Vermittlungsstelle bzw. den Router fließt, oder von intern erzeugtem Verkehr (typischerweise Verwaltungsverkehr), Verzögerungen herbei. Diese Verzögerungen sind typischerweise pseudozufällig, weil sie von anderen Verkehrsströmen abhängen, die in ihren eigenen Umgebungen wirken.

Moderne Vermittlungsstellen oder Router weisen interne Systeme auf, die manchmal die genaue Funktionsweise der Vermittlungsstelle umordnen. Beispielsweise kann die Priorität der Warteschlangenbehandlung geändert werden. Dies wird sogar noch offensichtlicher, wenn die Vermittlungskonfiguration komplex wird. Das Umleiten von Verkehr impliziert beispielsweise verhältnismäßig große Verzögerungssprünge. Abhängig vom genauen Vorgang kann die Verzögerungsänderung entweder sehr strukturiert sein, beispielsweise infolge einer wiederholten zeitlichen Aktualisierung, oder pseudozu fällig sein, falls sie in hohem Maße von anderen Strömen abhängt.

In der Vermittlungsstelle können Prozesse mit Niederfrequenzgesichtspunkten, wie eine übliche innere Wartung, auftreten. Diese inneren Operationen können einen Einfluss auf die effektiven Verzögerungen ausüben. Dies wird viel komplexer, falls diese Verzögerungen bei etwas verschiedenen Frequenzen in aufeinanderfolgenden Knoten auftreten.

Das Aussehen eines Netzwerks von Vermittlungsstellen und Abschlüssen ist eine Mischung aller voranstehend erwähnter Effekte. Wenn bei grober Betrachtung die Warteschlangenverzögerungen vorherrschend sind, lässt sich der Standardansatz mit pseudozufälligen Modellen erklären. Bei genauerer Betrachtung wird ersichtlich, dass eine gewisse Regelmäßigkeit vorhanden ist. Eine erste Ebene könnte in den Auswirkungen interner Operationen bestehen, und eine feinere Ebene könnte in der Quantisierungsebene bestehen, die durch die physikalischen Takte in den Elementen hervorgerufen wird. Auf der niedrigsten Einzelheitenebene wird das thermische Rauschen sichtbar.

Neben der Größe der Verzögerungen führen die verschiedenen Effekte zu ihren eigenen typischen Problemen. Die Warteschlangenverzögerungen können zeitlich pseudozufällig sein, sie werden jedoch wahrscheinlich durch wenige Größen dominiert, die sich auf die typischen Paketgrößen beziehen. Demgemäß können die Warteschlangenverzögerungen auch einige typische Frequenzen der Verzögerungsänderung mitführen. Interessanter sind die strukturierten Elemente. Eine Verzögerungsänderung infolge einer internen Verwaltung ist bei verhältnismäßig niedrigen Frequenzen ersichtlich, und Taktversätze können entweder bei sehr niedrigen Frequenzen (falls die Taktdifferenz klein ist) oder bei viel höheren Frequenzen (für größere Taktdifferenzen) auftreten.

Um die bestmögliche Funktionsweise zu erhalten, sollte ein Taktwiedergewinnungsverfahren mit all diesen Effekten fertig werden können. Bestehende Lösungen konzentrieren sich auf die grobe Ebene und nicht auf die feineren Ebenen und stellen Lösungen für die gröbere Ebene bereit. Typischerweise beruhen diese Lösungen auf der relativen Stabilität von Lokaloszillatoren, verglichen mit dem Verhalten des dazwischenliegenden Netzwerks. Die Kenntnis der stabilen Lokaloszillatoren ist eine minimale Anforderung für eine annehmbare Unterdrückung der pseudozufälligen Effekte. Wenn jedoch eine Lösung für diese Ebenen verfügbar ist, wird die erste nächste Ebene von Problemen sichtbar und dominant. Demgemäß wird die durch die Takte in dem Netzwerk herbeigeführte Quantisierungsebene dominant, für die die reine Stabilität der Lokaloszillatoren an den Endknoten keine ausreichende Lösung bietet.

Diese Erfindung konzentriert sich auf die Quantisierungsebenen, die in den Elementen des Netzwerks auftreten. Sie beruht auf der Stabilität lokaler Takte, sie fügt auf der Sendeseite jedoch eine Eigenschaft hinzu, die zum Verbessern der Genauigkeit der Wiedergewinnung auf der Empfangsseite eingesetzt werden kann.

Auf der feinsten Ebene kann thermisches Rauschen nur mit einer normalen Mittelwertbildung behandelt werden und ist vergleichsweise so klein, dass es einen unerheblichen Einfluss hat.

Die Erfindung konzentriert sich auf die genaue Natur der Zeitquantisierer und stellt eine einfache und elegante Lösung für das Problem in Form einer Modulation von mit Zeitstempeln versehenen Paketen oder Ereignissen vor.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Wiedergewinnen von Zeitinformationen in einem Paketnetzwerk vorgesehen, wobei ein moduliertes Signal verwendet wird, um zur Taktwiedergewinnung erforderliche zusätzliche Informationen zwischen dem Sender und dem Empfänger über das Netzwerk zu übertragen.

