DE10246922A1

DE10246922A1 - Übertragungseinrichtungslokalisierung für ein Ultrabreitband -CDMA- Kommunikationssystem mit übertragenem Bezugssignal

Info

Publication number: DE10246922A1
Application number: DE10246922A
Authority: DE
Inventors: Ralph Thomas Hoctor; John Erik Hershey; Stralen Nick Andrew Van; Jun Tomlinson
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 2001-10-09
Filing date: 2002-10-08
Publication date: 2003-05-08
Anticipated expiration: 2022-10-09
Also published as: JP2003189353A; US7269427B2; US7499711B2; US20040002347A1; US20030069025A1; DE10246922B4; JP4815093B2

Abstract

Ein System und Verfahren beziehen die Verfolgung des Ortes von Objekten innerhalb eines Bereiches von Bedeutung unter Verwendung von Ultrabreitbandsignalen mit übertragenem Bezugssignal (TR-UWB) ein. Das System beinhaltet zumindest drei Basisstationen (3), die mit einer zentralen Verarbeitungseinrichtung (1) kommunizieren, zumindest einer Mobilvorrichtung (7) und zumindest eine fixierte Signalfeuerübertragungseinrichtung (6) mit bekanntem Ort. Die Mobilvorrichtung wird mit einer Übertragungseinrichtung zum Übertragen eines TR-UWB-Signals an eine Basisstation ausgerüstet, die sodann den Ort der Mobilvorrichtung auf der Grundlage einer Ankunftszeitdifferenzinformation zwischen den Signalfeuerübertragungseinrichtungen und den Mobilvorrichtungen bestimmt, die bei allen Basisstationen gemessen werden. Vorzugsweise beinhaltet ein Bereich von Bedeutung eine Vielzahl von Mobilvorrichtungen, die jeweils ein TR-UWB-Signal mit verzögerten Sprüngen gemäß einem Codemultiplexschema übertragen. Die Mobilvorrichtungen können an einen Patienten und/oder an ein medizinisches Teil innerhalb des Hospitals zu Verfolgungszwecken angehängt werden. Zusätzlich können patientenmedizinische Informationen mit den TR-UWB-Signalen übertragen werden, damit eine Patientenüberwachung gleichzeitig zu der Teile-/Patientenverfolgung auftritt.

Description

Die Erfindung betrifft die Verwendung von Ultrabreitband-(UWB)-Funkkommunikationssystemen. Insbesondere betrifft sie ein UWB-Funkkommunikationssystem mit verzögerten Sprüngen und übertragenem Bezugssignal (TR/DH) zur Verwendung bei einem Teileverfolgungssystem.

Schnurlose schmalbandige oder bekannte Spreizband- Kommunikationssysteme wurden zur Verfolgung von Objekten innerhalb eines Bedeutungsbereiches vorgeschlagen. Einige dieser Systeme sind bidirektional und arbeiten über einen Sendeaufruf. Andere sind einwegig und übertragen auf der Grundlage der Bewegung eines Teileanhängers (eine kleine Übertragungseinrichtung, die an einen zu verfolgenden Gegenstand angehängt ist) oder gemäß einem anderen vorbestimmten Plan, der unabhängig von Umweltbedingungen ist. Wieder andere Systeme verfolgen Objekte auf der Grundlage von Ankunftszeitdifferenzinformationen (TDOA) oder durch Verwendung von groben Feldstärkemessungen. Zusätzlich zu ihrer Verfolgungsfunktion wurden derartige Systeme zur Bereitstellung einer diskreten Statusinformation verwendet, die beispielsweise angibt, ob eine Vorrichtung angeschaltet ist.

Während sich schmalbandige und Spreizbandsysteme als nützlich erwiesen, sind sie nicht ohne Nachteile. Die Leistungsfähigkeit derartiger Systeme kann beispielsweise durch Störungen von starken lokalen Hochfrequenzabstrahlungseinrichtungen negativ beeinflusst werden. Auch das Gegenteil trifft zu; d. h., weil ihre übertragene Energie in einem relativ begrenzten Spektrum konzentriert ist, können schmalbandige und bekannte Spreizband-Systeme mit empfindlichen innerhalb oder sogar außerhalb des Betriebsbereichs lokalisierten Kommunikationsausrüstungen interferieren.

Schmalbandige oder Spreizband-Systeme zeigten außerdem eine schlechte Leistungsfähigkeit in städtischen Bereichen, oder in Bereichen, wo eine hohe Konzentration elektromagnetischer Interferenz vorliegt. Derartige Übertragungen sind beispielsweise oftmals nicht in der Lage, Gebäudekomponenten zu durchdringen (beispielsweise Wände, Stahlstrukturen, Aufzugsschächte, usw.), wodurch deren Verwendung in vielen Fällen unpraktisch wird. Zusätzlich erfordern Schmalbandsysteme oftmals einen großen Leistungsspielraum, um einen bedeutenden frequenzselektiven Schwund zu bekämpfen, der mit HF-Übertragungen in Gebäuden verbunden ist.

Die Ankunftszeitdifferenz (TDOA) ist ein Verfahren, das zum Abschätzen des Ursprungspunktes einer Übertragung verwendet wird, die bei mehreren Empfangseinrichtungen beobachtet wird. Dieses Verfahren erfordert, dass jede Empfangseinrichtung Zugriff auf eine globale Takteinrichtung oder Zeitbasis aufweist, sodass bei den individuellen Empfangseinrichtungen ausgeführte Ankunftszeitschätzungen (TOA) verglichen werden können. Eine beobachtete Differenz bei der TOA bei zwei Empfangseinrichtungen an bekannten Orten definiert eine Hyperbel auf der die beiden Empfangseinrichtungen und die Übertragungseinrichtung enthaltenden Ebene. Da der vorliegend beschriebene Ort der Anwendung im Gebäude ist, ist der von der Höhe der Übertragungseinrichtung überhalb dem Boden angenommene Wertebereich begrenzt. Unter dieser Voraussetzung kann man das Problem annähern, indem man alle Empfangseinrichtungen und alle Teileanhänger behandelt, als ob sie in derselben Ebene liegen.

Da die TOA-Abschätzungen der verschiedenen Empfangseinrichtungen Fehler enthalten werden, werden sich die durch die paarweisen Differenzen aller Empfangseinrichtungsmessungen definierten Kurvenverläufe nicht notwendigerweise schneiden. Verschiedene Abläufe können zur Entwicklung einer Ortsabschätzung aus derartigen Daten definiert werden. Vielleicht die einfachste von diesen ist, den Punkt auf der Ebene zu nehmen, der die Summe der Normalabstände von dem Punkt zu allen durch die TDOA-Messungen definierten Hyperbeln minimiert. Die Berechnung findet typischerweise bei einem Zentralcomputer statt, der mit den HF-Empfangseinrichtungen typischerweise über ein schnurgebundenes Sekundärnetzwerk kommuniziert.

Das schnurgebundene Sekundärnetzwerk wird ebenfalls zur Verteilung der globalen Zeitbasis an alle Empfangseinrichtungen in dem System verwendet, was Bandbreite des schnurgebundenen Netzwerks sowie zusätzliche Hardware bei den Empfangseinrichtungen erfordert. Das Erfordernis von zusätzlicher Bandbreite auf dem schnurgebundenen Sekundärnetzwerk ist ein Nachteil, weil es wesentlich zu den Systemkosten beiträgt.

Beispielsweise beschreibt in besonderem Maße die US-Patentschrift Nr. 5 119 104 ein bekanntes Spreizbandsystem, das durch Verteilung eines Taktes an eine Vielzahl von Empfangseinrichtungen in einer Verfolgungsumgebung arbeitet, und das sodann diesen Takt zum Sperren eines Ankunftszeitzählers (TOA) innerhalb jeder aus einer Vielzahl von Empfangseinrichtungen verwendet. Der TOA-Zähler wird zum Abschätzen des HF- Ausbreitungsabstandes zwischen einem übertragenden Anhänger und der Empfangseinrichtung verwendet. Zur Aufrechterhaltung der Weitreichengenauigkeit darf der Systemtakt nur sehr geringen Bitversatz zwischen den Empfangseinrichtungen aufweisen, da jede Nanosekunde an Bitversatz soviel wie einen Fuß an Reichweitenfehler in dem System einführen kann. Ein Bitversatz wird leicht eingeführt, wenn der Systemtakt mit einem Kabel verteilt wird. Daher müssen die Kabellängen während der Installation des Systems vorsichtig gemessen oder gesteuert werden, und bei dem System müssen Kalibrierungen vorgenommen werden, um die verschiedenen durch die Verkabelung eingeführten Taktbitversatze nachzuweisen. Dies erhöht die Systemkosten und verkompliziert die Installation sowie die Wartung und Reparatur des Systems.

In Anbetracht des Vorstehenden ist es daher ersichtlich, dass es ein Bedürfnis für ein HF-Teileverfolgungssystems gibt, das die Nachteile der bekannten schmalbandigen und Spreizband-Systeme beseitigt, und das im einzelnen zuverlässiger und ökonomischer ungeachtet von Umweltbedingungen und ohne das kostenträchtige Erfordernis der Bereitstellung eines einzelnen Taktes an alle Empfangseinrichtungen in dem System arbeitet.

