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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen automatisierte Verfahren
zum Bestimmen eines Radiofrequenz-(HF)signals, das von einem Sendegerät ausgesendet
wird, wie es beispielsweise in drahtlosen Kommunikationssystemen
mit beispielsweise drahtlosen lokalen Netzwerken (WLAN) Mobiltelefonen,
und dergleichen verwendet wird, und betrifft Integrierte Schaltungen
zur Signalpegelanalyse von Signalen im Radiofrequenzbereich, das
einfach in ein integriertes automatisches Leistungspegelsteuersystem
implementierbar ist, sowie Sende/Empfangsgeräte.
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Auf
Grund der ständig
zunehmenden Nachfrage für
drahtlose Zwei-Weg- Kommunikationssysteme,
werden gegenwärtig
große
Anstrengungen unternommen, um Sendegeräte/Empfangsgeräte, die im
Folgenden auch als Sende/Empfangsgeräte bezeichnet werden, zu entwickeln,
die ein hohes Maß an
Zuverlässigkeit
bei geringen Kosten bieten. Ein Schlüsselproblem in dieser Hinsicht
ist der Grad an Integration, mit dem ein entsprechendes Sende/Empfangsgerät herstellbar
ist. Ferner ist in vielen Anwendungen, etwa Mobiltelefonen, Mobilcomputeranwendungen
und dergleichen eine geringe Leistungsaufnahme ein wesentlicher
Gesichtspunkt, um lange Betriebszeiten mit begrenzter Batterieleistung zu
erreichen.
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Gegenwärtig ist
eine große
Anzahl an Sende/Empfangsgeräten
verfügbar,
wobei im Wesentlichen zwei Architekturen der Sende/Empfangselemente
gegenwärtig
auf dem Markt konkurrieren. Auf Grund des hohen Grades an Integration,
der möglich ist,
und dem Potential zur Reduktion der Leistungsaufnahme scheint die
sogenannte Direktumsetzungsarchitektur die bevorzugte Schaltungsart
im Vergleich zu der sogenannten Super-heterodyn-Architektur zu werden.
In der Super-heterodyn-Technik wird eine Zwischenfrequenz (ZF) verwendet,
die wesentlich kleiner als die Frequenz der HF-Trägerwelle ist.
Obwohl die Super-heterodyn-Architektur gut bekannt ist und die Herstellung
zuverlässig
arbeitender Geräte
erlaubt, erfordern die äußerst selektiven HF-Filter,
die für
den korrekten Betrieb dieser Geräte erforderlich
sind, die Anwendung von Kondensatoren und Induktivitäten mit
hoher Güte,
wodurch der Grad an erreichbarer Integration eingeschränkt ist,
da Induktivitäten
mit hoher Güte
nicht in einfacher Weise in ein Halbleitersubstrat integrierbar
sind. Diese Tatsache und die an sich höhere Leistungsaufnahme der
Verstärker,
die bei höheren
Frequenzen arbeiten, führten
zu der erneuten Einführung
der sehr alten sogenannten Direktumsetzungstechnik, in der das Nutzsignalband,
das auch als Basisband bezeichnet wird, direkt in das HF-Frequenzband,
während
des Sendens heraufgesetzt und direkt in das Basisband bei Empfang
des RF-Trägersignals
herabgesetzt wird. Da die Signalverarbeitung im Wesentlichen im Basisband
stattfindet, können
großvolumige
Induktivitäten
mit hoher Güte
im Wesentlichen vermieden werden und entsprechende Filterelemente
können als
chipinterne Implementierungen bereitgestellt werden.
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Unabhängig von
der Art der in Sende/Empfangsgeräten
verwendeten Architektur ist es im Allgemeinen erforderlich, eine
genaue Steuerung des Betriebs dieser Geräte auszuführen, um damit eine zuverlässige Datenübertragung
unter diversen Umweltbedingungen zu erreichen. Ein Problem in dieser Hinsicht
ist die Steuerung der Signalpegelausgangsleistung im Sendebereich
des Sende/Empfangsgeräts.
Die Ausgangsleistungssteuerung ist wünschenswert beispielsweise
in Anwendungen, in denen eine maximale Betriebszeit mit einer begrenzten Versorgungsleistung
erforderlich ist. In anderen Anwendungen können gesetzliche Regelungen
vorschreiben, dass eine maximale Ausgangsleistung nicht überschritten
werden darf, wohingegen in noch weiteren Anwendungen eine kontinuierliche
Steuerung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit der Position des Gerätes hinsichtlich
der Verringerung von Interferenzen mit anderen Sende/Empfangsgeräten wünschenswert
sein kann.
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Ein
weiteres Problem betrifft die Verstärkungssteuerung auf der Empfängerseite,
da äußerst unterschiedliche
Eingangssignalpegel auf Grund von Signalschwankungen, die beispielsweise
durch Änderung
der Position des Senders und/oder des Empfängers verursacht werden, empfangen
werden können.
Um daher eine gesteuerte Sendeleistung und/oder eine gesteuerte
Empfängerverstärkung bereitzustellen,
muss das HF-Signal detektiert und weiter verarbeitet werden, um
eine geeignete Steuervariable zu erhalten, die das Einstellen der
Ausgangsleistung auf eine gewünschte
Größe zulässt, oder
die verwendbar ist, um anderweitig den Betrieb des Sende/Empfangsgeräts zu steuern.
Zum Detektieren des HF-Signalpegels werden häufig sogenannte Hüllkurvendetektoren verwendet,
die es ermöglichen,
ein Signal zu erhalten, das die Größe der Änderung des HF-Signals und
damit des HF-Ausgangsleistungspegels kennzeichnet.
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In
IEEE Journal für
Festkörperschaltungen, Band
36, Nr. 3, März
2001, "A low power
CMOS super regenerative receiver at 1 GHz", von Alexandre Vouilloz et al., ist
ein Kleinleistungs- und Kleinspannungsempfänger mit Superregeneration
offenbart, der bei 1 GHz arbeitet und in einem 0,35 μm CMOS-Prozess
hergestellt ist. Unter anderem umfasst dieser Empfänger einen
Verstärker
mit geringem Rauschen, einen Oszillator und einen Hüllkurvendetektor.
