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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen
eines Taktsignals mit einem einstellbaren Tastverhältnis, deren
Verwendung und ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals
mit einem einstellbaren Tastverhältnis.
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Oszillatoren
und insbesondere Schwingquarzoszillatoren sind weit verbreitete
Schaltkreise, um Mikroprozessoren und Speicherbausteine mit einem
Taktsignal zu versorgen. Dabei wird häufig ein genaues Tastverhältnis gefordert.
Das Tastverhältnis eines
Taktsignals wird üblicherweise
als das Verhältnis
der Zeit, während
der sich das Taktsignal auf einem Pegel "High" befindet,
zu einer Periodendauer des Taktsignals definiert.
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Das
Dokument "High-Performance
Crystal Oscillator Circuits: Theory and Application", Autoren E. Vittoz,
M. Degrauwe, S. Bitz, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band
23, Nummer 3, Juni 1988, pp. 774 bis 783 beschreibt ein Ersatzschaltbild
eines Schwingquarzes und einen Schwingquarzschaltkreis.
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Das
Dokument
US 4,959,557 befasst
sich mit einem Schaltkreis mit einem Vorwärts- und einem Rückkopplungszweig
zur Kontrolle des Tastverhältnisses
eines Taktsignals.
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Das
Dokument
US 5,481,228 beschreibt eine
Anordnung zur Steuerung des Tastverhältnisses mit seriell geschalteten
Transistorstufen.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung und
ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals anzugeben, die
eine genaue Einstellung des Tastverhältnisses des Taktsignals ermöglichen.
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Diese
Aufgabe wird mit dem Gegenstand gemäß Patentanspruch 1 sowie dem
Verfahren gemäß Patentanspruch
19 gelöst.
Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der
abhängigen
Ansprüche.
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Erfindungsgemäß umfasst
eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines Taktsignals mit
einem einstellbaren Tastverhältnis
eine Verstärkerschaltung,
einen Tiefpass und eine Integratorschaltung. Die Verstärkerschaltung
ist an einem ersten Eingang mit einem Eingang der Schaltungsanordnung
verbunden. Die Verstärkerschaltung
ist an einem Ausgang mit einem Ausgang der Schaltungsanordnung gekoppelt.
Der Tiefpass ist eingangsseitig mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung
und ausgangsseitig mit der Integratorschaltung verbunden. Die Integratorschaltung
wiederum ist ausgangsseitig mit einem zweiten Eingang der Verstärkerschaltung verbunden.
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Der
Eingang der Schaltungsanordnung dient zum Anschließen eines
Oszillators. Eine Oszillatorspannung wird dem Eingang der Schaltungsanordnung
zugeleitet. An dem Ausgang der Schaltungsanordnung ist ein Taktsignal
mit einem Tastverhältnis abgreifbar.
Ein an dem Ausgang der Verstärkerschaltung
anliegendes Signal wird dem Tiefpass zugeführt. Ein ausgangsseitig an
dem Tiefpass abgreifbares Signal wird der Integratorschaltung zugeleitet. Die
Integratorschaltung ist zur Abgabe eines vorgebbaren Schwellwerts
zur Steuerung des Tastverhältnisses
ausgelegt. Dieser Schwellwert wird dem zweiten Eingang der Verstärkerschaltung
zugeleitet. Die Verstärkerschaltung
gibt ausgangsseitig ein Signal ab, das in Abhängigkeit von dem Oszillatorsignal
und dem Schwellwert bereitgestellt wird.
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Das
von der Verstärkerschaltung
bereitgestellten Signal wird somit über den Tiefpass und die Integratorschaltung
auf den zweiten Eingang der Verstärkerschaltung zurückgekoppelt.
Der Tiefpass stellt ein Signal bereit, dass in erster Näherung als
Gleichsignal ausgebildet ist und einem Wert des Tastverhältnisses
entspricht. Mittels der Rückkopplung
wird bei einer Änderung
des Tastverhältnisses,
die beispielsweise durch eine Störung
in der Oszillatorspannung oder durch eine ausgangsseitig ankoppelbare elektrische
Last verursacht wird, gegengesteuert, so dass wieder das Tastverhältnis vor
der Störung
erzielt wird.
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Mit
Vorteil ist mittels des von der Integratorschaltung bereitgestellten
Schwellwertes ein Schwellwert der Verstärkerschaltung einstellbar.
Es ist ein Vorteil der Schaltungsanordnung, dass eine Phase des
Taktsignals nahezu identisch mit einer Phase des Oszillatorsignals
ist.
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In
einer Weiterbildung weist die Verstärkerschaltung einen Komparator
auf, der an einem ersten und an einem zweiten Eingang mit dem ersten
beziehungsweise dem zweiten. Eingang der Verstärkerschaltung verbunden ist.
Der Komparator kann an einem Ausgang mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung
verbunden sein. Mit Vorteil kann ein Puffer zur Verbindung des Ausgangs
des Komparators mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung vorgesehen sein.
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In
einer alternativen Weiterbildung weist die Verstärkerschaltung einen Puffer
mit einem Eingang auf, der mittels ei nes Einkoppelkondensators mit dem
ersten Eingang der Verstärkerschaltung
verbunden ist. Der Puffer ist an dem Eingang weiterhin mit dem zweiten
Eingang der Verstärkerschaltung
und ausgangsseitig mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung verbunden.