Ein erfindungsgemäßes HF-Teileverfolgungssystem bzw. -verfahren bezieht die Lokalisierung von Objekten innerhalb eines Bereichs von Bedeutung bei geringeren Kosten und mit geringeren HF-Interferenzproblemen als bekannte schmalbandige und Spreizband-Systeme ein. Das erfindungsgemäße Kommunikationsverfahren arbeitet unter Verwendung eines breiteren Frequenzspektrums als Schmalbandverfahren und es verwendet vorzugsweise eines, das als Ultrabreitbandsignalisierungssystem klassifiziert werden kann. Zudem ist das Verfahren dahingehend multifunktional, dass es sowohl den Ort von Objekten in dem Bereich von Bedeutung verfolgt, als auch einen Zustand oder Bedingungen für diese Objekte beschreibende Daten überwacht. Ein derartiges System und Verfahren kann vorteilhaft zur Verfolgung von beispielsweise medizinischen Teilen in einer medizinischen Einrichtung verwendet werden, während gleichzeitig die physikalische Kondition von vielen Patienten in dieser Einrichtung überwacht wird. Das Verfahren resultiert außerdem in der Entwicklung von kostengünstiger Hardware dahingehend, dass es die Verteilung eines gemeinsamen Taktes an alle Empfangseinrichtungen nicht erfordert.

Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung beziehen das System bzw. Verfahren eine Verfolgung des Ortes von Objekten innerhalb eines Bereichs von Bedeutung unter Verwendung von übertragenen Ultrabreitbandreferenzsignalen (TR-UWB) ein. Das System umfasst eine zentrale Verarbeitungseinrichtung, zumindest drei Basisstationen in dem Bereich von Bedeutung, zumindest eine Signalübertragungseinrichtung mit bekannter Lokalisierung, und zumindest eine mobile Vorrichtung in dem Bereich von Bedeutung. Die zentrale Verarbeitungseinrichtung kommuniziert mit den Basisstationen über einen Kommunikationskanal mit kleiner Bandbreite. Die Basisstationen sind mit Antennen und TR- UWB-Empfangseinrichtungen ausgerüstet, die TR-UWB- Übertragungen von den Mobilvorrichtungen und der Signalübertragungseinrichtung empfangen. Die Mobilvorrichtung und die Signalübertragungseinrichtung sind mit Übertragungseinrichtungen zur Übertragung von TR-UWB-Signalen an die Basisstationen ausgerüstet, welche sodann Ankunftszeitabschätzungen (TOA) für die von den Mobilvorrichtungen und Signalübertragungseinrichtung(en) übertragenen Signale bestimmen. Die Basisstationen senden die Differenzen der TOA-Abschätzungen, die mit der Mobilvorrichtung und den Signalen verbunden sind, an die zentrale Verarbeitungseinrichtung über den Kommunikationskanal mit der geringen Bandbreite. Die zentrale Verarbeitungseinrichtung verwendet diese Information zur Bestimmung des Ortes der Mobilvorrichtung.

Vorzugsweise beinhaltet der Bereich von Bedeutung eine Vielzahl von Mobilvorrichtungen, die jeweils ein TR-UWB- Signal mit verzögerten Sprüngen gemäß einem Codemultiplexschema übertragen. Jede Vorrichtung überträgt Signale, die eine von einer Anzahl von Sequenzen der Verzögerungen des übertragenen Referenzsignals verwenden, damit den Basisstationen die Demodulation von mehrfach empfangenen Übertragungen ermöglicht wird, die bei der Empfangsrichtung zur selben oder nahezu zur selben Zeit ankommen. Die Übertragungen sind HF-Signalbündel, die einen Signalbündelkopf, Fehlersteuerungsbits und Informationen umfassen, welche die Mobilvorrichtung einheitlich identifizieren, wie etwa beispielsweise eine Seriennummer. Die Mobilvorrichtungen können an einem Patienten und/oder einem medizinischen Teil innerhalb des Hospitals zu Verfolgungszwecken angebracht werden. Gemäß einer optionalen Ausgestaltung können physiologische Messungen beinhaltende patientenmedizinische Informationen mit den TR/DH-UWB- Signalen übertragen werden, um das gleichzeitige Auftreten einer Patientenüberwachung mit der Teile-/Patientenverfolgung zu ermöglichen.

Ungleich den bekannten Systemen ist die Übertragung eines genauen Zeitbasissignals an eine Vielzahl von innerhalb des Verfolgungsbereiches angeordneten Empfangseinrichtungen nicht erforderlich. Stattdessen sind viele Signalübertragungseinrichtungen an bekannten Orten in dem Verfolgungsbereich angeordnet, und der Ort der Mobilvorrichtung wird aus den Differenzen bei der Ankunftszeit zwischen den Mobilvorrichtungsübertragungen und den Signalübertragungen abgeschätzt. Diese Differenzen werden bei jeder Basisstation in dem System berechnet und dann an eine zentrale Verarbeitungseinrichtung über ein schnurgebundenes Netzwerk übertragen.

Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm eines Bereiches von Bedeutung, bei dem das erfindungsgemäße System verwendet werden kann;

Fig. 2 ein Diagramm von bei einem TR-UWB-Signal übertragenen Impulspaaren gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung;

Fig. 3 ein Diagramm einer zur Erfassung eines TR-UWB-Signals verwendeten Korrelationsschaltung gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung;

Fig. 4 ein Diagramm einer Struktur eines zur Übertragung von Signalen von mehrfachen Mobilvorrichtungen verwendeten TR/DH-Codeworts gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung;

Fig. 5 ein Diagramm einen Basisstationsempfangseinrichtung, die eine Bank von Impulspaarkorrelatoren zur Erfassung von übertragenen Referenzsignalen mit verzögerten Sprüngen von einer Vielzahl von Mobilvorrichtungen gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung beinhaltet;

Fig. 6 ein Diagramm einer ersten Stufe einer Codemultiplexempfangseinrichtung (CDMA) mit übertragenem UWB-Referenzsignal und verzögerten Sprüngen (TR/DH), die in einer Basisstation gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung beinhaltet ist;

Fig. 7 ein Diagramm eines Berechnungsaufbaus für die durch die CDMA-Empfangseinrichtung mit verzögerten Sprüngen gemäß Fig. 6 durchgeführte Codewortkorrelation; und

Fig. 8 einen Korrelator für die in Fig. 6 dargestellte UWB-Übertragung mit verzögerten Sprüngen.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 beinhaltet ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Kommunikationssystems eine zentrale Verarbeitungseinrichtung 1, die über Kommunikationskanäle 2 mit geringer Bandbreite mit zumindest drei Basisstationen 3 kommuniziert. Die Basisstationen sind mit Antennen 4 zum Empfang von TR-UWB-Übertragungen von einer oder mehr Signalvorrichtungen 6 und einer oder mehr Mobilvorrichtungen 7 ausgerüstet, die allesamt innerhalb eines Bereiches von Bedeutung lokalisiert sind. Der Bereich von Bedeutung kann insgesamt innerhalb einer medizinischen Einrichtung wie etwa einem Hospital liegen oder diese beinhalten, um der Basisstation eine Verfolgung des Ortes von medizinischen Teilen und/oder Patienten zu ermöglichen, und um, falls gewünscht, physiologische Daten von diesen Patienten zu empfangen. Während die vorliegende Erfindung für die Hospitaleinstellung gut geeignet ist, kann der Fachmann erkennen, dass der Bereich von Bedeutung ein beliebiger anderer Bereich sein kann, bei dem Objekte zu verfolgen oder zu überwachen sind, inklusive Tagesstätten zum Verfolgen von Kindern, Warenhäusern zum Verfolgen des Inventars, mobile Plattformen zum Verfolgen der Entwicklung bei einem Herstellungsvorgang sowie Fabriken zur Verfolgung von Werkzeugen, Arbeitern, und/oder Materialien, um nur einige zu nennen.
Die Mobilfunkvorrichtungen des Systems sind mit Übertragungseinrichtungen zum Senden von ankommenden Signalbündeln 5 an die Basisstation ausgerüstet. Die Empfangseinrichtung der Basisstation empfängt die Signale von den Mobilfunkvorrichtungen und Signalübertragungseinrichtungen und kommuniziert Differenzen bei den Ankunftszeiten an die zentrale Verarbeitungseinrichtung, welche die Daten zur Bestimmung der Orte der Mobilvorrichtungen verwendet. Die ankommenden Signalbündelübertragungen werden gegenüber der Basisstation mittels einzigartiger Identifizierungsinformationen identifiziert, die bei dem HF-Signalbündel codiert sind. Diese Identifizierungsinformationen können beispielsweise eine Seriennummer oder eine andere ID-Nummer sein. Das HF- Signalbündel umfasst mindestens die Identifizierungsinformationen plus was auch immer an Kopf- und Fehlersteuerungsfeldern für einen zuverlässigen Empfang erforderlich ist. Derartige Verfahren zur Blockbildung von über einen rauschbehafteten Kommunikationskanal übertragenen Daten sind auf dem Kommunikationsgebiet gut bekannt; vgl. beispielsweise Hershey und Yarlagadda, "Data Transportation and Protection", Plenum Press, 1986.
Um den gleichzeitigen Aktivzustand einer vernünftigen Anzahl von Teileanhängern und Signalfeuern zu erlauben, verwenden bevorzugte Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Systems die Codemultiplextechnologie (CDMA), die zur Unterstützung von annähernd 50 bis 100 gleichzeitigen Übertragungseinrichtungen bei jeweils 1 bis 5 kBit/s mit einer Bitfehlerrate von weniger als 10^-3 befähigt ist. Vorteilhafterweise ist die Ultrabreitbandtechnologie mit verzögerten Sprüngen und übertragenem Bezugssignal (TR/DH-UWB) zur Bereitstellung der vorstehend angeführten Leistungsfähigkeit befähigt. Eine in die Tiefe gehende Beschreibung der TR/DH-UWB-Technologie ist in der ebenfalls anhängigen US- Patentanmeldung Nr. 09/753 443 beschrieben. Eine Beschreibung dieses Systems wird nachstehend angegeben.