Die Modulation kann die Form einer Änderung der Rate bzw. der Geschwindigkeit oder Frequenz des Aussendens von Paketen annehmen.

Der vollständige Satz der Verzögerungen kann in einen pseudozufälligen Teil und einen strukturierten Teil zerlegt werden. Wenngleich Lösungen aus dem Stand der Technik existieren, die die Pseudozufallsprobleme bei der Taktübertragung über ein asynchrones Netzwerk behandeln, sind sie auf die Ebene strukturierter Probleme beschränkt. Der Grund hierfür besteht darin, dass die strukturierten Elemente sehr niederfrequente Aspekte aufweisen, die sich nur schwer gut behandeln lassen. Die Erfindung fügt eine Modulation als einen Informationsbestandteil hinzu. Diese kann als dem Pilotton analog angesehen werden, der bei der Funkfrequenzmodulation (FM) verwendet wird. Die Größen- und Frequenzaspekte der hinzugefügten Modulation sind die wichtigen Parameter, die die Funktionsweise des Systems beeinflussen können.

Bei den meisten praktisch verwendeten Systemen wird die Modulation entweder gemeinsam als einer von vielen kontinuierlich übertragenen Parametern verwendet, die zum Ausführen der Synchronisationskommunikation (dynamisch) verwendet werden, oder sie wird als eine Einstellung verwendet, die übertragen wird und konstant gelassen wird (halbstatisch) oder sie wird inhärent, sei es als Hardware oder als Soft ware (statisch) bei dem Verfahren festgelegt. Es wird klar sein, dass die erste Alternative aus vielen Gründen im allgemeinen die attraktivste ist, es können jedoch auch Beschränkungen im Lösungsraum, wie die verfügbare Leistung, gegeben sein, die eine der anderen nahelegen.

Die Erfindung sieht weiter eine Vorrichtung zum Wiedergewinnen von Zeitinformationen über ein Paketnetzwerk am Empfänger vor, die aufweist: einen Modulator am Sender zum Senden eines Zeitinformationen übermittelnden modulierten Signals über das Netzwerk und eine Taktwiedergewinnungseinheit am Empfänger, die das modulierte Signal verwendet, um die Genauigkeit des wiedergewonnenen Takts zu verbessern.

Die Erfindung wird nun in weiteren Einzelheiten lediglich beispielhaft mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben, worin:

1 einen Sender und einen Empfänger zeigt, die über ein Ethernet-Netzwerk kommunizieren,

die 2, 3 und 4 Zeitablaufdiagramme für verschiedene Eingangs- und Ausgangs-Taktzeiten sind,

die 5a bis 5e Moiré-Muster sind,

6 die Mathematik eines kleinen Teils eines modulierten Signals zeigt,

7 ein Moiré-Muster zeigt, falls die Linie aus 6 weniger stark geneigt ist, und

8 eine Schemazeichnung einer Ethernet-Umgebungslösung zeigt.