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Der
Puffer kann einen Inverter aufweisen. Alternativ kann der Puffer
einen ersten Inverter und einen zweiten Inverter umfassen, wobei
der zweite Inverter dem ersten Inverter nachgeschaltet ist. Dabei kann
die Stromtreiberfähigkeit
des zweiten Inverters größer als
die Stromtreiberfähigkeit
des ersten Inverters sein. In einer Ausführungsform dieser Weiterbildung
kann ein Weite zu Länge-Verhältnis des
P-Kanal Feldeffekttransistors des zweiten Inverters größer als
ein Weite zu Länge-Verhältnis des
P-Kanal Feldeffekttransistors des ersten Inverters und entsprechend
ein Weite zu Länge-Verhältnis des
N-Kanal-Feldeffekttransistors des zweiten Inverters größer als
ein Weite zu Länge-Verhältnis des
N-Kanal Feldeffekttransistors des ersten Inverters sein. Dies verbessert
die Treiberfähigkeit.
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Der
Puffer kann mehr als zwei Inverter umfassen. Mit Vorteil verursacht
eine geradzahlige Anzahl von Invertern nahezu keine Phasenverschiebung
in der Verstärkerschaltung.
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Die
Verstärkerschaltung
kann dazu ausgelegt sein, ausgangsseitig ein Rechtecksignal als
Taktsignal bereitzustellen.
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In
einer Ausführungsform
weist die Integratorschaltung einen Transkonduktanz-Verstärker auf. Der
Transkonduktanz-Verstärker
ist an einem ersten Eingang mit dem Tiefpass und an einem Ausgang
mit dem zweiten Eingang der Verstärkerschaltung gekoppelt. Dem
Transkonduktanz-Verstärker
ist an einem zweiten Eingang eine Referenzspannung zuführbar. Die
Referenzspannung kann der Schaltungsanordnung über einen Eingang der Schaltungsanordnung
zugeführt
sein oder intern erzeugt werden.
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In
einer alternativen Ausführungsform
weist die Integratorschaltung einen Operationsverstärker auf.
Der Operationsverstärker
ist an einem invertierenden Eingang mit dem Tiefpass verbunden.
Einem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist
die Referenzspannung zuführbar.
Der Operationsverstärker
ist an einem Ausgang mit dem zweiten Eingang der Verstärkerschaltung
und über
einen Rückkoppelkondensator
mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt.
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In
einer Weiterbildung weist die Integratorschaltung einen Spannungsteiler
mit einem ersten und einem zweiten Widerstand auf, der zwischen
einen Versorgungsspannungsanschluss und einen Bezugspotenzialanschluss
geschaltet ist. Ein Abgriff des Spannungsteilers zwischen den beiden
Widerständen
ist mit dem zweiten Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers beziehungsweise
dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden.
Am Abgriff des Spannungsteilers kann die Referenzspannung bereitgestellt
werden. Bevorzugt sind für
ein Tastverhältnis
1/2 der erste und der zweite Widerstand mit demselben Widerstandswert
ausgelegt.
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Der
erste Widerstand und der zweite Widerstand des Spannungsteilers
können
als Widerstandsnetzwerk mit mehreren Abgriffen ausgebildet sein.
Zwischen den Abgriffen kann zum Einstellen der Referenzspannung
auf verschiedene Werte umgeschaltet werden. Der von der Integratorschaltung bereitgestellte
Schwellwert wird in Abhängigkeit
von der Referenzspannung abgegeben.
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In
einer alternativen Ausführungsform
kann anstelle des Spannungsteilers eine Switched-Capacitor-Schaltung
vorgesehen sein. Die Switched-Capacitor-Schaltung umfasst einen
ersten und einen zweiten Schaltkondensator, die in Serie zwischen
einen Versorgungsspannungsanschluss und einen Bezugspotenzialanschluss
geschaltet sind, und einen Abgriff zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltkondensator.
Der Abgriff der Switched-Capacitor-Schaltung ist mit dem zweiten
Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers beziehungsweise dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers
verbunden. Die an dem Abgriff bereitgestellte Referenzspannung kann
in erster Näherung
unabhängig
von einem Wert des ersten und einem Wert des zweiten Schaltkondensators
sein und näherungsweise
die Hälfte
der Versorgungsspannung betragen. Mit Vorteil verbindet ein Haltekondensator den
Abgriff der Switched-Capacitor-Schaltung
mit dem Bezugspotenzialanschluss.
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Der
Tiefpass, der zwischen den Ausgang der Verstärkerschaltung und den Eingang
der Integratorschaltung geschaltet ist, kann als Tiefpass erster Ordnung
ausgebildet sein und einen Widerstand und einen Kondensator aufweisen.
Alternativ kann er als Tiefpass höherer Ordnung realisiert sein.
Er kann als Transkonduktanz-Verstärker C-Filter ausgebildet sein.
Mittels eines Regelkreises, umfassend die Verstärkerschaltung, den Tiefpass
und die Integratorschaltung, kann vorteilhaft ein Tastverhältnis des Taktsignals
genau eingestellt werden.
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Der
ankoppelbare Oszillator kann ein Schwingquarzoszillator sein. Der
Schwingquarzoszillator kann als Pierceschaltung realisiert sein.
Alternativ kann der Oszillator als Ringoszillator ausgebildet sein.
Der Oszillator kann als Relaxations-Oszillator realisiert sein. Der Relaxations-Oszillator
kann als LC-Oszillator oder bevorzugt als RC-Oszillator ausgebildet
sein.
