DE10209517A1

DE10209517A1 - Abstimmbares, kapazitives Bauteil und LC-Oszillator mit dem Bauteil

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Publication number: DE10209517A1
Application number: DE10209517A
Authority: DE
Inventors: Juergen Oehm; Staebner Duyen Pham
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2002-03-04
Filing date: 2002-03-04
Publication date: 2003-06-26
Also published as: US6995626B2; WO2003075451A1; CN1639961A; DE10209517A8; US20050088249A1; EP1481470A1

Abstract

Es ist ein abstimmbares, kapazitives Bauteil angegeben, welches ein Paar von MOS-Transistoren (9) umfaßt, deren Gate-Anschlüsse über je eine Koppelkapazität (10) mit einem Paar von Schaltungsknoten (6, 7), zwischen denen die abgestimmte Kapazität abgreifbar ist, verbunden sind. Die vier Lastanschlüsse der MOS-Transistoren (9) sind miteinander verbunden. Weiterhin ist ein Abstimmeingang (5) sowie ein Bezugssignaleingang (11) vorgesehen, welche beide mit dem Transistorpaar (9) gekoppelt sind. Dabei ist der Bezugssignaleingang (11) zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren ausgebildet. Die beschriebene, abstimmbare Kapazität hat einen großen Abstimmbereich sowie einen geringen Serienwiderstand und ermöglicht aufgrund der Arbeitspunkteinstellung gute Linearitätseigenschaften. Das Bauteil ist mit Vorteil in LC-Oszillatoren anwendbar.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein abstimmbares, kapazitives Bauteil und einen LC-Oszillator mit dem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil.

Abstimmbare, kapazitive Bauteile werden üblicherweise durch Varaktordioden realisiert. Bei Varaktordioden hängt die Sperrschichtkapazität von einer angelegten Steuerspannung ab.

Varaktordioden oder abstimmbare, kapazitive Bauteile werden beispielsweise großtechnisch in spannungsgesteuerten Oszillatoren, sogenannten Voltage Controlled Oszillators (VCO) eingesetzt. Diese umfassen in einem Resonanzkreis neben einer abstimmbaren Kapazität üblicherweise eine Festwert-Induktivität und werden daher als LC-Oszillatoren bezeichnet. Durch Variieren des Kapazitätswerts der abstimmbaren Kapazität wird die Schwingfrequenz des Oszillators eingestellt. Derartige, spannungsgesteuerte Oszillatoren werden beispielsweise in Sende- und Empfangsgeräten im Mobilfunk benötigt.

Fig. 1 zeigt eine Grundschaltungsanordnung für einen spannungsgesteuerten LC-Oszillator mit zwei Induktivitäten 1, zwei abstimmbaren Kapazitäten 2 sowie zwei kreuzgekoppelten NMOS-Transistoren 3 gemäß Stand der Technik mit symmetrischem Aufbau. Die Schwingfrequenz Fosz des LC-VCOs nach Fig. 1 ist in guter Näherung bestimmt durch die Resonanzfrequenz des LC- Kreises, die von dem Produkt aus wirksamer Induktivität und wirksamer Kapazität abhängt. In seiner Frequenz F_osz steuerbar ist der LC-VCO daher durch die über die Spannung Vtune einstellbaren spannungsgesteuerten Kapazitäten 2. Der LC- Oszillator umfassend den eigentlichen LC-Schwingkreis 1, 2 sowie den Entdämpfungsverstärker 3, der daran angekoppelt ist, wird von einer Referenzstromquelle 4 gespeist.

In Fig. 1 liegt die steuernde Spannung V_tune an den gesteuerten Kapazitäten 2 an deren Verbindungsknoten, der den Schaltungseingang 5 bildet, an. Ein Paar von Schaltungsknoten 6, 7 bildet den Ausgang der Schaltung, so daß die von außen gegen Bezugspotentialanschluß 8 angelegte steuernde Spannung Vtune jeweils nicht direkt die steuernde Spannung an den (Kapazitäts-)Steuereingängen der Varaktoren 2 eingeprägt. Die Spannungen der Knoten 6, 7 oszillieren um 180 Grad phasenverschoben mit der Frequenz Fosz und der Amplitude Uosz um einen Spannungsmittelwert, der, gegen Masse gemessen, abhängig ist von dem Strom Iref und der Auslegung der Transistoren 3. Der Strom Iref in der in Fig. 1 eingezeichneten Referenzstromquelle 4 ist in der Praxis nie völlig unabhängig von der Versorgungsspannung, so daß Störungen der Versorgungsspannung sich in den Referenzstrom Iref projizieren. Weiterhin ist auch eine Referenzstromquelle selbst nie völlig rausch- und störungsfrei.

Störungen im Referenzstrom Iref bewirken gleichsinnige Potentialschwankungen an den Ausgängen A und B des LC-VCOs und projizieren sich somit in den Spannungsmittelwert. Da der mittlere Kapazitätswert der Varaktoren 2 direkt von der Abstimmspannung, die über den Varaktoren 2 anliegt, bestimmt ist, verändern Störungen im Referenzstrom Iref gleichzeitig auch die Frequenz Fosz bzw. die Phasenlage des LC-VCOs. Statistisch zufällige Störungen in der Frequenz bzw. Phase einer Oszillatorschwingung werden meßtechnisch in der Regel in der Form von Phasenrauschen beobachtet.

Für ein geringes LC-VCO-Phasenrauschen ist es daher unter anderem wichtig, daß die Änderung der Kapazität 2 mit der steuernden Spannung nicht unnötig hoch ist. Wünschenswert ist es daher, wenn der Spannungsbereich, über den die Kapazität 2 steuerbar ist, möglichst groß ist, und gleichzeitig die Spannungsabhängigkeit der Kapazität 2 über den gesamten Steuerspannungsbereich linear ist.

Damit sich Amplitudenrauschen nicht in Phasenrauschen transformiert, ist es weiter vorteilhaft, wenn der gesteuerte Kapazitätswert keine Funktion von der an der Kapazität 2 anstehenden Spannungsamplitude ist.

Um den Einstellbereich der Kapazität 2 unter allen Betriebsbedingungen vollständig zur Verfügung zu haben, ist es außerdem wichtig, daß die Spannungsabhängigkeit der Kapazität 2 über den gesamten Steuerspannungsbereich temperaturunabhängig ist.

