DE10204442A1

DE10204442A1 - Verfahren zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals eines elektrischen Bauelements, insbesondere eines Messumformers

Info

Publication number: DE10204442A1
Application number: DE10204442A
Authority: DE
Inventors: Bernhard Opitz; Thomas Wieja
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2002-02-04
Filing date: 2002-02-04
Publication date: 2003-08-21
Anticipated expiration: 2022-02-05
Also published as: DE10204442C2; US20030163270A1; JP2003332911A; JP4361741B2; US6901355B2

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals (18) eines elektrischen Bauelements (11) mittels eines Kennfeldes (13), das mittels diskreter Stützstellen definiert ist. Dabei werden in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals (18) beeinflussenden Signal (x_i) die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes (13) ermittelt. Zwischen diesen Stützstellen wird interpoliert und in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal (y_i) ermittelt. Das Ausgangssignal (18) des elektrischen Bauelements (11) wird in Abhängigkeit von dem Korrektursignal (y_i) korrigiert. Um die Korrektur von nichtlinearen Übertragungseigenschaften und/oder Temperaturgängen des elektrischen Bauelements (11) zu verbessern, wird vorgeschlagen, dass das oder jedes Signal (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) hochpassgefiltert und das Korrektursignal (y_i) in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch die Interpolation und eine anschließende Tiefpassfilterung (5) ermittelt wird.

Description

Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals eines elektrischen Bauelements mittels eines Kennfeldes, das mittels diskreter Stützstellen definiert ist. Dabei werden in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals beeinflussenden Signal die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes ermittelt, und es wird zwischen diesen Stützstellen interpoliert. In Abhängigkeit von dem oder jedem Signal wird durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal ermittelt und das Ausgangssignal des elektrischen Bauelements in Abhängigkeit von dem Korrektursignal korrigiert.
Die Erfindung betrifft außerdem eine digitale Sensorauswerteschaltung eines elektrischen Bauelements zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals des Bauelements. Die Auswerteschaltung umfasst

- einen Kennfeldspeicher, in dem diskrete Stützstellen eines Kennfeldes abgelegt sind,
- Mittel um in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals beeinflussenden Signal die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes zu ermitteln,
- Mittel um in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal zu ermitteln und
- Mittel um das Ausgangssignal des elektrischen Bauelements in Abhängigkeit von dem Korrektursignal zu korrigieren.

Des weiteren betrifft die vorliegende Erfindung einen Messumformer zur Umwandlung von durch einen Sensor erfassten physikalischen oder chemischen Größen in elektrische Größen. Die Auswerteschaltung umfasst:

Die Erfindung betrifft schließlich auch ein Computerprogramm, das auf einem Rechengerät, insbesondere auf einem Mikroprozessor, ablauffähig ist.

Sensoren liefern bspw. Steuergeräten in Automobilanwendungen, in Industrieanlagensteuerungen oder in Medizintechnikanwendungen Informationen über messbare physikalische oder chemische (meist nichtelektrische) Größen. Messumformer setzen die Messgrößen in elektrische Größen (Spannung, Strom, Widerstand, Kapazität, Frequenz, etc.) um. Die Umsetzung ist in der Regel relativ großen Fertigungstoleranzen des Messumformers und Nichtidealitäten wie z. B. Temperaturgängen unterworfen. Zudem sind die elektrischen Größen typischerweise sehr klein und damit nicht für eine direkte Weiterleitung an ein Steuergerät geeignet. Deshalb wird an dem Messumformer eine Signalauswerteschaltung angebracht, die das elektrische Signal aufbereitet und über eine analoge oder digitale Schnittstelle an das Steuergerät weiterleitet. Diese Signalauswerteschaltung kann z. B. Empfindlichkeit, Offset und Temperaturgang teilespezifisch korrigieren. Die dazu notwendigen Daten werden in einem nichtflüchtigen Speicher abgelegt.