Zunächst wird die Natur der strukturierten Quantisierungseffekte erörtert. Gemäß einem ersten Beispiel sei angenommen, dass es in einem Paketnetzwerk nur zwei Ethernet-Karten mit einem sich dazwischen befindenden Crosslink gibt, so dass keine Vermittlungsstellen bzw. Router vorhanden sind. Es ist in einer solchen Umgebung nicht schwierig, Quantisierungsprobleme zu vermeiden, wobei eine einfache PLL die Frequenz von einer Karte gewinnen und die andere Karte in eine Slave-Konfiguration versetzen kann. Diese PLL erzwingt, dass die Takte zueinander identisch sind, so dass die Verzögerungsschwankung sehr klein wird. Dieser Ansatz ist jedoch über viele Knoten nicht einsetzbar, weil er die Möglichkeit nimmt, zwischenstehend Vermittlungsstellen mit individuellen, unabhängigen Takten einzusetzen. Eine PLL bietet ein synchrones Detektionsschema, das jedoch nicht über viele Quantisierungsknoten erzwungen werden kann, es sei denn, dass jeder Knoten ein synchrones Detektionsschema ausführt.
In 1 kommuniziert eine Taktquelle 1 mit einem Lokaloszillator 2 am nahen Ende mit einer Taktkopiereinheit 4, die einem Lokaloszillator 5 am fernen Ende über eine Netzwerkverbindung 3 zugeordnet ist. Der Korrekturterm kann verwendet werden, um eine PLL-Schleife zu schließen, und der lokale Abtasttakt wird mit dem Taktquellen-Lokaloszillatorsignal synchron. Ohne diese Rückkopplung ist eine synchrone Detektion nicht möglich.
Falls zwei Takte unabhängig, jedoch mehr oder weniger bei der gleichen Frequenz arbeiten, bestimmt der letzte Abtasttakt, wann das Signal effektiv verfügbar wird, der erste Takt bestimmt jedoch, wann der Takt "angeboten" wird, wie in 2 dargestellt ist. Somit kann der Fehler in der Zeitsteuerung festgestellt werden.
Die letzte Zeile in 2 zeigt den Fehler auf der y-Achse als Funktion der Zeit, wenn die beiden Takte recht nahe beieinander liegen. Der eingehende Takt (eingehend für den asynchronen Kanal) liegt bei einer höheren Frequenz als der ausgehende Takt (ausgehend bedeutet das Abtasten bei der Ausgabe des asynchronen Kanals), wodurch mögliche Probleme einer Unterabtastung hervorgerufen werden, wie auf der rechten Seite der Figur ersichtlich ist.
3 zeigt, was in dem Fall geschieht, in dem Takte nicht sehr nahe beieinander liegen, sondern ein Frequenzverhältnis von 2 : 1 bzw. 1 : 2 haben. 3 hat viele Stellen, an denen Unterabtastprobleme auftreten würden. Wenn der ausgehende Takt höherfrequent gemacht wird, ergibt sich das in 4 dargestellte Ergebnis, bei dem das Unterabtastproblem nicht mehr auftritt.
Es wird verständlich sein, dass der Zeitsteuerungsfehler zwischen 0 und fast einem Zyklus des ausgehenden Takts liegen kann. Dies gilt, weil der eingehende Takt sehr genau ist und seine eigene Referenz die gewünschte Zeitsteuerung festlegt. Der ausgehende Takt tastet diesen Takt erneut ab und führt demgemäß Ungenauigkeiten herbei. 4 bietet die kleinsten Fehler, weil der ausgehende Takt die höchste Frequenz aufweist. Der Fehler kann demgemäß als Ergebnis eines in der Zeit arbeitenden Modulo-Operators angesehen werden, wobei der Modulus gleich dem Gitter des ausgehenden Takts ist.
Die Fehlerhäufigkeiten sind in 4 klar höher. Dies steht in Verhältnis dazu, dass der ausgehende Takt den eingehenden Takt "zerlegt", wobei kleinere Zerlegungsabschnitte (ein kleinerer Modulus) höhere Frequenzen bedeuten.
Wegen des Modulo-Operators könnte der Abtastprozess als ein Rauschformungsprozess 0-ter Ordnung bezeichnet werden. Ein Delta-Sigma-Former verwendet einen Modulo-Operator und eine Anzahl von Integratoren, in diesem Fall 0. Falls der ausgehende Takt aus dem von einer PLL wiedergewonnenen Takt besteht, macht der Integrator in der PLL (VCO, CCO, DCO oder dergleichen) die Schleife zu einem Rauschformer erster Ordnung. Hierbei ergibt sich eine zufriedenstellende Verbindung mit der normalen Delta-Sigma-Technologie. Eine PLL als Frequenzmesseinrichtung führt zu einem besseren Produkt aus der Geschwindigkeit und der Genauigkeit als dies bei Zählern der Fall ist.
Die zum Verstehen der Taktverhältnisse entscheidende Formel ist die folgende: Zyklusperiode2 = n·Zyklusperiodel + m·Zyklusperiodel,n ∈ N, 0 ≤ m < 1
wobei Zyklusperiodel die Periode des ersten Takts ist und Zyklusperiode2 der Zyklus des zweiten Takts ist, womit der erste Takt abgetastet wird.
Es ist wichtig zu verstehen, dass die Zahl m die effektive Änderungsrate bestimmt. Falls m sehr nahe bei 0 oder 1 liegt, nimmt der sich ergebende zeitliche Fehler langsam zu oder ab, bis er schließlich einen Umlauf ausführt. Im Zeitbereich sieht dies wie ein Sägezahn aus, wie bereits anhand der Beispiele ersichtlich ist. Die minimale Frequenz des Fehlers kann sehr niedrig sein, und diese Frequenz wird durch beide Takte beeinflusst.