Fig. 2a zeigt eine spannungsgesteuerte Kapazität 2 gemäß Stand der Technik mit zwei selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, deren vier Source-/Drain-Anschlüsse mit dem Abstimmeingang 5 verbunden sind. Das Ausgangsknotenpaar 6, 7 ist mit je einem Gate-Anschluß der Transistoren 9 verbunden.

Die gezeigte Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2a kann unverändert für den LC-VCO nach Fig. 1 verwendet werden. Gleichsinnige Potentialschwankungen an den Anschlüssen 6, 7 gegenüber dem Anschluß 5 bewirken jeweils - innerhalb des Steuerbereiches der Kapazitätsbeläge zwischen Gate und Transistorkanal - eine gleichsinnige Änderung der Kapazitätsbeläge der NMOS- Transistoren 9 zwischen den Gates und den miteinander verbundenen Anschlüssen Drain und Source.

Für die Anordnung gemäß Fig. 2a ist die Änderung der Kapazität bzw. der Kapazitätsbeläge mit der Steuerspannung, die über die als Varaktor arbeitenden Transistoren 9 wirksam abfällt, vergleichsweise sehr groß und nur in einem sehr kleinen Bereich, der geringer als 50 mV ist, linear. Ist die Amplitude Uosz an den Ausgängen 6, 7 des LC-VCOs sehr groß, verbessert sich die Situation etwas.

Fig. 2b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild der abstimmbaren Kapazität von Fig. 2a.

In dem Dokument P. Andreani et al. "A 2.2 GHz CMOS VCO with Inductive Degeneration Noise Suppression", IEEE 2001 Custom Integrated Circuit Conference, pp. 197-200, IEEE/CICC 2001, ISBN 0-7803-6591-7 ist eine steuerbare Kapazität in einem VCO angegeben, welche mittels MOS-Transistoren aufgebaut ist.

In dem Dokument C. Samori et al. "A -94dBc/Hz@100 kHz fully integrated 5-GHz CMOS VCO with 18% tuning range for Bluetooth Applications", IEEE 2001 Custom Integrated Circuit Conference, pp. 201-204, IEEE/CICC 2001, ISBN 0-7803-6591-7 ist ein LC-VCO angegeben, bei dem als abstimmbare Bauelemente PMOS-Varaktoren verwendet werden.

Den bekannten, für den Einsatz in VCO geeigneten abstimmbaren kapazitiven Bauteilen ist der Nachteil gemeinsam, daß sie nicht über einen großen linearen Abstimmbereich verfügen und/oder verhältnismäßig hohe Serienwiderstände haben. Hohe Serienwiderstände führen zu einer schlechten Güte, während ein zu geringer Abstimmbereich eines Varaktors oder einer abstimmbaren Kapazität im allgemeinen bei Einsatz in einem VCO den Nachteil eines nur schmalen Frequenzbandes, in dem der VCO abstimmbar ist, mit sich bringt. Eine geringe Linearität schließlich führt dazu, daß Schaltungseigenschaften vom aktuellen Arbeitspunkt des kapazitiven Bauteils abhängig sind, was sich wiederum nachteilhaft auf die Implementierung von Regelschleifen etc. auswirkt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein abstimmbares, kapazitives Bauteil anzugeben, welches mit verbesserten Eigenschaften zum Einsatz in spannungsgesteuerten Oszillatoren geeignet ist. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Oszillator mit dem verbesserten Bauteil anzugeben.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils gelöst durch ein abstimmbares, kapazitives Bauteil, umfassend:

- einen Abstimmeingang zum Zuführen einer Abstimmspannung,
- ein Paar von Schaltungsknoten, zwischen denen eine mittels der Abstimmspannung abstimmbare Kapazität bereitgestellt ist,
- ein Paar von MOS-Transistoren, die mit dem Abstimmeingang gekoppelt sind und deren vier Source-/Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sind,
- zwei Koppelkapazitäten, die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der MOS-Transistoren und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten verbunden sind,
- zwei Koppelwiderstände, die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS-Transistoren und mit je einem weiteren Anschluß an einen Verbindungsknoten angeschlossen sind, und
- einen Bezugssignaleingang ausgebildet zum Zuführen eines Bezugssignals zur Arbeitspunkteinstellung der MOS- Transistoren, wobei der Bezugssignaleingang mit den Widerständen an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.

Die MOS-Transistoren, welche als Transistorpaar miteinander verschaltet sind, bilden steuerbare Kapazitäten. Diese steuerbaren Kapazitäten sind jedoch nicht unmittelbar mit dem Paar von Schaltungsknoten verbunden, sondern die dynamische Verbindung zu den Schaltungsknoten ist mittels der beiden Koppelkapazitäten hergestellt. Hierdurch gehen mit Vorteil niederfrequente und DC-Spannungsschwankungen im Spannungsmittelwert der Spannung zwischen den Schaltknoten nicht mehr in die Abstimmspannung ein.

Die Kopplung des Paars von MOS-Transistoren mit dem Abstimmeingang kann mittelbar oder unmittelbar ausgeführt sein.

Die beiden Koppelkapazitäten weisen bevorzugt Kapazitätswerte auf, welche groß sind gegenüber den maximal einstellbaren Kapazitätswerten der MOS-Transistoren.

Die Koppelwiderstände weisen bevorzugt Widerstandswerte auf, welche groß sind gegenüber dem Kehrwert aus dem Produkt von 2π, der Oszillatorfrequenz und dem Kapazitätswert der MOS- Transistoren.

Dem vorliegenden Prinzip liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch Ausführen des kapazitiven Bauteils als Paar von MOS- Transistoren in Kombination mit dem Vorsehen eines Bezugssignaleingangs, der ausgebildet ist zur Arbeitspunkteinstellung der MOS-Transistoren mittels eines Bezugssignals, ein abstimmbares, kapazitives Bauteil realisiert ist, welches einen einstellbaren Abstimmbereich aufweist.

Der Abstimmeingang ist bevorzugt mit den Source-/Drain- Anschlüssen des Transistorpaares, alternativ mit den Gate- Anschlüssen der Transistoren über Koppelwiderstände verbunden. Der Bezugssignaleingang ist jeweils an entgegengesetztem Eingang angekoppelt.

Insofern die MOS-Transistoren einen Bulk-Anschluß haben, ist dieser bevorzugt mit einem Bezugspotentialanschluß, das heißt mit einem Masseanschluß, verbunden.