Der Hüllkurvendetektor
ist aus einem Transistorpaar aufgebaut, das an den Drain- und Source-Anschlüssen mit
einer Konstantstromquelle gekoppelt ist, die mit dem gemeinsamen
Source-Anschluss des Transistorpaares verbunden ist. Eine Referenzspannung
für eine
Ausgangsspannung, die an dem gemeinsamen Sourceanschluss des Transistorpaares
erhalten wird, wird durch einen Transistor erzeugt, der aus zwei
parallelen Transistoren mit der gleichen Vorspannungsbedingung,
wie das Transistorpaar gebildet ist, wobei eine Konstantstromquelle an
der Source des Referenzspannungstransistors vorgesehen ist.
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In
IEEE-Journal für
Festkörperschaltungen, Band
33, Nr. 12, Dezember 1998, ist in "An IC for linearizing RF power amplifiers
using envelope elimination and restoration" von David K Su und William J McFarland
eine Schaltung zum Linearisieren eines Senderausgangsverstärkers offenbart.
Der integrierte CMOS-Hüllkurvendetektor
enthält
einen NMOS-Transistor mit einer Konstantstromquelle in der Source-Leitung
und einen integrierenden Kondensator parallel zu der Konstantstromquelle.
Ferner ist eine Pseudoreplikationsschaltung vorgesehen, um die Gleichspannung
zu eliminieren und um Verzerrungen des ersten Transistors zu reduzieren,
wobei die Eingangssignale eines Operationsverstärkers an das Source des ersten
Transistors bzw. an das der Pseudoreplikationsschaltung gekoppelt
sind. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist auf die Gates des
Transistors in dieser Pseudoreplikationsschaltung zurückgekoppelt,
so dass die Ausgangsknotenpunkte beider Transistoren auf einem gleichen
Pegel gehalten werden.
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Um
eine genaue und zuverlässige
Steuerung beispielsweise der Sendeausgangsleistung eines Sende/Empfangsgeräts bereitzustellen,
ist es ferner notwendig, das von dem Hüllkurvendetektor gewonnene
Signal mit einem geeignet gewählten Referenzsignal
zu vergleichen, um damit ein Steuersignal zu erhalten, wobei jedoch
nicht nur detektorinterne Schwankungen, sondern auch Schwankungen beim
Erzeugen und Verarbeiten des Referenzsignals zu einer Instabilität der entsprechenden
Regelschleife führen
können.
Insbesondere die Einflüsse
der Chiptemperatur, die Versorgungsleistungsschwankungen und Variationen
des Herstellungsprozesses können
deutlich die Möglichkeiten
einer chipinternen Detektion absoluter HF-Signalleistungspegel und
deren Vergleich mit vordefinierten Referenzsignalen beeinträchtigen.
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DE 692 18 314 T2 offenbart
eine Schaltung zur Ausgangspegelregelung eines HF-Senders. Zur Regelung
des Ausgangspegels wird ein Signal aus dem Ausgangssignal ausgekoppelt
und mittels einer Detektionsdiode gleichgerichtet und einem Komparator
zugeführt.
Dem zweiten Eingang des Komparators wird eine Referenzspannung zugeführt, die
mittels einer digitalen Steuereinheit und einem nachfolgenden D/A-Wandler
erzeugt wird.
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DE 36 40 969 A1 offenbart
eine Anordnung zur Linearisierung einer Senderendstufe in der mittels
eines Signalgenerators ein Hüllkurvenreferenzsignal
erzeugt wird, das in einem Differenzglied mit der gemessenen Einhüllenden
des Endstufen-Ausgangssignals verglichen wird.
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Angesichts
der obigen Problematik besteht daher ein Bedarf für eine verbesserte
Schaltung zum Analysieren eines HF-Signalpegels, die eines oder mehrere
der oben erwähnten
Probleme verhindert oder zumindest deutlich verringert.
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Im
Allgemeinen richtet sich die vorliegende Erfindung an eine Schaltung
zur Signalpegelanalyse von Signalen im Radiofrequenzbereich, die
vorteilhafter Weise bei der Ausgangsleistungssteuerung von Sende/Empfangselementen
verwendbar ist, wobei eine verbesserte Stabilität erreicht wird, indem eine
oder mehrere Referenzgleichspannungen in ein entsprechendes Referenzwechselspannungssignal mit
einer zu der HF des zu analysierenden Signals vergleichbaren Frequenz
umgewandelt werden. Das wechselspannungskonvertierte Referenzsignal
kann dann in ähnlicher
Weise wie das HF-Signal
verarbeitet werden, um damit Schwankungen, die durch den HF-Signalweg
eingeführt
werden, zu minimieren.
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Gemäß einer
anschaulichen Ausführungsform
umfasst eine integrierte Schaltung zur Signalpegelanalyse von Signalen
im Radiofrequenzbereich eine Referenzspannungsquelle, die ausgebildet
ist, mindestens eine Referenzspannung bereitzustellen. Ein Gleichspannung/Wechselspannungs-(DC/AC)wandler
ist vorgesehen und so gestaltet, um die mindestens eine Referenzspannung zu
empfangen und eine AC-Referenzspannung zu erzeugen. Ferner ist ein
Hüllkurvendetektor
so ausgebildet, um die AC-Referenzspannung und ein zu analysierendes
HF-Signal zu empfangen, und ist ferner so ausgebildet, um ein Referenzhüllkurvensignal und
ein HF-Hüllkurvensignal
aus den zugeführten
Signalen zu erzeugen. Die Schaltung umfasst ferner eine Komparatorschaltung,
die ausgebildet ist, das RF-Hüllkurvensignal
und das Referenzhüllkurvensignal
zu empfangen und ein Komparatorausgangssignal zu erzeugen, das ein
Vergleichsergebnis kennzeichnet.
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In
einer weiteren anschaulichen Ausführungsform umfasst eine integrierte
Schaltung zur Signalpegelanalyse im Radiofrequenzbereich eine Referenzspannungsquelle,
die ausgebildet ist, eine erste Referenzspannung und eine zweite
Referenzspannung bereitzustellen. Ein Einkanal-DC/AC-Wandler ist
vorgesehen und so ausgebildet, um selektiv die erste und die zweite
Referenzspannung zu empfangen. Der Einkanal-DC/AC-Wandler ist ferner
so ausgebildet, um eine AC-Referenzspannung auszugeben, die für eine empfangene
Spannung kennzeichnend ist. Ferner ist eine Komparatorschaltung
vorgesehen und so ausgebildet, um das HF-Signal und die AC-Referenzspannung
zu empfangen und ist ferner ausgebildet, um ein Steuersignal auszugeben,
das für
ein Vergleichsergebnis des HF-Signals mit einer ersten AC-Referenzspannung
und einer zweiten AC-Referenzspannung kennzeichnend ist.