Es seien ein Abtasttakt für das ausgehende Signal mit einem Nennwert von 10 MHz und ein tatsächlicher Fehler von 0 ppm angenommen. Es sei angenommen, dass dieser Takt eine erste Referenz von 1 MHz mit einem Fehler von +1 ppm abtastet. Die Formel zeigt, dass die Ausgangsabtasteinrichtung, die bei einer 10mal höheren Rate arbeitet, tatsächlich einen Bruchfehler von 10 ppm, nämlich 10 ppm eines Zyklus je Abtastwert, wahrnimmt. Dieser wird in 100.000 Zyklen der Referenz, nämlich in 0,1 s, "aufgefüllt". Demgemäß ist der Fehler sägezahnförmig und liegt um den Grundton von 10 Hz.
Es sei angenommen, dass der gleiche Abtasttakt wieder zum Abtasten eines 10-kHz-Takts mit einem Fehler von 1 ppm verwendet wird. Das Verhältnis zwischen den Anzahlen ist nun ein Faktor 1.000, so dass der wahrgenommene Zyklusfehler nun 1.000 ppm ist. Dieser wird in 1.000 Zyklen, nämlich in 0,1 s, "aufgefüllt". Die Frequenz ist noch die gleiche.
Nun sei angenommen, dass das abgetastete Signal 10 Hz bei 1 ppm ist. In 0,1 s bewegt sich dieses Signal 0,1 ppm einer Sekunde, nämlich 100 ns. Dies ist jedoch mit einem Abtastzyklus identisch. Der Fehler ist nicht sägezahnförmig, sondern flach. Der Fehler wird im wesentlichen zu einem gleichbleibenden Fehler, was bedeutet, dass sich der 10-MHz-Takt über 100 ns bewegen kann, ohne dass in einem anderen Muster abgetastet wird.
Es wird daher verständlich sein, dass das Spektrum des Fehlers vom genauen Verhältnis der Takte abhängt. Es kann unter anderem zwischen Sägezähnen und Gleichstrom variieren. Es ist von Interesse, das bestmögliche Spektrum herauszufinden, das typischerweise ein Hochfrequenzspektrum ist. Hierdurch lässt sich die Fehlerkomponente leicht unterdrücken und lassen sich die kleinen Taktschwankungen noch genau verfolgen, die in der Nähe eines Gleichanteils liegen.
Es sei angenommen, dass das abgetastete Signal eine Rate in der Nähe von 1 MHz aufweist, jedoch mit einer starken Abweichung. Ein Zyklus beträgt (10 + 5/32) Zyklen des 10-MHz-Abtasttakts, nämlich etwa 1,6 % von 1 MHz. Der Wert 5/32 garantiert, dass der Abtastfehler aus hauptsächlich hochfrequenten Termen besteht. Dies ist ein indirektes Ergebnis von der modifizierten Engel-Reihe, wobei der Wert 5/32 und sein Komplement 1 – 5/32 = 27/32 hauptsächlich hochfrequente Komponenten liefern. Dies hohen Frequenzen lassen sich einfacher herausfiltern. Diese Zahlen lassen sich beispielsweise einfach dezimieren.
Diese Analyse lässt schließen, dass die Frequenz des zweiten Takts, von dem der erste Takt abgetastet wird, so hoch wie möglich sein sollte und dass die Zyklusverhältnisse derart sein sollten, dass die Zahl m aus der voranstehenden Gleichung ein ungerader Bruch, wie 5/32 oder 27/32, ist. Das Problem besteht jedoch darin, dass die typischen minimalen Frequenzen für das Abtasten im Bereich von 10 MHz (Periode von 100 ns) liegen, während die typische Paketrate, mit der die Zeitsteuerung überhaupt transportiert werden kann, niedrig ist und beispielsweise in der Größenordnung von 10 bis 100 Paketen/s liegt. Hierdurch liegen die Taktverhältnisse in der Größenordnung von 1 Million, was auch die Größenordnung der Genauigkeit der Takte ist. Es wird daher schwierig, Abtastfrequenzen so einzurichten, dass sie wünschenswerte Eigenschaften haben.
Eine Idee der durch die Taktverhältnisse bestimmten Funktionsweise kann anhand einiger Moiré-Muster dargestellt werden. In den 5a bis 5e ist eine Anzahl von Beispielen für zwei Takte mit einem bestimmten Verhältnis dargestellt, die aus den Formeln neben dem eigentlichen Muster ausgelesen werden können. Die Takte sind einfach vertikale Linien, welche Abtastzeitpunkte darstellen. Die Dichtemuster zeigen, dass Fehler eine verhältnismäßig geringe oder eine höhere Frequenz bzw. Häufigkeit aufweisen können. Mit Hilfe der FFT (schnellen Fouriertransformation) ist es möglich, ein gutes Bild der besten Funktionsweise zu erhalten, und es kann gezeigt werden, dass dies um das Verhältnis von 32/27 der Fall ist. Die anderen Moiré-Muster haben viel langfristigere Verschiebungen, einschließlich einer Gleichanteil-Verschiebung. Letzteres ist bei Verhältnissen von 32/32, 32/16 gut sichtbar, jedoch auch bei 32/24 noch recht gut sichtbar. Die Moiré-Beispiele können bei jeder Granularität abgestimmt werden.
In Wirklichkeit sind in einem Paketnetzwerk Vermittlungsstellen, Router und dergleichen vorhanden, und diese Knoten können nicht leicht in eine Slave-Konfiguration mit den eingehenden Takten versetzt werden. Es gibt mehr als ein eingehendes Taktsignal, und die Signale liefern keine besonderen Informationen darüber, welcher Takt der beste ist, und die ausgehenden Ströme werden entweder von dem globalen Takt des Knotens oder von dem relevanten ankommenden Strom abhängig gemacht. Dies bedeutet, dass zwischen zwei Strömen stets irgendeine Art einer Neuabtastung stattfindet, selbst wenn die Endpunkte PLLs verwenden. Solche PLLs werden dann nur verwendet, um die bestmögliche Signalwiederherstellung zu ermöglichen, und sie dienen nicht der Taktverteilung. Die Anzahl der beteiligten Takte kann und wird von Knoten zu Knoten zunehmen, wodurch die Anzahl der Taktbereichsübergänge (viel) höher gemacht wird als für den einzigen bisher beschriebenen Übergang.