Zur noch weiteren Verbesserung der Linearitätseigenschaften des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils gemäß vorliegendem Prinzip können ein weiteres Paar von MOS-Transistoren oder auch eine beliebige Anzahl weiterer Paare von MOS- Transistoren vorgesehen sein. Das oder die weiteren Paare von MOS-Transistoren sind mit dem erstgenannten Paar von MOS- Transistoren derart parallel geschaltet, daß die Gate- Anschlüsse über weitere Paare von Koppelkapazitäten ebenfalls mit dem Paar von Schaltungsknoten, die den Ausgang des kapazitiven Bauteils bilden, verbunden sind. Abstimmeingang und Bezugssignaleingang sind entsprechend der Verschaltung bei dem erstgenannten Paar von MOS-Transistoren ausgebildet. Ist der Abstimmeingang mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen des Paars vom MOS-Transistoren verbunden, so sind auch alle weiteren Paare von MOS-Transistoren mit ihren jeweils vier Source-/Drain-Anschlüssen unmittelbar miteinander und mit dem Abstimmeingang verbunden. In diesem Fall sind die weiteren Bezugssignaleingänge, von denen je einer je einem Transistorpaar zugeordnet ist, über weitere Koppelwiderstände paarweise mit den Gate-Anschlüssen der Transistorpaare verbunden.

Alternativ ist der Bezugssignaleingang und der oder die weiteren Bezugssignaleingänge mit jeweils den vier Source- /Drain-Anschlüssen des zugeordneten Transistorpaars verbunden. In diesem Fall sind mit je einem weiteren Widerstandspaar die weiteren MOS-Transistorpaare mit dem gemeinsamen Abstimmeingang jeweils paarweise gekoppelt. Der Abstimmeingang kann auch als Tuning-Eingang bezeichnet werden.

Zu beachten ist, daß sowohl bei der ersten, wie auch bei der zweiten Alternative der Ansteuerung der MOS-Transistorpaare mit Abstimm- und Bezugssignal die Bezugssignaleingänge zu- und abschaltbar mit den Transistorpaaren gekoppelt sein können zum Zu- und Abschalten jeweiliger Bezugssignale.

Die den einzelnen Transistorpaaren zuführbaren, jeweils zugeordneten Bezugssignale können verschieden sein.

Da mit dem vorgestellten, weitergebildeten Prinzip die Arbeitspunkte der als abstimmbare Kapazitäten arbeitenden MOS- Transistorpaare unabhängig voneinander eingestellt werden können, ist eine Abstimmkennlinie des gesamten, abstimmbaren, kapazitiven Bauteils erzielbar, welche eine praktisch beliebig gute Linearität zeigt.

Die Bereitstellung der zur Arbeitspunkteinstellung vorgesehenen Bezugssignale kann in einfacher Weise beispielsweise mittels einer Widerstandskette erfolgen, welche an eine Bezugssignalquelle angeschlossen ist und Abgriffspunkte zum Abgreifen von jeweiligen Bezugssignalen aufweist, wobei die Abgriffspunkte mit zugeordneten Bezugssignaleingängen unmittelbar oder schaltbar gekoppelt sind.

Bevorzugt sind jeweils Schalter vorgesehen, die die Bezugssignaleingänge mit den zugeordneten MOS-Transistorpaaren zum Zu- und Abschalten der jeweiligen Bezugssignale koppeln. Hierdurch ist es möglich, eine Voraufladung von beispielsweise transistorseitig gegen Masse geschalteten Stabilisierungskapazitäten zu erzielen, welche wiederum sicherstellen, daß bei geöffneten Schaltern auch bei Störungen beispielsweise auf der Versorgungsspannung der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Schaltungsknoten und der Abstimmspannung, das heißt die mit vorliegendem Prinzip erzielte hohe Linearität der Abstimmkennlinie, erhalten bleibt.

Mit Vorteil sind die Stabilisierungskapazitäten mit ihren Kapazitätswerten groß gegenüber den Transistorkapazitäten.

Um gegebenenfalls auftretende Nichtidealitäten der bezugssignalschaltenden Schalter, beispielsweise Leckströme, auszugleichen, ist es vorteilhaft, in die der Bezugssignalzuführung dienenden Signalpfade zusätzlich Transistoren oder Dioden einzufügen, die eine sogenannte nichtlineare Potentialanbindung bewirken. Hierdurch können in einfacher Weise Leckstromverluste der Schalter ausgeglichen werden.

Bezüglich des LC-Oszillators wird die Aufgabe gelöst durch einen LC-Oszillator mit einem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil wie vorstehend beschrieben, umfassend

- ein Resonatorkern mit einer Induktivität und mit dem abstimmbaren kapazitiven Bauteil als Schwingkreisfrequenz bestimmende Bauteile und
- einen Entdämpfungsverstärker, der eine negative Impedanz bereitstellt und mit dem Resonatorkern gekoppelt ist,
- wobei mit der dem Abstimmeingang zuführbaren Abstimmspannung die Schwingkreisfrequenz verstimmbar ist.

Die Vorteile des erfindungsgemäßen abstimmbaren, kapazitiven Bauteils, nämlich großes Variationsverhältnis, hochlineare und bevorzugt temperaturstabile Abstimmkennlinie sowie geringer Serienwiderstand treten bei Anwendung des Bauteils in einem LC-Oszillator besonders vorteilhaft auf. So ermöglicht ein großes Variationsverhältnis der abstimmbaren Kapazität, also ein großer Quotient aus größter und kleinster einstellbarer Kapazität, daß die Oszillatorfrequenz des LC-Schwingkreises über einen großen Frequenzbereich abgestimmt werden kann. Dieses Merkmal ist insbesondere bei Anwendung in Lokaloszillatoren von Hochfrequenz-Sende- und -Empfangsgeräten vorteilhaft, da somit eine Vielzahl weit auseinanderliegender Übertragungskanäle angesprochen werden kann. Die hochlineare Abstimmkennlinie des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils ermöglicht eine arbeitspunktunabhängige Dimensionierung von Schaltungseigenschaften, insbesondere bei Implementierung von Regelschleifen. Der geringe Serienwiderstand der Kapazität schließlich führt zu einer hohen Güte der Oszillatorschaltung.

Insgesamt zeigt der LC-Oszillator mit dem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil gemäß vorliegendem Prinzip besonders geringes Phasenrauschen.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des vorliegenden Prinzips ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die Erfindung wird anhand von mehreren Ausführungsbeispielen, welche in den Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert.