Solche Sensorauswerteschaltungen werden zunehmend als applikationsspezifische integrierte Schaltungen (sog. ASICs) ausgebildet. Üblich sind rein analoge Auswerteschaltungen mit D/A (Digital/Analog)-Wandlern für die Koeffizienten. Immer häufiger werden auch digitale Auswerteschaltungen eingesetzt, bei denen das elektrische Signal (mit oder ohne analoge Vorkorrekturen z. B. des Offset) A/D (Analog/Digital)-gewandelt und dann digitalen Signalkorrekturen unterzogen wird. Da die typischen Grenzfrequenzen der Messgrößen oft unter einem Kilohertz liegen, aber hohe Anforderungen an die Auflösung der Sensoren gestellt werden, bietet sich für die A/D-Wandlung der elektrischen Ersatzgrößen, der in einem solchen System eine Schlüsselrolle zufällt, der Einsatz eines sog. Delta- Sigma-Wandlers (Delta-Sigma-Modulator oder Sigma-Delta- Modulator) an. Dies trifft insbesondere für moderne IC- Prozesse zu, bei denen die Packungsdichte digitaler Schaltungen und die erreichbaren Schaltgeschwindigkeiten zunehmen, andererseits die analogen Qualitäten der Bauelemente eher abnehmen. Ein Beispiel für eine digitale Sensorauswerteschaltung auf Basis von Delta-Sigma-Wandlern ist bpsw. aus der DE 100 34 813 bekannt.

Ferner können bei Messumformern mit nichtlinearen Übertragungseigenschaften und/oder Temperaturgängen auch nichtlineare Korrekturen in der Auswerteschaltung notwendig werden. Den größten Freiheitsgrad bieten hier Kennfeldabgleiche. Dies sei am Beispiel eines in Fig. 2 dargestellten zweidimensionalen Kennfeldes verdeutlicht: Dort ist eine physikalische Messgröße y_1 durch eine nichtlineare Funktion y_1 = f(x_1, x_2) von zwei Signalen x_1 und x_2 abhängig. X_1 könnte bspw. ein Ausgangssignal einer Messbrücke und x_2 ein Temperatursignal sein. Die Gitternetzpunkte der gekrümmten Ebene, die die Funktion f(x_1, x_2) in Fig. 2 beschreibt, können in einem Kennfeldspeicher abgelegt sein. Die Auswerteschaltung muss dann zu jedem konkreten Messwert-Paar (x_1, x_2), das im Allgemeinen zwischen diesen Gitternetzpunkten liegt, eine Interpolation mit den vier umgebenden Gitternetzpunkten als Stützstellen vornehmen, um einen näherungsweise korrekten Ausgangswert zu ermitteln. Die Interpolation wird dabei umso genauer, je dichter die Stützstellen liegen und je geringer die Krümmung der Funktion in der jeweiligen Richtung ist. Aus diesem Grund ist bspw. aus Fig. 2 die Stützstellendichte in Richtung x_2 geringer gewählt als in Richtung x_1. Die Dimension des Kennfeldes, also die Anzahl der Eingangsgrößen x_i, ist grundsätzlich beliebig, häufig treten aber die Fälle eindimensional (sog. Kennlinie) und zweidimensional auf.

Die Interpolation wird mit den vier umgebenden Gitternetzpunkten des Kennfelds häufig durch den Einsatz von Rechenwerken ausgeführt. So kann ein Mikroprozessor mit entsprechender Software, ein digitaler Signalprozessor (sog. DSP) oder ein spezieller RISC (Reduced Instruction Set Computing)-Prozessor eingesetzt werden. Oft sind jedoch die Kosten, die mit der Realisierung solcher Prozessorlösungen einhergehen, nicht akzeptabel, insbesondere bei Verwendung weniger dicht packender IC (Integrated Circuit)-Prozesse, die etwa bei Anwendungen in Kraftfahrzeugen wegen Forderungen an die Spannungsfestigkeit und Zuverlässigkeit eingesetzt werden.

Ein anderer weit verbreiteter Ansatz für nichtlineare Korrekturen in der Auswerteschaltung ist direkt von einem üblichen linearen Abgleich abgeleitet. Im linearen Fall werden Signale mit in der Abgleichprozedur festgelegten Koeffizienten multipliziert und summiert. Die Koeffizienten können für einen nichtlinearen Abgleich auch aus einem Kennfeldspeicher stammen, der signal- und/oder temperaturabhängig adressiert wird. Bei endlich vielen Stützstellen führt dies allerdings zu (meist unerwünschten) Sprüngen im Ausgangssignal, wenn das Adressierungssignal die Stützstellen passiert. Hier kann der Einsatz von Überabtastungsmethoden Abhilfe schaffen. In B. J. Hosticka: "CMOS Sensor Systems", Sensors and Actuators A66 (1998), S. 335-341, insbesondere S. 340 wird ein überabgetastetes Temperatursignal zur Adressierung eines Kennfeldes benutzt, das Koeffizienten für einen analogen Signalauswertungskanal liefert. Die Bandbreite dieses analogen Kanals ist dabei so niedrig, dass ein Großteil des Quantisierungsrauschens der Stützstellenquantisierung wieder herausgefiltert wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Korrektur von nichtlinearen Übertragungseigenschaften und/oder Temperaturgängen von elektrischen Bauelementen, insbesondere von Messumformern, zu verbessern.