Die Analyse von zwei Takten gilt noch immer, wenn Gerätepaare verwendet werden. Demgemäß kann die Gesamtverzögerung vom Eingang zum Ausgang als die Addition der Zeitfehler von allen einzelnen Gerätepaaren angesehen werden.
Der niedrigste Takt in der Kette liefert im allgemeinen die Fehler des schlechtesten Falls. Falls ein Geräteteil ein effektives Zeitgitter von 8 kHz verwendet und alle anderen 10 MHz verwenden, ist die Rahmenrate von 8 kHz (ein 125-μs-Gitter) dominant. Die Dominanz ist sowohl in der absoluten Zeitfehlergröße als auch im Spektrum vorhanden.
Falls die Taktraten vergleichbar sind, sind die Fehler wahrscheinlich ausreichend unkorreliert, um als ein additiver Rauschprozess zu erscheinen. Dies gilt insbesondere dann, wenn viele Knoten beteiligt sind. Dies hat eine direkte Konsequenz für das Verhalten auch im Frequenzspektrum.
Die Abweichung der Zeitgitter hängt im allgemeinen von der Netzwerkarchitektur ab. Beispielsweise wird erwartet, dass Ethernet-Netzwerke keine schlechteren Zeitgitter als 100 ns (für ein 10-MBit/s-Ethernet) aufweisen. Asynchrone Netzwerke, die bei Raten von 64 KBit/s durch TDM-Vermittlungsstellen tunneln, haben ein typisches Gitter von 8 kHz (Bytewiederholungsrate). ATM-Netzwerke können Gitter mit einer Länge von 53 Bytes (ein ATM-Rahmen) aufweisen, was ein Zeitgitter von 2,73 μs bei einer Datenrate von 155 MHz bedeutet.
Die tatsächliche minimale Rate, die für Anwendungen erwartet wird, ist die Rate von 8 kHz (ISDN, Telefonie). Viel kleinere Raten sind für heutige Technologien ungeeignet.
Ohne weitere Maßnahmen können die Verzögerungsfehler bei einer beliebigen Frequenz und von einer veränderlichen unbekannten Größe sein. Dies macht es sehr schwierig, eine gute Funktionsweise der Taktwiedergewinnung ohne kostspielige Einrichtungen, wie qualitativ hochwertige OCXOs (Oven Controlled Crystal Oscillators), zu erhalten. Die Modulo- Operatoren im Zeitbereich, die im Netzwerk ausgeführt werden, sind mit Delta-Sigma-Modulatoren 0-ter Ordnung vergleichbar. Es ist von anderen Arbeiten in normalen Delta-Sigma-Umgebungen bekannt, dass die mit dem Modulo-Operator verbundenen Probleme teilweise dadurch gelöst werden können, dass ein Bit zusätzlicher Informationen hinzugefügt wird. Ein wohlbekanntes Beispiel ist der Einsatz eines Zittersignals, wodurch die Funktionsweise von Delta-Sigma-Wandlern verbessert wird.
In dem einfachen Beispiel zweier Knoten, die zueinander senden, wurde die Verwendung einer PLL erörtert. Es wurde ausgesagt, dass hierdurch für eine allgemeine Lösung die Funktionsweise nicht verbessert wird, dies hilft jedoch dabei, die Probleme zwischen dem letzten Geräteteil und der Empfangsseite zu vermeiden. Eine PLL an sich auf der Empfangsseite kann eine Schicht fortnehmen, wodurch das verbleibende Problem etwas vereinfacht wird. Dies bedeutet auch, dass ein Netzwerk ohne Vermittlungsstellen (eine direkte Kopplung, typischerweise mit gekreuzten Kabeln) eine ausgezeichnete Funktionsweise bereitstellen kann.
Gemäß den Grundgedanken der Erfindung wird ein Signal in Form einer Frequenz- oder Phasenmodulation hinzugefügt, das dabei helfen kann, die Stellen zu erkennen, an denen die Gitterlinien auftreten, wodurch die Genauigkeit erhöht wird. Eine bevorzugte Lösung besteht darin, diese Modulation mit einer PLL auf der Empfängerseite zu kombinieren, so dass die letzte hinzukommende Ungenauigkeit zwischen der letzten Vermittlungsstelle und der Empfangsseite vermieden wird.
Das Hinzufügen eines Signals kann einige typische Formen, auf der Grundlage der Frequenz- oder der Phasenmodulation, annehmen. Fachleute werden verstehen, dass diese Begriffe locker verwendet werden, weil die Verfahren über eine eineindeutige mathematische Funktion (Integration) mathematisch gleichwertig sind.
Eine solche Form besteht darin, einen Gleichspannungsversatz als ein FM-Modulationssignal bereitzustellen, der im wesentlichen dem Taktversatz gleicht (in PM-Ausdrücken gleicht dieser einer geraden Rampe). Falls die Takte alle um 10 MHz liegen und die Paketrate 1 kHz beträgt, gleicht ein Versatz der Paketrate von 1/10.000·5/32 dem Verschieben des Abtastgitters um 5/32 eines Zyklus des relevanten 10-MHz-Takts für jeden folgenden Abtastwert. Hierdurch wird gewährleistet, dass der Fehler bei der Abtastung im wesentlichen nur hochfrequente Komponenten aufweist, wobei diese Komponenten bei der Frequenzwiedergewinnung leicht herausgefiltert werden können. Dies hängt in hohem Maße von den tatsächlichen Genauigkeiten der Takte ab. In dem Beispiel beträgt der Versatz 1/10.000·5/32 tatsächlich 16 ppm. Falls die Auswahl erfolgreich sein soll, sollte die Genauigkeit, abhängig von der erforderlichen Abschwächung der Fehlerkomponenten, im Bereich von 5 bis 25 Prozent liegen. Ein solcher Prozentsatz bedeutet, dass die Kristalle relative Genauigkeiten von 16 ppm·0,05 ... 0,25 = 0,8 ppm ... 4 ppm haben müssen. Typischerweise wären die absoluten Genauigkeitsanforderungen die Hälfte dieses Betrags, also 0,4 ppm ... 2 ppm. Solche Kristalle sind recht teuer und müssen in den eigentlichen Vermittlungselementen vorhanden sein. Die Genauigkeitsanforderungen müssen in jedem Kristall im System, einschließlich der Router und Vermittlungsstellen innerhalb des Netzwerks, vorhanden sein.