Es zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines LC-VCO mit NMOS- Transistoren gemäß Stand der Technik,
Fig. 2a eine steuerbaren Kapazität gebildet mit NMOS- Transistoren gemäß Stand der Technik,
Fig. 2b das elektrische Ersatzschaltbild der Fig. 2a,
Fig. 3a ein erstes Ausführungsbeispiel einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren gemäß vorliegendem Prinzip,
Fig. 3b das elektrische Ersatzschaltbild der Fig. 3a,
Fig. 4a eine zweites Ausführungsbeispiel einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren gemäß vorliegendem Prinzip;
Fig. 4b das elektrische Ersatzschaltbild der Fig. 4a,
Fig. 5 einen LC-VCO mit einer abstimmbaren Kapazität gemäß Fig. 3a,
Fig. 6 die Abstimmkennlinie einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren,
Fig. 7 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von Fig. 3a,
Fig. 8 die Abstimmkennlinie der steuerbaren Kapazität von Fig. 7,
Fig. 9 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von Fig. 7 mit abschaltbarer Voraufladung,
Fig. 10a ein Ausführungsbeispiel eines Schalters von Fig. 9.
Fig. 10b die Ersatzschaltung des Schalters von Fig. 10a,
Fig. 11 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von Fig. 9 mit zusätzlicher Temperaturkompensation der Arbeitspunkte,
Fig. 12 den Gegenstand von Fig. 11, jedoch mit der Grundschaltung gemäß Fig. 4a anstelle von Fig. 3a,
Fig. 13 die Abstimmkennlinie der steuerbaren Kapazität von Fig. 11,
Fig. 14 ein Schaubild zur Veranschaulichung der Superposition der Abstimmkennlinien bei Parallelschalten mehrerer Kapazitäten mit unterschiedlichen Arbeitspunkten gemäß vorliegendem Prinzip und
Fig. 15 die Steuerkennlinie eines VCO gemäß Fig. 5 mit Verwendung einer abstimmbaren Kapazität gemäß Fig. 11.
Fig. 3a zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß dem vorliegenden Prinzip in einer Weiterbildung des Gegenstands von Fig. 2a mit zwei selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, die mit ihren Gateanschlüssen über Koppelkapazitäten 10 dynamisch an die Knoten 6, 7 angekoppelt sind. Die Transistoren 9 sind mit ihren vier Lastanschlüssen Source-/Drain miteinander und mit dem Abstimmeingang 5 verbunden. Weiterhin ist ein Bezugssignaleingang 11 zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren 9 vorgesehen, der über je einen Koppelwiderstand 12 mit je einem Gate-Anschluß derselben verbunden ist.
Ein Vorteil der Koppelkapazitäten ist, daß DC- und niederfrequente Spannungsschwankungen in dem Spannungsmittelwert nicht mehr in die Steuerspannung der Transistoren 9 eingehen. Mit Vorteil ermöglicht die vorgesehene Möglichkeit zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren 9 eine beliebig gute Linearisierung der Abstimmkennlinie, wie später näher erläutert.
Bevorzugt sollte hier die Ungleichung erfüllt sein, daß die Koppelkapazitäten groß sind gegenüber den abstimmbaren Kapazitäten 9.
Damit der ohmsche Wert R der bevorzugt gleichartigen Widerstände 12, über die das DC-Potential Vref am Bezugssignaleingang 11 auf die Gates der NMOS-Transistoren 9 übertragen wird, nicht in die LC-VCO-Schwingfrequenz F_osz eingeht, sollte dieser möglichst hoch gewählt werden, so daß gilt:

wobei Ct den steuerbaren Kapazitätswert der als Varaktor arbeitenden Transistoren 9 repräsentiert.
Fig. 3b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Gegenstands von Fig. 3a.
Fig. 4a zeigt eine alternative Ausführungsform des Gegenstand von Fig. 3a. Dieser entspricht in Bauteilen, Aufbau und vorteilhafter Funktion weitgehend dem von Fig. 3a, es sind jedoch die Anschlüsse für Abstimmspannung und Bezugssignal 5, 11 vertauscht. Demnach ist der Abstimmeingang 5 hier über Widerstände 12 mit den Gates der Transistoren 9 verbunden, während der Bezugssignaleingang 11 mit deren Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.
Fig. 4b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Gegenstands von Fig. 4a.
Fig. 5 zeigt eine gegenüber Fig. 1 verbesserte Schaltungsanordnung für einen spannungsgesteuerten LC-Oszillator mit NMOS-Transistoren 9 gemäß vorliegendem Prinzip, wie in Fig. 3a und 4a gezeigt. Im Gegensatz zu Fig. 1 sind die steuerbaren Kapazitäten 2 nicht mehr direkt mit den Knoten 6, 7 verbunden, sondern über Koppelkapazitäten 10, mit den bereits erläuterten Vorteilen und Dimensionierungsregeln.
Dieser technische Vorteil tritt natürlich insbesondere dann besonders deutlich hervor, wenn gleichzeitig auch das Referenzpotential V_ref am Bezugssignaleingang 11 als störungsfrei angesehen werden kann. Das ist zum Beispiel gegeben, wenn das Potential V_ref mit dem GND-Potential am Bezugspotentialanschluß 8 identisch ist.
Fig. 6 zeigt beispielhaft den simulierten Kleinsignal- Zusammenhang zwischen der Steuerspannung V_tune und der wirksamen Kapazität C zwischen den Knoten 6, 7 für eine gemäß Fig. 3a aufgebaute spannungsgesteuerte Kapazität 2 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, die über die Koppelkapazitäten 10 dynamisch an die Knoten 6, 7 angekoppelt sind. In der Simulation beträgt die Nullfeld-Einsatzspannung der NMOS- Transistoren V_th0 = 0.5 Volt und die am Anschluß 11 anliegende Referenzspannung V_ref = 1 Volt. Es gilt allgemein für die Gate-Source- und Gate-Drain-Spannungen U_GS, U_GD, daß