Zur Lösung dieser Aufgabe schlägt die vorliegende Erfindung ausgehend von der Auswerteschaltung eines elektrischen Bauelements der eingangs genannten Art vor, dass das oder jedes Signal zur Adressierung des Kennfeldes hochpassgefiltert und das mittels des Kennfeldes ermittelte korrigierte Ausgangssignal tiefpassgefiltert wird.

Als eine weitere Lösung der Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird ausgehend von der Sensorauswerteschaltung der eingangs genannten Art vorgeschlagen, dass die Auswerteschaltung Mittel zur Hochpassfilterung des oder jeden Signals zur Adressierung des Kennfeldes und Mittel zur Tiefpassfilterung des mittels des Kennfeldes ermittelten korrigierten Ausgangssignals aufweist.

Schließlich wird als noch eine weitere Lösung der Aufgabe der vorliegenden Erfindung ausgehend von dem Messumformer der eingangs genannten Art vorgeschlagen, dass die Auswerteschaltung Mittel zur Hochpassfilterung des oder jeden Signals zur Adressierung des Kennfeldes und Mittel zur Tiefpassfilterung des mittels des Kennfeldes ermittelten korrigierten Ausgangssignals aufweist.

Vorteile der Erfindung

Erfindungsgemäß wird die Korrektur von nichtlinearen Übertragungseigenschaften und/oder Temperaturgängen von Messumformern konsequent auf rein digitale beliebigdimensionale Kennfeldabbildungen erweitert. Kern der Erfindung ist die Adressierung des Kennfeldspeichers mit überabgetasteten Signalen, die durch den Einsatz von Delta- Sigma-Modulatoren eine Rauschformung mit Hochpasscharakteristik erfahren haben. Nach der Kennfeldabbildung kann ein großer Teil des Quantisierungsrauschens durch Tiefpassfilterung wieder aus dem Ausgangssignal entfernt werden. Dies ist mit einer Interpolation über die benachbarten Stützstellen gleichzusetzen. Ein Teil der für dieses Verfahren notwendigen Rauschformung wird durch den Einsatz von Delta- Sigma-Modulatoren als A/D-Wandler für die Eingangssignale geleistet. Reicht dies wegen Beschränkungen in der Modulatorordnung, in der Stützstellenanzahl und in der Speicherzugriffsrate nicht aus, so kann eine hoch effiziente Integration eines Dezimierfilters (auch Dezimationsfilter oder Decimation-Filter) und eines digitalen Delta-Sigma-Modulators verwendet werden. Mit Hilfe eines Dezimierfilters kann die Abtastrate unter Vermeidung von Aliasing-Effekten verändert werden. Im vorliegenden Fall dient das Dezimierfilter zur Reduktion der Abtastrate, um den Hardware- und Rechenaufwand für die nichtlineare Korrektur zu verringern. Die Größe des Kennfeldes kann durch die separate Behandlung von linearen Abgleichanteilen durch den Einsatz "linearer Bypass"- Schaltungen weiter reduziert werden.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung gegenüber teilanalogen Lösungen liegen in der absoluten Driftstabilität des Digitalteils, der besseren Ausnutzung moderner IC- Prozesse und in der besseren Testbarkeit. Der Vorteil gegenüber Prozessor-basierten Lösungen ist der geringere Flächenaufwand bei mäßig dicht packenden IC-Prozessoren, wie sie insbesondere in Kraftfahrzeuganwendungen eingesetzt werden.

Von besonderer Bedeutung ist die Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens in der Form eines Computerprogramms für einen Rechner. Das Computerprogramm ist auf einem Rechengerät, insbesondere auf einem Mikroprozessor, ablauffähig und zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens geeignet. Das Computerprogramm stellt in gleicher Weise die Erfindung dar wie das Verfahren, zu dessen Ausführung das Computerprogramm geeignet ist. Das Computerprogramm ist vorzugsweise auf einem Speicherelement für einen Rechner abgespeichert. Als Speicherelement kann insbesondere ein elektrisches, magnetisches und/oder optisches Speichermedium zur Anwendung kommen, bspw. ein Read-Only-Memory, ein Random- Access-Memory, ein Flash-Memory, eine Diskette, eine Compact Disc (CD) oder dergleichen.

