DE1613634A1

DE1613634A1 - Steuerung zur Veraenderung der Phase eines Triggersignals fuer einen steuerbaren Gleichrichter

Info

Publication number: DE1613634A1
Application number: DE19671613634
Authority: DE
Inventors: Smith Aubrey Harris
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Corp
Priority date: 1966-06-06
Filing date: 1967-06-05
Publication date: 1972-06-15
Also published as: DE1481748B2; GB1167189A; FR1516267A; DE1481748A1; US3402335A; DE1481748C3

Description

PATENTANWÄLTE 8902 AUGSBURG-GöGGINGEN, den

v. Eidiendorff-Straße 10

DR. ING. E. LIE B A U Unser Zeichen _B 6713 1613634

_ (Bei Rückantwort bitte angeben)

DIPLING. G. LIEBAU

Ihr Zeichen

Ihre Nachricht vom

Eaton YaIe & Towne, Ine, Cleveland, Ohio / USA

Steuerung zur Veränderung der Phase eines Triggersignals für einen steuerbaren Gleichrichter.

Die Erfindung betrifft eine Steuerung insbesondere zur Veränderung der Phase eines Triggersignals für einen steuerbaren Gleichrichter, beispielsxveise für einen steuerbaren Siliciumgleichrichter (SCR) oder ein Thyratron, zur Bestimmung desjenigen Teils einer Periode einer Wechselstrom-Netzspannung, während welcher der Gleichrichter leitend ist.

Eines der verschiedenen Ziele der Erfindung besteht in der Schaffung einer verbesserten Steuerung mit Festkörper-Schaltelementen, beispielsweise Transistoren.

Ein jweiteres Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung einer Steuerung zut" Veränderung der Dauer des Leitungszustandes

209825/0063

Telegr.-Adr.: EtPATENT Postsdiedckonto MGnchen 86510 Deutidie Bank Augsburg Kto. 83419 M

eines steuerbaren Gleichrichters während einer Wechselspannungsperiode.

Weitere Ziele der Erfindung bestehen in der Schaffung einer Steuerung, die verhältnismässig billig ist, leicht und mit geringen Kosten gewartet werden kann und einen hohen Zuverlässigkeitsgrad während des Betriebs hat.

Weitere Ziele und Merkmale sind zum Teil offensichtlich und werden zum Teil nachfolgend dargelegt.

Bei der erfindungsgemässen Steuerung wird ein Transistor zur Regelung der Ladegeschwindigkeit eines Kondensators verwendet. An die Basis bzw. Steuerelektrode dieses Transistors wird ein Eingangssignal von veränderlicher Amplitude zur Steuerung seines Leitungszustandes gelegt.

Der Kondensator wird periodisch oder zu einem bestimmten Zeitpunkt mittels einer bistabilen transistorisierten Schaltvorrichtung entladen. Eine zweite bistabile Schaltvorrichtung liefert ein Ausgangssignal, wenn die Ladung am Kondensator einen bestimmten Wert erreicht. Die durch die zweite bistabile Schaltvorrichtung erzeugten Impulse werden mit einem monostabilen Multivibrator gekoppelt.

209825/0063

Der monostabile Multivibrator erzeugt Triggerimpulse oder -Signale von einer bestimmten oder gleichmässigen Dauer aufgrund der durch die zweite Schaltvorrichtung erzeugten Impulse, Die Trigger- oder Signalimpulse des monostabilen Multivibrators können der Primärseite eines Impulstransformators zur Zündung entweder eines steuerbaren Silieiumgleichrichters, eines Thyratrons oder anderer ähnlicher Vorrichtungen zu verschiedenen Phasen einer Periode einer Wechsel Stromnetzspannung zugeführt werden.

Die erfindungsgemässe Steuerung stellt eine Subkombination der Lastenaufzugsteuerung dar, die in der USA-Patentanmeldung 555.41ο vom 6. Juni 1966 beschrieben ist.

Bei dem in der vorgenannten Patentanmeldung beschriebenen Lastenaufzug wird ein umkehrbarer Wechselstrom-Induktionsmotor zur Erzeugung der Antriebskraft für das Heben und Absenken einer Last verwendet. Dem Motor wird eine Wechselstromleistung über einen Stromkreis zugeführt, der mindestens einen steuerbaren Siliciumgleichrichter zur·Veränderung der dem Motor zugefünrten U'echselstromleistung entsprechend den Veränderungen in der Phase der Triggerung des steuerbaren Silieiumgleichrichters mit Bezug auf, die- zugeführte Wechsels tremie istung enthält, "u'■: - ■■<■;.:-.-. ·.;;-.

Zur Regelung der Drehzahl des Motors ist eine von Hand bedien-

209825/0063

bare Druckknopfsteuerung vorgesehen. Der Druckknopf betätigt eine Einrichtung zur Abgabe eines Gleichstrom-Bezugssignals, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von dem Hub des Druckknopfes verändert, um eine gewünschte Drehzahl des Motors carzusteilen. Der Motor treibt einen Tachometer oder ein anderes Organ zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals an dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der tatsächlichen Drehzahl des Motors verändert. Die Triggerungsphase des steuerbaren Siliciumgleichrichters wird in Abhängigkeit von den relativen Amplituden des Rückkopplungssignals und des Bezugssignals verändert, wodurch die dem Motor zugeführte Leistung verändert wird, um die tatsächliche Drehzahl des Motors im wesentlichen gleich der gewünschten Drehzahl unter sich verändernden Lastenaufzug-ßelastungsbedingungen zu halten.

!Nachfolgend wird die Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen anhand einer von verschiedenen möglichen Ausführungsformen beschrieben und zwar zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines elektrischen Lastenaufzugs und

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer erfindungsgemässen elektronischen Drehzahlregelung.