Signalübertragungs-/Erfassungsschema

In seiner grundlegendsten Form überträgt das Kommunikationssystem mit übertragenem Bezugssignal zwei Versionen eines Breitbandträgers, einen, der durch Daten moduliert ist, und den anderen unmoduliert. Vgl. beispielsweise Simon et al., "Spread Spectrum Communications", Band 1, Computer Science Press, 1985. Diese beiden Signale werden durch eine Empfangseinrichtung erlangt, und sodann miteinander zur Erfassung der modulierten Daten korreliert. Der allgemein verwendete Breitbandträger ist eine kontinuierliche breitbandige Pseudorauschquelle, und die modulierten und unmodulierten Versionen sind typischerweise voneinander entweder durch Zeit oder Frequenz getrennt.
In Übereinstimmung mit bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung können die übertragenen Träger entweder HF-Impulse, kontinuierliches Breitbandrauschen, oder kontinuierliches Breitbandpseudorauschen sein. Gemäß vorliegender Verwendung bezieht sich der Ausdruck "übertragenes Bezugssignal" auf die Übertragung und den Empfang von einem dieser Breitbandwellenformen als Träger eines übertragenen Bezugssignals. Vorzugsweise findet die Separation zwischen dem modulierten und den Referenzversionen der Wellenformen eher hinsichtlich der Zeit als hinsichtlich der Frequenz statt. Die Empfangseinrichtung korreliert das empfangene Signal mit einer verzögerten Version von sich selbst über einem finiten Intervall zur Demodulation des Signals.
Fig. 2 zeigt ein Signalisierungsschema für TR/DH-UWB-Signale gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung. Demzufolge kann ein TR/DH-UWB-Schema implementiert werden, indem Paare identischer Impulse (die Dubletten genannt werden) übertragen werden, die durch ein sowohl der Basisstationsempfangseinrichtung als auch der Mobilvorrichtungsübertragungseinrichtung bekanntes Zeitintervall separiert sind. Die übertragenen Daten werden durch die relative Amplitudenpolarität der beiden Impulse codiert. In Fig. 2 sind beide Impulse mit derselben Polarität gezeigt. Es kann mehr als eine Dublette mit jedem Informationsbit verbunden werden, solange die verbundenen Dubletten dasselbe Zeitintervall D zwischen den Impulsen aufweisen. Dies wäre vorteilhaft, falls die Spitzenleistung der individuellen Impulse nahe oder unter dem Rauschboden liegt; in diesem Fall können viele Dubletten zur Verbesserung des Signal-zu-Rauschverhältnisses integriert werden. Die Zeitdauer, während der alle übertragenen Dubletten dasselbe Bit betreffen, ist als die Bitzeit bekannt, oder im Kontext des nachstehend beschriebenen Verzögerungssprungschemas, als die Chipzeit.
Die Dubletten müssen nicht in einer regelmäßigen Rate übertragen werden. Das Intervall zwischen den Dubletten, genannt die Impulswiederholungszeit (PRT), kann zur Ausgestaltung des Übertragungsspektrums variiert werden. Die Impulswiederholungsrate (PRT) ist in Fig. 2 dargestellt. Da eine homogene PRT zu unerwünschten Linienkomponenten in dem Spektrum führen würde, ist die PRT vorzugsweise zufällig (aber keinesfalls darauf beschränkt). Zusätzlich können individuelle Impulse in einer Dublette derartig ausgestaltet werden, dass ihre Energie in bestimmten Frequenzbändern konzentriert sind, wie es auf dem Radargebiet gut bekannt ist. Die vorstehend beschriebenen Verfahren können nötigenfalls zur Anpassung verschiedener Spektrumsbeschränkungen verwendet werden.
Bei der Empfangseinrichtung werden für jedes empfangene HF-Impuls-basierte übertragene Bezugssignal codierte Informationen von einer Dublette durch Berechnung der Korrelation bei einem durch D gegebenen Zeitunterschied wiedererlangt. Diese Betriebsweise wird durch eine Impulspaarkorrelationsschaltung genannte elektronische Schaltung durchgeführt, von der ein Blockdiagramm in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Schaltung beinhaltet ein Verzögerungsglied 21, ein Signalmultiplikationsglied 22 und ein Finite-Zeit-Integrationsglied 23. Das Signal wird auf zwei Pfade aufgespaltet, von denen eines durch das Verzögerungsglied 21 verzögert wird. Die beiden Versionen des empfangenen Signals werden bei dem Multiplikationsglied 22 multipliziert, und das Produkt wird über eine spezifizierte Zeit Tc durch das Integrationsglied 23 integriert. Die Integrationszeit wird durch die das übertragene Bit oder Chip ausmachende Anzahl von Dubletten bestimmt. Die Verzögerung ist derart, dass der führende Impulse des verzögerten Schaltungspfades gleichzeitig zu dem zurückhängenden Impuls des nicht verzögerten Schaltungspfades registriert wird. Dieses arithmetische Mittel ungleich Null wird über einem Symbolintervall Tc zur Erzeugung eines Ausgangssignals integriert. Bei einem beispielhaften Ausführungsbeispiel kann das Verzögerungsglied 21 eine durch Micro-Coax aus Pottstown, Pennsylvania, USA ausgebildete Schaltung sein, und ein geeigneter Kandidat für das Signalmultiplikationsglied 22 kann eine Vierquadranten-Gilbert-Zelle sein.
Es sei angemerkt, dass in der Praxis die Ausgabe des Finite-Zeit-Integrationsgliedes lediglich bei einer relativ geringen Anzahl von Probenbeispielen erforderlich ist. Daher kann das kontinuierlich integrierende Finite-Impulsantwort-Integrationsglied (FIR) durch mehrere einfache Schaltungen ersetzt werden, die integrieren und ausgeben und gut bekannt sind, und die in umlaufender Weise durch den A/D-Wandler abgetastet und mit demselben Takt ausgegeben werden, der die Abtastung auslöst.
Eine Impulspaarkorrelationsschaltung kann mehr als eine einzelne Verzögerung aufweisen, wobei viele Verzögerungen um den Nominalwert der Verzögerung der Übertragungseinrichtung gestreute Nominalwerte aufweisen. Die tatsächlich zur Demodulation verwendete Verzögerung wird vorzugsweise unter den existierenden Verzögerungen als diejenige ausgewählt, deren Energieausgabe die höchste Energie in Reaktion auf eine Übertragung bei der nominalen Verzögerung aufweist. Natürlich kann diese Auswahl variiert werden, um eine Verschiebung bei dem Verzögerungswert bei der Übertragungseinrichtung oder der Empfangseinrichtung nachzuweisen, die durch Temperatur, Spannung oder durch Komponentenalterung induzierten Variationen verursacht wird. Die Auswahl kann für verschiedene Übertragungseinrichtungen unterschiedlich sein.
In Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung übertragen die Mobilfunkvorrichtungen TR-UWB-Signale gemäß einer Art von als Verzögerungsspringen (DH) bekannten Multiplexschema. Dieses Übertragungsschema ist in der ebenfalls anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 09/753 443 von der vorliegenden Anmelderin beschrieben.
Der Begriff "Verzögerungsspringen" bezieht sich auf eine Multiplextechnik, die auf dieselbe Weise eine Verzögerungsmodulation betrifft, wie "Frequenzspringen" eine Frequenzmodulation betrifft. Im einzelnen bezieht sich das Verzögerungsspringen auf ein Verfahren zur Variierung der bei der TR-UWB-Übertragung gemäß einer der Übertragungseinrichtung und der Empfangseinrichtung bekannten fixierten Struktur verwendeten Verzögerung. Diese Struktur bildet ein Codewort, und eine Multiplexkapazität wird durch die Codemultiplextechnik (CDMA) erhalten. Vgl. Andrew J. Viterbi, "CDMA Principles of Spread Spectrum Communication", Addison-Wesley Publishing Co. (1995). Alternativen zu dem Übertragungsschema beinhalten die Verwendung von mehr als zwei Impulsen zur Ausbildung der TR-Übertragung, die Induzierung einer Variation bei der Impulswiederholungszeit zur Ausgestaltung des übertragenen Spektrums und die Übertragung von Impulsen mit entworfenen Frequenzbereichseigenschaften.
Auf der Signalebene besteht ein TR/DH-Codewort aus N Chips, die sequentiell übertragen werden. Jeder Chip ist aus N_p Dubletten (oder anderen n-Tupeln) zusammengesetzt, die alle mit derselben Impulspaarkorrelationsschaltung empfangen werden können. Bei verschiedenen Chipintervallen übertragene Dubletten sind im allgemeinen durch verschiedene Verzögerungen gekennzeichnet. Die PRT innerhalb eines gegebenen Chipintervalls variiert zufällig um dieselbe Nominal- oder Durchschnittsimpulswiederholungszeit. Die Struktur des TR/DH-Codeworts ist in Fig. 4 dargestellt.
Jedes Chip weist durch eine Zwischenimpulsverzögerung D_i getrennte N_p Impulspaare mit einem Codewortpolaritätsbit B_i auf, i = 1, 2, . . ., N_c, wobei N_c die Anzahl von Chips in dem Codewort ist. Es wird angemerkt, dass die Chipwerte sowohl bezüglich des verknüpften Verzögerungswertes als auch bezüglich der Polarität des übertragenen Chips (± 1) verschieden sind, da die individuellen Impulse eines beliebigen Impulspaares entweder phasengleich oder phasenungleich übertragen werden können, was entweder eine positive oder eine negative Ausgabe des Impulspaarkorrelators ergibt. Wenn ein Codewort aus N_c Chips zum Senden eines einzelnen Datenbits verwendet wird, kann das gesamte Codewort auf einer Chip-um-Chip-Basis negiert werden, um eine Einbitpolarität darzustellen, während das ursprüngliche Codewort zum Darstellen der anderen Bitpolarität verwendet wird. Natürlich ist es außerdem möglich, verschiedene Datenwerte mit völlig verschiedenen Codeworten darzustellen. Falls das zu sendende Datenbit Null ist, dann werden alle Dubletten in jedem Chip des Codeworts mit der entgegengesetzten Polarität des Codewortpolaritätsbits übertragen.
Die DH-Codewörter sind ein wichtiger Teil des Codemultiplexschemas (CDMA) mit verzögerten Sprüngen. Sie können zum Zeitpunkt des Systementwurfs unter Verwendung einer Computerrecherche für Wörter mit wünschenswerten Korrelationseigenschaften aufgebaut werden. Zum Zeitpunkt des Betriebs des Systems sind diese Wörter der Empfangseinrichtung bekannt und sie werden zur Erfassung der übertragenen Bits verwendet. Bei einem Beispiel wurde ein Satz von 1000 Codewörtern erzeugt, die jeweils aus 200 Chips zusammengesetzt waren, wobei Verzögerungen von einem Satz von 16 möglichen Verzögerungen gewählt wurden. Alle diese Codewörter wiesen Autokorrelationsseitenlappen auf, die weniger als 7% der Spitzenwertautokorrelation im Absolutwert betrugen. Das Maximum des Absolutwerts der Kreuzkorrelation bei einer beliebigen Zeitverzögerung zwischen irgendeinem Paar dieser Wörter betrug weniger als 10% der Spitzenwertautokorrelation. Aus mehr Chips zusammengesetzte mehrere Codes würden sogar noch bessere Korrelationseigenschaften aufweisen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Systems verfolgen viele Mobilfunkvorrichtungen innerhalb des Bereichs von Bedeutung auf der Grundlage von durch die Mobilvorrichtungen übertragenen TR/DH-UWB-Signalen. Die Basisstationsempfangseinrichtung ist dazu konfiguriert, diese Signale gleichzeitig zu empfangen und zu demodulieren, indem getrennte Korrelationsschaltungen angewendet werden, die jeweils mit einem separaten Verzögerungssprung-CDMA-Code verknüpft sind.