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Die
Schaltungsanordnung kann auf einem Halbleiterkörper realisiert sein. In einer
alternativen Ausführung
kann zusätzlich
auch eine Beschaltung eines Schwingquarzes auf dem Halbleiterkörper realisiert
sein.
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Die
Schaltungsanordnung kann in einem Mikroprozessorschaltkreis oder
einem Halbleiterspeicherbaustein eingesetzt sein.
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Erfindungsgemäß sieht
ein Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals mit einem einstellbaren
Tastverhältnis
folgende Schritte vor: Ein Oszillatorsignal wird einer Verstärkerschaltung
zugeführt.
In Abhängigkeit
eines Schwellwerts wird das Oszillatorsignal verarbeitet. Das verarbeitete
Oszillatorsignal wird ausgangsseitig als Taktsignal mit dem Tastverhältnis bereitgestellt.
Aus dem Tastverhältnis
wird ein Signal abgeleitet. Das aus dem Tastverhältnis abgeleitete Signal wird
mit einer vorgebbaren Referenzspannung verglichen und der Schwellwert
wird in Abhängigkeit
des Vergleichsergebnisses bereitgestellt.
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Mit
Vorteil sind somit mittels einer Referenzspannung der Schwellwert
und damit das Tastverhältnis
einstellbar.
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Die
Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der
Figuren näher
erläutert.
Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen gleiche
Bezugszeichen. In soweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente gleichen,
wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
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1 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
der Schaltungsanordnung als Blockschaltbild nach dem vorgeschlagenen
Prinzip,
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2A und 2B zeigen
beispielhafte Ausführungsformen
von Schaltungsanordnungen nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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3 zeigt
beispielhafte Signalverläufe
einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip in Abhängigkeit
von der Zeit,
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4A bis 4D zeigen
eine beispielhafte Ausführungsform
einer Switched-Capacitor-Schaltung,
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5 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
eines ersten und eines zweiten Inverters,
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6 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
eines Operationsverstärkers
und
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7A bis 7B zeigen
eine beispielhafte Ausführungsform
eines getakteten Transkonduktanz-Verstärkers.
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1 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung als Blockschaltbild nach dem vorgeschlagenen
Prinzip. Die Schaltungsanordnung 1 umfasst eine Verstärkerschaltung 20, einen
Tiefpass 40 und eine Integratorschaltung 50. Die
Schaltungsanordnung 1 weist darüber hinaus einen Eingang 2 auf,
der mit dem Oszillator 3 verbunden ist. Die Schaltungsanordnung 1 umfasst
ferner einen Ausgang 4 zur Abgabe eines Taktsignals Vout. Die
Verstärkerschaltung 20 ist an
einem ersten Eingang 21 mit dem Eingang 2 der
Schaltungsanordnung 1 und an einem Ausgang 23 mit
dem Ausgang 4 der Schaltungsanordnung 1 sowie
mit einem Eingang des Tiefpasses 40 verbunden. Die Integratorschaltung 50 ist
eingangsseitig mit dem Tiefpass 40 und ausgangsseitig mit
einem zweiten Eingang 22 der Verstärkerschaltung verbunden. Die
Verstärkerschaltung 20 weist
einen Komparator 24 auf, der eingangsseitig mit dem ersten
und dem zweiten Eingang 21, 22 der Integratorschaltung 20 gekoppelt
ist. Ausgangsseitig ist der Komparator 24 mit dem Ausgang 23 der
Verstärkerschaltung 20 gekoppelt.
Ein Puffer 25 ist zwischen den Komparator 24 und
den Ausgang 23 der Verstärkerschaltung 20 geschaltet.
Die Integratorschaltung 50 umfasst einen Transkonduktanz-Verstärker 51,
einen Spannungsteiler 55 und ein Schleifenfilter 71.
Der Transkonduktanz-Verstärker 51 ist
eingangsseitig mit dem Tiefpass 40 und dem Spannungsteiler 55 verbunden.
Ausgangsseitig ist der Transkonduktanz-Verstärker 51 über das
Schleifenfilter 71 mit dem zweiten Eingang 22 der
Verstärkerschaltung 20 verbunden.
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Der
Oszillator 3 stellt ausgangsseitig eine Oszillatorspannung
Vosc bereit, die dem ersten Eingang 21 der Verstärkerschaltung 20 und
damit dem Komparator 24 zugeleitet wird. Das Taktsignal
Vout mit einem Taktverhältnis ϕ wird
mittels des Komparators 24 in Abhängigkeit der Oszillatorspannung
Vosc und einer Schwellspannung Vth, welche ausgangsseitig an der
Integratorschaltung 50 abgreifbar ist, gebildet. Das Taktsignal
Vout wird unter Verwendung des Tiefpasses 40 gefiltert,
so dass ausgangsseitig am Tiefpass 40 ein Signal, welches
das Taktverhältnis ϕ wiedergibt,
abgreifbar ist. Dieses Signal wird mittels des Transkonduktanz-Verstärkers 51 mit
einer Referenzspannung Vref, die ausgangsseitig am Spannungsteiler 55 abgreifbar
ist, verglichen. Das Schleifenfilter 71 filtert ein am
Transkonduktanz-Verstärker 51 ausgangsseitig
abgreifbares Signal und führt
es dem zweiten Eingang 22 der Schaltungsanordnung 1 zu.