209 8 25/0063

bntsprechende ßezugsziffern bezeichnen entsprechende Teile in den verschiedenen Ansichten der Zeichnung.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung wird zur Steuerung der Arbeitsweise eines elektrischen Lastenaufzuges verwendet, dessen mechanische Teile im wesentlichen von herkömmlicher Art sind (Fig. 2) und hier nicht im einzelnen beschrieben werden. Der Lastenaufzug ist mit einem herkömmlichen Einphasen-Kurzschlußmotor M1 ausgerüstet, der eine Laufwicklung 11 und eine Anlaßwicklung 13 besitzt. Die Anlaßwicklung 13 ist mit einem herkömmlichen Anlaßkondensator CT und einem Fliehkraft-Anlaßschalter CSW in Reihe geschaltet. Der Aufzug ist ferner mit einer Bremse versehen, die durch eine Magnetspule Sl gesteuert wird und in herkömmlicher Weise gelöst wird, wenn die Magnetspule entregt wird.

Die iV'echselstromleistung für den Lastenaufzug wird aus einem Leitungspaar L1 und L2 entnommen. Der Wechselstrom wird wahlweise von den Leitungen L1 und L2 der Bremsmagnetspule S1 und dem Induktionsmotor durch Stromkreise zugeführt, die eine Anzahl Arbeitskontakte HRI, HR2 und HR3, welche durch die Erregung einer Aufzugrelaisspule HR geschlossen werden, wie nachstehend näher beschrieben wird, sowie eine

209825/0063

Anzahl Relaisarbeitskontakte LR1, LR2 und LR3 enthalten, welche durch die Erregung einer Absenkrelaisspule LR geschlossen werden, wie ebenfalls nachstehend näher beschrieben wird. Der Stromkreis zu den Motorwicklungen enthält ferner zwei Sicherungen F1 und F2 sowie zwei steuerüare Siliciumgleichrichter Q1 und Q2, die parallel und entgegengesetzt gerichtet geschaltet sind, wie dargestellt. Wie für den Fachmann erkennbar, liefern Q1 und Q2 Wechselstromleistung zum Motor M1, wenn sie entsprechend getriggert werden, wobei der zugeführte Leistungsbetrag eine Funktion der Phase der Triggerung mit Bezug auf die Piiase des zugefünrten ivechselStroms ist.

Wenn die Kontakte HR1, HR2 und HR3 geschlossen werden, kann Wechselstromleistung so geleitet werden, daß der Drehantrieb des Motors in der einen Richtung erfolgt, während durch das Schliessen der Kontakte LR1 , LR2 und LR3 tvecnselstromleistung den Wicklungen so zugeführt wird, daß sich der Motor in der entgegengesetzten Richtung dreht. Die Magnetspule S1 wird erregt, um die Motorbremse zu lösen, wenn einer der Kontaktsätze geschlossen wird.

Die Primärwicklung W1 eines Abwartstransformators T1 ist ebenfalls an die Leitungen L1 und L2 angeschaltet. Der Transformator Ϊ1 besitzt eine Sekundärwicklung W2," welche

209825/0063

Wechselstromleistung an zwei Leitungen L3 und L4 von einem verhältnismässig niedrigen Spannungspegel liefert, der für die Belieferung von Halbleiter- oder Transistorschaltungen geeignet ist. Eine Relaiswicklung HR ist an die Leitungen L3 und L4 angeschaltet und befindet sicii in einem Stromkreis mit einem Satz von von Hand betätigbaren Kontakten K1 und einen Satz von Ruhekontakten LSIa eines oberen Endschalters LSI. Die Kontakte K1 sind durch zwei Relaisarbeitskontakte PRI geshuntet, die durch die Erregung einer Gegenstrombremsrelaisspule PR gescnlossen werden, wie nachfolgend näher beschrieben v;ird.

Die RelaisspuleLU ist an die Leitungen L3 und L4 durch einen Stromkreis angeschaltet, der einen zweiten Satz von von iiand betätigbaren Kontakten K2 und einen Satz von Ruhekontakten LS2a eines unteren Endschalters LS2 enthält. Die Kontakte K2 sind durch zwei Relaisarbeitskontakte PR2 geshuntet, die ebenfalls bei der Erregung der Gegenstrombremsrelaisspule PR gescnlossen werden. Die Kontakte K2 und K1 sind durch einen Druckknopf P1 und P2 betätigbar, die, wie nachfolgend beschrieben wird, ebenfalls zur Veränderung der Drehzahl des Motors M1. verwendet werden. Die Gegenstrombremsrelaisspule PPv ist an die Leitungen L3 und L4 durch einen Stromkreis angeschaltet, in welchem sich zwei Sätze von Arbeitskontakten (LS1b und LS2b) in Parallelschaltung

209825/0063

BAD

befinden. Die Kontakte LS1b und LS2b werden durch den oberen Endschalter LS1 und einen unteren Endschalter LS2 betätigt. Die Spule PR betätigt ferner zwei Arbeitskontakte PR3, wie nachfolgend beschrieben wird.