Fig. 5 zeigt eine mögliche Konfiguration für die Basisstationsempfangseinrichtung zur Erfassung von TR-DH- Signalen. Diese Empfangseinrichtung beinhaltet eine Bank an Impulspaarkorrelatoren 132, die mit einer Antenne 131 verbunden sind. Jede Korrelation in der Bank von Impulspaarkorrelatoren wird auf eine verschiedene Verzögerung abgestimmt. Der Bank von Impulspaarkorrelatoren folgt eine CDMA- Codewortkorrelation. Die Codewortkorrelation wird als auf einem Digitalsignalprozessor 134 (DSP), einer programmierbaren logischen Vorrichtung (PLD) oder einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) laufende Software implementiert. Die Ausgaben von all diesen Korrelatoren werden durch Analog-zu-Digital- Wandlern (ADCs) 133 ₁ bis 133 _N abgetastet, und die digitalen Daten werden in den DSP 134 übertragen. Eine typische Abtastrate für diese ADCs liegt im Bereich von 2 Msps bis 12 Msps. Diese Rate wird durch die Chipzeit bestimmt. Im allgemeinen ist es wünschenswert, zwei oder mehr Abtastvorgänge pro Chip auszuführen.
Die Chipsignale an den Ausgängen der Bank von Impulspaarkorrelatoren weisen charakteristischerweise Spitzenwerte gemäß Fig. 6 auf. Diese Signale weisen eine Dauer von annähernd gleich dem Doppelten der Integrationszeit der Impulspaarkorrelatoren auf. Dieser Satz von Wellenformen wird bei einer typischerweise 2 bis 5 Abtastvorgänge pro Chipperiode ergebenden Rate abgetastet, und dann an die in dem DSP 134 implementierte Codeworterfassungseinrichtung mit verzögerten Sprüngen geschickt. Der DH-Codeerfassungseinrichtungsalgorithmus wird Abtastungen der vielen Ausgänge der Bank von Impulspaarkorrelatoren aufnehmen und diese auf eine durch das erwartete DH-Codewort diktierten Weise zusammenfügen.
Eine Aufgabe dieser Betriebsweise ist die Erzeugung der registrierten Summe aller Chipsignale. Wenn das erwartete Codewort mit dem übertragenen Codewort übereinstimmt, zeigt diese Betriebsweise die Wirkung des Anlegens einer sperrenden Wellenform, an die Gesamt-DH- Codewortwellenform angepasst, an die beobachteten Daten. Falls die sperrende Wellenform mit der Gestalt der Chipsignalwellenform übereinstimmt, wird ein angepasstes Filter implementiert; dies erfordert jedoch eine Kenntnis eines relativen Zeitablaufs des Empfangseinrichtungsabtasttaktes und des Übertragungseinrichtungschiptaktes. Diese Kenntnis kann aus den empfangenen Daten gemäß nachstehender Beschreibung abgeleitet werden.
Falls im einzelnen N_s die Anzahl von Abtastvorgängen pro Chip angibt (eine ganze Zahl), dann ist die Gesamtanzahl von Abtastvorgängen, bei denen die Codeworterfassung durchgeführt werden muss, N_s × N_d. Falls N_d die Anzahl von durch den Code verwendeten verschiedenen Zwischenimpulspaarverzögerungen ist (und daher die Anzahl von Impulspaarkorrelatoren bei der Empfangseinrichtung), dann ist die Gesamtzahl von für die Korrelation zu nehmenden Abtastvorgängen N_s × N_c × N_d. Von diesen Abtastvorgängen sollten lediglich die Verzögerungen hinzugefügt werden, welche mit der durch die Struktur des Codeworts spezifizierten Verzögerungen übereinstimmen. Da die Anzahl von Abtastvorgängen in jedem Chipintervall als ganze Zahl spezifiziert ist, ist die Anzahl von Abtastvorgängen bei jeder Impulspaarkorrelationsausgabewellenform eine ganze Zahl. Weiterhin weisen die Abtastvorgänge von jeder Impulspaarkorrelationsausgabewellenform denselben Zusammenhang mit den Startzeiten der Chips für alle Wellenformen auf, sodass sie kohärenter Weise aufaddiert werden können, was eine Kenntnis von dem übertragenen Codewort verschafft.
Eine schematische Darstellung der Bank von Korrelatoren und ihrer Ausgabewellenform ist in Fig. 6 angegeben, und wird vorliegend als Chipwellenformen bezeichnet. Die Antenne 4 stellt Eingaben an die Korrelatoren 32 ₁ bis 32 _NC bereit, welche die Bank von Impulspaarkorrelatoren 132 gemäß Fig. 5 aufweisen. Zur Konkretisierung der Codekorrelationsidee wird nachstehend ein Beispiel beschrieben.
Es wird auf die Empfangseinrichtungschipwellenformen gemäß Fig. 7 Bezug genommen. Als Beispiel wird die Anzahl von Verzögerungen als N_d = 3 und die Codewortlänge als N_c = 5 spezifiziert, und der dargestellte Satz von Impulspaarkorrelationsausgabewellenformen als Darstellung eines vollständigen Codeworts betrachtet. Dieses Codewort kann durch eine Sequenz von Verzögerungsindizes und Codewortpolaritätsbits bezeichnet werden: (2,1; 3, -1; 1,1; 3,1; 2, -1). Der erste Chip des Codeworts wurde auf dem Verzögerungsglied Nr. 2 erwartet und wird einen übertragenen Bitwert von +1 befördern; der zweite Chip weist den Verzögerungswert Nr. 3 und einen Bitwert von -1 auf, usw. Es wird angenommen, dass es N_s = 2 Abtastvorgänge während jedes Chipintervalls auf jedem Verzögerungskanal gibt (jede Impulspaarkorrelationsausgabe). Diese Abtastvorgänge sind um T_c/2 separiert, wobei T_c die Chipintervalldauer ist.
Somit gibt es vier Abtastvorgänge für jede Wellenform und jede Wellenform wird relativ zu ihrer eigenen Startzeit zu denselben Zeitpunkten abgetastet. Die vier Abtastvorgänge können in vier entsprechenden Registern angesammelt werden. Die Abtastvorgänge werden jeweils zu dritt gesammelt, wobei alle Abtastvorgänge gleichzeitig gesammelt werden. Die vier Abtastvorgänge von jeder Wellenform können in die DSP 134 übertragen und mit den erwarteten Chipwerten multipliziert und die Produkte zusammenaddiert werden, wobei eine abgetastete Korrelationsausgabewellenform bei einem wesentlich höheren Signal zu Rauschverhältnis (SNR) erzeugt wird. Der Satz von erwarteten Chipwerten beinhaltet Null, was auf Kombinationen von Verzögerungskanälen und in dem Codewort nicht beinhalteten Chipzeiten angewendet wird.
Es wird angenommen, dass dieses Ergebnis bei dem in Fig. 7 dargestellten Zeitbeispiel berechnet wird, unter der Annahme, dass die DSP 134 mit dem DH-Codewort korreliert, das gerade vollständig empfangen wurde. Der älteste (ganz links angegebene) Satz von der DSP verfügbaren drei Abtastvorgangseingangsdaten würde einen positiven Wert auf Kanal 2 und Nullen auf den Kanälen 1 und 3 aufweisen. Der Algorithmus würde den Wert auf Kanal 2 mit 1 multiplizieren, weil der erste Chip positiv ist, und das Produkt dem ersten von vier Registern hinzufügen, das auf Null initialisiert worden ist. Der zweite Satz der drei Abtastungen besteht aus einem größeren Wert für Kanal 2, weist aber ebenfalls Nullen in den Kanälen 1 und 3 auf. Der Algorithmus fügt den neuen Wert Register 2 hinzu. Der dritte Satz von Abtastungen enthält auf den beiden Kanälen 2 und 3 Daten ungleich Null. Die Daten auf Kanal 3 weisen einen negativen Wert auf, aber der zweite Chip des gewünschten Codeworts ist auch negativ, sodass die Multiplikation durch die sperrende Wellenform den Negativwert negiert, und eine positive Zahl dem Register 1 hinzugefügt wird. Der positive Wert auf Kanal 2 wird mit 1 multipliziert und dem Register 3 hinzugefügt. Dieser Vorgang setzt sich auf die eben beschriebene Weise fort, bis alle Abtastungen in dem Codewort angesammelt sind. Im allgemeinen werden zu jedem Abtastzeitpunkt zwei Abtastungen ungleich Null in zwei separate Register hinzugefügt. Das Ergebnis dieses Vorgangs ist in Fig. 7 dargestellt, wobei das erwartete Codewort gerade empfangen wurde, und der übertragene Bitwert +1 ist. Die gezeichneten Werte sind die Endwerte der vier Register.
Sobald die Ausgabeabtastwerte der Codewortkorrelation (in Fig. 7 durch schwarze Rauten dargestellt) in dem DSP 134 ausgebildet wurden, muss die Empfangseinrichtung entscheiden, falls ein Codewort während dem letzten Abtastintervall empfangen wurde. Diese Entscheidung hat durch Vergleichen der Energie in den zusammengesetzten empfangenen Abtastwerten mit einem Schwellenwert zu erfolgen. Falls diese Entscheidung positiv ist, müssen andere Daten von den Abtastungen hergeleitet werden. Bei der Datenübertragungsanwendung von TR/DH würde das Codewort durch eine ± 1 moduliert, was die übertragenen Informationen darstellen würde.
Eine Möglichkeit zum Abschätzen dieses Wertes ist das Anpassen eines Modells der Impulspaarkorrelationsausgabewellenform an die Abtastwerte am Ausgang der Codeworterzeugungseinrichtung. Eine derartige Anpassung kann auf der Grundlage des minimalen Fehlerquadrate erfolgen, was zu der optimalen Anpassung für das Gauss'sche Beobachtungsrauschen resultieren würde. Es kann gezeigt werden, dass das Beobachtungsrauschen eine Gaussglocke ist. Das mögliche Ergebnis dieses Algorithmus ist, über die Abtastwerte gelegt, in Fig. 7 gezeigt. Das angepasste Modell wird durch zwei Parameter, der Amplitude oder Höhe h des Ortes des Spitzenwertes τ gesteuert. Diese Informationen können durch die Summe der Fehlerquadrate für die beste Anpassung gestützt werden, deren Spitzenwert innerhalb des momentanen Abtastintervalls liegt. Der Absolutwert des Spitzenwertes und die Summe der Fehlerquadrate können kombiniert und mit einem Schwellenwert verglichen werden, um das Codewort zu erfassen. Der Wert von τ kann als Abschätzung der Zeitverlaufsphase des Codeworts verwendet werden. Das Vorzeichen des abgeschätzten Wertes von h kann zur Erfassung des übertragenen Bitwerts verwendet werden.
Wenn die Empfangseinrichtung ohne vorhergehende Synchronisierungsinformationen nach einem TR-DH-Codewort sucht, wird der vorstehend beschriebene Algorithmus für jeden neuen Satz von Abtastwerten ausgeführt, d. h. am Ende jedes Abtastintervalls. Wenn die Empfangseinrichtung eine Sequenz von TR/DH-Symbolen empfängt, müssen lediglich nahe des erwarteten Zeitpunkts des nächsten Bits befindliche Abtastwerte verarbeitet werden. Ein alternatives Verfahren der Biterfassung für die Datenübertragungsanwendung würde ein auf die Ausgabe der Codewortkorrelation angewendetes angepasstes Filter sein. Dies würde eine Abschätzung des Wertes von τ erfordern, das durch Standardverfahren wie etwa dem gut bekannten Früh-/Spät-Sperrschema gemäß beispielsweise der Druckschrift von J. G. Proakis in "Digital Communications", 3. Auflage, McGraw-Hill, 1995 erhalten und verfeinert werden könnte. Die Anwendung dieses Schemas auf die vorliegende Erfindung würde die Interpolation von zwei Wellenformwerten von den Daten in den in Fig. 7 bekannten Registern einbeziehen. Diese Werte wären frühe und späte Sperren, die symmetrisch um den Spitzenwert bei τ beabstandet wären.
Ein CDMA-Codekorrelator wird für den rechtzeitigen Erhalt aller elementaren Korrelatorausgaben zusammen und deren Zusammenfügung mit korrekter Polarität verwendet. Fig. 8 stellt einen Hardware-CDMA-Codekorrelator dar, der dies für die in Fig. 6 dargestellten elementaren Korrelatorausgaben ausführt. Es wird angemerkt, dass die Chipzeitverzögerungen und Vorzeichen (Additionen und Subtraktionen) eine rechtzeitige Ausrichtung der elementaren Korrelatorspitzenwerte mit denselben Vorzeichen verursachen. Da die Abtastperiode der A/D- Wandler als ein Bruchteil der Chipperiode spezifiziert wurde, können die Verzögerungen gemäß Fig. 8 alle als eine Anzahl von digitalen Speichervorrichtungen implementiert werden, wobei das Passieren von gespeicherten Daten von einer zur nächsten vorgesehen ist. Somit stellt Fig. 8 eine synchrone Digitalschaltung dar, wie sie bei einer programmierbaren logischen Vorrichtung oder einem ASIC implementiert sein würde.
Die vorstehend beschriebenen Betriebsweisen verursachen eine mit einem Vorzeichen versehene große Ausgabe zu einem UWB-Zeitpunkt. Das Vorzeichen der großen Ausgabe wird als Binärwert der UWB-Bitübertragung interpretiert. Ein Satz von CDMA-Codekorrelatoren wird als CDMA- Korrelatorbank (CCB) bezeichnet.