U_GS = U_GD = V_ref - V_tune
Aus dem Vergleich des in Fig. 6 gezeigten Simulationsergebnisses mit der Gleichung folgt, daß der Steuerbereich einer MOS-Kapazität zentriert um ihre MOS-Einsatzspannung V_th0 ist und maximal ca. 250 mV beträgt. Da der Steuerbereich einer MOS-Kapazität prinzipbedingt immer um die MOS-Einsatzspannung Vth0 zentriert ist, verschiebt sich auch der Steuerbereich einer MOS-Kapazität gemäß dem Temperaturgang der MOS- Einsatzspannung V_th0.
Für V_ref = 0 Volt verschiebt sich der Steuerspannungsbereich von V_tune vollständig in den negativen Bereich. Da aber in der monolithischen Integration in der Regel nur positive Werte für V_tune realisiert werden können, muß der Wert für Vref für die Schaltungsanordnung nach Fig. 3a in der Regel immer größer oder gleich V_th0 gewählt werden. Wie bereits zuvor erwähnt, wäre aber gerade das GND-Potential ein ideal störungsfreies Referenzpotential für Vref.
Durch die Vertauschung der Anschlüsse V_tune und V_ref von Fig. 4a gegenüber Fig. 3a liegt für V_ref= 0 Volt der Steuerspannungsbereich von V_tune im positiven Bereich. Außerdem ist bei Fig. 4a der Steuerzusammenhang zwischen der Steuerspannung Vtune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 gegenüber dem in Fig. 6 gezeigten Kleinsignal-Zusammenhang invertiert.
Bemerkung: Sieht man von der Steuerwirkung der Potentialdifferenz zwischen dem Bulk- und dem Source-Anschluß auf den Inversionsgrad des MOS-Transistorkanals ab (Substratsteuereffekt), dann können die Anschlüsse 5, 11 für V_tune und V_ref auch als differentieller Spannungssteuereingang für die zwischen den Knoten 6, 7 wirksame Kapazität aufgefaßt werden, so daß die Gegenstände gemäß Fig. 3a und Fig. 4a bei dieser Betrachtungsweise im technischen Sinne eigentlich identisch sind.
Fig. 7 zeigt eine Schaltungsanordnung, die bezüglich der Anschlüsse Abstimmeingang 5, und Ausgangspaarknotenpaar 6, 7 aus N parallel geschalteten, technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 3a besteht. Die Bezugssignalanschlüsse zur Zuführung der Bezugssignale Vref1 bis V_refN sind jedoch nicht miteinander verbunden.
Die Bezugssignalanschlüsse 11, 13, 14 liegen an Potentialen, die gegenüber dem GND-Potential, technisch vorteilhaft in der gleichen Größenordnung, systematisch zunehmen oder systematisch abnehmen. Damit die Schaltungsanordnung von Fig. 7 bezüglich des Stellbereichs der Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 in etwa dem Stellbereich einer Schaltungsanordnung nach Fig. 3a entspricht, kann beispielsweise folgende Umrechnungsbedingung verwendet werden:
Die Koppelkapazitäten werden um Faktor N gegenüber dem Gegenstand von Fig. 3a verkleinert. Die Koppelwiderstände hingegen werden um Faktor N größer gemacht. Kanallängen der Transistoren 9 bleiben erhalten. Kanalweiten der Transistoren 9 werden um Faktor N verkleinert. Aus Gründen der Symmetrie ist technisch vorteilhaft, daß die geometrische Auslegung der Transistoren 9 identisch ist.
Grundsätzlich kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 in der beschriebenen Art auch alternativ mit technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 4a ausgebildet sein.
Dadurch, daß die Anschlüsse V_ref1 bis V_refN auf unterschiedlichen Potentialen liegen, überlagern sich bei geeigneter Wahl der Potentiale und bei hinreichend großem Aufteilungsfaktor N die jeweiligen einzelnen Steuerkennlinien der N parallel geschalteten Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 3a bzw. Fig. 4a zu einem insgesamt linearen Zusammenhang zwischen Vtune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7.
Fig. 8 zeigt beispielhaft den simulierten Zusammenhang zwischen der Steuerspannung V_tune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß Fig. 7 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren. Der Aufteilungsfaktor N beträgt 10. Das in Fig. 8 dargestellte Simulationsergebnis zeigt, daß jetzt über einen vergleichsweise großen Bereich von ca. 1.5 Volt ein näherungsweise linearer Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der Steuerspannung V_tune besteht. Der Vergleich mit dem in Fig. 6 gezeigten Simulationsergebnis zeigt auch, daß der Einfluß der Temperatur auf die Spannungsabhängigkeit der Kapazität über den gesamten Steuerspannungsbereich deutlich zurückgegangen ist.
Das in Fig. 8 beispielhaft dargestellte technisch vorteilhafte Verhalten der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 kann in der Praxis insbesondere dann vorteilhaft genutzt werden, wenn die Referenzpotentiale V_ref1 bis V_refN aus der Versorgungsspannung +V_CC in der Art abgeleitet werden können, daß sich gegebenenfalls vorhandene Störungen der Versorgungsspannung +V_CC nicht in die Referenzpotentiale V_ref1 bis V_refN Projizieren.
Fig. 9 zeigt eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach Fig. 8. Die Potentiale V_ref1 bis V_refN werden durch Stromspeisung mit Hilfe einer Widerstandskette erzeugt. Hierfür ist eine Serienschaltung von Widerständen 15 vorgesehen mit Abgriffspunkten zwischen den Widerständen 15, die mit je einem zugeordneten Bezugssignaleingang einer abstimmbaren Teilkapazität gemäß Fig. 3a gekoppelt sind. Zu dieser Kopplung ist je ein Schalter 16 vorgesehen. Varaktorseitig ist jeder Schalter mit einer Kapazität 17 gegen Bezugspotential verschaltet. Die Widerstandskette, die einen Spannungsteiler bildet, ist mit einer daran angeschlossenen Bezugssignalquelle 18, die als Stromquelle ausgeführt ist, verbunden. Die Widerstandskette ist weiterhin mit Bezugspotentialanschluß 8 verbunden.
Über die elektronischen Schalter 16 werden sowohl die Gates der paarweise zugeordneten NMOS-Transistoren 9 als auch die Speicherkondensatoren 17 auf die so generierten jeweiligen Potentiale aufgeladen. Nach dem Ende der Aufladephase werden die Schalter 16 geöffnet. Die auf die Gates der NMOS- Transistoren 9 und auf die Speicherkondensatoren 17 aufgebrachten Ladungen sorgen nun dafür, daß der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 und der Steuerspannung V_tune bestehen bleibt.