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Mit
Vorteil wird das Tastverhältnis ϕ des
Taktsignals Vout entsprechend der Referenzspannung mittels der Schaltungsanordnung 1 eingestellt.
Mit Vorteil bilden die Verstärkerschaltung 20,
der Tiefpass 40 und die Integratorschaltung 50 einen
Regelkreis.
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Anstelle
des Spannungsteilers 55 kann in einer alternativen Ausführungsform
eine Switched-Capacitor-Schaltung 59 vorgesehen sein, die
ausgangsseitig die Referenzspannung Vref bereitstellt.
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In
einer alternativen Ausführungsform
kann anstelle des Transkonduktanz-Verstärkers 51 ein Operationsverstärker 65 mit
einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang 66, 67 vorgesehen
sein, die mit dem Ausgang des Tiefpasses 40 und eines Abgriffes
des Spannungsteilers 55 gekoppelt sind.
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Der
Puffer 25 kann alternativ entfallen.
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2A zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand
einer Weiterbildung des Blockschaltbilds von 1. Der Oszillator 3 weist
einen Schwingquarz 10 auf, der an einem ersten Anschluss über einen
ersten Kondensator 11 und an einem zweiten Anschluss über einen
zweiten Kondensator 12 mit einem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden
ist. Der erste und der zweite Anschluss des Schwingquarzes 10 sind
darüber
hinaus über
einen Widerstand 13 miteinander verbunden. Der erste An schluss
des Schwingquarzes 10 ist an einen Steueranschluss eines
Inverters 14, 15 angeschlossen. Der Inverter weist
einen P-Kanal Feldeffekttransistor 14 und einen N-Kanal
Feldeffekttransistor 15 auf, die zwischen einen Versorgungsspannungsanschluss 9 und
den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Ein Abgriff
zwischen den gesteuerten Strecken der beiden Transistoren 14, 15 ist
mit dem zweiten Anschluss des Schwingquarzes 10 und dem
Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 verbunden.
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Der
Tiefpass 40 umfasst einen Widerstand 41 und einen
Kondensator 42. Der Widerstand 41 verbindet einen
Eingang mit einem Ausgang des Tiefpasses 40 und der Kondensator 42 verbindet
den Ausgang des Tiefpasses 40 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8.
Der Spannungsteiler 55 umfasst einen ersten und einen zweiten
Widerstand 56, 57, die zwischen den Versorgungsspannungsanschluss 9 und den
Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Ein Abgriff
zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 56, 57 ist
an den zweiten Eingang 53 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 angeschlossen. Der
Tiefpass 40 ist ausgangsseitig an einen ersten Eingang 52 des
Transkonduktanz-Verstärkers 51 angeschlossen.
Ein Ausgang 54 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 ist
an dem zweiten Eingang 22 der Verstärkerschaltung 20 angeschlossen.
Das Schleifenfilter 71 ist als Impedanz zwischen dem Ausgang 54 des
Transkonduktanz-Verstärkers 51 und
dem Bezugspotenzialanschluss 8 realisiert. Das Schleifenfilter 71 umfasst
einen ersten Kondensator 74, der parallel zu einer Serienschaltung,
aufweisend einen zweiten Kondensator 72 und einen ersten
Widerstand 73, zwischen den Ausgang 54 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 und
den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet ist. Der Puffer 25 in
der Verstärkerschaltung 20 umfasst
eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Inverters 26, 27.
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Am
Oszillator 3 ist ausgangsseitig die Oszillatorspannung
Vosc abgreifbar. Der Komparator 24 vergleicht die Oszillatorspannung
Vosc mit dem Schwellwert Vth, welcher von der Integratorschaltung 50 ausgangsseitig
bereitgestellt wird. Der Komparator 24 gibt ausgangsseitig
das Taktsignal Vout mit dem Tastverhältnis ϕ ab. Das Taktsignal
Vout wird mittels des Tiefpasses 40 gefiltert, so dass
an dem ersten Eingang 52 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 ein
näherungsweise
konstantes Signal anliegt, welches das Tastverhältnis ϕ repräsentiert.
Ein Strom am Ausgang 54 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 wird
in Abhängigkeit
von dem gefilterten Signal und der Referenzspannung Vref, die an
dem Abgriff zwischen den ersten und den zweiten Widerstand 56, 57 abgreifbar
ist, gebildet. Der erste Eingang 52 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 ist
dabei als nichtinvertierender Eingang und der zweite Eingang 53 als invertierender
Eingang ausgebildet. Die Integratorschaltung 50 stellt
ausgangsseitig den Schwellwert Vth in Abhängigkeit von dem Strom am Ausgang 54 des
Transkonduktanz-Verstärkers 51 und
von einer Filtercharakteristik des Schleifenfilters 71 bereit.
Das Schleifenfilter 71 ist als Tiefpass ausgebildet. Im
Vorwärtszweig
des Regelkreises ist ausschließlich
die Verstärkerschaltung 20 vorgesehen,
die nur eine geringe Phasenverzögerung
aufweist. Im Rückkopplungszweig
ist der Tiefpass 40 und die Integratorschaltung 50,
umfassend das Schleifenfilter 71, vorgesehen. Der Tiefpass 40 und
das Schleifenfilter 71 erzeugen eine Phasenverschiebung
von jeweils bis zu 90 Grad. Aus der Verbindung der Integratorschaltung 50 mit
dem invertierenden Eingang des Komparators 24 resultiert
eine weitere Phasenverschiebung von näherungsweise 180 Grad, so dass
die Phasenverschiebung im Regelkreis insgesamt 360 Grad beträgt.