Ankunftszeitabschätzung

Vorstehend ist beschrieben, wie die Zeitverlaufsphase von empfangenen Bits abgeschätzt werden kann. Derselbe Ablauf kann für den Erhalt einer Differenz in den Ankunftszeiten relativ zu einem lokalen Takt verwendet werden. Der durch den Algorithmus erzeugte Parameter τ, welcher vorstehend beschrieben und in Fig. 7 dargestellt ist, identifiziert die Zeit, zu der das erfasste Bit relativ zu dem Abtasttakt ankommt. Dies bedeutet, dass dies eine Abschätzung der Zeit zwischen dem Ende des letzten übertragenen Chips und dem "Augenblick" des Abtasttaktes ist, der am nächsten dazu war. Dieses Zeitintervall kann einer auf die Verarbeitung bezogenen spezifischen Zeit hinzugefügt werden, wie etwa der Zeit des letzten Abtastvorgangs, der zu der Abschätzung von τ beitrug. Diese Summe identifiziert eine spezifische Zeit relativ zu dem Abtasttakt, die auf die Ankunftszeit bezogen ist. Die auf diese Weise ausgebildete lokale Zeitmarkierung kann mit einer beliebigen anderen derartigen Abschätzung verglichen werden, die für eine separate Übertragung auf dieselbe Weise und bezüglich desselben lokalen Taktes oder bezüglich eines mit dem lokalen Takt synchronisierten Taktes abgeleitet wird. Die beiden abgeschätzten Parameter werden beide in demselben Zusammenhang mit den wahren Ankunftszeiten der beiden Übertragungen stehen, und ihre Differenz wäre die tatsächliche Ankunftszeitdifferenz der beiden Übertragungen. Diese berechneten Differenzen bei den Ankunftszeiten können wiederum zur Abschätzung der Orte der Übertragungseinrichtung verwendet werden, wenn sie mit ähnlichen Daten von anderen Empfangseinrichtungen gemäß nachstehender Beschreibung kombiniert werden.
Die nachstehend beschriebenen Schritte werden zur Abschätzung der Zeitmarkierungen verwendet, aus denen die Ankunftszeitdifferenzen der beiden Übertragungen abgeschätzt werden können.

1. Die Übertragungseinrichtung sendet ein Signalbündel von TR/DH-UWB-modulierten Informationen. Der Zeitpunkt dieser Übertragung wird durch eine teileanhängerinterne Taktschaltung bestimmt und ist der Empfangseinrichtung unbekannt.
2. Die Empfangseinrichtung verarbeitet die Ausgabeabtastwerte der Bank von Impulspaarkorrelatoren gemäß Fig. 5. Für jeden neuen Satz von ADC-Abtastwerten führt die DSP-Schaltung den CDMA-Codewortkorrelationsbetrieb durch, und versucht die Präsenz eines HF-Signalbündels durch Korrelieren der Ausgabe des CDMA-Korrelators mit einem bekannten Signalbündel oder einer identifizierten Bitstruktur zu erfassen.
3. Nachdem das HF-Signalbündel erfasst ist, wird der Wert des Parameters τ abgeschätzt. Es wird angemerkt, dass dieser Wert in einem Intervall zwischen den Abtastwerten liegen wird, die aufgenommen werden, nachdem die Erfassung auftritt. Da jeder neue Satz von ADC-Abtastwerten durch den CDMA-Codekorrelator verarbeitet wird, kann eine neue Abschätzung von τ erzeugt werden. Mit einer derartigen Abschätzung verknüpft ist ein Wert der Summe der Fehlerquadrate der Anpassung des Modells, und die Abschätzung mit dem geringsten Modellanpassungsfehler wird aus einer fixierten Anzahl von der UF-Signalbündelerfassung folgenden Abtastperioden ausgewählt.
4. Der als Bruchteil eines Abtastintervalls ausgedrückte Wert von τ und der Index des letzten in den CDMA-Codekorrelator aufgenommenen Abtastwertes werden für jede Übertragung zusammen mit einem von der Übertragung abgeleiteten einzigartigen Identifikationselement gespeichert, das die Vorrichtung identifiziert, welche die Übertragung veranlasst hat.