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Gemäß einer
noch weiteren anschaulichen Ausführungsform
umfasst ein Sende/Empfangsgerät eine
Sendeschaltung mit einer HF-Ausgangsstufe und einer Steuereinheit,
die ausgebildet ist, den Ausgangsleistungspegel der Ausgangsstufe
einzustellen. Das Sende/Empfangsgerät umfasst ferner eine HF-Signalpegelanalysierschaltung,
die so ausgebildet ist, wie dies in den vorhergehenden anschaulichen
Ausführungsformen
beschrieben ist, wobei die Steuereinheit den Ausgangsleistungspegel
auf der Grundlage eines Steuersignals, das von der HF-Signalpegelanalysierschaltung
bereitgestellt wird, einstellt.
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In
einer noch weiteren Ausführungsform
umfasst ein Sende/Empfangsgerät
eine Eingangsstufe, die ausgebildet ist, ein HF-Signal zu empfangen.
Ferner ist eine HF-Signalpegelanalysierschaltung
vorgesehen und kann die Komponenten aufweisen, die in den oben dargestellten
Ausführungsformen
beschrieben sind.
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In
einer noch weiteren anschaulichen Ausführungsform umfasst ein Verfahren
zum Bestimmen eines HF-Signalpegels das Bereitstellen einer ersten Referenzspannung
und einer zweiten Referenzspannung und das selektive Umwandeln der
ersten und der zweiten Referenzspannung in eine erste AC-Referenzspannung
und eine zweite AC-Referenzspannung,
wobei der gleiche Signalverarbeitungsweg verwendet wird. Schließlich wird
das HF-Signal mit der ersten und der zweiten AC-Referenzspannung
verglichen, um ein Steuersignal zu erhalten, das kennzeichnend ist
für ein
Ergebnis des Vergleichs.
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In
einer weiteren anschaulichen Ausführungsform umfasst ein Verfahren
zum Detektieren eines Radiofrequenzsignalpegels das Bereitstellen mindestens
einer DC-Referenzspannung
und das Umwandeln der mindestens einen DC-Referenzspannung in eine
AC-Referenzspannung. Eine Einhüllende
des Radiofrequenzsignals und der AC-Referenzspannung wird gemessen und die
Einhüllende des
Radiofrequenzsignals wird mit der Einhüllenden der AC-Referenzspannung
verglichen, um ein Steuerausgangssignal zu erzeugen, das für ein Ergebnis des
Vergleichs kennzeichnend ist.
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Weitere
Vorteile, Aufgaben und Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sind in den angefügten Patentansprüchen definiert
und gehen deutlicher aus der folgenden detaillierten Beschreibung
hervor, wenn diese mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen studiert
wird; es zeigen:
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1 einen
schematischen Schaltplan, der eine anschauliche Ausführungsform
einer HF-Signalanalysierschaltung
darstellt;
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2 einen
Schaltplan, der schematisch anschauliche Ausführungsformen zeigt, in denen
mehrere Referenzspannungen beim Analysieren eines HF-Signalpegels
verwendet sind;
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3 eine
Blockansicht, die schematisch einen Teil eines Sende/Empfangsgeräts zeigt
mit einer Regelschleife zum Einstellen eines Ausgangsleistungspegels,
wobei die Regelschleife eine HF-Signalpegelanalysierschaltung aufweist,
wie sie beispielsweise mit Bezug zu den 1 und 2 beschrieben
ist;
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4 eine
Blockansicht, die schematisch einen Sendebereich eines Sende/Empfangsgeräts zeigt
mit einer automatischen Leistungspegelsteuerschleife gemäß einer
anschaulichen Ausführungsform;
und
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5 schematisch
ein Zeitablaufdiagramm, das die Funktion des Sendebereichs darstellt,
wie er in 4 gezeigt ist.
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1 zeigt
ein Schaltbild, das sich auf eine erste anschauliche Ausführungsform
einer HF-Signalpegelanalysierschaltung 110 bezieht,
in der ein HF-Signalpegel mit einer AC-Referenzspannung verglichen wird. Die
Schaltung 100 umfasst eine DC-(Gleichspannungs) Referenzspannungsquelle 110,
die ausgebildet ist, eine DC-Referenzspannung Vref zu
erzeugen. In der anschaulichen Ausführungsform aus 1 kann
die Referenzspannungsquelle 110 eine Konstantstromquelle 111 und
einen Widerstand 112, die in Reihe geschaltet sind, aufweisen, wobei
die Referenzspannung Vref an einem Knotenpunkt 113 abgreifbar
ist. Die Referenzspannungsquelle 110 ist mit einem DC/AC-Wandler 120 verbunden,
der in dem vorliegenden Beispiel einen ersten Schalter 121 und
einen zweiten Schalter 122 aufweisen kann, wobei der erste
Schalter 121 so angeschlossen ist, um an einem ersten Anschluss
die Referenzspannung Vref zu empfangen,
und der mit einem zweiten Anschluss mit einem Ausgang 123 des DC/AC-Wandlers 120 verbunden
ist. Der zweite Schalter 122 ist mit einem Anschluss mit
einer zweiten Referenzspannung, die in dem vorliegenden Beispiel
als Massepotential gezeigt ist, und ist mit dem anderen Anschluss
mit dem Ausgang 123 verbunden. Ferner umfassen die Schalter 121 und 122 entsprechende
Steuereingangsanschlüsse,
um ein Taktsignal Ø1
bzw. Ø2
zu empfangen, die das Steuern des Betriebs der Schalter 121 und 122 ermöglichen.
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Die
Schaltung 100 umfasst ferner einen Hüllkurvendetektor 130,
der mit dem DC/AC-Wandler 120 verbunden
ist über
einen Signalpuffer 124 und ein Hochpasselement 125,
das aus einem Kondensator 126 und einem Widerstand 127,
der an ein spezifiziertes Referenzpotential 128 gekoppelt
ist, aufgebaut ist. Das Hochpasselement 125 erzeugt eine AC-Kopplung
zwischen dem DC/AC-Wandler 120 und dem Hüllkurvendetektor 130 und liefert
ebenso eine DC-Vorspannung für
den Hüllkurvendetektor 130.
Der Hüllkurvendetektor 130 kann
eine geeignete Architektur aufweisen, die es ermöglicht, den Pegel eines zugeführten AC-Signals
zu detektieren.