Zeichnung

Weitere Merkmale, Anwendungsmöglichkeiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, die in der Zeichnung dargestellt sind. Dabei bilden alle beschriebenen oder dargestellten Merkmale für sich oder in beliebiger Kombination den Gegenstand der Erfindung, unabhängig von ihrer Zusammenfassung in den Patentansprüchen oder deren Rückbeziehung sowie unabhängig von ihrer Formulierung bzw. Darstellung in der Beschreibung bzw. in der Zeichnung. Es zeigen:
Fig. 1 ein Beispiel für einen möglichen Einsatz der vorliegenden Erfindung in einem Messumformer eines Sensors;
Fig. 2 ein zweidimensionales Kennfeld;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Messumformers mit einem Kennfeldabgleich eines N- dimensionalen, N-fachen Kennfelds gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 4a ein Blockdiagramm eines Dezimierfilters des Messumformers aus Fig. 3;
Fig. 4b ein Blockdiagramm eines digitalen Delta-Sigma- Modulators des Messumformers aus Fig. 3;
Fig. 5 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Messumformers mit einem Kennfeldabgleich eines N- dimensionalen, N-fachen Kennfelds gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 6a ein Blockdiagramm eines Dezimier-Modulators des Messumformers aus Fig. 5 gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 6b ein Blockdiagramm eines Dezimier-Modulators des Messumformers aus Fig. 5 gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Messumformers mit einem Kennfeldabgleich eines N- dimensionalen, N-fachen Kennfelds gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform; und
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Bypass des Messumformers aus Fig. 7.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