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2B zeigt
eine weitere beispielhafte Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Im Unterschied
zur Schaltungsanordnung gemäß 2A weist
die Verstärkerschaltung 20' gemäß 2B einen
Koppelkondensator 28 auf, der den ersten Eingang 21 der
Verstärkerschaltung 20' mit dem Eingang
des Puffers 25 verbindet. Der zweite Eingang 22 der
Verstärkerschaltung 20' ist ebenfalls
am Eingang des Puffers 25 angeschlossen.
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Dem
Eingang des ersten Inverters 26 wird somit der Schwellwert
Vth zugeführt,
welcher in erster Näherung
als Gleichspannung ausgebildet ist. Dieser Gleichspannung wird mittels
des Koppelkondensators 28 die Oszillatorspannung Vosc beziehungsweise
ein Anteil der Oszillatorspannung Vosc überlagert. Ausgangsseitig ist
am ersten Inverter 26 ein Signal abgreifbar, das im Wesentlichen
die Pegel Low und High aufweist, welche in Abhängigkeit von dem eingekoppelten
Wechselspannungssignal und dem Schwellwert Vth gebildet werden.
Der erste Inverter 26 weist einen Inverterschwellwert für den Übergang
vom Pegel Low zum Pegel High auf. Steigt die Summe aus dem Schwellwert
Vth und dem eingekoppelten Wechselspannungssignal über den
Inverterschwellwert, so wird ausgangsseitig von dem ersten Inverter 26 der
Wert Low und von dem nachgeschalteten zweiten Inverter 27 der
Wert High ausgegeben, welcher gleichzeitig der Wert des Taktsignals Vout
ist.
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Es
ist ein Vorteil der Verstärkerschaltung 20' gemäß 2B,
dass die Realisierung mittels eines ersten und eines zweiten Inverters 26, 27 einen
sehr geringen Aufwand an Bauelementen benötigt.
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Es
ist ein Vorteil der Schaltungsanordnung 1 gemäß 2B,
dass das Tastverhältnis ϕ des
Taktsignals Vout nahezu unab hängig
von dem Inverterschwellwert des ersten Inverters 26 und
einem Inverterschwellwert des zweiten Inverters 27 ist.
Dies wird zum einen dadurch erreicht, dass die beiden Inverter 26, 27 hintereinander
geschaltet sind und beispielsweise ein erhöhter Inverterschwellwert des
ersten Inverters 26 durch einen erhöhten Inverterschwellwert des
zweiten Inverters 27 ausgeglichen wird. Zum anderen wird
mittels des Tiefpasses 40 und der Integratorschaltung 50 der
Schwellwert Vth derart eingestellt, dass das gewünschte Tastverhältnis ϕ auch
bei Abweichungen der Inverterschwellwerte von einem vorgesehenen
Wert erzielt wird.
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3 zeigt
beispielhafte Signalverläufe
in Abhängigkeit
von der Zeit t, wie sie etwa in einer Schaltungsanordnung 1 gemäß den 1 und 2A abgreifbar
sind. Sinkt die Oszillatorspannung Vosc unter den Schwellwert Vth,
so weist das Taktsignal Vout den Pegel Low auf. Übersteigt hingegen die Oszillatorspannung
Vosc den Schwellwert Vth, so weist das Taktsignal Vout den Pegel
High auf. Der Pegel High liegt während
einer Anschaltdauer ton und der Pegel Low während einer Ausschaltdauer toff
an. Die Periodendauer T ist die Summe aus der Anschaltdauer ton
und der Ausschaltdauer toff. Das Tastverhältnis ϕ beträgt in diesem
Beispiel näherungsweise
0,7.
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Es
ist beispielhaft ein weiterer Schwellwert Vth1 und ein weiteres
Taktsignal Vout1 gezeigt. Die weitere Anschaltdauer ton1 und die
weitere Ausschaltdauer toff1 sind gleich, so dass das Tastverhältnis ϕ den
Wert 0,5 aufweist.
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4A bis 4D zeigen
eine beispielhafte Ausführungsform
einer Switched-Capacitor-Schaltung 59, wie sie anstelle
des Spannungsteilers 55 in der Integratorschaltung 50 gemäß 1 sowie
gemäß 2A und 2B eingesetzt
werden kann.
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4A zeigt
eine Switched-Capacitor-Schaltung 59 zum Bereitstellen
der Referenzspannung Vref. Die Switched-Capacitor-Schaltung 59 umfasst
einen ersten und einen zweiten Schaltkondensator 60, 61 sowie
einen Haltekondensator 62. Der Haltekondensator 62 ist
zwischen den Abgriff 63, an dem die Referenzspannung Vref
bereitgestellt wird, und den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet.
Der Abgriff 63 kann in einer Ausführungsform mit dem zweiten
Eingang 53 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 verbunden
sein. Der erste Schaltkondensator 60 ist an einer ersten
Elektrode in einer ersten Phase A über einen Schalter 84 mit
dem Versorgungsspannungsanschluss 9 und an einer zweiten Elektrode über einen
Transistor 85 mit dem Abgriff 63 verbunden. Der
zweite Schaltkondensator 61 ist in der ersten Phase A an
einer ersten Elektrode über
einen Schalter 86 mit dem Abgriff 63 und an einer
zweiten Elektrode über
einen Schalter 87 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden.