Die von den Leitungen L3 und L4 zugeführte Wechselstromleistung erregt ferner eine in Fig. 1 mit 21 bezeichnete Gleichstromquelle. Die Gleichstromquelle 21 liefert Gleichstrom an einen Oszillator 23 und an eine logische Schaltung 25. Wie nachfolgend mit näheren Einzelheiten beschrieben wird, dient der Oszillator 23 zur Erzeugung eines Bezugssignals, welches eine gewünschte Drehzahl des Aufzugmotors darstellt. Der Oszillator 23 erzeugt ein Hochfrequenz-Wechselstroms ignal , welches den Primärwicklungen W3 und W4 von zwei Diskriminator-Transformatoren T3 und T4 zugeführt wird. Jeder der Transformatoren T3 und T4 besitzt eine Sekundärwicklung W5 bzw. W6, die je mit einer Mittelanzapfung CTT bzw, CT2 versehen ist, welche die Sekundärwicklung in einen oberen und in einen unteren Wicklungsabschnitt unterteilt, wie in Fig. 1 und 2 dargestellt. Jeder der Diskriminator-Transformatoren T3 und T4 ist ferner mit einem beweglichen Kern ß1 und B2 versehen, der innerhalb der Wicklungen zur Veränderung der Kopplung zwischen der jeweiligen Primärwicklung und den verschiedenen Teilen der jeweiligen Sekundärwicklung beweglich ist.

209825/0063

Jeder der Kerne B1 und B2 ist mechanisch mit einem der Druckknöpfe PI und P2 verbunden, welche die Kontakte Kl und K2 steuern. Die Druckknopfsteuerungen sind so ausgebildet, daß beim Drücken des Knopfes der erste Teil des Hubes, beispielsweise die ersten drei Millimeter (1/8 "), die jeweiligen Kontakte Kl schließt und der weitere Hub eine beträchtliche Beilegung des jeweiligen Kerns innerhalb der Wicklungen zur Folge hat, wobei die Kontakte.geschlossen bleiben. Eine bevorzugte Ausführungsform einer von Hand bedienbaren Steuerung, xvelche für diesen Zweck geeignet ist, ist in der USA-Patentanmeldung Nr. 525.236 vom 4,2,1966 beschrieben.

Die in den Sekundärwicklungen W5 und W6 erzeugte Signale werden in einer mit 27 bezeichneten Schaltung gleichgerichtet und gesiebt, so daß an die logische Schaltung 25 ein Gleichstrom-Bezugssignal gegeben wird, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Betätigung der jeweiligen Druckknöpfe P1 und P2 verändert.

Auf der Welle des Motors Ml ist ein kVechselstromtachometer TAG zur Erzeugung eines Wechselstromsignals angeordnet, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der tatsächlichen Drehzahl des Motors verändert. Dieses Wechselstromsignal wird in einer in Fig. 1 h. 29 bezeichneten Schaltung

209825/0063

-lo-

gleicngerichtet und gesiebt, um an die logische Schaltung 25 ein Gleichstrom-Rückkopplungssignal zu liefern. Wie nachstehend näher beschrieben wird, dient die logische Schaltung 25 dazu, die Phase der den steuerbaren Silicium- · gleichrichtern Q1 und 02 zugeführten Triggersignale in Abhängigkeit von den relativen Pegeln der ihnen zugefuhrten Gleichstrombezugs- und Rückkopplungssignale zu verändern, um die Drehzahl des Motors M1 im wesentlichen gleich dem gewählten, durch das Bezugssignal dargestellten viert zu halten.

wie Fig. 2 zeigt, in der bestimmte der in der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten elektronischen Schaltelemente mit näheren Einzelheiten dargestellt sind, weist die Gleichstromquelle 21 einen Zweiwegbrückengleichricnter auf, der durch Dioden D1 - D4 gebildet wird. Wechselstromleistung wird der Brücke über die Leitungen L3 und L4 zugeführt und der von der Brücke gelieferte pulsierende Gleichstrom wird durch ein Filter geglättet, das durch Kondensatoren C1 und C2 und einen Widerstand R1 gebildet wird, um eine gleichmassige Gleichstromversorgung am Leitungspaar LS und L6 zu erhalten. Der von der Gleichrichterbrücke gelieferte pulsierende Ganzwellengleichstrom wird von dem gesiebten Gleichstrom durch eine Diode D5 entkoppelt, um eine pulsierende Spannungsquelle von der doppelten Netzfrequenz für

209825/0063

die nachstehend näher beschriebenen Zwecke zu erhiten.

Der Gleichstrom von den Leitungen L5 und L6, zusätzlich gesiebt durch einen Widerstand R2 und einen Kondensator C3, speist den Oszillator 23. Wie dargestellt, wird der Oszillator 23 durch einen astabilen Multivibrator gebildet, bei dem zwei pnp-Transistoren Q3 und Q4 verwendet sind. Die Transistoren Q3 und Q4 sind mit Kollektorbelastungswiderständen R3 und R4 versehen. Die Emitter dieser Transistoren sind miteinander verbunden und haben einen gemeinsamen Belastungswiderstand R5, durch \\?elchen eine gewisse Verkopplung zwischen den Transistoren erhalten \iird. Der Transistor Q3 ist durch ein Netzwerk mit Widerständen Ro und R7 in der Durchlaßrichtung vorgespannt, während der Transistor Q4 in der Durchlaßrichtung durch ein i\etzwerk mit Widerständen R8 und R9 in der Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Zur Wechsels tr or.iverkopplung zwischen den Transistoren dient ein Kondensator C4, Avelcher den Kollektor des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors 04 verbindet, und einen Kondensator C5, welcher den Kollektor des Transistors 04 mit der Basis des Transistors Q3 verbindet. Wie für den Fachmann ersichtlich ist, schwingt diese IMultivibratorschaltung frei, wobei die Transistoren Q3 und Q4 abwechselnd leitend sind, so daß sie im wesentlichen ein Rechteckwellen-Ausgangssignal am Kollektoranschluß jedes der Transistoren liefern. Die Schaltungskenngrössen des Oszillators 23 sind

209825/0063

so gewählt, daß dieser mit einer verhältnismässig hohen Frequenz bezogen auf die Netzfrequenz schwingt, so daß der Oszillator beispielsweise ein Signal von 7o kHz erzeugen kann.