In Fig. 1 ist ein Sensor mit dem Bezugszeichen 8 bezeichnet. Der Sensor 8 liefert bspw. einem Steuergerät 9 in Automobilanwendungen, in Industrieanlagensteuerungen oder in Medizintechnikanwendungen Informationen über messbare physikalische oder chemische (meist nichtelektrische) Größen 10. Ein Messumformer 11 setzt die Messgrößen 10 in elektrische Größen (Spannung, Strom, Widerstand, Kapazität, Frequenz, etc.) 18 um. Die Umsetzung ist in der Regel relativ großen Fertigungstoleranzen des Messumformers 11 und Nichtidealitäten wie z. B. Temperaturgängen unterworfen. Zudem sind die elektrischen Größen 18 typischerweise sehr klein und damit nicht für eine direkte Weiterleitung an das Steuergerät 9 geeignet. Deshalb ist an dem Messumformer 11 eine Signalauswerteschaltung 12 vorgesehen, die das elektrische Signal 18 aufbereitet und das aufbereitete Signal 20 über eine analoge oder digitale Schnittstelle an das Steuergerät 9 weiterleitet. Diese Signalauswerteschaltung 12 kann z. B. Empfindlichkeit, Offset und Temperaturgang teilespezifisch korrigieren. Die Auswerteschaltung 12 ermittelt einen Korrekturwert y_i, der in einem Funktionsblock 19 mit der elektrischen Größe 18, bspw. mittels Addition oder Multiplikation zu dem Ausgangssignal 20 verknüpft wird.
Fig. 3 zeigt den prinzipiellen Aufbau einer erfindungsgemäßen Signalauswerteschaltung 12 für einen Messumformer 11 im Fall einer M-fachen N-dimensionalen Kennfeldabbildung mit analogen Eingangssignalen x_1, . . ., x_N (dargestellt bis N = 2) und den Ausgangssignalen y_1, . . ., y_M (dargestellt bis M = 2). Die Eingangssignale x_1, . . ., x_N sind analoge elektrische Größen, die von dem Sensor 8 kommen. Die Eingangssignale x_i sind Signale, welche die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals 18 des Messumformers 11 beeinflussen. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ist auch die elektrische Größe 18 am Ausgang des Messumformers 11 eines der Eingangssignale x_i. Dadurch kann ein von der elektrischen Größe 18 abhängiger Korrekturwert y_i ermittelt werden. Durch eine Gewichtung der Zuführung der elektrischen Größe 18 zu der Auswerteschaltung 12 mit Null kann jedoch auch ein Korrekturwert y_i unabhängig von der Größe 18 ermittelt werden. Ein weiteres Beispiel für eine Eingangsgröße x_i ist bspw. eine Temperatur (z. B. die Umgebungstemperatur oder die Temperatur des Mediums oder Bauteils, dessen physikalische oder chemische Größe 10 gemessen wurde).
Die Ausgangssignale y_1, . . ., y_M sind analoge oder digitale elektrische Größen, die dem Steuergerät 9 über beliebige analoge bzw. digitale Schnittstellen zugeführt werden können. Die Bezeichnungen n_k, j geben die Wortbreiten der jeweiligen Festkomma-Digitalsignale an, wobei k die Position von links nach rechts im Signalfluss und j den jeweiligen Kanal (1, . . ., N am Eingang bzw. 1, . . ., M am Ausgang) bezeichnet. Zwischen den Blöcken sind die jeweiligen Abtastfrequenzen f_S1, . . ., f_S3 angegeben, wobei der Einfachheit halber nicht nach Kanälen unterschieden wird. Tatsächlich können die Frequenzen f_S1 und f_S3 jedoch kanalspezifisch gewählt werden, um eine ideale Anpassung an die Auflösungs- und Grenzfrequenz- Bedingungen der jeweiligen Kanäle zu gewährleisten. Lediglich bei f_S2 ist nur eine feste Abtastrate möglich, nämlich eine Zugriffsrate auf einen Kennfeldspeicher 2.
Die Eingangssignale x_i werden mit A/D (Analog/Digital)- Wandlern 1 in Digitalsignale der Wortbreiten n_1, i mit der Rate f_S1 gewandelt. Hier kommen vorzugsweise Tiefpass- Delta-Sigma-Wandler zum Einsatz, weil diese bereits eine Hochpass-Rauschformung ihres Quantisierungsrauschens durchführen. n_1, i ist typischerweise gleich 1. Dementsprechend ist f_S1 groß gegenüber der geforderten Systembandbreite zu wählen, um für eine geforderte Auflösung ausreichende Überabtastung zu gewährleisten. f_S1 liegt typischerweise etwa im Bereich von Faktor 100 der minimalen Abtastrate. Die Überabtastung ist in der Sensorik in der Regel leicht erzielbar, da die Signalbandbreiten dort eher gering sind.
Das eigentliche Kennfeld 13 wird in der Regel in einem nichtflüchtigen Speicher 2, etwa einem EEPROM (Electronically Erasable Programmable Read-Only-Memory) abgelegt, um den Abgleich des Messumformers 11 zu ermöglichen. Der Abgleich wird vorzugsweise am Ende der Sensorfertigung ausgeführt. Zum Abspeichern des Kennfelds 13 kann statt des nichtflüchtigen Speichers 2 auch ein flüchtiger Speicher, etwa ein RAM (Random-Access-Memory), eingesetzt werden, dessen Inhalt nach jedem Einschalten der Energieversorgung des Steuergeräts 9 in den Sensor 8 heruntergeladen wird. Da das erfindungsgemäße Verfahren von der Überabtastung der Signale lebt, ist eine möglichst hohe Zugriffsrate f_S2 auf den Kennfeldspeicher 2 wünschenswert. Diese Rate ist jedoch technisch begrenzt. Deshalb ist bei Verwendung von Delta-Sigma-A/D-Wandlern 1 niedriger Ordnung eine Reduzierung der Abtastrate von f_S1 auf f_S2 notwendig. Dies kann wie in Fig. 3 dargestellt mit einem Dezimierfilter 3 (auch Dezimations-Filter oder Decimation- Filter) zur Vermeidung von Aliasing-Effekten ausgeführt werden. Dabei wird die Wortbreite von n_1, i auf n_2, i heraufgesetzt.