In einer zweiten Phase B ist die erste Elektrode des ersten Schaltkondensators 60 über einen
Schalter 80 mit dem Abgriff 63 und an der zweiten
Elektrode über
einen Schalter 81 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden.
Ebenfalls ist in der zweiten Phase B die erste Elektrode des zweiten
Schaltkondensators 61 über
einen Schalter 82 mit dem Versorgungsspannungsanschluss 9 und
die zweite Elektrode über
einen Schalter 83 mit dem Abgriff 63 verbunden.
Weiter zeigt 4A eine Steuerungsanordnung 64,
die ausgangsseitig mit den Schaltern 84 bis 87 zur
Zuführung
eines ersten Phasensignals ph1 und mit den Schaltern 80 bis 83 zur
Zuführung
eines zweiten Phasensignals ph2 verbunden ist: Eingangsseitig ist
die Steuerungsanordnung 64 mit dem Eingang 2 der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt.
Diese Kopplung ist zum Erzeugen der periodisch auftretenden Phasensignale
ph1, ph2 mittels der Steuerungsanordnung 64 vorgesehen.
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Jeweils
einer der beiden Schaltkondensatoren 60, 61 wird
somit in der einen Phase zwischen den Abgriff 63 und den
Bezugspotenzialanschluss 8 und in der anderen Phase zwischen
den Versorgungsspannungsanschluss 9 und den Abgriff 63 geschaltet.
Es liegt somit bei einem der beiden Schaltkondensatoren 60, 61 die
Differenz zwischen der Versorgungsspannung Vdd und der Referenzspannung
Vref und am zweiten der beiden Schaltkondensatoren 60, 61 die
Referenzspannung Vref an. Nach einigen Taktzyklen wird ein stabiler
Wert für
die Referenzspannung Vref bereitgestellt, der näherungsweise die Hälfte des
Wertes der Versorgungsspannung Vdd beträgt. Dieser Wert der Referenzspannung
Vref ist in erster Näherung
unabhängig
von den Werten der Kondensatoren 60, 61, 62.
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Somit
kann mit Vorteil eine Referenzspannung Vref bereitgestellt werden,
die den Wert 1/2 aufweist, was einem Tastverhältnis von ebenfalls 1/2 entspricht.
Mit Vorteil ist die am Abgriff 63 bereitgestellte Referenzspannung
in erster Näherung
von einer Frequenz unabhängig,
mit der der erste und der zweite Schaltkondensator 60, 61 umgeschaltet
werden.
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Die
Schalter 80 bis 87 können in einer Ausführungsform
als Feldeffekttransistoren ausgebildet sein.
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4B zeigt
das erste und das zweite Steuersignal ph1, ph2. Ein Zeitpunkt t1
befindet sich in der ersten Phase A, während der das erste Phasensignal ph1
den logischen Wert High aufweist, und ein Zeitpunkt t2 befindet
sich in der zweiten Phase B, während
der das Phasensignal ph2 den logischen Wert High aufweist. Es sind
Nichtüberlappungsphasen zwischen
der ersten Phase A und der zweiten Phase B vorgesehen. Davon abgesehen
wechseln sich die Phasen A, B periodisch ab. Mit Vorteil wird so
ein Kurzschluss zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss 9 und
dem Abgriff 63 und ein Kurzschluss zwischen dem Abgriff 63 und
dem Bezugspotenzialanschluss 8 vermieden.
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4C zeigt
die Schaltstellung der Switched-Capacitor-Schaltung 59 zu dem Zeitpunkt
t1 während
der ersten Phase A. Der erste Schaltkondensator 60 koppelt
die Versorgungsspannung Vdd mit der Referenzspannung Vref, während der
zweite Schaltkondensator 61 die Referenzspannung Vref mit
dem Bezugspotenzial Vss koppelt.
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4D zeigt
die Schaltstellung der Switched-Capacitor-Schaltung 59 zu dem Zeitpunkt
t2 während
der zweiten Phase B. Der zweite Schaltkondensator 61 koppelt
die Versorgungsspannung Vdd mit der Referenzspannung Vref, während der
erste Schaltkondensator 60 die Referenzspannung Vref mit
dem Bezugspotenzial Vss koppelt.
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5 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
eines Puffers 25, wie er in der Verstärkerschaltung 20 der
Schaltungsanordnung 1 gemäß 1, 2A und 2B eingesetzt
werden kann. Der Puffer 25 weist einen ersten und einen
zweiten Inverter 26, 27 auf. Der erste Inverter
umfasst einen P-Kanal Feldeffekttransistor 30 und einen
N-Kanal Feldeffekttransistor 31, die in Serie zueinander
sowie zwischen den Versorgungsspannungsanschluss 9 und den
Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Entsprechend
weist der zweite Inverter 27 einen P-Kanal Feldeffekttransistor 32 und
einen N-Kanal Feldeffekttransistor 33 auf, die in Serie
zueinander und zwischen den Versorgungsspannungsanschluss 9 und
den Bezugspotenzialanschluss 8 geschaltet sind. Die vier
Transistoren 30 bis 33 sind als selbstsperrende
Transistoren ausgebildet. Der P- Kanal Feldeffekttransistor 30 weist
eine Kanalweite Wp1 und eine Kanallänge Lp1 auf. Entsprechend weist
der P-Kanal Feldeffekttransistor 32 eine Kanalweite Wp2 und
eine Kanallänge
Lp2 sowie der N-Kanal Feldeffekttransistor 31 eine Kanalweite
Wn1 und eine Kanallänge
Ln1 und der N-Kanal Feldeffekttransistor eine Kanalweite Wn2 und
eine Kanallänge
Ln2 auf.