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In
einer Ausführungsform,
wie in 1 gezeigt ist, umfasst der Hüllkurvendetektor 130 einen Transistor 131,
dessen Gate mit dem Kondensator 126 und dem Widerstand 127 verbunden
ist. Das Source des Transistors 131 ist mit einer Konstantstromquelle 132 verbunden,
wobei ein integrierender Kondensator 133 parallel zu der
Konstantstromquelle 132 geschaltet ist. Das Source des
Transistor 131, der Kondensator 133 und die konstante
Stromquelle 132 sind an einem gemeinsamen Knotenpunkt 134 verbunden,
der auch als ein Ausgang des Hüllkurvendetektors 130 dient.
Der Ausgang 134 ist mit einem Eingang 141 einer
Komparatorschaltung 140 mit einem Ausgang 142 zum
Bereitstellen eines Steuersignals, das ein Vergleichsergebnis charakterisiert,
verbunden.
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Ferner
kann die Schaltung 100 einen zweiten Hüllkurvendetektor 150 aufweisen,
der vorzugsweise von ähnlichem
Aufbau wie der erste Hüllkurvendetektor 130 ist.
Somit kann der zweite Hüllkurvendetektor 150 einen
Transistor 151 beinhalten, dessen Source mit einem Kondensator 153 und
einer Konstantstromquelle 152 verbunden ist, wobei ein
gemeinsamer Knotenpunkt der Transistorsource, des Kondensators 153 und
der Stromquelle 152 einen Ausgang 154 des zweiten
Hüllkurvendetektors 150 bilden.
Ein Hochpasselement 155 kann vorgesehen sein, das einen
Kondensator 156 und einen Widerstand 157, wovon
ein Ende mit dem Referenzpotential 128 verbunden ist, aufweist.
Wie zuvor mit Bezug zu dem ersten Hüllkurvendetektor 130 erläutert ist, liefert
das Hochpasselement 155 eine AC-Ankopplung an den zweiten
Hüllkurvendetektor 150 und
liefert ferner eine DC-Vorspannung zu dem Transistor 151.
Es sollte beachtet werden, dass der erste und der zweite Hüllkurvendetektor 130, 150 in
sehr ähnlicher
Weise hergestellt werden können,
da diese Elemente in unmittelbarer Nachbarschaft auf einem kleinen
Chipbereich gebildet werden, so dass die Herstellungstoleranzen
minimal sein können.
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Während des
Betriebs liefert die Konstantstromquelle 110 die Referenzspannung
Vref durch Einprägen eines konstanten Stromes
in den Widerstand 112. Die Schalter 121, 122 können mittels
eines geeigneten Taktsignals angesteuert werden, beispielsweise
zwei nicht überlappende
Signale Ø1
und Ø2,
die nicht in Phase sind, können
vorgesehen sein, um damit ein im Wesentlichen quadratisches Signal an
dem Ausgang 123 zu erhalten mit einer Frequenz, die durch
die Taktfrequenz von Ø1
und Ø2
bestimmt ist. In einer Ausführungsform
kann die Frequenz der Taktsigle Ø1 und Ø2 so gewählt werden, dass diese im Wesentlichen
einem zu analysierenden HF-Signal entspricht.
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Die
an dem Ausgang 123 erhaltene AC-Referenzspannung wird in
den ersten Hüllkurvendetektor 130 mittels
dem Puffer 124 und dem Kondensator 126 eingekoppelt.
Die AC-Referenzspannung wird dann in ein gleichspannungsbasiertes
Signal durch den Transistor 131, der als ein Source-Folger
geschaltet ist, und den Integrationskondensator 133 umgewandelt.
Somit wird eine Referenzspannung zu der Komparatorschaltung 140 zugeführt, die
einen HF-Signalweg "gesehen" hat, der im Wesentlichen identisch
zu dem Signalweg des zu analysierenden HF-Signals ist, das dem zweiten
Hüllkurvendetektor 150 zugeleitet
ist. Insbesondere wird ein Offset der DC-Referenzspannung VRef eliminiert, indem die DC-Referenzspannung
in eine AC-basierte Referenzspannung umgewandelt wird. Ferner können durch
die Anwendung eines HF-Signalweges, der im Wesentlichen identisch
zu dem Signalweg des HF-Signals ist, dessen inhärente Schwankungen eliminiert
oder zumindest deutlich reduziert werden. Damit kann ein Einfluss
der Temperatur, der Versorgungsspannung und von Prozessvariationen
vermieden oder zumindest reduziert werden.
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Die
Komparatorschaltung 140 erzeugt dann ein Ausgangssignal,
das für
eine Differenz zwischen dem detektierten HF-Signal und der detektierten AC-basierten
Referenzspannung kennzeichnend ist. Beispielsweise kann die Komparatorschaltung 140 ein
Offsetkompensierter Komparator sein, in der die gut bekannte Technik
der geschalteten Kondensatoren verwendet wird. Beispielsweise kann
die AC-basierte Referenzspannung einen oberen zulässigen Pegel
des zu analysierenden HF-Signalpegels kennzeichnen und die Komparatorschaltung 140 kann
einen HF-Signalpegel als zu hoch kennzeichnen, wenn die Einhüllende des
HF-Signals die Einhüllende
der AC-Referenzspannung übersteigt.
Obwohl ein einzelner Komparator vorteilhaft sein kann hinsichtlich der
Reduzierung der erforderlichen Chipfläche durch Minimierung der Anzahl
der Komponenten, kann in anderen Anwendungen die Komparatorschaltung 140 so
gestaltet sein, um ein Steuersignal an dem Ausgang 142 auszugeben,
das eine genauere Bewertung des HF-Signalspegels zulässt. Das
Steuersignal kann dann für
weitere Steueraufgaben, wie dies mit Bezug zu den 3 bis 5 beschrieben ist,
verwendet werden, wobei die AC-Referenzspannung eine effiziente
Reduzierung von durch den Offset hervorgerufener Schwankungen ermöglicht.
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2 zeigt
ein Schaltbild gemäß weiterer anschaulicher
Ausführungsformen.
In 2 sind Komponenten und Teile, die ähnlich oder
identisch zu den in 1 gezeigten Teilen sind, durch
die gleichen Bezugszeichen belegt, mit Ausnahme einer führenden "2" anstelle einer führenden "1".