Dafür gilt bevorzugt, daß die Speicherkondensatoren 17 als Kapazitätswert jeweils ein Vielfaches (>10) der maximalen MOS-Kapazität der NMOS-Transistoren 9 besitzen, da vom Steuereingang 5 aus gesehen jeweils die Speicherkondensatoren 17 mit den NMOS-Transistoren 9 einen kapazitiven Spannungsteiler bilden. Nach dem Öffnen der Schalter 16 kann sich die aufgebrachte Ladungsmenge auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 und den Speicherkondensatoren 17 z. B. bedingt durch Störungen auf +VCC praktisch nicht mehr verändern.
Obige Aussage trifft insbesondere dann exakt zu, wenn es sich bei den Schaltern 16 um ideale Schalter handelt. Die in der monolithischen Integration eingesetzten elektronischen Schalter bestehen bevorzugt aus realen Transistoren mit endlich guten Eigenschaften. An elektronischen MOS-Schaltern treten z. B. Leckströme auf, der "Off"-Widerstand ist nicht unendlich groß und der "On"-Widerstand ist nicht Null.
Grundsätzlich ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 9 in der beschriebenen Art alternativ auch mit technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 4a denkbar.
Besitzt die an den Knoten 6, 7 angeschlossene Schaltung einen niederohmigen Pfad nach Masse, dann wirken die Koppelkondensatoren 17 zusätzlich auch als Speicherkondensatoren.
Fig. 10a zeigt einen elektronischen Schalter 16, wie er beispielsweise in dem Gegenstand von Fig. 9 eingesetzt sein kann. Der Schalter 16 umfaßt die komplementären Schalttransistoren 19, 20, deren gesteuerte Strecken parallelgeschaltet sind und die Laststrecke des Schalters 16 bilden. Zur Ansteuerung der Gates des Transistors 19 ist ein Inverter 21 mit seinem Ausgang an diesen Steuereingang angeschlossen. Weiterhin parallel zu den gesteuerten Strecken der Transistoren 19, 20 ist ein weiteres komplementäres Transistorpaar 22, 23 mit seinen gesteuerten Strecken geschaltet. Diese Transistoren 22, 23 sind als Dioden geschaltet.
Aus dem Zustandspegel am Steuereingang 24 des Inverters 21 und damit des Schalters 16 wird mit Hilfe des Inverters 21 ein invertiertes Steuersignal für den Transistor 19 erzeugt. Bei einem H-Pegel am Steuereingang 24 sind sowohl der Transistor 19 als auch der Transistor 20 leitend. Bei einem L-Pegel am Steuereingang 24 sind die Transistoren 19 und 20 gesperrt. Der Anschluß 25 bildet den Eingang des Schalters und der Anschluß 26 den Ausgang. Die Speicherkapazität 17, die am Ausgang 26 angeschlossen ist, bildet mit dem Durchlaßwiderstand zwischen den Knoten 25, 26 eine Zeitkonstante.
Wie bereits erwähnt, können an einem elektronischen Schalter Leckströme auftreten, die bei einer entsprechenden Verwendung eines solchen Schalters bei einem Gegenstand gemäß Fig. 9 ggf. zu einer langsamen Änderung der Ladungen auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 führen können. Daher ist die in Fig. 10a gezeigte Schaltungsanordnung für einen elektronischen Schalter 16 erweitert um die NMOS-Transistoren 22, 23, die eine sogenannte nichtlineare Potential-Anbindung bewirken. Solange die Schalteranschlüsse 25, 26 gleiches Potential besitzen, sind die Transistoren 22, 23 gesperrt, d. h. maximal hochohmig. Besitzen die Schalteranschlüsse 25, 26 unterschiedliches Potential wird, je nach Vorzeichen des Potentialunterschieds, entweder Diode 22 oder Diode 23 gemäß der Höhe des Potentialunterschieds geringfügig leitfähig. Befinden sich die Transistoren 19, 20 im ausgeschalteten Zustand, verhindern die Dioden 22, 23, daß, bedingt durch Leckströme, sich die Ladungen auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 und den Kapazitäten 17 in Fig. 9 allzu stark verändern können. Die Leckstromverluste werden über die leckstromabhängige Leitfähigkeit in den Schaltern ausgeglichen. Da Leckströme in elektronischen Schaltern mit minimalen Abmessungen in der Regel sehr klein sind, das heißt kleiner 1 pA, bleibt sowohl der Spannungsabfall zwischen Drain und Source über Dioden 22, 23 und die differentielle Leitfähigkeit derselben immer sehr gering. Folglich ist im ausgeschalteten Zustand der Transistoren 19, 20, gesehen vom Anschluß 25 in Richtung 26, die Zeitkonstante des Tiefpasses zwischen den Anschlüssen 25, 26, die im Leckstromfall im Wesentlichen durch die differentielle Leitfähigkeit von der Dioden 22, 23 und der Kapazität 17 gebildet wird, sehr groß.
Fig. 10b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Schalters 16 gemäß Fig. 10a.
Fig. 11 zeigt eine Erweiterung der Schaltungsanordnung nach Fig. 9. Diese entspricht in Aufbau und vorteilhafter Wirkungsweise weitgehend dem Gegenstand von Fig. 9. Demgegenüber sind jedoch zwischen den Abgriffspunkten der Widerstandskette 15 und den Schaltern 16 jeweils Hilfstransistoren 27 mit ihren gesteuerten Strecken geschaltet.
Die Source-Anschlüsse der Transistoren 27 sind jeweils mit den Abgriffspunkten verbunden, die die Bezugssignale V_ref1 bis V_refN bereitstellen. Die Drain-Anschlüsse sind mit den Eingängen 25 der jeweiligen elektronischen Schalter 16 verbunden. Ein jeweils an den Drain-Anschlüssen der Transistoren 27 eingespeister Referenzstrom Ic wird jeweils mit Hilfe von Stromspiegelanordnungen 28, die an den Source-Anschlüssen der Transistoren 27 angeschlossen sind, in der Art wieder abgeführt, daß in die Referenzspannungs-Abgriffspunkte V_ref1 bis V_ref(N-1) jeweils kein Strom eingespeist wird. Der Source- Anschluß des N-ten Hilfstransistors 27 ist mit VrefN = GND verbunden, daher entfällt hier die N-te Stromspiegelanordnung 28. An den Eingängen 25 der in Fig. 10 gezeigten jeweiligen elektronischen Schalter 16 liegen die Referenzspannungen V_ref1' bis V_refN' an, die jeweils in der nachfolgend beschriebenen Weise gegenüber den Spannungen V_ref1 bis V_refN um die Spannungsanteile Vt1, . . . VtN verschoben sind.
Die gegen Masse erzeugten Spannungen V_ref1 bis V_refN werden nun nicht mehr direkt über die elektronischen Schalter 16 auf die Gates der NMOS-Transistoren 9 übertragen. Sie werden jetzt hier zunächst um die Spannungsanteile Vt1, . . . VtN auf V_ref1' bis V_refN' verschoben gemäß:

V_ref1' = V_ref1 + Vt1

V_ref2' = V_ref2 + Vt2

. . .

V_refN' = V_refN + VtN
Die Generierung der Spannungsanteile Vt1, . . . VtN geschieht mit Hilfe der Hilfstransistoren 27, die jeweils von einem Referenzstrom Ic durchflossen sind. Der Referenzstrom Ic ist in seiner Höhe so gewählt, daß der Spannungsabfall von Drain nach Source über die Hilfstransistoren 27 in guter Näherung den Einsatzspannungen Vt1, . . . VtN entspricht.
Die generierten Spannungsanteile Vt1, . . . VtN entsprechen im Idealfall den jeweiligen Einsatzspannungen der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9. Gelingt die Generierung und Überlagerung der Spannungsanteile Vt1, . . . VtN auf V_ref1 bis V_refN exakt, dann eliminiert sich der Einfluß der Einsatzspannungen der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9 auf das Kennverhalten zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 und der Steuerspannung V_tune vollständig. Ursache dafür ist, daß der Steuerbereich einer MOS-Kapazität immer um die MOS-Einsatzspannung Vt zentriert ist.
Durch die hier beschriebene Verschiebung der gegen Masse erzeugten Spannungen V_ref1 bis V_refN um die jeweiligen Einsatzspannungen Vt1, . . . VtN der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9 werden die jeweiligen Steuerbereiche der MOS-Kapazitäten 9 exakt auf die gegen GND erzeugten Spannungen V_ref1 bis V_refN zentriert. Der Einfluß der von der Temperatur und der von den Substratvorspannungen abhängigen MOS-Einsatzspannungen ist eliminiert.
Fig. 12 zeigt eine Variante der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11 unter sinngemäßer Verwendung der Schaltungsanordnung nach Fig. 4a anstelle derer gemäß Fig. 3a. Die Ausführungen für Fig. 11 gelten hier sinngemäß. Allerdings gilt hier für die Verschiebung der Spannungen Vref1 um die Spannungsanteile Vti auf V_refi' mit i = 1 . . . N:

Vrefi' = Vrefi - Vti
Im Vergleich zur Anordnung in Fig. 11 ist dementsprechend der Steuerzusammenhang zwischen der Steuerspannung V_tune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 gegenüber dem in Fig. 13 nachfolgend gezeigten Zusammenhang invertiert.
Fig. 13 zeigt beispielhaft den simulierten Zusammenhang zwischen der Steuerspannung V_tune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß Fig. 11 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren. Der Aufteilungsfaktor N beträgt 10.
Das in Fig. 13 dargestellte Simulationsergebnis zeigt, daß über einen vergleichsweise großen Bereich von ca. 1.6 Volt ein hochlinearer Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der Steuerspannung besteht. Der Vergleich mit dem in Fig. 8 gezeigten Simulationsergebnis zeigt weiterhin, daß der Einfluß der Temperatur auf die Spannungsabhängigkeit der Kapazität über den gesamten Steuerspannungsbereich noch weiter zurückgegangen ist. Bei genauer Betrachtung des Simulationsergebnisses in Fig. 13 und Fig. 8 fällt jedoch auf, daß der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der Steuerspannung von einer gewissen Welligkeit überlagert ist, die insbesondere bei niedrigen Temperaturen zunimmt. Diese sogenannte Welligkeit ist zum einen bestimmt vom Aufteilungsfaktor N und zum anderen von der Temperatur, da die Größe des Umsteuerbereichs der jeweiligen MOS-Kapazitäten eine Funktion von der Temperatur ist. Die Größe des Umsteuerbereichs nimmt mit der Temperatur zu.
Fig. 14 zeigt für das gegebene Fallbeispiel N = 10, wie sich die einzelnen gesteuerten Kapazitätskennlinien der MOS- Transistorpaare 9, jeweils zentriert um die Referenzspannungswerte V_ref1 bis V_refN, überlagern. Im Fallbeispiel sind folgende Kenngrößen gegeben:

- Linearer Steuerbereich der abstimmbaren Kapazität insgesamt: ca. 1.6 Volt,
- Aufteilung in Teilsteuerbereiche von je ca. 160 mV,
- jeweiliger maximaler kapazitiver Steuerbereich der MOS- Transistorpaare: ca. 250 mV bei 27 Grad,
- jeweilige Überlappung der kapazitiven Steuerbereiche der MOS-Transistorpaare: ca. 180 mV bei 27 Grad,
- kapazitive Steuerbereiche jeweils ohne Überlappung: ca. 90 mV bei 27 Grad und
- jeweiliger linearer kapazitiver Steuerbereich der MOS- Transistorpaare: ca. 50 mV bei 27 Grad.