Die Differenz zwischen den Ankunftszeiten von zwei Übertragungen wird durch die nachstehend angeführte Differenzbildung berechnet:

TOA Differenz = (τ₁ + sample_index₁) - (τ₂ + sample_index₂)

wobei sich der Index darauf bezieht, welche der empfangenen Übertragungen zur Bereitstellung von Informationen verwendet wird.
Bei dem vorstehend beschriebenen Ankunftszeitabschätzungsvorgang ist es die Zeit des Spitzenwertes des ersten Chipsignals des Pakets, was tatsächlich gemessen wird. Dieser Spitzenwert stellt den Zeitpunkt dar, zu dem durch eine bestimmte Zeitverzögerung getrennte Impulspaare nicht mehr ankommen. Falls alle Mobilvorrichtungen lediglich eine Direktpfadübertragung von der Übertragungseinrichtung beobachten, dann geben die Ankunftszeitdifferenzwerte sehr genaue Informationen über die relativen Abstände zwischen der Empfangseinrichtung und den beiden Übertragungseinrichtungen, die involviert sind. Dies bedeutet, dass der Ankunftszeitdifferenzwert die Summe von zwei Komponenten genau wiedergeben wird: zunächst die Differenz zwischen den Direktpfadausbreitungszeiten von den beiden Übertragungseinrichtungen an die Empfangseinrichtung, und zweitens die Zeitdifferenz der Übertragung der beiden Übertragungseinrichtungen.
Andererseits wird ein beliebiger Mehrfachpfad dazu neigen, die Spitzenwerte der Chipsignale (zeitlich) auszubreiten, was die Wirkung einer Verzögerung der erfassten Ankunftszeiten relativ zu den Direktpfadankunftszeiten aufweist. Diese Verzögerung liegt wahrscheinlich in der Größenordnung von 10 bis 50 ns für eine Gebäudeinnenumgebung wie etwa einem Bürogebäude. (Vgl. Saunders et al., "Antennas and Propagation for Wireless Communication Systems", John Wiley & Sons, 1999.) Diese Verzögerung überträgt sich in einen äquivalenten Bereichsfehler von maximal 50 ft (durchschnittlich 30 ft). Obwohl dies hoch erscheint, zeigen Simulationen, dass unter Verwendung des nachstehend beschriebenen Lokalisierungsverfahrens mit vier Empfangseinrichtungen und 15 Signalfeuereinrichtungen, alle bezüglich der Übertragungseinrichtung gut platziert, der finale Lokalisierungsfehler in der Größenordnung von 6 ft liegt. Die Wirkung einer "schlechten" Empfangseinrichtungsanordnung variiert mit der spezifischen Konfiguration, aber es ist möglich, dass große Fehler bei der Lokalisierungsabschätzung resultieren können. Im allgemeinen müssen genug Empfangseinrichtungen und Signalfeuereinrichtungen verwendet werden, sodass jede mögliche Anhängerlokalisierung aus einer großen Anzahl von Winkeln abgedeckt ist. Ebenso wird es immer individuelle Fälle geben, wo der Effekt einer besonderen Multipfadsituation einen unüblich großen Fehler verursachen wird.
Eine weitere potentielle Ungenauigkeitsquelle bei der TOA-Abschätzung ist eine Taktfehlanpassung zwischen dem Chiptakt der Übertragungseinrichtung und dem Abtasttakt der Empfangseinrichtung. Eine derartige Fehlanpassung hat den Effekt der Verschiebung der Lokalisierungen der Abtastwerte auf den Wellenformen, die sich aus den Impulspaarintegrationseinrichtungen herausbilden. Über den Weg des Empfangs eines Bits hat diese Präzession der Phase des Abtasttaktes bezüglich der Phase der empfangenen Wellenform den Effekt einer zeitlichen Verschmierung der Wellenform. Falls beispielsweise das übertragene Bit 400 ms lang ist, und die Übertragungs- und Empfangstaktfrequenzen um 10 ppm fehlangepasst sind, dann wird die zusammengesetzte Wellenform am Ausgang des CDMA-Codekorrelators um 4 ns verschmiert sein. Der erwartete Wert des resultierenden TOA-Abschätzungsfehlers wird die Hälfte dieses Wertes betragen. Ungleich der Mehrfachpfadsituation, die lediglich Überabschätzungsfehler erzeugt, kann diese Präzession bei den Taktfrequenzen entweder zu einer Über- oder zu einer Unterabschätzung der TOA führen. Es ist dem Fachmann ersichtlich, dass die maximale Taktfehlanpassung durch die Stabilität der zur Erzeugung der Übertragungs- und Empfangstaktwellenformen verwendeten Oszillatoren bestimmt ist. Die maximale Taktfrequenzfehlanpassung und der auf Grund dessen erlaubte Fehler bestimmen die maximale Länge eines Bits, das zur Ausbildung einer TOA- Abschätzung kohärent kombiniert werden kann. Die Bitlänge beeinflusst unmittelbar die Erfassungswahrscheinlichkeit und daher den maximalen Übertragungsbereich. Derartige Entwurfsabwägungen sind dem Fachmann ersichtlich.

Verfolgung und Teileüberwachung

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verfolgt das erfindungsgemäße System und Verfahren den Ort von Patienten und/oder medizinischen Teilen innerhalb einer Hospitalumgebung. Bei der Durchführung dieser Verfolgungsfunktion übertragen Mobilfunkvorrichtungen TR- UWB- oder TR-DH-UWB-Signale an die Basisstation, und die Basisstation erfasst und verarbeitet diese Signale zur Bestimmung der Orte der Mobilvorrichtungen innerhalb des Bereichs von Bedeutung.
Falls sich vielfach fixierte Empfangseinrichtungen in dem Bereich von Bedeutung befinden, die jeweils Zugriff auf einen gemeinsamen Takt haben, dann kann ein Satz von Ankunftszeitdifferenzen erzeugt werden, jeweils einer für jedes Paar Empfangseinrichtungen. Weil jedoch Anhängerübertragungseinrichtungen typischerweise kostengünstig sind, ist es vorteilhaft, die Verteilung eines gemeinsamen Taktes an alle Empfangseinrichtungen durch die Verwendung von Signalfeuerübertragungseinrichtungen zu vermeiden.
Signalfeuerübertragungseinrichtungen sind im wesentlichen Teileanhänger mit bekanntem Ort, wobei die von diesen abgeleiteten Ankunftszeitabschätzungen zum Auflösen der Orte der Teileanhänger auf eine nachstehend zu beschreibende Weise verwendet werden können. Die Signalfeuer müssen bekannte Orte aufweisen, ebenso wie die Orte der Empfangseinrichtungen bekannt sein müssen.
Der Zeitpunkt der Signalfeuerübertragungen muss jedoch nicht bekannt sein (und kann daher "ungebunden" sein), und die Signalfeuerübertragungen müssen nicht mit dem System synchronisiert sein. Die nachstehende Beschreibung richtet sich auf das Problem der Abschätzung der Lokalisierung des Anhängers aus Differenzen zwischen der geschätzten Anhängerankunftszeit bei einer gegebenen Empfangseinrichtung und der letzten abgeschätzten Signalfeuerankunftszeit bei derselben Empfangseinrichtung für alle Signalfeuereinrichtungen.
Es wird angenommen, dass die Anhängerübertragung bei R Empfangseinrichtungen empfangen werden kann, und dass ein Satz von B Signalfeuern ebenfalls bei allen R Empfangseinrichtungen empfangen werden kann. In der Praxis kann R drei oder vier sein und B kann beispielsweise 10 sein. Die aus den TOA-Messungen beobachteten Daten sind
Für Empfangseinrichtungen i = 1, . . ., R und Signalfeuereinrichtungen j = 1, . . ., B, wobei N_i und N_ij eine Verteilung mit dem Mittelwert µ und der Varianz σ² aufweisen. T repräsentiert die Übertragungszeit des Anhängers, T_j bei der letzten Übertragungszeit des j-ten Signalfeuers; T(i) repräsentiert die tatsächliche (unbekannte) Ankunftszeit der Anhängerübertragung an der i-ten Empfangseinrichtung; und t_b(i,j) repräsentiert die tatsächliche (unbekannte:) Ankunftszeit der Signalfeuerübertragung von dem j-ten Signalfeuer an dem i-ten Anhänger (Es wird angemerkt, dass die Beobachtung die Summe der tatsächlichen Ankunftszeit plus einem durch N_i oder N_ij repräsentierten Abschätzungsfehler ist). Die Größe c ist die Ausbreitungsgeschwindigkeit und die durch die kleingeschriebenen d angegebenen Größen sind die Abstände zu der i-ten Empfangseinrichtung des Anhängers und den Signalfeuern. Aus diesen Beobachtungen werden die Differenzen gebildet (lokal bei den Empfangseinrichtungen):