Eine Beschreibung dieser identischen Teile und Komponenten ist daher
weggelassen. Eine HF-Signalpegelanalysierschaltung 200 umfasst
eine Referenzspannungsquelle 210, den DC/AC-Wandler 220,
einen ersten Hüllkurvendetektor 230,
der mit dem DC/AC-Wandler 220 mittels eines Signalpuffers 224 und
ein Hochpasselement 225 verbunden ist. Ferner ist ein zweiter
Hüllkurvendetektor 250 vorgesehen, dem
ein Hochpasselement 255 zur AC-Ankopplung eines zu analysierenden
HF-Signals vorgeschaltet ist. Eine Komparatorschaltung 240 ist
mit den Ausgängen
des ersten und des zweiten Hüllkurvendetektors 230, 250 verbunden.
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Die
Referenzspannungsquelle 210 kann so ausgebildet sein, um
mehrere DC-Referenzspannungen
bereitzustellen. In einer Ausführungsform
umfasst die Referenzspannungsquelle 210 einen Spannungsteiler
mit mindestens einem ersten Widerstand 212a und einem zweiten
Widerstand 214, wobei ein Spannungsabfall über dem
zweiten Widerstand 214 das Referenzpotential 228 liefert,
an das die Hochpasselemente 225 und 255 angeschlossen
sind. In der in 2 gezeigten Ausführungsform
ist ein dritter Widerstand 212n vorgesehen, der es ermöglicht, zwei
unterschiedliche DC-Referenzspannungen
zu erzeugen, die wiederum unterschiedlich zu dem Referenzpotential 228 sind.
In anderen Ausführungsformen
kann eine Vielzahl von ersten Widerständen 212a vorgesehen
sein, um mehrere unterschiedliche Referenzspannungspaare in Bezug
auf das Referenzpotential 228 zu erhalten. Beispielsweise
können die
mehreren ersten Widerstände 212a mehrere Soll-HF-Signalpegelbereiche
repräsentieren,
die durch den Spannungsabfall über
den entsprechenden ersten Widerständen 212a definiert
sind, so dass jedes entsprechende Referenzspannungspaar, das mit
dem jeweiligen ersten Widerstand 212 verknüpft ist,
einen maximalen Pegel und einen minimalen Pegel repräsentieren
kann. Dabei können
Offset-Werte der Versorgungsspannung zu einer Schwankung der Absolutwerte
der Referenzspannungen führen,
wobei allerdings die Relativwerte, d. h. die Hysterese eines entsprechenden
Referenzspannungspaares im Wesentlichen erhalten bleibt.
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Jeder
der ersten Widerstände 212a und
der dritte Widerstand 212n sind mit einer entsprechenden
Vielzahl erster Schalter 221a bis 221n verbunden,
wobei jeder der ersten Schalter 221a bis 221n mit
einer Steuerlogik 260 verbunden ist, die ausgebildet ist,
einen der ersten Schalter 221a freizugeben, während die
restlichen ersten Schalter 221a bis 221n deaktiviert
sind. Wenn beispielsweise lediglich der erste Widerstand 212a,
der dritte Widerstand 212n und der Widerstand 214 vorgesehen
sind, um einen Spannungsteiler zu bilden, kann an eine erste Referenzspannung
dem DC/AC-Wandler 220 zugeführt werden, indem der erste
Schalter 221a aktiviert und der erste Schalter 221n deaktiviert
wird, und eine zweite Referenzspannung kann angelegt werden, indem
der erste Schalter 221a deaktiviert und der erste Schalter 221n aktiviert
wird. Im Folgenden wird auf eine erste und eine zweite Referenzspannung
verwiesen, die eine obere Grenze und eine untere Grenze für einen
Sollsignalpegelbereich repräsentieren, der
durch einen entsprechenden ersten Widerstand 212a bestimmt
ist, wobei in anderen Ausführungsformen
mehrere Referenzspannungen verwendet werden können, beispielsweise durch
Auswählen
eines der Schalter 221a bis 221n, so dass ein
HF-Signalpegel auf der Grundlage mehrerer Referenzspannungen bewertet
werden kann.
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Der
erste und der zweite Hüllkurvendetektor 230, 250 können ferner
Schalter 234, 254 aufweisen, die so angeschlossen
sind, um selektiv den Zustand des ersten und des zweiten Hüllkurvendetektors 230, 250 zurückzusetzen.
Die Schalter 234, 254 können mit einer Steuerschaltung
(nicht gezeigt) verbunden sein, die die Steuerung des Schaltvorgangs
ermöglicht.
Anders als in den Ausführungsformen,
wie sie mit Bezug zu 1 beschrieben sind, sind die
Transistoren 231, 251 P-Kanal MOS-Transistoren,
wobei zu beachten ist, dass die Auswahl der Art des zu verwendenden
MOS-Transistors eine Gestaltungs- und Prozessfrage ist, und N-Kanal
MOS-Transistoren können
bei Bedarf ebenso gewählt
werden.
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In
Betrieb kann die Steuerlogik 260 den ersten Schalter 221a aktivieren,
so dass die Funktion des Schalter 221a durch ein erstes
Taktsignal Ø1
gesteuert ist, wohingegen die Funktion des zweiten Schalters 222 durch
das nicht überlappende
außer-Phase-Takt-Signal Ø2 gesteuert
ist, um eine AC-Referenzspannung an dem Ausgang 223 bereitzustellen.
Die weitere Signalverarbeitung der AC-Referenzspannung ist ähnlich zu
jener, die bereits mit Bezug zu 1 beschrieben
ist. Die Komparatorschaltung 240 empfängt also eine erste AC-basierte Referenzspannung,
die von dem ersten Hüllkurvendetektor 230 geliefert
wird, und empfängt
ein Signal, das für
das zu analysierende HF-Signal kennzeichnend ist und dem zweiten
Hüllkurvendetektor 250 zugeleitet
ist. Die Komparatorschaltung 240 kann dann ein erstes Steuersignal
erzeugen, das das Ergebnis des Vergleichs repräsentiert. Beispielsweise kann das
erste Steuersignal auf einer ersten Signalleitung 243 in
Form eines binären
Signals bereitgestellt werden, das anzeigt, ob das Eingangssignal
des zweiten Hüllkurvendetektors 250 größer oder
kleiner als das Signal ist, das von dem ersten Hüllkurvendetektor 230 geliefert
wird, wodurch angezeigt wird, ob der HF-Signalpegel eine vordefinierte
obere Grenze, die durch die erste AC-basierte Referenzspannung repräsentiert
ist, übersteigt
oder nicht.