Am Kollektor des Transistors Q3 wird ein Ausgangssignal über einen Strombegrenzungswiderstand Rio entnommen und über einen pnp-Transistor Q5, der als Emitter-Folgestufe geschaltet ist, dem einen Ende jeder der Transformator-Primärwicklungen W3 und W4 zugeführt. Das entgegengesetzte Ende jeder der Transformator-Primärwicklungen W3 und W4 ist mit d er Leitung L5 über einen Strombegrenzungswiderstand RIl verbunden.

Das jeder der Primärwicklungen W3 und W4 zugeführte Hochfrequenz-Wechselstromsignal ist mit den oberen und unteren Abschnitten der Sekundärwicklungen W5 und W6 in einem Masse veränderlich gekoppelt, das von der Stellung des jeweiligen beweglichen Kerns B1 oder B2 abhängt. Die verschiedenen Abschnitte der beiden Wicklungen W5 und W6 sind durch Kondensatoren C6-C9 im wesentlichen auf die Oszillatorfrequenz abgestimmt. Die von jedem Sekundärwicklungsabschnitt mit Bezug auf die jeweilige Mittelanzapfung CT1, CT2 gelieferte Wechselspannung wird durch Dioden D6-D9 gleichgerichtet und der resultierende Gleichstrom zum Laden des jeweiligen Kondensators C11-C14 zugeführt; jeder der Kondensatoren C11-C14 ist durch

209825/0063

einen Widerstand R12-?R15 geshuntet, um den Kondensator zu entladen, wenn die Amplitude des jeweiligen Wechselstromsignals abfällt.

Wenn jeder Kern mittig innerhalb der jeweiligen Transformatorwicklungen angeordnet ist, liefern die beiden Abschnitte der Sekundärwicklung Wechselspannungen von gleicher Grosse und die jeweiligen Kondensatoren werden auf gleiche Gleichspannungen aif geladen. Der Spannungsunterschied zwischen den Enden der beiden Kondensatoren, welche ihrer gemeinsamen Verbindung mit der jeweiligen Mittelanzapfung entgegengesetzt ist, ist dann Null. Wenn der Transformatorkern aus seiner Mittelstellung verlagert wird, wird der Wechselstromausgang aus den verschiedenen Abschnitten der Sekundärwicklung unsymmetrisch, so daß eine Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatoren von einer Riarität auftritt, die von der Verlagerungsr ichtung des Transformatorkerns abhängt. Jeder der Transformatoren T3 und T4 bildet daher zusammen mit den zugeordneten Gleichrichtern und Siebelementen einen Diskriminator, der auf die Kernstellung anspricht, um eine Gleichspannung zu liefern, die sich von Null aus verändert, wenn der Kern aus seiner Neutralstellung bewegt wird. Die Diskriminatorspannung wird an den entgegengesetzten Enden der Siebkondensatoren (C11 und C12, C13 und C14) entnommen, so daß die gemeinsame Verbindung zwischen den Kondensatoren zu der jeweiligen Sekundär-

209825/0 063

wicklung-Mittelanzapfung im Potential schwimmen kann.

Wie erwähnt, können die Stellungen der Kerne B1 und ß2 innerhalb ihrer Wicklungen von Hand mittels der Druckknöpfe P1 und P2 geieuert werden. Die Ausgangsgleichspannung aus jedem der Diskriminatoren kann daher von Hand geregelt werden und wird, wie nachfolgend näher ausgeführt wird, diese von Hand wählbare Gleichspannung als Bezugssignal verwendet, dessen Amplitude eine gewünschte Drehzahl des Aufzugmotors darstellt. Wie ersichtlich, ist diese Bezugsgleichspannung durch eine Bewegung des jeweiligen Transformatorkerns ohne Bewegung an irgendeinem Potentiometer oder Rheostaten verstellbar. Auf diese Weise v/erden daner die Probleme vermieden, die bei der Verwendung von Potentiometer-Gleitkontakten auftreten, z.B. Versdieiß, elektrische Störungen u. dgl..

Der durch den Druckknopf P1 gesteuerte Ausgang des Diskriminators stellt die Geschwindigkeit in der Aufwärts- oder Heberichtung dar und der durch den Druckknopf P2 gesteuerte die Geschwindigkeit in der Abwärts- oder Absenkrichtung. Jedoch wirken, wie nachfolgend näher beschrieben wird, die beiden Diskriminatoren nicht derart, daß sie Signale von entgegengesetzter Spannung für die entgegengesetzten Richtungen liefern, sondern vielmehr Signale von der gleichen Spannung, um

20 9825/0063

die dem Motor zugeführte Leistung zu erhöhen, da die Umkehrung des Motors durch die Kontakte HRZ, HR3, LR2 und LR3 geschieht.

Die eine Seite jedes der Ausgangssignale abgebenden Diskriminatoren ist mit der Leitung L6 verbunden. Die andere Seite jedes derselben liegt an einem Mischanschluß JTl über einen Trennwiderstand R17 bzw. R18.