Die Anzahl von Stützstellen der Dimension i ist an die Nichtlinearität der darzustellenden Kennfeldabbildung angepasst. Die Wortbreite n_2, i sollte an die Anzahl der Stützstellen angepasst werden. 2^n_2,i ist deutlich größer als die gewünschte Anzahl an Stützstellen. Sinnvoll ist vielmehr eine Wortbreite n_3, i, die gleich dem nächstgrößeren ganzzahligen Wert zum Logarithmus zur Basis 2 der besagten Stützstellenanzahl ist. Diese Anzahl wird man in der Regel als 2er-Exponent wählen, um den Speicher 2 gut auszunutzen. Andere Werte sind durch den Einsatz von Begrenzerschaltungen aber ebenfalls leicht realisierbar. Um von n_2, i auf n_3, i herunterzukommen, ist zunächst ein einfaches Runden denkbar. Dies führt jedoch zu ungeformtem, näherungsweise weißem Quantisierungsrauschen, das sich im Signalband nicht mehr vom Nutzsignal trennen lässt. So sind die Auflösungsforderungen in der Regel nicht zu erfüllen.
Eine bessere Möglichkeit ist eine Wortbreitenreduktion mit Hochpass-Rauschformung in einem digitalen Delta-Sigma- Modulator 4. Alternativ kann natürlich auch gleich am Frontend der Delta-Sigma-A/D-Wandler 1 in höherer Ordnung ausgeführt werden.
Bei einer N-dimensionalen Kennfeldabbildung hat man nun N digitale Signale der Wortbreiten n_3, i mit der Datenrate f_S2 zur Verfügung. Diese Daten können durch einfaches bitweises Aneinanderfügen in n_3 Bit breite Adressen des Kennfeldspeichers 2 überführt werden. Eine geeignete Ablage der Daten in diesem Speicher 2 gewährleistet, dass zu jeder Stützstellenkombination, also zu jeder Adresse, die korrekten Kennfelddaten bereitgestellt werden (siehe auch Fig. 2). Je nach benötigter Auflösung der Kennfelddaten und nach Anzahl M der Einzelkennfelder, die mit einem einzigen Zugriff der Rate f_S2 abgefragt werden, muss eine Adresslogik mehrere aufeinander folgende Worte aus dem Speicher 2 für jede Adresse abfragen. Dies bedeutet, dass dem Adresswort der Breite n_3 noch ein oder mehrere Bits niedrigster Signifikanz hinzugefügt werden müssen, um die eigentliche Speicheradresse zu erhalten.
Am Ausgang des Kennfeldspeichers 2 stehen letztendlich Daten der Wortbreite n_4 mit der Rate f_S2 zur Verfügung. Diese können nun in M Einzelsignale der Wortbreiten n_4, j aufgespalten werden. Liegt ein Wert x_i zwischen zwei Stützstellen (vgl. Fig. 2), führt die Überabtastung mit Rauschformung zu dem quasi zufälligen Wechsel der Adresse zwischen benachbarten Stützstellen, wobei der zeitliche Mittelwert den exakten Wert x_i beschreibt. Am Ausgang des Kennfeldspeichers 2 wechseln die Daten in gleicher Weise zeitlich zwischen den Kennfeldern 13, die diesen Stützstellen zugeordnet sind. Hier gibt der zeitliche Mittelwert einen zwischen den Stützpunkten interpolierten Wert an. Die Amplitude des Rauschens um den Wert x_i in Einheiten von Stützstellen hängt von der Ordnung der verwendeten Rauschformung ab. So sind auch Interpolationen höherer Ordnung möglich. Die zeitliche Mittelwertbildung, die die Interpolation bewirkt, kann mit Tiefpassfiltern 5 hinter dem Kennfeldspeicher 2 erfolgen. In der Regel wird man hier auch noch einmal die Abtastrate von f_S2 auf f_S3 heruntersetzen, wofür weitere Dezimierfilter 6 benötigt werden.
Ein wichtiger Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, dass die Wortbreite der Kennfelddaten n_4, j typisch höher gewählt wird als es für die Darstellung der Auflösung bei der durch f_S2 im Vergleich zur Signalbandbreite gegebenen Überabtastung notwendig wäre. Dies ist erforderlich, um die gewünschte Einstellgenauigkeit des Abgleichs zu gewährleisten.
Aus der Beschreibung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird deutlich, dass es die Wahl äquidistanter Stützstellen voraussetzt, wobei die Anzahl der Stützstellen in jeder Dimension i unabhängig voneinander gewählt werden kann. Allerdings sind die Stützstellen für jedes der M Einzelkennfelder zwangsläufig dieselben, nur die Kennfelddaten zu diesen Stützstellen unterscheiden sich. Ein wesentlicher Punkt bei der Dimensionierung ist der Zusammenhang der erzielbaren Auflösung bei gegebener Kennfeldgröße vom Grad der Nichtlinearität der Kennfeldabbildung. Durch diese Nichtlinearität werden Rauschanteile aus höheren Frequenzbereichen in das Nutzband gespiegelt. Diese Effekte sind nur durch numerische Simulation erfassbar. Besonders störend wirken sich hier sog. "pattern noise"-Effekte aus. In diesem Zusammenhang kann der Einsatz von sog. "Dithering"-Techniken im digitalen Delta-Sigma-Modulator 4 erwogen werden.