Da der jeweilige kapazitive Steuerbereich der MOS- Transistorpaare ohne jeweilige Überlappung bei 27 Grad um ca. 40 mV größer ist als der jeweilige lineare kapazitive Steuerbereich der MOS-Transistorpaare, kommt es zwangsläufig bei 27 Grad zu der in Fig. 13 erkennbaren Welligkeit. Unter Beibehaltung eines linearen Bereichs von insgesamt ca. 1.6 Volt verschwindet die Welligkeit für N » 10 vollständig. Zu große Werte für N ziehen allerdings einen Verdrahtungs-Aufwand nach sich, der einhergeht mit zunehmenden parasitären Effekten.
Bei Verwendung der hochlinearen Kapazität gemäß vorgestelltem Prinzip in einem LC-VCO gemäß Fig. 5 verschwindet jedoch die Welligkeit in ihrer Auswirkung auf die VCO-Steuerkennlinie vollständig, auch bei N kleiner oder gleich 10. Durch die in der Regel für geringes Phasenrauschen notwendigen großen VCO- Amplituden U_osz mittelt sich nämlich die kleinsignalmäßige Welligkeit großsignalmäßig über die Oszillationsamplitude U_osz während des Durchlaufs einer Oszillationsperiode vollständig aus.
Weiterhin gilt, daß der über V_tune definierte kapazitive Kleinsignalwert der wirksamen Kapazität zwischen den Anschlüssen 6, 7 weitgehend dem wirksamen Großsignalwert entspricht, soweit die Großsignalauslenkung zwischen den Anschlüssen 6, 7 nicht die Größenordnung des Linearbereichs von Vtune überschreitet. Grund dafür ist, daß mit zunehmender dynamischer Amplitude zum Zeitpunkt t immer anteilig genau so viele MOS-Kapazitäten 9 ihren Minimalwert annehmen, wie MOS- Kapazitäten 9 ihren Maximalwert, so daß die wirksame Nettokapazität zwischen den Anschlüssen 6, 7 immer weitgehend konstant bleibt.
Fig. 15 zeigt eine bei 27 Grad gemessene Steuerkennlinie eines LC-VCOs gemäß Fig. 5, der eine steuerbare Kapazität gemäß der in Fig. 11 gezeigten Anordnung besitzt. Der Aufteilungsfaktor N beträgt 10.
Sehr gut erkennbar ist, daß die VCO-Steuerkennlinie im Linearbereich keine Welligkeit aufweist. Der Linearbereich der VCO-Steuerkennlinie beträgt gemäß dem Linearbereich der steuerbaren Kapazität ca. 1.5 Volt.
Allgemein gilt, daß die vorstehend beschriebenen Schaltbilder auch im komplementärer Schaltungstechnik ausgeführt werden können. So sind zum Beispiel MOS-Kapazitäten sowohl mit N- Kanal-MOS-Transistoren als auch mit P-Kanal-MOS-Transistoren realisierbar. Auch die Höhe der Nullfeld-Einsatzspannung Vth0 der MOS-Transistoren 9 spielt keine grundsätzliche Rolle. Weiterhin kann zum Beispiel die Funktion einer Stromspiegelschaltung in einfacher oder in aufwendiger Schaltungstechnik, zum Beispiel mit Kaskoden ausgeführt werden. Alternative Ausführungen hier angegebener Schaltungsstrukturen sind also als äquivalente Mittel zum Erreichen des vorgestellten Prinzips anzusehen, die im Rahmen der Erfindung liegen.

Claims

1. Abstimmbares, kapazitives Bauteil, umfassend
einen Abstimmeingang (5) zum Zuführen einer Abstimmspannung (V_tune),
ein Paar von Schaltungsknoten (6, 7), zwischen denen eine mittels der Abstimmspannung (V_tune) abstimmbare Kapazität bereitgestellt ist,
ein Paar von MOS-Transistoren (9), die mit dem Abstimmeingang (5) gekoppelt sind und deren vier Source-/Drain- Anschlüsse miteinander verbunden sind,
zwei Koppelkapazitäten (10), die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten (6, 7) verbunden sind,
zwei Koppelwiderstände (12), die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß an einen Verbindungsknoten angeschlossen sind, und
einen Bezugssignaleingang (11) ausgebildet zum Zuführen eines Bezugssignals (V_ref) zur Arbeitspunkteinstellung der MOS-Transistoren (9), wobei der Bezugssignaleingang (11) mit den Widerständen (12) an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.

2. Bauteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstimmeingang (5) mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist und der Bezugssignaleingang (11) mit dem Verbindungsknoten der beiden Widerstände (12) verbunden ist.

3. Bauteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstimmeingang (5) mit dem Verbindungsknoten der beiden Widerstände (12) verbunden ist und der Bezugssignaleingang (11) mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.

4. Bauteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß
ein weiteres Paar von MOS-Transistoren (9) vorgesehen ist, die mit dem Abstimmeingang (5) gekoppelt sind und deren vier Source-/Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sind,
zwei weitere Koppelkapazitäten (10) vorgesehen sind, die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der weiteren MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten verbunden sind,
zwei weitere Koppelwiderstände (12), die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS- Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß an einen weiteren Verbindungsknoten angeschlossen sind, und daß
ein weiterer Bezugssignaleingang (13) ausgebildet zum Zuführen eines weiteren Bezugssignals zur Arbeitspunkteinstellung der weiteren MOS-Transistoren (9) vorgesehen ist, der mit den weiteren Koppelwiderständen (12) an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen des weiteren Paars von MOS-Transistoren (9) verbunden ist.

5. Bauteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bereitstellung der Bezugssignale eine Widerstandskette (15) vorgesehen ist, die an eine Bezugssignalquelle (18) angeschlossen ist, wobei die Widerstandskette (15) Abgriffspunkte aufweist, die mit zugeordneten Bezugssignaleingängen (11, 13) gekoppelt sind.

6. Bauteil nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Schalter (16) vorgesehen ist, der den Bezugssignaleingang (11) mit dem ersten Paar von MOS-Transistoren (9) koppelt zum Zu- und Abschalten des Bezugssignals und daß ein zweiter Schalter (16) vorgesehen ist, der den weiteren Bezugssignaleingang (13) mit dem weiteren Paar von MOS- Transistoren (9) koppelt zum Zu- und Abschalten des weiteren Bezugssignals.

7. Bauteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß je eine gegen einen Bezugspotentialanschluß geschaltete Kapazität (17) vorgesehen ist, die an denjenigen Anschluß des ersten Schalters und des zweiten Schalters (16) angeschlossen ist, der mit dem Paar von Transistoren (9) beziehungsweise mit dem weiteren Paar von Transistoren (9) gekoppelt ist.

8. Bauteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Temperaturkompensationsschaltung (27, 28) zum Kompensieren von temperaturbedingten Arbeitspunktverschiebungen vorgesehen ist, welche an den Bezugssignaleingang (11) angekoppelt ist, und daß eine zweite Temperaturkompensationsschaltung (27, 28) zum Kompensieren von temperaturbedingten Arbeitspunktverschiebungen vorgesehen ist, welche an den weiteren Bezugssignaleingang (13) angekoppelt ist.

9. LC-Oszillator mit einem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil nach einem der Ansprüche 1 bis 8, umfassend
ein Resonatorkern mit einer Induktivität (1) und mit dem abstimmbaren kapazitiven Bauteil (9) als Schwingkreisfrequenz bestimmende Bauteile und
einen Entdämpfungsverstärker (3), der eine negative Impedanz bereitstellt und mit dem Resonatorkern (1, 9) gekoppelt ist,
wobei mit der dem Abstimmeingang (5) zuführbaren Abstimmspannung die Schwingkreisfrequenz verstimmbar ist.