Der Motor M1 treibt einen Tachometergenerator TAC, welcher ein WechseIstromsignal liefert, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Motordrehzahl verändert und zu dieser vorzugsweise proportional ist. Das Wechselstrom-Tachometersignal wird durch eine Zweiwegbrücke gleichgerichtet, welche durch Dioden D11-D14 gebildet wird, und durch einen Kondensator C15 und einen Widerstand R2o gesiebt, wodurch ein Gleichspannungssignal erhalten wird, das sich in ähnlicher Weise in Abhängigkeit von der Drehzahl des Motors M1 verändert. Ein gewählter Teil der Gleichspannung wird mittels eines Potentiometers R21 erhalten und über einen Trennwiderstand R22 dem Mischanschluß JTI zugeführt. Das aus dem Tachometer TAC erhaltene Gleichstromsignal wird als Rückkopplungssignal verwendet und für diesen Zweck in Gegenwirkung gegen die Bezugssignale gebracht, welche von den Transformatoren T3 und T4 und den zugeordneten Gleichrichterschaltungen geliefert werden, d.h. die Dioden D11-D14 sind so gerichtet, daß das Rück-

209 82 5/0.06 3

kopplungssignal von einer Polarität ist, die derjenigen der Bezugssignale mit Bezug auf das Potential auf der Leitung L6 entgegengesetzt ist. Die am Anschluß JT1 auftretende resultierende Spannung ist daher aus den verschiedenen Spannungen zusammengesetzt, Vielehe diesem Anschluß durch die verschiedenen Trennwiderstände zugeführt werden. Diese zusammengesetzte Spannung ist praktisch ein Fehler- bzw. Regelabweichungssignal, welches den Unterschied zwischen der tatsächlichen Drehzahl des Motors Ml und der gewünschten Drehzahl darstellt, weiche durch das Bezugssignal dargestellt wird, das durch die Betätigung eines der Druckknöpfe P1 oder P2 erhalten wird.

Die logische Schaltung 25 dient zum Triggern der steuerbaren Siliciumgleichrichter Q1 und Q2 im zeitlichen Verhältnis zur Prequenz der zugeführten Wechselstromleistung, wobei sich die Triggerungsphase in Abhängigkeit von dem Fehlersignal verändert. Das Fehlersignal vom Anschluß JT1 wird der Basis eines npn-Transistors Q5 zugeführt. Die Basis des Transistors Q5 wird ferner durch eine Spannung vorgespannt, welche aus einem Spannungsteiler erhalten wird, der durch einen Widerstand R25 und ein Potentiometer R26 gebildet wird, die an d ie Leitungen L6 und L5 angeschaltet sind, welch Spannung über einen Strombegrenzungswiderstand R27 zugeführt wird. Eine zusätzliche Vorspannung kann ferner von der Leitung L5 über einen Widerstand R28 dadurch zugeführt werden, daß ein

209825/0063

1813634

Paar von Relaiskontakten PR3 geschlossen wird, welches durch die in Fig. 1 gezeigte Relaisspule PR für den nachstehend näher beschriebenen Zweck betätigt werden« Der Emitter des Transistors Q5 ist zur Belieferung der Leitung L6 über einen Widerstand R29 geschaltet.

Bei einem gegebenen Fehlersignalpegel wirkt der Transistor Q5 als hohe Impedanz oder als Quelle für einen im wesentlichen konstanten Strom zum Laden eines Kondensators C17. Der Kondensator C17 wird daher im wesentlichen linear mit der Zeit aufgeladen. Ferner wird der Kondensator C17 periodisch oder zu einem bestimmten Zeitpunkt synchron mit der zugeführten Wechselstromleistung durch einen bistabilen Schaltkreis, beispielsweise durch eine Schmitt-Triggerschaltung aus zwei pnp-Transistoren Q6 und Q7, entladen. Der Transistor Q6 ist mit einem Kollektor-Belastungswiderstand R3o versehen und der Kollektor des Transistors Q7 ist zwischen dem Kollektor des Transistors Q5 und dem Kondensator C17 geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q6 ist mit der Basis des Transistors Q7 über einen Widerstand R31 verbunden, um eine Kopplung zwischen den beiden Transistoren zu erhalten, und die Emitter der beiden Transistoren sind miteinander und mit der Leitung L5 über einen gemeinsamen Widerstand R3 2 verbunden, wodurch die positive Rückkopplung erhalten wird, welche der Schmitt-Triggerschaltung ihren typischen bistabilen

209825/0063

Charakter gibt.

Die Schmitt-Triggerschaltung wird synchron mit der zugeführten Wechselstromleistung durch ein Signal getriggert, das aus der Stromquelle 21 über einen Spannungsteiler erhalten wird, der durch Widerstände R35 und R36 gebildet wird. Da die Dioden D1-D4 eine Zweiwegbrücke bilden und der gesiebte Gleichstrom durch die Diode D5 gesperrt ist, pulsiert die an den Widerständen R35 und R36 aufgeprägte Spannung mit der doppelten Netzfrequenz, d.h., es findet eine Pulsation für jede Halbperiode des zugeführten Wechselstroms statt. Die durch die Widerstände R35 und R36 an die Schmitt-Triggerschaltung gelegte Triggerspannung triggert diese daher während jeder Wechselstromhalbperiode, um den Kondensator C17 zu entladen. Da der Kondensator Cl7 im wesentlichen linear aufgeladen und periodisch oder zu einem bestimmten Zeitpunkt entladen wird, ergibt sich, daß die am Kondensator C17 auftretende Spannung sich im wesentlichen nach einer Sägezahncharakteristik verändert.

Die Spannung am Kondensator C17 wird über einen Strombegrenzungswiderstand R38 einem zweiten bistaDÜen Schaltkreis, beispielsw eise einer Schmitt-Triggerschaltung aus zwei pnp-Transistoren Q8 und Q9, zugeführt. Jeder der Transistoren Q8 und Q9 ist mit einem Belastungswiderstand R4o bzw, R41 versenen und zur

2098 25/0063

Kopplung zwischen den Transistoren dient ein Widerstand R42, welcher den Kollektor des Transistors Q8 mit der Basis des Transistors Q9 verbindet. Die positive Rückkopplung für das Erzielen eines bistabilen Schaltvorgangs wird mittels eines Widerstandes R43 erhalten, welcher die Emitter beider Transistoren Q8 und Q9 gemeinsam mit der Leitung L5 verbindet. Wie sich für den Fachmann ergibt, dient diese Schmitt-Triggerschaltung zum plötzlichen Schalten aus einem Zustand, in welchem Q9 leitend ist, in einen Zustand, in welchem der Transistor Q3 leitend ist, wenn die Spannung oder Ladung am Kondensator C17 einen bestimmten Wert erreicht.