Die Zahlen können durch Verringern der Taktraten oder Erhöhen der Paketraten dramatisch verschoben werden. Leider erfordert die erwartete Verwendung dieser Technologien niedrige Paketraten, während die physikalischen Taktraten recht hoch sind. Die Verwendung eines Gleichspannungsversatzes ist eine mögliche, jedoch keine bevorzugte Lösung.
Es kann eine sinusförmige Modulation verwendet werden. Hierdurch kann der akute Frequenzfehler recht groß gemacht werden, was verglichen mit der Gleichspannungsmodulation vorteilhaft ist. Bei einer solchen Modulation wird nicht so sehr eine hohe Genauigkeit erwartet (der akute Frequenzfehler schwächt diese Anforderung ab), sondern vielmehr eine hohe Stabilität. Es kann erwartet werden, dass dies für die meisten Kristalle gilt.
Im Fall von Kristallen, deren Stabilität nicht gut garantiert ist, kann es vorteilhaft sein, mit der Summation von zwei Sinuswellenformen zu modulieren. Falls beispielsweise irgendein Kristall infolge anderer Elemente in den Vermittlungsgeräten ein zyklisches Temperaturverhalten hat, kann die erste Sinuswellenform mehr oder weniger die gleiche Rate aufweisen. Falls solche Korrelationen auftreten, kann es einfacher sein, einige Frequenzen zu verwenden und dadurch die Wahrscheinlichkeit solcher Probleme zu vermindern.
Abhängig von Implementationseinzelheiten kann die Verwendung von Sägezähnen, Dreieckssignalen und dergleichen gegenüber Sinuswellenformen vorteilhaft sein.
Falls das Modell zum Stören der Stabilitäten am besten als rauschbehaftet angesehen wird (infolge der Anzahl der Quellen und infolge der relativ unbekannten Umgebung), kann es am besten sein, eine (pseudo) zufällige Modulation zu verwenden.
Es ist bei allen Modulationstypen möglich, irgend etwas über die Modulationsgeschwindigkeit (durch die Paketrate vorgeschrieben) und die Detektionsgeschwindigkeit aus zusagen. Diese sollte im Gleichgewicht mit der Stabilität der Takte sein. Falls dies noch nicht erreicht wurde, sollte entweder die Paketrate erhöht werden, oder die Takte sollten stabiler werden. Weil das Letztgenannte keine wirkliche Option ist, wenn zwischenstehende Vermittlungsstellen und Router vorhanden sind, wird angenommen, dass die Modifikation der Paketrate die beste Lösung ist.
Tatsächlich ermöglicht das System die Verwendung einer Mischung von Verfahren. Jede Modulation funktioniert am besten, wenn die Sendeseite präzise Informationen über die Modulation zu den Empfangsseiten sendet. Dabei empfängt die Empfangsseite zusätzliche Informationen, die verwendet werden können, um den tatsächlichen gewünschten Takt genauer wiederzugewinnen. Das Senden der Informationen über die Empfangsseite übermittelt jedoch im wesentlichen alles, was für die Modulation von Interesse ist. Demgemäß wird die Auswahl der Modulation ausschließlich eine Sache des Senders. Der Typ, die Modulationstiefe usw. können vom Sender auf der Grundlage der erwarteten Netzwerkbedingungen, Taktstabilitäten und dergleichen bestimmt werden. Eine typische Implementation einer solchen Funktionalität lässt sich am besten entweder mit einem menschlichen Eingriff oder durch ein automatisches System erreichen, das auf einer Seite spezifische Daten von den Empfängern sammelt und dem Sender seine Schlussfolgerungen übermittelt bzw. diese darin festlegt.
6 zeigt, wie ein kleines Stück eines modulierten Signals Übergänge des Sendersignals (schräge Linie, für eine PM eine Rampe oder für eine FM ein Gleichspannungsversatz) durch zusätzliche Quantisierungsniveaus des Abtasttakts (horizontale Linien) provoziert. Die horizontalen Linien geben wie bei einer Abschneidefunktion an, wo das Empfangssignal gesehen wird. Der Typ einer Abschneidefunktion, näm lich eine den Untergrund oder eine die Spitzenwerte abschneidende Funktion, hängt davon ab, in welche Richtung die Zeit tatsächlich fließt, nämlich nach oben (dann Spitzenwerte) oder nach unten (dann Untergrund). Die Abschneidefunktion gleicht einem Typ einer Modulo-Funktion. Falls die schräge Linie nach oben oder nach unten verschoben wird und sich die Werte nach dem Abschneiden nicht ändern, kann der Empfänger keine Unterscheidung zwischen der ursprünglichen und der verschobenen Version bilden, weil diese Information beim Abschneiden unterschlagen wird. Demgemäß ist die maximale Verschiebung, um die die schräge Linie nach oben und nach unten verschoben werden kann, eine direkte Angabe der minimalen Unbestimmtheit (also des Fehlers), die am Empfänger garantiert werden kann. Eine größere Verschiebung ändert einen oder mehrere abgeschnittene Werte und ist daher detektierbar. Somit ist diese minimale Unbestimmtheit auch das theoretische Maximum.