δ_i,j = c(m_b(i,j) - m(i))
= d_b(i,j) - d(i) + c(N_i,j - N_i) + c(T_j - T) (2)
= d_b(i,j) - d(i) + X_i,j + D_j

wobei (T_j-T) die Übertragungszeitdifferenz zwischen dem j-ten Signalfeuer und dem Anhänger mit dem Äquivalenzabstand D_j bei gegebenem c ist.
Es wird angenommen, dass die Fehlervariable bei den Differenzen X_ij gemäß N(0,2c²σ²) verteilt ist. Falls die TOA-Abschätzungsfehler bei Gleichung (1) eine Gaussglocke aufweisen, dann ist ihre Differenz exakt auf diese Weise verteilt. Falls die Fehlerverteilungen irgendwie anders sind, dann wird ihr Verlauf zumindest eine spitzenwertbehaftete Gestalt aufweisen, und die Normalverteilung kann als Annäherung an diese Gestalt verwendet werden. Die Fehlerzufallsvariablen weisen die nachstehend angegebenen Kovarianzen auf:
Die unbekannten Parameter in der Gleichung (2) sind die Abstände von dem Anhänger zu der i-ten Empfangseinrichtung, d(i), und die Äquivalenzabstände zu den Zeiten zwischen dem Signalfeuer und den Anhängerübertragungen D_j. All diese Parameter werden sofort abgeschätzt; die D_j sind Störparameter, deren Abschätzungen verworfen werden. Die d(i)-Werte werden unter Verwendung des unbekannten Ebenenwertes des Anhängers und des bekannten Ortes der i-ten Empfangseinrichtung parametrisiert zu:

und dann wird der Vektor der abzuschätzenden Parameter definiert als

Θ = [x,y,D₁,D₂, . . . DB] (5)
Falls die Vektoren definiert werden als

dann kann die Wahrscheinlichkeitsfunktion sofort umgewandelt werden zu:

und die log-likelihood-Funktion ist proportional zu

wobei die Kovarianzmatrix Σ mit Leichtigkeit aus Gleichung (3) erhalten wird.
Die log-likelihood-Funktion kann numerisch maximiert werden, ohne dass der Gradient unter Verwendung des gut bekannten Optimierungsverfahrens von Hooke und Jeeves vorberechnet werden muss. Dieser Ablauf ist einfach eine zyklische Koordinatensuche, die bei jeder Iteration von einer Extraliniensuche entlang der die momentane Lösung mit der letzten verbindenden Linie verfolgt wird. Dieser Algorithmus gemäß der vorstehenden Beschreibung erfordert, während er hinsichtlich seiner Leistungsfähigkeit akzeptabel ist, tendenziell ein großes Ausmaß an Berechnung, um zu einer Lokalisierungseinschätzung zu gelangen.
Ein schnellerer und bevorzugterer Ansatz basiert auf Gleichung (2). Es wird angemerkt, dass bei Gleichung (2), falls über alle Empfangseinrichtungen für ein gegebenes Signalfeuer der Durchschnittswert gebildet wird, die Fehlerausdrücke unkorreliert sind, über die der Durchschnittswert gebildet wird. Unter dieser Voraussetzung können die D's für einen gegebenen Anhängerort ( ≙, ≙) abgeschätzt werden zu

was die Berechnung beträchtlich beschleunigt. Es wird angemerkt, dass die in Gleichung (8) angegebenen Abtastdurchschnittswerte MLE's der D_j sind, die von ( ≙, ≙) bestimmt sind.
Der beschleunigte Algorithmus ist durch die nachstehend angegebenen Schritte gegeben:

1. Wählen eines Anfangspunkts auf der Ebene;
2. Für das momentane (x,y), Berechnen von D_i gemäß Gleichung (8);
3. Verwenden der neu berechneten Werte der D_j bei Gleichung (7), Durchführen einer Liniensuche in den x- und y-Richtungen zur Maximierung der log-likelihood-Funktion gemäß Gleichung (7);
4. Durchführen einer Liniensuche in der durch die Verbindung des Ortes am Ende der letzten Iteration mit dem Ort am Ende von Schritt 3 definierten Richtung; und
5. Falls die Ortsveränderung weniger als s beträgt, dann Ende; andernfalls gehe zu Schritt 2.

Die Ergebnisse des modifizierten Verfahrens sind im wesentlichen dieselben wie die des vorstehend angeführten Verfahrens.
Bei dem Teileanhängerlokalisierungssystem würde der vorliegend beschriebene Algorithmus auf einem Zentralcomputer laufen, der mit allen Basisstationen durch ein schnurgebundenes Netzwerk mit geringer Bandbreite verbunden wäre. Für jede empfangene Anhängerübertragung würde jede Basisstation die Differenz zwischen der geschätzten Ankunftszeit der Anhängerübertragung und der geschätzten Ankunftszeit der letzten Signalfeuerübertragung für jedes Signalfeuer senden. Falls die Signalfeuer alle T ms ein Signalbündel übertragen, dann müssen die Basisstationen in der Lage sein, zu unterbrechen, und ein Intervall der Dauer T ms mit einem hinreichend genauen Maß darzustellen, dass der Ankunftszeitabschätzungsfehler der dominante Fehler in den Messungen ist. Dieses Ziel wird erreicht, falls der Fehler bei der Zeiterfassung weniger als 10% der Varianz des Messfehlers der Differenzen von Anhänger- und Signalfeuerankunftszeiten beträgt.
Es ist wichtig, anzumerken, dass sich die Signalfeuerübertragungen überlappen können, weil es eine Vielzahl von ihnen in einem fixierten Intervall gibt, und weil sie Zeit benötigen, um aufzutreten. Diese Überlappung verursacht erfindungsgemäß kein Problem, da das bei den Übertragungen verwendete TR/DH-Modulationsschema eine unabhängige Messung der Ankunftszeiten aus überlappenden Übertragungen ohne Störungen zwischen den Messungen erlaubt.
Eine Quelle für zusätzliche Informationen zur Fehlerreduktion ist die Verwendung von Stockwerksnebenbedingungen. Der Lokalisierungsalgorithmus kann mit einem "Plan" des Hospitals ausgerüstet sein, welche jeden möglichen Ort mit einer Größe beschreibt, welche die Wahrscheinlichkeit darstellt, dass ein Patient oder ein Ausrüstungsstück dort sein kann. Dies kann beispielsweise für den Aufbau einer a priori Verteilung bei einem Ortsabschätzungsschema mit Bayes'scher Wahrscheinlichkeit verwendet werden. Eine derartige a priori Verteilung würde relativ große Werte in Verbindung mit erlaubten Anhängerorten und kleine oder Null-Werte in Verbindung mit Anhängerorten aufweisen, die physikalisch nicht möglich sind. Die log-likelihood-Funktion gemäß (7) würde durch die Addition des Logarithmus der a priori Verteilung modifiziert werden, was den Logarithmus der a posteriori Verteilung erzeugen würde. Die Addition des Logarithmus der a priori Verteilung würde den Effekt der Addition einer Straffunktion zu der Zielfunktion bei dem numerischen Optimierungsablauf zeigen, was den Ort des Maximums modifizieren kann. Die "maximale a posteriori Wahrscheinlichkeits"-Abschätzung, die durch Lokalisierung der Mode der a posteriori Verteilung gefunden wird, bezieht die verfügbare Kenntnis des Stockswerksplans mit ein.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein Lokalisierungsabschätzungssystem eine Vielzahl von Basisstationsvorrichtungen, die innerhalb des Verfolgungsbereiches verteilt und durch eine Verkabelung mit einer zentral angeordneten Verarbeitungseinrichtung verbunden sind. Das System umfasst außerdem eine Vielzahl von fixierten Signalfeuerübertragungseinrichtungen, die innerhalb des Verfolgungsbereiches verteilt sind, und deren Orte dem System bekannt sind. Ein mobiler Teileanhänger überträgt ein übertragenes UWB-Bezugssignal mit verzögerten Sprüngen aus Impulspaaren gemäß dem vorstehend beschriebenen Modulationsverfahren. Die Vielzahl von fixierten Signalfeuerübertragungsvorrichtungen übertragen auch derartige Signale, und ihre Übertragungen sind nicht mit dem Lokalisierungsabschätzungssystem auf irgendeine Weise synchronisiert. Die Übertragungen sind HF-Signalbündel, welche als Pakete mit binären Informationen unter Verwendung des TR/DH-Modulationsschemas strukturiert sind. Zumindest ein Teil der in jedem derartigen Paket enthaltenen Informationen ist ein einzigartiges Identifikationselement der Übertragungseinrichtung, welche das HF-Signalbündel erzeugt hat. Unter der Annahme, dass eine Teileverfolgungsübertragung und zumindest eine fixierte Signalfeuerübertragung durch zumindest drei Basisstationen empfangen wird, kann die zentral angeordnete Bearbeitungseinrichtung die (x,y)- oder (Länge, Breite)-Position des Teileanhängers mit dem vorstehend beschriebenen Algorithmus auflösen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel überwacht das erfindungsgemäße System und Verfahren physiologische Daten (beispielsweise kardiologische Informationen von Herzpatienten) der Mobilfunkvorrichtungen tragenden Patienten. Auf diese Weise konfiguriert, würde ein derartiges System ein medizinisches Telemetriesystem sein, das TR/DH-Kommunikation zur Übertragung von EKG- und anderen physiologischen Daten von durch ambulante Patienten getragenen Patientendatenübertragungseinrichtungen verwendet. Diese Übertragungen würden durch über das gesamte Hospital angeordnete Antennen empfangen werden, und die übertragenen Wellenformen würden bei einer Zentralstation zur Überwachung angezeigt werden.
Bei dieser Anwendung übertragen die Mobilvorrichtungen die physiologischen Daten in dem TR/DH-UWB-Modulationsformat, um die Basisstation zur gleichzeitigen, oder, falls gewünscht, seriellen Durchführung von Verfolgungs- und Patientenüberwachungsfunktionen zu befähigen. Falls bekannte Datenfelder in die TH/DH-UWB-Übertragung eingebettet sind, dann können diese Felder durch die Basisstationen auf dieselbe Weise behandelt werden, wie die Teileanhängersignalbündel behandelt werden. Ihre Ankunftszeiten können abgeschätzt und mit den Ankunftszeiten der Signalfeuerübertragungen verglichen werden. Diese Differenzen können an eine zentrale Verarbeitungseinrichtung zur Abschätzung des Ortes der Übertragungseinrichtung auf dieselbe Weise wie die Teileanhängerdaten gesandt werden.
Ungleich den bekannten TDOA-Systemen, die einen verteilten Systemtakt erfordern, verwenden die vorstehend beschriebenen Systeme vorteilhafter Weise an bekannten Stellen in der Verfolgungsumgebung platzierte fixierte Übertragungseinrichtungen. Jede fixierte Übertragungseinrichtung arbeitet auf ihrem eigenen lokalen Takt, der nicht mit einem Systemtakt synchronisiert sein muss. Die fixierten Übertragungseinrichtungen senden Nachrichtenpakete zu regulären Zeitintervallen, und die Differenz bei der Ankunftszeit zwischen dem Paket der fixierten Übertragungseinrichtung und dem Paket der mobilen Änhängerübertragungseinrichtung wird bei jeder Empfangseinrichtung unter Verwendung des lokalen Taktes der Empfangseinrichtung gemessen. Die Ankunftszeitdifferenz wird sodann über ein Lokalbereichsnetzwerk zu der lokalen Verarbeitungseinrichtung gesendet, wo sie zur Berechnung des Mobilanhängerortes unter Verwendung eines maximalen likelihood-Algorithmus verwendet wird.
Die fixierten Übertragungseinrichtungen sind eine Verbesserung gegenüber denen bei bekannten TDOA-Systemen verwendeten, wie sie etwa in der US-Patentschrift Nr. 5 119 104 offenbart sind, da sie den verteilten Systemtakt ersetzen und zur Charakterisierung der lokalen Vielpfadumgebung, Temperatur und Feuchtigkeitsvariationen verwendet werden. Ein separates TOA-Paket braucht nicht . an die Lokalisierungsverarbeitungseinrichtung zur Durchführung einer Kalibrierung übertragen werden, da die Zeitdifferenz zwischen den fixierten und mobilen Paketen übertragen wird. Dies reduziert die erforderliche LAN- Bandbreite in dem System. Zusätzlich ist eine spezielle Suche oder Auslösung des empfangenen Signals zur Erfassung des direkten Pfades des übertragenen HF-Signals nicht erforderlich. Die Empfangseinrichtung stellt ein Signal bereit, welches das durchschnittliche Multipfadsignal der lokalen Umgebung repräsentiert, welches mit dem von einer fixierten Übertragungseinrichtung in demselben allgemeinen Bereich verglichen wird.
Während die Erfindung vorstehend bezüglich bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist es für den Fachmann ersichtlich, dass die Erfindung mit Abwandlungen innerhalb des Bereiches der beigefügten Patentansprüche ausgeführt werden kann.
Ein System und Verfahren beziehen die Verfolgung des Ortes von Objekten innerhalb eines Bereiches von Bedeutung unter Verwendung von Ultrabreitbandsignalen mit übertragenem Bezugssignal (TR-UWB) ein. Das System beinhaltet zumindest drei Basisstationen (3), die mit einer zentralen Verarbeitungseinrichtung (1) kommunizieren, zumindest einer Mobilvorrichtung (7) und zumindest eine fixierte Signalfeuerübertragungseinrichtung (6) mit bekanntem Ort. Die Mobilvorrichtung wird mit einer Übertragungseinrichtung zum Übertragen eines TR-UWB-Signals an eine Basisstation ausgerüstet, die sodann den Ort der Mobilvorrichtung auf der Grundlage einer Ankunftszeitdifferenzinformation zwischen den Signalfeuerübertragungseinrichtungen und den Mobilvorrichtungen bestimmt, die bei allen Basisstationen gemessen werden. Vorzugsweise beinhaltet ein Bereich von Bedeutung eine Vielzahl von Mobilvorrichtungen, die jeweils ein TR-UWB-Signal mit verzögerten Sprüngen gemäß einem Codemultiplexschema übertragen. Die Mobilvorrichtungen können an einen Patienten und/oder an ein medizinisches Teil innerhalb des Hospitals zur Verfolgungszwecken angehängt werden. Zusätzlich können patientenmedizinische Informationen mit den TR-UWB-Signalen übertragen werden, damit eine Patientenüberwachung gleichzeitig zu der Teile-/Patientenverfolgung auftritt.