Wenn diese Schmitt-Triggerschaltung schaltet, erfolgt die Kopplung eines scharfen Impulses über einen Kondensator C18 an einen monostabilen Multivibrator mit zwei pnp-Transistoren QIo und QIl. Jeder der Transistoren QIo und QIl ist mit einem Belas-tungswider stand R45 bzw. R46 versehen und ihre Emitter sind gemeinsam über einen Widerstand R44 mit der Leitung L6 verbunden. Die regenerative \&rkopplung für den Gleichstrom geschieht durch ein Netzwerk mit zwei Widerständen R47 und R48, welche den Kollektor des Transistors QIl mit der. Basis des Transistors QIo verbinden. Die Verkopplung für den Wechselstrom geschieht durch einen Kondensator C2o, der den Kollektor des Transistors QIo mit der Basis des Transistors QIl verbindet. Der Transistor QIl ist normalerweise durch einen

20982 5/0063

-2ο-

Widerstand R49 in den Leitungszustand vorgespannt, welcher Widerstand den Basisanschluß dieses Transistors mit der Leitung L6 verbindet. Wie für den Fachmann ersichtlich, bleibt dieser monostabile Multivibrator normalerweise in einem stabilen Zustand, in welchem der Transistor QIl leitend und der Transistor QIo gesperrt ist. Wenn jedoch der Multivibrator getriggert wird, wird durch den vom Kollektor des Transistors QIo zur Basis des Transistors QIl durch den Kondensator 2o gekoppelte Impuls der Transistor 011 gesperrt, so daß der Multivibrator auf einen Zustand schaltet, in welchem der Transistor QIo leitend und der Transistor 011 gesperrt ist. Dieser Zustand dauert während eines gewählten oder bestimmten Intervalls an, bis der Kondensator C2o durch den durch den Widerstand R49 fliessenden Strom entladen wird.

Wenn der monostabile Multivibrator durch einen Impuls getriggert wird, der von der Schmitt-Triggerschaltung über den Kondensator C18 gekoppelt wird, erzeugt er einen starken Impuls von bestimmter oder gleichmässiger Dauer am Kollektor des Transistors QIo. Dieser Impuls wird über einen Transistor Q12, welcher als Emitterfolgestufe geschaltet ist, der Primärwicklung W7 eines Impulsübertragers T5 zugeführt. In der Kollektorleitung des Transistors Ql2 ist ein Strombegrenzungswiderstand R5o vorgesehen und ein Widerstand R51 ist mit der Wicklung W7 in Reihe geschaltet. Die Wicklung iv'7

209825/0063

ist zusammen mit dem Widerstand R51 durch eine Diode D15 geshuntet, die so gerichtet ist, daß der induktive Stoß (inductive kick) unterdrückt wird, wenn der durch den monostabilen Multivibrator erzeugte Impuls vorbei ist und die Stromzufuhr zur Wicklung gesperrt ist.

Der Impulsübertrager T5 weist zwei Sekundärwicklungen IV¹S und W9 auf, von denen jede an die Gatterkathode eines der steuerbaren Siliciumgleichrichter Ql und Q2 angeschaltet ist. Die zu den Gattern der steuerbaren Siliciumgleichrichter gekoppelten Impulse, wenn der monostabile Multivibrator getriggert wird, bewirken das Triggern desjenigen steuerbaren Siliciumgleiclirichters in den Leitungszustand, d er dann durch die angelegte Wechselstromleistung in der Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Wie erwähnt, sind die steuerbaren Siliciumgleichrichter parallelgeschaltet und entgegengesetzt gerichtet, so daft sie bei aufeinanderfolgenden lialbperioden der angelegten Wechselstrom-lV'ellenform abwechselnd in der Durchlaßrichtung vorgespannt werden.

Die Arbeitsweise ist, wenn angenommen wird, da" die Last gehoben werden soll, wie folgt. Zum Heben der Last wird der Druckknopf P1 gedruckt. Der erste Teil der bewegung des DruckknopEes PI bewirkt das SchLiessen der kontakte K1, wie vorangehend beschrieben. Durcu das Sciii Lessen der Kontakte

2 (J 9 8 2 5/0063 "_BAD ORIGINAL

K1 wird ein brregerkreis über die Aufzugrelaisspule HR geschlossen und durch die Erregung dieser Spule werden die Kontakte IiR 1 , HR2T und HR3 geschlossen. Auf diese Weise wird der Motor ii1 an die Leitungen L1 und L2 angeschaltet, wobei die Anlaßwicklung 13 so geschaltet ist, daß sie eine Vavvärtsdreliung des Motors ü.n. diejenige Drenriciitung uewirkt, welche das heben der Last zur Folge hat. Die Erregung das liotors MI geschieht in einem Ausmai.', das durch die Phase d er Triggerung des steuerbaren Siliciumgleichrichters Q1 bestimmt wird. Gleichzeitig xvird die Magnetspule 31 erregt, um die Motorbremse zu lösen.