Das Auffinden einer genauen Unbestimmtheitsgrenze kann durch Werkzeuge auf der Grundlage dieser Moiré-Muster erleichtert werden. Diese Muster können die Modulation mitnehmen, so dass einer der Liniensätze geneigt wird. Hierdurch wird das eindimensionale Moiré-Muster zu einem zweidimensionalen Muster geändert, wie in 2 dargestellt ist, wobei die Zeit (normale Ablaufzeit) in eine Richtung verläuft und die Zeit (Modulation im Laufe der Zeit) in die andere verläuft. Es wird anhand eines solchen Musters möglich, ein erforderliches Beobachtungsfenster zu berechnen und eine Genauigkeit zu erreichen (dies ist einfach lineare Mathematik). Wenn die schräge Linie weniger geneigt wird, lässt sich eine höhere Genauigkeit erreichen, es ist dann jedoch eine längere Beobachtung erforderlich.
Eine praktische Ausführungsform, in der die voranstehenden Verfahren implementiert werden, kann auf eine Anzahl von Arten eingerichtet werden, die direkte Ableitungen von Liniengleichungen sind. Eine Ausführungsform ist in 8 dargestellt, die eine Lösung für eine Ethernet-Umgebung zeigt. Das System weist ein Ethernet 12 auf, das auf der Sende- und der Empfangsseite mit Ethernet-MAC- und PHY-Einheiten 12, 14 verbunden ist. Ein Modulator 16 liefert auf der Sendeseite 12 ein Eingangssignal. Die asynchronen Zeitpakete werden so behandelt, dass die Abgangszeit oder die Ankunftszeit eines Pakets oder Ereignisses die Hauptdaten sind, auf der Grundlage derer die vollständige Lösung abgeleitet wird. Die Modulation der tatsächlichen Abgangszeit kann auf eine Anzahl von Arten vorgenommen werden. Der Modulator liefert ein Zeitsignal für die Einheit 12. Eine Zeitbasis 18 liefert eine Eingabe für den Modulator 16. Der Modulator 16 funktioniert als eine zeitliche Abweichung gegenüber der existierenden Zeitbasis 18. Typischerweise liefert ein Kristall 20 das Basissignal. Weil der Modulator 16 eine zeitliche Verschiebung erzeugt, kann ein Phasenmodulator am besten geeignet sein. Falls eine unendliche Phasenrampe erforderlich ist, muss der Modulator Vorkehrungen dafür aufweisen.
Die Ethernet-MAC- und PHY-Einheit 14 behandelt den asynchronen Verkehr im Empfänger. Hierbei kann entweder ein unabhängiger Takt oder ein Rückkopplungstakt verwendet werden. In 8 verwendet die Einheit 14 einen Rückkopplungstakt, durch Deaktivieren des Modulators oder Multiplizieren der Modulatordaten im Berechnungsblock 22 mit 0 kann der Takt jedoch unabhängig gemacht werden.
Eine Steuereinheit 24 steuert den genauen Zeitablauf des Abgangs von Paketen auf der Senderseite. Die Modulation, die die Steuerung bewirkt, erfolgt vorzugsweise im Intervall zwischen Paketen. Die Modulation der tatsächlichen Paketrate kann möglich sein, beeinflusst jedoch die nominelle Dauer der Nachricht und jedes Bit in dieser Nachricht. Für eine tiefe Modulation ist dies nicht akzeptabel, so dass nur eine Modulation während Pausen akzeptabel sein kann.
Die Steuereinheit 24 könnte während Nachrichten modulieren. Dies hat keinen Zweck, wenn der Sender mit einer Vermittlungsstelle kommuniziert, die ihren eigenen Takt in den ausgehenden Strömen verwendet, dies kann jedoch vorteilhaft sein, wenn der Empfangsknoten ein Endknoten sein kann. Weil der Endknoten auf die zusätzliche Modulation reagiert, kann die Funktionsweise verbessert werden.
Die Berechnungseinheit 22 auf der Empfängerseite wird verwendet, um eine höhere Genauigkeit in etwa dort zu erhalten, wo sich die Quantisierungsgrenzen befunden haben, so dass sie aufgehoben werden können. Falls ein physikalisches, wiedergewonnenes Signal erforderlich ist, wird die Berechnungseinheit 22 benötigt, um die zusätzliche Genauigkeit bereitzustellen, dieses Signal sollte jedoch typischerweise nicht moduliert sein. Hierfür sind zusätzliche Schaltungen erforderlich, die nicht dargestellt sind.
Die Empfangsseite weist auch einen Modulator und einen Synchronisationsdetektor 26 und ihre eigene Zeitbasis 28 mit einem Kristall 30 auf.
8 zeigt die vollständigste Implementation, Fachleute werden jedoch verstehen, dass bestimmte Elemente davon, abhängig von der Modulationstiefe, der Verkehrs-Bitratengenauigkeit und dergleichen, entfernt werden können. Das komplexeste Element in der voranstehenden Figur ist das synchrone Detektionsrückkopplungssignal, das verwendet werden kann, um die tatsächliche Ankunft eines Pakets zeitlich genau festzulegen.