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Die
Steuerlogik 260 kann dann beispielsweise auf der Grundlage
des Wertes des ersten Steuersignals oder in regelmäßiger Weise
den Schalter 221a deaktivieren und den Schalter 221n aktivieren. Gleichzeitig
können
die Schalter 234, 254 für eine vordefinierte Zeitdauer
aktiviert werden, um den ersten und den zweiten Hüllkurvendetektor 230, 250 zurückzusetzen.
Ein entsprechendes Steuersignal zum Aktivieren der Schalter 234, 254 kann
beispielsweise von der Steuerlogik 260 geliefert werden.
Anschließend
werden die ersten und die zweiten Schalter 221n, 222 des
DC/AC-Wandlers 220 synchron mit dem ersten und dem zweiten
Taktsignal Ø1, Ø2 betrieben,
um eine zweite AC-basierte Referenzspannung für die Komparatorschaltung 240 bereitzustellen,
die dann mit dem momentanen Wert des HF-Signalpegels verglichen
wird, der von dem zweiten Hüllkurvendetektor 250 bereitgestellt
wird. Die Komparatorschaltung 240 erzeugt dann ein zweites
Steuersignal, das auf einer zweiten Signalleitung 244 bereitgestellt
wird und das Vergleichsergebnis repräsentiert.
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In ähnlicher
Weise kann in einer Ausführungsform,
wie dies zuvor mit Bezug zu dem ersten Steuersignal erläutert ist,
das zweite Steuersignal ein digitales Signal repräsentieren,
das anzeigt, ob der Signalpegel des HF-Signals kleiner als die untere Grenze,
die durch die zweite DC-Referenzspannung repräsentiert ist, oder nicht. Somit
kann durch Bereitstellen lediglich zweier Steuersignalleitungen,
etwa der Leitungen 243, 244, der HF-Signalpegel
dahingehend bewertet werden, ob dieser innerhalb eines spezifizierten
akzeptablen Bereichs ist oder ob dieser eine obere Grenze überschreitet
oder kleiner als eine untere Grenze ist, so dass durch Verwenden
dieser Steuersignale eine geeignete Steuerungsaktion ausgeführt werden
kann. Wie leicht zu erkennen ist, kann der akzeptable Bereich des
HF-Signalpegels durch Auswählen
der Größe der Widerstände 212a und/oder
durch die Anzahl der Widerstände 212a,
die entsprechend den Schaltern 212a gewählt wird, definiert werden.
Wenn es beispielsweise als geeignet betrachtet wird, einen zulässigen Bereich
an Signalpegelvariationen zu vergrößern, können zwei Widerstände 212a durch
geeignetes Auswählen
der entsprechenden Schalter 212a verwendet werden, um einen
größeren Unterschied
zwischen der ersten und der zweiten DC-Referenzspannung zu erreichen. Ferner
kann eine Vielzahl an Messzyklen mit unterschiedlichen DC-Referenzspannungen,
die dem DC/AC-Wandler 220 zugeführt werden, durchgeführt werden,
wobei die Komparatorschaltung 240 so ausgebildet ist, um
eine entsprechende Anzahl an Steuersignalen bereitzustellen, wovon
jedes das entsprechende Vergleichsergebnis repräsentiert.
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Wie
bereits mit Bezug zu 1 dargelegt wurde ermöglichen
es die Ausführungsformen,
die mit Bezug zu 2 beschrieben sind, den HF-Signalpegel
zu bestimmen, wobei DC-Offset-Werte
auf der DC-Spannungsseite der Schaltung 200 im Wesentlichen
eliminiert werden, da die Differenz der ersten DC-Referenzspannung
und der zweiten DC-Referenzspannung
im Wesentlichen beibehalten wird, selbst wenn Temperatur- oder Versorgungsspannungs-induzierte
Schwankungen auftreten. Ferner ermöglicht das Verarbeiten der
AC-Referenzspannungen in im Wesentlichen identischen Signalwegen, etwa
dem ersten und dem zweiten Hüllkurvendetektor,
das Kompensieren von Schwankungen in dem HF-Signalweg. In einer
Ausführungsform
(nicht gezeigt) kann ein einzelner Hüllkurvendetektor und eine entsprechende
Schaltstufe vorgesehen sein, um selektiv die AC-Referenzspannung
und das HF-Signal zu messen, wobei eine Abtast- und Halte-Schaltung an
dem Ausgang zeitweilig das Ausgangssignal konstant hält, das
dann der Komparatorschaltung 240 zugespeist wird.
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3 zeigt
eine Blockansicht, die schematisch einen Senderbereich 300 eines
Sende/Empfangsgeräts,
wie es etwa in WLAN-Anwendungen eingesetzt wird, darstellt. Der
Senderbereich 300 umfasst eine Basisbandschaltung 310,
einen Mischer 341, einen lokalen Oszillator 340 und
eine Ausgangsstufe 350. Ferner ist eine automatische Leistungspegelsteuerschaltung
(APLC) 360 vorgesehen, die eine RF-Signalpegelanalysierschaltung enthalten
kann, etwa die Schaltungen 100 oder 200, die mit
Bezug zu den 1 und 2 beschrieben
sind. Ferner umfasst die APLC-Schaltung 360 eine Steuereinheit,
die mit der Analysierschaltung 100/200 gekoppelt
ist.
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Während des
Betriebs empfängt
die Basisbandschaltung 310 ein zu sendendes Signal und verarbeitet
das Signal in geeigneter Weise, um ein entsprechendes Basisbandsignal
zu erhalten, das dem Mischer 341 zugeführt wird. Die Basisbandschaltung 310 kann
beliebige geeignete Einrichtungen zum Verarbeiten eines digitalen
oder analogen Eingangssignals gemäß dem gewünschten Modulationsschema und
der Sendearchitektur aufweisen. Beispielsweise kann in einer Direktumsetzungsarchitektur
die Basisbandschaltung 310 entsprechende Einrichtungen
aufweisen, um ein In-Phasen- und ein Quadratur-Basisband-Signal bereitzustellen,
die dann entsprechend gefiltert werden. Wenn ein digitales Signal in
die Basisbandschaltung 310 eingespeist wird, kann dann
ein entsprechender Digital/Analog-Wandler vorgesehen sein, um die
erforderlichen I- und Q-Basisbandausgangssignale
zu liefern. Wenn eine andere Schaltungsarchitektur verwendet wird,
kann die Basisbandschaltung 310 beliebige Zwischenfrequenzstufen
enthalten, die erforderlich sind, um ein Signal zu erzeugen, das
zur Modulation in dem Mischer 341 geeignet ist.