Die Phase der Tri.r-gerung der steuerbaren Siliciumgleichrichter 01 und Q2 wird durch die in Fi.-.;. 2 dargestellte Schaltungsanordnung in der folgenden weise gesteuert. vVcnu der Knopf PI gedrückt wird, wird der Transformatorkern Ul aus seiner neutralen oder Ruhestellung verlagert, so ua^f.'. Unsyiumetries ignale durch den oberen und den unteren Abschnitt der Sekundärwicklung W5 mit bezug auf die iiittelanzatfung CTI erzeugt werden, υ Lese Unsymuiutr Le in Jen .'»ecnselstroins Lgnalen, welche an die tile Lciir icn tcrscluii tiim; geLietert werden, hat zur t'ulgu, da!') eine u Io icnspaunuut, an den Aiisci.Lui' JIl über den ι. Lcurbtand ivL7 geliefert v;Lrd, wie voranrcueiid dargelegt. Vi'eiin angenommen wird, daf sicii utr iiotor Ml noch nicht droht , wird ein RuckkoppLuntiSsiiinal ν im Tachometer abgeleitet iinu

_B^D

die Spannung an JT1 reflektiert nur die gewünschte Drehzahl. Durch die Spannung am Anschluß JT1 wird daher der Transistor Q5 in der Durchlaßrichtung vorgespannt, was zur Folge hat, daß der Kondensator Cl7 mit einer Geschwindigkeit aufgeladen wird, welche durch die oder in Abhängigkeit von der Amplitude des Bezugssignals bestimmt wird.

Innerhalb jeder IVeciiselstromhalbperiode wird der Kondensator C17 auf den Auslösepunkt der Sciimitt~Triggerschaltung mit den Transistoren Q8 und Q9 aufgeladen, wobei dieser Triggerungspunkt zu einem Zeitpunkt bzw. zu einer Phase erreicht wird, welche durch die Amplitude des der Basis des Transistors Q5 zugeführten Signals bestimmt wird. "Wie erwähnt, wird_f wenn der Tr iggerungspunkt erreicht wird, die Schmitt-Triggerschaltung ausgelöst, so daß sie den monostabilen Multivibrator mit den Transistoren QIo und QH triggert und dieser einen Triggerimpuls an die steuerbaren Siliciumgleichrichter Ql und Q2 gibt. Da die mittlere Wechselstromleistung, welche d urch die steuerbaren Siliciumgleichrichter Q1 und Q2 auf den Motor Ml übertragen wird, von dem Zeitpunkt bzw. von der Phase der Triggerung abhängt, ergibt sich, daß die dem Motor zugeführte Leistung ebenfalls in Abhängigkeit von der Amplitude des Signals verändert wird, welche der Basis des Transistors Q5 zugeführt wird.

Die durch die steuerbaren Siliciumgleichrichter Q1 und QZ über-

209 825/00 6 3

' -24-

tragene Leistung hat zur Folge, daß der Motor M1 arbeitet, und wird bei der Zunahme seiner Drehzahl ein Rtickführungssignal durch den Tachometer TAC und die diesem zugeordnete Schaltung erzeugt. Dieses Rückführungssignal wird dem Bezugssignal entgegengesetzt, wodurch das der Basis des Transistors Q5 zugeführte Antriebssignal verringert wird. Auf diese Weise wird eine Rückführungs- bzw. Servosteuerung der Drehzahl erzielt, welche zur Folge hat, daß die auf den Motor M1 übertragene Leistung verändert wird, um die Geschwindigkeit des Aufzugs trotz Veränderungen in der Belastung im wesentlichen gleich der gewünschten Geschwindigkeit zu halten. Der Motor MI kann dann in seiner Drehzahl dadurch geregelt werden, daß der Druckknopf PT so betätigt wird, daß der Kern B1 in die Wicklungen W3 und W5 gebracht wird, wodurch das Bezugssignal verändert wird. Wenn die Drehzahl des Motors M1 denjenigen Wert erreicht, bei welchem der Fliehkraftschalter CSW in Tätigkeit tritt, wird die Anlaßwicklung aus dem Stromkreis in der herkömmlichen Weise herausgenommen. Da bei dieser Drehzahlregelung eine Rückführung verwendet wird, um eine stetige gewählte Drehzahl trotz Belastungsveränderungen zu erhalten, müssen die Merkmale des Motors M1 und des Fliehkraftschalters CSW so gewählt werden, daß keine Zunahme des Drehmoments erfolgt, wenn der Fliehkraftschalter öffnet. Andernfalls kann eine Betriebsinstabilität um diese Drehzahl herum infolge der negativen Belastungscharakteristik auftreten, welche durch

209825/0063

diesen Schaltvorgang hereingebracht werden kann.

Die Arbeitsweise des Aufzugs ist, wenn eine Last abgesenkt werden soll, der vorangehend beschriebenen mit der Ausnahme im wesentlichen ähnlich, daß die Druckknopfkontakte K2 anstelle der Kontakte K1 geschlossen werden. Es wird daher das Absenkrelais LR erregt, wodurch die Kontakte LR1-LR3 geschlossen werden, wodurch der Motor M1 in der entgegengesetzten Richtung in Drehung versetzt wird, um den Aufzug abzusenken. Die Arbeitsweise der Drehzahlregelschaltung nach Fig. 2 ist im wesentlichen identisch mit der Ausnahme, daß das Bezugssignal dann vom Transformator T4 statt vom Transformator T3 abgeleitet wird.