Claims

Verfahren zum Wiedergewinnen von Zeitinformationen in einem Paketnetzwerk, dadurch gekennzeichnet, dass ein moduliertes Signal verwendet wird, um zusätzliche Informationen über das Netzwerk zu transportieren, die zur Taktwiedergewinnung zwischen dem Sender und dem Empfänger erforderlich sind.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal frequenz- oder phasenmoduliert ist.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal als ein Versatz der Übertragungsrate von Paketen vom Sender manifestiert ist.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Versatz ein ungerader Bruchteil f eines Zyklus eines Taktsignals ist, so dass der Zeitfehler am Empfänger nur hochfrequente Komponenten enthält.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass f 5/32 ist.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass f 27/32 ist.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Paketrate um einen Betrag versetzt wird, der dem mit f multiplizierten Verhältnis zwischen dem Paketzyklus und dem Taktzyklus entspricht.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochfrequenzkomponenten am Empfänger herausgefiltert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenregelschleife am Empfänger bereitgestellt ist, um Zeitfehler zu entfernen, die zwischen dem letzten Knoten in dem Weg eines Pakets über das Netzwerk und dem Empfänger auftreten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass für das modulierte Signal eine Sinusmodulation verwendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal die Summe von zwei Sinuswellenformen ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal einen Sägezahn oder eine Form einer Modulation verwendet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal eine pseudozufällige Modulation verwendet.
Vorrichtung zum Wiedergewinnen von Zeitinformationen über das Netzwerk an einem Empfänger in einem einen Sender und einen Empfänger verbindenden Paketnetzwerk, mit: einen Modulator (16) am Sender (12) zum Senden eines Zeitinformationen übermittelnden modulierten Signals über das Netzwerk und eine Taktwiedergewinnungseinheit (22, 26) am Empfänger (14), die das modulierte Signal verwendet, um die Genauigkeit des wiedergewonnenen Takts zu verbessern.
Vorrichtung nach Anspruch 14, mit des weiteren einer Steuereinheit (24) zum Ändern der genauen Absendezeit ausgehender Pakete, um das modulierte Signal bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Wiedergewinnungseinheit einen Synchrondetektor (26) zum Bestimmen der genauen Ankunftszeit eines eingehenden Pakets aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (12) und der Empfänger (14) jeweils eine lokale Zeitbasis als Referenz aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (16) mit einer Netzwerk-Schnittstelleneinheit verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Steuereinheit (24) die Übertragungszeit der Pakete ändert, um den Versatz bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei der Versatz ein ungerader Bruchteil f eines Zyklus eines Taktsignals ist, wobei der Zeitfehler am Empfänger nur hochfrequente Komponenten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei die Paketrate um einen Betrag verschoben ist, der dem mit multiplizierten Verhältnis zwischen dem Paketzyklus und dem Taktzyklus entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei f 5/32 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei f 27/32 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, mit des weiteren einer Phasenregelschleife am Empfänger zum Entfernen von Fehlern, die in der letzten Verbindung des Netzwerks vor dem Empfänger auftreten.