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In
einer Ausführungsform
können
die Kanalweiten Wp1, Wp2 und die Kanallängen Lp1 und Lp2 des P-Kanalfeldeffekttransistors 30 und
des P-Kanalfeldeffekttransistors 32 näherungsweise die gleichen Werte
aufweisen. Ebenfalls können
in dieser Ausführungsform
die Kanalweiten Wn1, Wn2 der beiden N-Kanal Feldeffekttransistoren 31, 33 und
die Kanallängen
Ln1, Ln2 der beiden N-Kanal Feldeffekttransistoren 31, 33 näherungsweise
die gleichen Werte aufweisen. Gemäß dieser Ausführungsform
ist die Stromtreiberfähigkeit
des ersten Inverters 26 und des zweiten Inverters 27 näherungsweise
gleich.
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In
einer anderen Ausführungsform
ist das Verhältnis
aus der Kanalweite Wp2 zur Kanallänge Lp2 des P-Kanal Feldeffekttrans-istors 32 größer als das
Verhältnis
der Kanallänge
Wp1 und der Kanallänge
Lp1 des P-Kanal Feldeffekttransistors 30. Entsprechend
ist auch ein Verhältnis
der Kanalweite Wn2 zu der Kanallänge
Ln2 des Transistors 33 größer als ein Verhältnis der
Kanalweite Wn1 zu der Kanallänge
Ln1 des Transistors 31. Gemäß dieser alternativen Ausführungsform
ist die Stromtreiberfähigkeit des
zweiten Inverters 27 größer als
die des ersten Inverters 26. Mit Vorteil können somit
elektrische Lasten, die am Ausgang 4 der Schaltungsanordnung 1 angekoppelt
sind, besser getrieben werden.
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6 zeigt
einen Operationsverstärker 65, wie
er anstelle des Transkonduktanz-Verstärkers 51 in der Integratorschaltung 50 gemäß 1, 2A und 2B einsetzbar
ist. Ein invertierender Eingang 66 des Operationsverstärkers 65 ist über eine Rückkoppelkapazität 69 mit
einem Ausgang 68 des Operationsverstärkers 65 verbunden.
Der Ausgang 68 des Operationsverstärkers 65 ist über das
in der 6 nicht gezeigte Schleifenfilter 71 mit
dem zweiten Eingang 22 der Verstärkerschaltung 20 gekoppelt.
Der Tiefpass 40 ist ausgangsseitig mit dem invertierenden
Eingang 66 verbunden. Ein nichtinvertierender Eingang 67 des
Operationsverstärkers 65 ist
mit dem Abgriff 63 der Switched-Capacitor-Schaltung 59 oder
dem Abgriff zwischen den beiden Widerständen 56, 57 des
Spannungsteilers 55 zur Zuleitung der Referenzspannung
Vref an den Operationsverstärker 65 verbunden.
Aufgrund der Rückkoppelkapazität 69 ist
der Operationsverstärker 65 als
integrierender Verstärker
beschaltet.
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In
einer alternativen Ausführungsform
ist der Operationsverstärker 65 ohne
Zwischenschaltung des Schleifenfilters 71 mit dem zweiten
Eingang 22 der Verstärkerschaltung 20 verbunden.
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7A bis 7B zeigen
eine beispielhafte Ausführungsform
eines getakteten Transkonduktanz-Verstärkers 51, wie er in
der Integratorschaltung 50 gemäß den 1, 2A und 2B einsetzbar ist.
Der Transkonduktanz-Verstärker 51 ist
für den Chopper-Betrieb
ausgelegt.
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7A zeigt
das Prinzipbild des Transkonduktanz-Verstärkers 61 mit dem ersten
und dem zweiten Eingang 52, 53 zur Zuführung einer
ersten und einer zweiten Eingangsspannung Vinn, Vinp. Der Transkonduktanz-Verstärker 51 ist
mit zwei Ausgängen
einer Steueranordnung 58 zur Zuführung eines ersten und eines
zweiten Steuersignals θ1, θ2 verbunden.
Ausgangsseitig ist am Transkonduktanz-Verstärker 51 eine Ausgangsspannung
Vouto abgreifbar.
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7B zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
des getakteten Transkonduktanz-Verstärkers 51. Der Transkonduktanz-Verstärker 51 weist
einen Stromspiegel 90, 91 und einen weiteren Stromspiegel 92, 93 auf,
die an einem Anschluss mit dem Versorgungspotenzialanschluss 9 verbunden
sind. Der Transistor 90 ist über einen Transistor 100 mit dem
Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden. Entsprechend ist
der Transistor 93 über
einen Transistor 101 ebenfalls mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden.
Hingegen ist der Transistor 91 über einen Transistor 94 mit
einem ersten Anschluss einer Stromquelle 97 verbunden.
Der Transistor 92 ist über einen
Transistor 109 ebenfalls mit dem ersten Anschluss der Stromquelle 97 verbunden.
Ein Steueranschluss des Transistors 94 ist über eine
Spannungsquelle 96 mit dem Abgriff 108 verbunden.
Ein Steueranschluss des Transistors 95 ist mit dem Abgriff 109 verbunden.