Das dargestellte System ist ferner mit gewissen Schutzverriegelungen versehen, welche Beschädigungen des Lastenaufzugs durch eine Begrenzung des Weges der Last verhindern* Der Endschalter LS1 ist so angeordnet, daß der Schalter betätigt wird, wenn die Last das obere Ende ihres gewünschten ßewegungsbereiches erreicht. Der Schalter LS1 ist so ausgebildet, daß die Kontakte LS1a öffnen, bevor die Kontakte LS1b schliessen. Wenn der Schalter betätigt wird, wird durch das Öffnen der Kontakte LS1a Leistung von dem Aufzugrelais weggenommen, und durch das Schliessen der Kontakte LS1b Leistung dem Relais PR (plugging relay) zugeführt. Durch die Er-

209 82 5/00 6 3

regung des Relais PR wird wiederum die Absenkrelaisspule LR über die Kontakte PR2 erregt, selbst wenn die Druckknopfkontakte K2 offen sind, was zur Folge hat, daß die Bewegungsrichtung des Aufzugs umgekehrt wird« Das gleichzeitige Schliessen der Kontakte PR3 (Fig. 2) hat eine starke Vorspannung des Transistors Q5 in den Leitungszustand zur Folge, so daß der Kondensator C17 rasch entladen wird und die steuerbaren Siliciumgleichrichter QI und Q2 zu einem frühen Zeitpunkt in jeder Halbperiode getriggert werden, so daß der Umkehrvorgang mit voller Leistung erfolgt. Der Endschalter LS2 arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise, um zu verhindern, daß der Aufzug das untere Ende seines gewünschten Bewegungsbereiches überfährt.

Aus dem Vorangehenden ergibt sich, daß die verschiedenen Ziele der Erfindung erreicht und weitere vorteilhafte Ergebnisse erzielt wurden.

Die Erfindung ist natürlich nicht auf die dargestellte und beschriebene Ausführungsform beschränkt, sondern kann innerhalb ihres Rahmens verschiedene Abänderungen erfahren.

Patentansprüche:

209825/0063

Claims

P at en.tan.sprflche'

1. Steuerung zur Veränderung.der Phase eines Triggersignals für einen steuerbaren Gleichrichter zur Bestimmung desjenigen Teils einer Periode einer Wechselstromnetzspannung, während welcher der Gleichrichter leitend ist, gekennzeichnet durch einen Kondensator, eine Einrichtung, die auf ein Eingangssignal von veränderlicher Amplitude anspricht, um diesen Kondensator mit einer Geschwindigkeit aufzuladen, die sich in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals verändert, einen bistabilen Schaltkreis, der auf die Wechselstromnetz spannung anspricht, um den erwähnten Kondensator zu einem bestimmten Zeitpunkt innerhalb der erwähnten Periode zu entladen, und eine Einrichtung zur Erzeugung des erwähnten Triggersignals, wenn die Ladung am Kondensator einen bestimmten Wert erreicht, so daß der Zeitpunkt innerhalb der Periode der Wechselstromnetzspannung, an welchem das Triggersignal erzeugt wird, von der Amplitude des Eingängssignals abhängt.

2. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die

209825/0063

Einrichtung zur Aufladung des Kondensators einen Transistor aufweist.

3. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des Triggersignals einen zweiten bistabilen Schaltkreis aufweist*

4. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des Triggersignals ferner einen monostabilen Multivibrator aufweist.

S. Steuerung nach Anspruch 1, dadjrch gekennzeichnet, daß dsr bistabile Schaltkreis ein Schmitt-Triggerschaltkreis ist. -

6« Steuerung zur Veränderung der Phase eines Triggersignals für einen steuerbaren Gleichrichter zur Bestimmung des Teils einer Periode einer Wechselstromnetzspannung, während welcher der Gleichrichter leitend ist, gekennzeichnet durch einen Kondensator, eine Einrichtung, die auf ein Eingangssignal von veränderlicher Amplitude anspricht, zur Aufladung des Kondensator syihit einer Ge-

209825/0063

schwindigkeit, die sich in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals verändert, eine Einrichtung zur Lieferung eines Ausgangssignals, wenn die Ladung am Kondensator einen bestimmten Wert überschreitet, und einen monostabilen Multivibrator, der auf das erwähnte Ausgangssignal anspricht, um ein Triggersignal von gleichmässiger Dauer zu erzeugen, wenn das Ausgangssignal geliefert wird, so daß der Zeitpunkt innerhalb der Periode der Wechselstromnetzspannung, an welchem das Triggersignal erzeugt wird, von der Amplitude des Eingangssignals abhängt.

7. Steuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Aufladung des Kondensators einen Transistor aufweist.

8. Steuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ferner ein bistabiler Schaltkreis vorgesehen ist, welche auf die erwähnte Wechselstromnetzspannung anspricht, um ώη Kondensator zu einem bestimmten Zeitpunkt innerhalb der erwähnten Periode zu entladen.

9. Steuerung zur Veränderung der Phase eines Triggersignals

2 0 9 8 2 5/0063

-3ο-

für einen steuerbaren Gleichrichter zur Bestimmung des Teils einer Periode einer Wechselstromnetzspannung, während welcher der Gleichrichter leitend ist, gekennzeichnet durch einen Kondensator, eine Einrichtung, die auf ein Eingangssignal von veränderlicher Amplitude anspricht und einen Transistor zur Aufladung des Kondensators mit einer Geschwindigkeit aufxveist, die sich in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals verändert, einen ersten bistabilen Schaltkreis, der auf die Wechselstromnetzspannung zur Entladung des Kondensators zu einem bestimmten Zeitpunkt innerhalb der erwähnten Periode anspricht, eine Einrichtung mit einem zweiten bistabilen Schaltkreis zur Lieferung eines Ausgangssignals, wenn die Ladung am Kondensator einen bestimmten Wert überschreitet, und einen monostabilen Multivibrator, der auf das erwähnte Ausgangssignal anspricht, um ein Triggersignal von gleichmassiger Dauer zu erzeugen, wenn das Ausgangssignal geliefert wird, so daß der Zeitpunkt innerhalb der Periode der Wechselstromnetzspannung, an welchem das Trig^rsignal erzeugt wird, von der Amplitude des Eingangssignal abhängt.

Io. Steuerung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß

209825/00 63

die erste und die zweite bistabile Schaltung Schmitt-Triggerschaltungen sind.

209825/0063