Zur Realisierung von Dezimierfilter 3 und digitalem Delta- Sigma-Modulator 4 vor dem Kennfeldspeicher 2 gibt es eine sehr effiziente hardware-sparende Methode. In Fig. 4a ist die typische Architektur eines sog. sinc²-Dezimierfilters dargestellt. Dabei bezeichnet z_i = exp(j.2.pi.f/f_Si) die Spektralvariable der z-Transformation für den jeweiligen Abtastbereich i. D gibt den Dezimierfaktor f_S1/f_S2 an. In Fig. 4b ist eine typische Realisierung eines digitalen n_b-Bit Delta-Sigma-Modulators 2. Ordnung mit den Schleifenparametern a_1, a_2, b_1 und c_1 angegeben. Der Quantisierer ist in diesem Fall durch einfaches Fallenlassen von Bits niedriger Signifikanz zu realisieren. Die Schleifenparameter werden unter Verwendung der csd-Form aus wenigen Schiebe- und Additionsoperationen dargestellt.
In Fig. 5 ist der prinzipielle Aufbau einer erfindungsgemäßen Signalauswerteschaltung 12 eines Messumformers 11 im Fall einer M-fachen N-dimensionalen Kennfeldabbildung mit den analogen Eingangssignalen x_1, . . ., x_N (dargestellt bis N = 2) und den Ausgangssignalen y_1, . . ., y_M (dargestellt bis M = 2) gemäß einer alternativen Ausführungsform dargestellt. Dabei erfolgt die Kennfeldabbildung unter Verwendung eines Dezimier- Modulators 7 statt des Dezimierfilters 3 und des digitalen Delta-Sigma-Modulators 4 wie bei dem Messumformer 11 aus Fig. 3. Mögliche Blockschaltbilder des Dezimier-Modulators 7 sind in den Fig. 6a und 6b dargestellt.
Die Fig. 6a zeigt einen Dezimiermodulator 2. Ordnung. Unter Verwendung des Shannon Theorems kann man zeigen, dass sowohl Signalübertragungsfunktion als auch Rauschübertragungsfunktion dieses Dezimiermodulators 7 gleich der in Fig. 6b dargestellten Serienschaltung von Dezimier 3 und digitalem Delta-Sigma-Modulator 4 nach den Fig. 4a und 4b sind. Aufgrund der starken Nichtlinearität der Quantisierungsoperation muss die Funktion durch numerische Simulationen überprüft werden. Solche Simulationen bestätigen die in Fig. 6b postulierte Äquivalenz. Die beiden Blöcke 14, 15 in Fig. 6b mit den Übertragungsfunktionen z_1 und z_2 stellen lediglich negative Verzögerungen dar, was bedeutet, dass die Gruppenlaufzeit durch den Dezimiermodulator 7 kürzer ist als die durch die Serienschaltung von Dezimierfilter 3 und Modulator 4. Allein an dem Umstand, dass man statt sechs Registerbänken nur noch zwei benötigt, erkennt man das Einsparpotential des Ansatzes aus Fig. 5.
Wenn man annimmt, dass ein Ausgangssignal y_j im Wesentlichen linear von einem Eingangssignal x_j (für i = j) abhängt und nur geringfügige nichtlineare Störungen in Abhängigkeit sämtlicher Eingangssignale x_i mit i = 1, . . ., N aufweist, kann man den Speicherbedarf des Kennfeldspeichers 2 deutlich herabsetzen, indem man einen linearen Bypass- Zweig 16 an dem Kennfeldspeicher 2 vorbei schafft. Dies ist in dem Blockschaltbild aus Fig. 7 schematisch dargestellt. Jeder Bypass-Zweig 16 umfasst eine Multiplikation mit einem festen Faktor und eine Addition eines festen Offsetwerts (vgl. Fig. 8). Die Reihenfolge von Multiplikation und Addition kann beliebig gewählt werden, die Ausführung der Multiplikation vor der Addition hat jedoch aufgrund der auftretenden Wortbreiten Vorteile bzgl. des damit verbundenen Aufwands. Der Faktor und der Offsetwert müssen beim Abgleich des Sensors 8 ebenfalls in einem nichtflüchtigen (n. f.) Speicher abgelegt werden. Um die Dynamik der nichtlinearen Kennfelddaten richtig zu skalieren, ist vor der Addition zu den Bypass-Daten der Wortbreite n_6, j die Multiplikation mit einem fest verdrahteten Faktor j (Blöcke 17 in Fig. 7) notwendig. In der Regel wird dies nur eine binäre Schiebeoperation sein.
Der Kennfeldspeicher 2 enthält also nur noch diejenigen Stützstellen des Kennfeldes 13, die für einen nichtlinearen Feinabgleich von y_j in Abhängigkeit von x_i und für die Abhängigkeiten y_j von x_i mit i ungleich j benötigt werden. Deshalb kann n_4, j und damit die Größe des Kennfeldspeichers 2 bei der Ausführungsform aus Fig. 7 kleiner gewählt werden als bei der Realisierung ohne Bypass-Zweige 16 (z. B. Fig. 3 oder 5).
In den schematischen Blockschaltbildern (Fig. 3, 5 und 7) wurden einfache Skalierungs- und Begrenzungsfunktionen, die in der Praxis notwendig oder sinnvoll sind, aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt. So ist bspw. hinter dem Delta-Sigma-A/D-Wandler 1 ein grober Offset- und Empfindlichkeits-Vorabgleich sinnvoll, um das Kennfeld 13 besser auszunutzen.