Die Abgriffe 108, 109 sind mit dem ersten und
dem zweiten Eingang 52, 53 mittels der Schalter 104 bis 107 zur
Zuführung
der ersten und der zweiten Eingangsspannung Vinp, Vinn gekoppelt.
Ein Abgriff zwischen dem Transistor 90 und dem Transistor 100 ist über einen
Schalter 102 mit dem Ausgang 54 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 gekoppelt.
Entsprechend ist ein Abgriff zwischen dem Transistor 93 und
dem Transistor 101 über
einen Schalter 103 mit dem Ausgang 54 des Transkonduktanz-Verstärkers 51 gekoppelt.
Ein Steueranschluss des Transistors 100 ist mit einem Steueranschluss
des Transistors 101 verbunden. Über einen Schalter 98 sind
die beiden Steueranschlüsse
mit dem Abgriff zwischen den Transistoren 90, 100 gekoppelt.
Ebenfalls sind die beiden Steueranschlüsse über einen Schalter 99 mit
dem Abgriff zwischen den Transistoren 93, 101 gekoppelt.
-
Während das
erste Steuersignal θ1
den Pegel "High" annimmt, wird die
erste Eingangsspannung Vinp mittels des Schalters 104 dem
Abgriff 108 und die zweite Eingangsspannung Vinn über den Schalter 107 dem
Abgriff 109 zugeleitet. Dahingegen wird, während das
zweite Steuersignal θ2
den Pegel "High" annimmt, die erste
Eingangsspannung Vinp über
den Schalter 105 dem Abgriff 109 und die zweite Eingangsspannung
Vinn über
den Schalter 106 dem Abgriff 108 zugeführt.
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Während das
erste Steuersignal θ1
den Pegel "High" annimmt, sind auch
die Schalter 99, 102 in einem geschlossen Betriebszustand.
Während
das zweite Steuersignal θ2
den Pegel "High" annimmt, sind die
Schalter 98, 103 in einem geschlossenen Betriebszustand.
Somit werden eingangsseitig und ausgangsseitig derartig die Anschlüsse umgeschaltet,
dass nach einer Glättung
durch einen Tiefpass, welcher am Ausgang 54 angeschlossen
ist, ein Schwellwert Uth am Ausgang der Integratorschaltung 50 abgreifbar
ist, welcher in erster Näherung
unabhängig
von einem Offset des Transkonduktanz-Verstärkers 51 ist.
-
- 1
- Schaltungsanordnung
- 2
- Eingang
- 3
- Oszillator
- 4
- Ausgang
- 8
- Bezugspotentialanschluss
- 9
- Versorgungsspannungsanschluss
- 10
- Schwingquarz
- 11
- erster
Kondensator
- 12
- zweiter
Kondensator
- 13
- Widerstand
- 14,
15
- Transistor
- 20
- Verstärkerschaltung
- 21
- erster
Eingang
- 22
- zweiter
Eingang
- 23
- Ausgang
- 24
- Komparator
- 25
- Puffer
- 26
- erster
Inverter
- 27
- zweiter
Inverter
- 28
- Koppelkondensator
- 30,
32
- p-Kanal
Feldeffekttransistor
- 31,
33
- n-Kanal
Feldeffekttransistor
- 40
- Tiefpass
- 41
- Widerstand
- 42
- Kondensator
- 50
- Integratorschaltung
- 51
- Transkonduktanz-Verstärker
- 52
- erster
Eingang
- 53
- zweiter
Eingang
- 54
- Ausgang
- 55
- Spannungsteiler
- 56
- erster
Widerstand
- 57
- zweiter
Widerstand
- 58
- Steuerungsanordnung
- 59
- Switched
Capacitor Schaltung
- 60
- erster
Schaltkondensator
- 61
- zweiter
Schaltkondensator
- 62
- Haltekondensator
- 63
- Abgriff
- 64
- Steuerungsanordnung
- 65
- Operationsverstärker
- 66
- invertierender
Eingang
- 67
- nichtinvertierender
Eingang
- 68
- Ausgang
- 69
- Rückkoppelkapazität
- 71
- Schleifenfilter
- 72
- zweiter
Kondensator
- 73
- erster
Widerstand
- 74
- erster
Kondensator
- 80
bis 87
- Schalter
- 90
bis 95
- Transistor
- 96
- Spannungsquelle
- 97
- Stromquelle
- 98,
99
- Schalter
- 100,
101
- Transistor
- 102
bis 107
- Schalter
- ϕ
- Tastverhältnis
- θ1
- erstes
Steuersignal
- θ2
- zweites
Steuersignal
- A
- erste
Phase
- B
- zweite
Phase
- Ibias
- Stromquellenstrom
- ph1,
ph2
- Phasensignal
- t
- Zeit
- T
- Periodendauer
- ton
- Anschaltdauer
- ton1
- weitere
Anschaltdauer
- toff
- Ausschaltdauer
- toff1
- weitere
Ausschaltdauer
- t1,
t2
- Zeitpunkt
- Vdd
- Versorgungsspannung
- Vinn
- zweite
Eingangsspannung
- Vinp
- erste
Eingangsspannung
- Vn,
Vp
- Eingangsspannung
- Vout
- Taktsignal
- Vout1
- weiteres
Taktsignal
- Vouto
- Ausgangsspannung
- Vosc
- Oszillatorspannung
- Vref
- Referenzspannung
- Vss
- Bezugspotential
- Vth
- Schwellwert
- Vth1
- weiterer
Schwellwert