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Das
Basisbandsignal oder die Basisbandsignale werden dann dem Mixer 341 zugeführt, so
dass diese mit dem Radiofrequenzsignal, das von dem lokalen Oszillator 340 geliefert
wird, gemischt werden, um ein moduliertes HF-Signal zu erzeugen,
das dann an die Ausgangsstufe 350 weitergeleitet wird.
Das modulierte HF-Signal wird verstärkt und ausgegeben, wobei das
Signal gleichzeitig der APLC-Schaltung 360 zugeführt wird,
wobei die RF-Signalpegelanalysierschaltung 100/200 ein
oder mehrere entsprechende Steuersignale an die Steuereinheit 361 liefert,
die wiederum ein entsprechendes Verstärkungssteuersignal an die Basisbandschaltung 310 und/oder
an die Ausgangsstufe 350 zuführt, um damit den Ausgangspegel
auf einen vorbestimmten Wert oder Wertebereich einzustellen.
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In
vielen Anwendungen kann der Senderbereich 300 in einer
zeitlich diskreten Weise betrieben werden, d. h. die Signalübertragung
wird in Form von Sendezyklen mit einer wohldefinierten Dauer ausgeführt, so
dass der Betrieb der APLC-Schaltung 360 mit den Sendezyklen
synchronisiert werden kann. Beispielsweise kann ein erster Sendezyklus
verwendet werden, um ein Vergleichsergebnis mit einer ersten Referenzspannung
und einer zweiten Referenzspannung zu bestimmen, und vor einem zweiten Sendezyklus
kann der HF-Signalpegel erneut eingestellt werden. In anderen Ausführungsformen
kann der HF-Signalpegel
mit mehreren Referenzspannungen während eines ersten Sendezyklus
verglichen werden und eine entsprechende Steuerung des Signalpegels
kann vor einem nachfolgenden Sendezyklus ausgeführt werden. Das Messen des
Signalpegels während
eines oder mehrere Sendezyklen und das Ausführen der Verstärkungssteuerung
nach Beendigung des Sendezyklusses oder der Zyklen kann vor einem
nachfolgenden Sendezyklus verbessert die Stabilität der Regelschleife,
insbesondere wenn stufenähnliche Änderungen
bei der Verstärkungssteuerung
ausgeführt
werden, da Signalverzerrungen während
einer stufenartigen Steuerungsänderung
vermieden werden. In anderen Ausführungsformen, wenn relativ
lange Übertragungszeiten
angewendet werden, oder wenn ein quasi-kontinuierlicher Übertragungsmodus
auftritt, kann eine geeignete "Abtastrate" zum Messen des HF-Signalpegels
gewählt
werden, beispielsweise durch geeignetes Betreiben der Schalter 234, 254,
die in 2 gezeigt sind, um eine quasi-kontinuierliche Steuerungswirkung zu
erreichen.
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Auf
Grund der hohen Immunität
gegnüber Temperatur-,
Spannungsversorgungs- und Prozess-induzierte Schwankungen der HF-Pegelanalysierschaltung 100/200 in
der APLC-Schaltung 360 kann
der Senderbereich 300 in einfacher Weise als eine Einzel-Chip-Lösung ausgeführt sein,
da insbesondere DC- und Temperaturschwankungen, die in leistungsverbrauchenden
Schaltungsbereichen auftreten, etwa der Ausgangsstufe 350,
nicht in ungebührlicher
Weise die Genauigkeit der APLC-Schaltung 360 beeinträchtigen.
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4 zeigt
eine Blockansicht, die schematisch eine spezielle Ausführungsform
einer Senderschaltung 400 mit einer automatischen Leistungspegelsteuerung
zeigt. Die Senderschaltung 400 umfasst einen Digital/Analog-Wandler
(DAC) 401, der ausgebildet ist, ein In-Phasen-(I)-Basisbandsignal und
ein Quadratur-(Q)-Basisbandsignal in digitaler Form zu empfangen.
Der DAC 401 ist ferner so ausgebildet, um ein differenzielles
analoges Signal, das durch P und N gekennzeichnet ist, auszugeben.
Ein Filter 402 ist dann in dem Signalweg vorgesehen und ist
mit seinem Ausgang mit einem Mischer 404 verbunden, der
ferner so geschaltet ist, um ein Signal aus einem lokalen Oszillator 403 zu
empfangen. Der Mischerausgang ist mit einem Radiofrequenz-Ausgangstreiber 404 verbunden,
dessen Ausgang mit einer Anpassschaltung (nicht gezeigt) und einer APLC-Schaltung 470 verbunden
ist. Die APLC-Schaltung 470 umfasst eine HF-Signalanalysierschaltung,
etwa die Schaltungen 100 oder 200, wie sie zuvor
mit Bezug zu den 1 und 2 beschrieben
sind. Ferner ist eine Steuerlogik 460 vorgesehen, und so
ausgebildet, um den Betrieb der HF-Signalpegelanalysierschaltung 100/200 zu
steuern. Ferner kann die Steuerlogik 460 Steuerdaten, die
einen Sollausgangssignalpegel oder -bereich des Ausgangstreibers 404 spezifizieren,
empfangen. Die APLC-Schaltung 470 ist ferner mit einer
DAC-Steuerlogik 480 verbunden, die wiederum mit dem DAC 401 verbunden
ist, um eine Referenz- oder Steuerspannung an den DAC 401 zu
liefern, um das Analogsignal zu verschieben, um damit einen HF-Signalausgangspegel
einzustellen. In der in 4 dargestellten Ausführungsform
liefert die APLC-Schaltung 470 zwei digitale Steuersignale über Steuerleitungen 443 und 444,
um anzuzeigen, dass ein HF-Signalpegel zu hoch, zu tief oder innerhalb
eines spezifizierten Bereichs ist. Wie zuvor mit Bezug zu 2 erläutert ist, kann
die Steuerlogik 460 die Größe des spezifizierten Bereichs
steuern, indem die Größe des Spannungsabfalls
und die Absolutposition des Soll HF-Signalpegels ausgewählt wird,
indem eine gewisse Stufe des Spannungsteilers gewählt wird.
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Im
Betrieb kann die Senderschaltung 400 in einem Arbeitsmodus
eingesetzt sein, in dem die digitale Information, die dem DAC 401 zugeführt wird,
in spezifizierten Paketen übertragen
wird, d. h., eine spezifizierte Senderahmenlänge wird für jedes Sendeereignis definiert.