Claims

1. Verfahren zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals (18) eines elektrischen Bauelements (11) mittels eines Kennfeldes (13), das mittels diskreter Stützstellen definiert ist, wobei in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals (18) beeinflussenden Signal (x_i) die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes (13) ermittelt werden und zwischen diesen Stützstellen interpoliert wird, in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal (y_i) ermittelt wird und das Ausgangssignal (18) des elektrischen Bauelements (11) in Abhängigkeit von dem Korrektursignal (y_i) korrigiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass das oder jedes Signal (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) hochpassgefiltert und das Korrektursignal (y_i) in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch die Interpolation und eine anschließende Tiefpassfilterung (5) ermittelt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das oder jedes Signal (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) überabgetastet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochpassfilterung des oder jeden Signals (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) mittels eines Delta-Sigma-Modulators (1) ausgeführt wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Abtastrate (f_S1) des oder jeden Signals (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) verringert wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Abtastrate (f_S2) des mittels des Kennfeldes (13) ermittelten Korrektursignals (y_i) verringert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verringerung der Abtastrate (f_S1; f_S2) ein Dezimierfilter (3; 6) eingesetzt wird.

7. Digitale Sensorauswerteschaltung (12) eines elektrischen Bauelements (11) zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals (18) des Bauelements (11), wobei die Auswerteschaltung (12) umfasst:
einen Kennfeldspeicher (2), in dem diskrete Stützstellen eines Kennfeldes (13) abgelegt sind,
Mittel um in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals beeinflussenden Signal (x_i) die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes (13) zu ermitteln,
Mittel um in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal (y_i) zu ermitteln und
Mittel um das Ausgangssignal (18) des elektrischen Bauelements (11) in Abhängigkeit von dem Korrektursignal (y_i) zu korrigieren,
dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung des weiteren umfasst:
Mittel zur Hochpassfilterung des oder jeden Signals (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) und
Mittel um das Korrektursignal (y_i) in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch die Interpolation und eine anschließende Tiefpassfilterung (5) zu ermitteln.

8. Auswerteschaltung (12) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (12) Mittel zur Ausführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 6 aufweist.

9. Messumformer (11) zur Umwandlung von durch einen Sensor (8) erfassten physikalischen oder chemischen Größen (10) in ein elektrisches Ausgangssignal (18), mit einer digitalen Sensorauswerteschaltung (12) zur Korrektur von Nichtlinearitäten eines Ausgangssignals (18) des Messumformers (11), wobei die Auswerteschaltung (12) umfasst:
einen Kennfeldspeicher (2), in dem diskrete Stützstellen eines Kennfeldes (13) abgelegt sind,
Mittel um in Abhängigkeit von mindestens einem die Nichtlinearitäten des Ausgangssignals beeinflussenden Signal (x_i) die benachbarten Stützstellen des Kennfeldes (13) zu ermitteln,
Mittel um in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch eine Interpolation ein entsprechendes Korrektursignal (y_i) zu ermitteln und
Mittel um das Ausgangssignal (18) des elektrischen Bauelements (11) in Abhängigkeit von dem Korrektursignal (y_i) zu korrigieren,
dadurch gekennzeichnet dass die Auswerteschaltung des weiteren umfasst:
Mittel zur Hochpassfilterung des oder jeden Signals (x_i) zur Adressierung des Kennfeldes (13) und
Mittel um das Korrektursignal (y_i) in Abhängigkeit von dem oder jedem Signal (x_i) durch die Interpolation und eine anschließende Tiefpassfilterung (5) zu ermitteln.

10. Computerprogramm, das auf einem Rechengerät, insbesondere auf einem Mikroprozessor, ablauffähig ist, dadurch gekennzeichnet dass das Computerprogramm zur Ausführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6 geeignet ist, wenn es auf dem Rechengerät abläuft.

11. Computerprogramm nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Computerprogramm auf einem Speicherelement, insbesondere einem Read-Only-Memory, Random-Access-Memory oder Flash-Memory, abgespeichert ist.