Claims

1. Verfahren zur Bestimmung des Ortes eines Objekts innerhalb eines Bereichs von Bedeutung, mit den Schritten:
Übertragen eines HF--Signals von dem Objekt an zumindest drei Empfangseinrichtungen;
Übertragen eines Signals von zumindest einer Signalfeuerübertragungseinrichtung an die zumindest drei Empfangseinrichtungen, wobei die zumindest eine Signalfeuerübertragungseinrichtung sich an einem bekannten Ort befindet;
Berechnen von Ankunftszeitdifferenzinformationen bei jeder der zumindest drei. Empfangseinrichtungen auf der Grundlage des Signals von der zumindest einen Signalfeuerübertragungseinrichtung und des von dem Objekt übertragenen HF-Signals; und
Bestimmen eines Orts des Objekts innerhalb des Bereichs von Bedeutung auf der Grundlage der Ankunftszeitdifferenzinformationen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das HF-Signal ein UWB-Signal umfasst.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das UWB-Signal ein TR-UWB-Signal umfasst.

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zur Bestimmung eines Ortes des Objekts die Verwendung eines maximalen likelihood-Algorithmus umfasst.

5. Verfahren nach Anspruch 1, zudem mit den Schritten:
Übertragen von Signalen von einer Vielzahl von Signalfeuerübertragungseinrichtungen an die zumindest drei Empfangseinrichtungen, wobei die Vielzahl von Signalfeuerübertragungseinrichtungen sich jeweils an einem bekannten Ort befinden, und jede der Signalfeuerübertragungseinrichtungen einen unabhängigen lokalen Takt aufweist;
Berechnen einer Vielzahl von Ankunftszeitdifferenzdaten bei jeder der zumindest drei Empfangseinrichtungen auf der Grundlage von jeweiligen Signalen von der Vielzahl von Signalfeuerübertragungseinrichtungen und dem von dem Objekt übertragenen HF-Signal; und
Bestimmen des Ortes des Objekts innerhalb des Bereichs von Bedeutung auf der Grundlage der Ankunftszeitdifferenzdaten von den zumindest drei Empfangseinrichtungen.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Schritt zur Bestimmung des Ortes des Objekts die Verwendung eines maximalen likelihood-Algorithmus umfasst.

7. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das UWB-Signal ein TR/DH-UWB-Signal umfasst; und wobei der Schritt zur Übertragung eines TR/DH-UWB-Signals die Erzeugung von durch ein Zeitintervall D separierten Impulspaaren und ein Codieren mit der relativen Polarität der Impulse des Paars umfasst; und wobei der Schritt zur Berechnung der Ankunftszeitdifferenzinformationen das Verzögern von empfangenen Signalen um das Zeitintervall D umfasst.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt zur Übertragung ferner das Erzeugen des Impulspaares bei einer Impulswiederholungsrate umfasst, die variabel ist, damit ein Übertragungsspektrum geformt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 7, wobei TR/DH-UWB-Signale von einer Vielzahl von Objekten übertragen werden, dabei weist jedes TR/DH-UWB-Signal ein unterschiedliches Zeitintervall D zwischen Impulsen des Paars auf.

10. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt zur übertragung des UWB-Signals durch eine von einem Patienten getragene Übertragungseinrichtung durchgeführt wird, und wobei der Bereich von Bedeutung eine medizinische Einrichtung ist.

11. Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Schritt zur Übertragung des UWB-Signals zudem die Übertragung von medizinischen Informationen über den Patienten mit dem UWB-Signal beinhaltet.

12. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt zur Übertragung des UWB-Signals durch eine an eine medizinische Ausrüstung angebrachte Übertragungseinrichtung durchgeführt wird, und wobei der Bereich von Bedeutung eine medizinische Einrichtung ist.

13. System zur Bestimmung des Ortes eines Objekts innerhalb eines Bereichs von Bedeutung, mit:
einer Mobilvorrichtung (7), die von dem Objekt getragen wird, dabei beinhaltet die Mobilvorrichtung eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen eines HF-Signals;
zumindest einer Signalfeuerübertragungseinrichtung (6) an einem bekannten Ort zur Übertragung eines Signalfeuers;
zumindest drei Basisstationen (3) innerhalb des Bereichs von Bedeutung, wobei jede der zumindest drei Basisstationen eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen des von der Mobilvorrichtung übertragenen HF-Signals aufweist, und zudem eine Verarbeitungseinrichtung zum Herleiten von Ankunftszeitdifferenzinformationen auf der Grundlage des Signalfeuers und des HF-Signals umfasst; und
einer Steuereinrichtung (1) zum Bestimmen des Ortes des Objekts innerhalb des Bereichs von Bedeutung auf der Grundlage der Ankunftszeitdifferenzinformationen, die von jeder der drei Basisstationen berechnet wurden.

14. System nach Anspruch 13, wobei das HF-Signal ein UWB-Signal umfasst.

15. System nach Anspruch 14, wobei das UWB-Signal ein TR-UWB-Signal umfasst.

16. System nach Anspruch 13, wobei das UWB-Signal ein TR/DH-UWB-Signal umfasst, und die Erfassungseinrichtung einen Impulspaarkorrelator aufweist.

17. System nach Anspruch 16, wobei die Übertragungseinrichtung das TR/DH-UWB-Signal mit einer variablen Impulswiederholungszeit überträgt.

18. System nach Anspruch 13, wobei eine Vielzahl von Mobilvorrichtungen (7) HF-Signale an die zumindest drei Basisstationen übertragen, dabei umfasst jede der drei Basisstationen (3) eine Vielzahl von Erfassungseinrichtungen zum Erfassen der HF-Signale und zum Herleiten von Ankunftszeitinformationen auf der Grundlage des Signalfeuersignals und der HF-Signale, die Steuereinrichtung (1) bestimmt dabei die Orte der Objekte auf der Grundlage der Ankunftszeitdifferenzinformationen.

19. System nach Anspruch 13, wobei das Objekt ein Patient und der Bereich von Bedeutung eine medizinische Einrichtung ist.

20. System nach Anspruch 13, wobei die Übertragungseinrichtung der Mobilvorrichtung medizinische Informationen des Patienten mit dem HF-Signal überträgt.

21. System nach Anspruch 13, wobei das Objekt eine medizinische Ausrüstung und der Bereich von Bedeutung eine medizinische Einrichtung ist.