Beispielsweise kann beim Initialisieren der Sendeschaltung 400 die
DAC-Steuerlogik 480 die
dem DAC 401 zugeführte
Referenzspannung auf einen kleinsten Pegel festlegen, so dass ein minimaler
HF-Ausgangspegel an dem Ausgangstreiber 404 erhalten wird.
Nach der Initialisierung der APLC-Schaltung 470 empfängt die
HF-Signalpegelanalysierschaltung 100/200 das
HF-Ausgangssignal und erzeugt entsprechende digitale Steuersignale auf
den Steuerleitungen 443, 444. Abhängig von
dem durch die Steuerleitungen 443, 444 angezeigten
Signalpegel erhöht
die DAC-Steuerlogik 480 die dem DAC 401 zugeführte Referenzspannung
oder hält diese
konstant. In einer speziellen Ausführungsform wird die Messzeit
zum Erzeugen der beiden digitalen Steuersignale auf den Leitungen 443, 444 kleiner
als eine minimale Senderahmenlänge
gewählt,
so dass ein entsprechender HF-Signalpegel innerhalb eines einzelnen
Sendezyklus bewertet werden kann. Die DAC-Steuerlogik 480 kann
dann die Referenzspannung um einen vordefinierten Schritt vor dem
nächsten
Sendezyklus erhöhen,
wenn die Steuerleitungen 443, 444 einen Zustand
mit zu geringer Leistung anzeigen.
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5 ist
ein Zeitablaufdiagramm während des
Betriebs der Senderschaltung 400, wenn beispielsweise die
in 2 beschriebene Signalpegelanalysierschaltung 200 in
der APLC-Schaltung 470 verwendet
ist. Es wird ferner angenommen, dass eine minimale Senderahmenlänge ungefähr 50 Mikrosekunden
beträgt
und ein Zeitintervall für
einen einzelnen Messzyklus der Signalpegelanalysierschaltung 200 mit
23,3 Mikrosekunden gewählt
ist, d. h. die Schalter 234 und 254 werden alle
23,3 Mikrosekunden für
eine kurze Zeitdauer, beispielsweise für 2 Mikrosekunden, geschlossen,
um den ersten und den zweiten Hüllkurvendetektor 230, 250 zurückzusetzen.
Das Signal "clear" repräsentiert
das den Schaltern 234, 254 zugeführte Taktsignal,
um den ersten und den zweiten Hüllkurvendetektor 230, 250 periodisch
zurückzusetzen.
Das Signal 501 repräsentiert
das Signal an dem Ausgang 242 der Komparatorschaltung 240.
Das Signal 502 repräsentiert
das Steuersignal auf der Leitung 443, das auch als "Leistung zu hoch"-Signal bezeichnet
wird. Das Signal 503 repräsentiert das Steuerleitung
auf der Leitung 444 und kann auch als "Leistung zu gering"-Signal bezeichnet werden. Schließlich repräsentiert
das Signal 504 ein Signal zum Aktivieren der Schalter 221a und 221n und
kann als ein Signal betrachtet werden, das anzeigt, ob der HF-Signalpegel
mit der oberen Grenze (Schalter 221a aktiviert) oder mit
der unteren Grenze (Schalter 221n aktiviert) verglichen
wird. In 5 sind drei unterschiedliche
Situationen 1 bis 3 dargestellt. Es wird angenommen, dass in Phase
1 die HF-Pegelanalysierschaltung in dem Messmodus für die hohe
Leistung ist, d. h. der Schalter 221a ist aktiviert und
der Schalter 221n ist deaktiviert, so dass der HF-Signalpegel
mit der oberen Grenze verglichen wird. Danach ist das Signal 501 (Komparatorausgang 242)
auf niedrigem Pegel und bei Abschluss des ersten Messzyklusses,
d. h. vor dem zweiten "clear"-Signal, wird das
Komparatorergebnis abgetastet und das Signal 502 (Leistung
zu hoch) wird auf logisch hohen Pegel gesetzt. Zu dieser Zeit A
(Phase 2) fällt
das HF-Leistungssignal
ab und ist kleiner als die obere Grenze und daher geht das Signal 501 in den
logisch hohen Pegel über.
Somit wird am Ende des entsprechenden Messzyklus das Signal 502 (Leistung
zu hoch) auf logisch tiefen Pegel gesetzt und das Signal 504 wird
auf logisch tiefen Pegel gesetzt, da nun eine Messung der unteren
Grenze erforderlich ist, um unzweideutig einen Zustand des HF-Signalpegels
zu bestimmen. D. h. der Schalter 221a wird deaktiviert
und der Schalter 221n wird aktiviert und der HF-Signalpegel
wird mit der unteren Grenze verglichen. Während der Phase 2 wird angenommen,
dass der Signalpegel innerhalb eines Bereichs liegt, der durch die
obere und die untere Grenze definiert ist, so dass am Ende des entsprechenden Messzyklus
das Signal 504 wieder auf logisch hoch gesetzt wird, um
einen Vergleich mit der oberen Grenze zu bewirken. Da der HF-Signalpegel
weiterhin innerhalb des spezifizierten Bereichs ist, wechselt das
Signal 501 (Komparatorausgang 242) auf logisch hohen
Pegel. Zum Zeitpunkt B wird angenommen, dass der HF-Signalpegel
abfällt
und unterhalb der unteren Grenze liegt. Daher bleibt das Signal 501 bei logisch
hohem Pegel und erzwingt, dass das Signal 504 logisch auf
tiefen Pegel ist, um einen Vergleich mit der unteren Grenze in Gang
zu setzen. Das Signal 501 bleibt dennoch auf logisch hohem
Pegel. Somit wird am Ende des entsprechenden Messzyklusses das Signal 503 (Leistung
zu gering) auf logisch hohen Pegel gesetzt. Somit empfängt innerhalb zweier
Messzyklen die DAC-Steuerlogik 480 eine eindeutige Bewertung
des RF-Signalpegels und kann entsprechend die dem DAC 401 zugeführte Referenzspannung
einstellen.
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Es
sollte beachtet werden, dass die HF-Signalpegelanalysierschaltung 100 oder 200 ebenso
auf der Empfängerseite
eines Sende/Empfangsgerätes einsetzbar
ist, um ein Steuersignal bereitzustellen, das den empfangenen HF-Signalpegel
kennzeichnet, so dass eine geeignete Steuerung auf der Grundlage
dieses Steuersignals ausgeführt
werden kann.