DE1623734A1 - Schaltungsanordnung fuer ein analytisches Messinstrument - Google Patents

Schaltungsanordnung fuer ein analytisches Messinstrument

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DE1623734A1 DE19671623734 DE1623734A DE1623734A1 DE 1623734 A1 DE1623734 A1 DE 1623734A1 DE 19671623734 DE19671623734 DE 19671623734 DE 1623734 A DE1623734 A DE 1623734A DE 1623734 A1 DE1623734 A1 DE 1623734A1
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circuit
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capacitor
pulse
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Description

"Schaltungsanordnung für ein analytisches Meßinstrument11
Diese Erfindung bezieht sich auf eine neuartige und verbesserte elektrische Schaltungsanordnung für ein analytisches Messinstrument.
Analytische Ausgangssignale von den verschiedensten Meßfühlern, Spannungsquellen oder anderen Umwandlern sind normalerweise Signale auf einer Meßbasis, die näherungsweise der Spannung Null entspricht, wobei analytische Spannungsschwankungen um den Meßbasiswert herum auftreten. Solche Signale sind normalerweise unipolar. Ihr Meßbasiswert liegt im Millivoltbereich oder Mikrovoltbereich. Spannung·Schwankungen des Meßbasiswertes können zu erheblichen Spannungswerten führen, die um ein Vielfaches über
typischen Meßbaeiiwert liegen. . , . Ληκη
I l Unterlagen (Art / § 1 Abs. 2TJr. 1 Satz 3 des Änderungen v. * 9.1767)
Patentanwälte Dipl.-lng. Martin Licht, Dipl.-Wirtsch.-lng. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann
8 MÖNCHEN 2, THERESI ENSTRASS E 33 » Telefon: 2812 02 · Telegramm-Adresse: Lipatli/München Bayer. Vereinsbank MOnchen, Zweigst. Oskar-von-Miller-Ring, Kto.-Nr. 882495 · Postscheck-Konto: München Nr. 163397
BAD ORIQSNAL
Es ist daher einzusehen, dass sehr grosse Spannungsschwankungen des Meßbasiswertes selbst und solche, die auf diesem typischen Basiswert aufbauen, auftreten.
Aus vielen Gründen - einer davon wird unten als Beispiel angegeben - ist es manchmal zweckmässig, oder sogar notwendig, in bestimmten Fällen den Meßbasiswert zu ändern. Beispielsweise ist es manchmal erforderlich, den Basiswert driftfrei zu halten, so dass der tatsächliche Beginn einer analytischen SpannungsSchwankung leichter festgestellt werden kann. Ferner ist es manchmal nützlich, den Basiswert infolge einer Änderung des Ruhewertes eines Signals zu ändern. Chromatographen werden beispielsweise dazu benutzt, die Zusammensetzung von Proben chemisch zu analysieren. Sie liefern analytische Ausgangssignale, welche die Anwesenheit und Konzentration chemischer. Komponenten angeben. Ohne näher auf die Chromatographen einzugehen, mag es genügen darauf hinzuweisen, dass mit geeigneten Verfahren eine schnellere Analyse möglich ist, wobei sich ein grösserer Basiswert ergibt. Eine auf diese Weise beschelunigte Analyse kommt mit einer geringeren Untersuchungszeit aus, weil die Komponenten mit höherem Molekulargewicht in der Probe beweglicher gemacht werden. Deshalb steigt auch der Pegel des Basissignals zwischen den einzelnen analytischen Spannungsschwankungen an.
Ein weiteres Problem in der Chromatographie und auch in anderen Bereichen der Physik, für welche die vorliegende Erfindung besonders gedacht ist, ergibt sich aus der Schwierigkeit, dass kleine Impulse durch grussere benachbarte Impulse überdeckt oder "verwischt1* werden· In der Chromatographie und einer entsprechenden Analyse können die von der Analysiereinrichtung gelieferten Daten eine
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sehr grosse analytische SpannungsSchwankung enthalten, welche auf eine in starker Konzentration in der Probe vorhandene Komponente hinweist. Aufgrund der relativen Grosse einer solchen grossen analytischen Spannungsschwankung werden benachbarte kleine SpannungsSchwankungen durch das Impulsende oder ganze Teile der grossen analytischen SpannungsSchwankung überdeckt und gehen manchmal dabei verloren. Es ist einzusehen, dass die Anwesenheit eines Lösungsmittels in einer Probe die nur spurenhaft vorhandenen, aber wichtigen Komponenten bei der chemischen Analyse überdecken kann. Aus den erwähnten Beispielen und anderen Beispielen geht klar hervor, dass die angeschnittenen Probleme von grosser Bedeutung sind.
Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung für ein analytisches Meßinstrument, das ein Meßsignal mit wiederholt auftretenden, auf einen Basislinienwert bezogenen, informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankungen liefert, bestehend aus einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer zum Umformen des vom Meßinstrument gelieferten Meßsignals in ein Frequenzsignal mit einer der Amplitude des Meßsignals proportionalen Frequenz, einer Driftkorrekturschaltung, die auf das Frequenzsignal anspricht und ein vom Basislinienwert des Meßsignals sowie der Drift des Meßsignals abhängiges Korrektursignal an den Eingang des Spannungs—Frequenz-Umsetzers zum Zwecke der Verringerung der Basisliniendrift auf einen Mindestwert liefert, und einem Regelkreis, der auf das Meßsignal anspricht und während des Auftretens einer informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankung des Meßsignals ein Regelsignal erzeugt, das der Driftkonektürschaltung zugeführt wird, um diese während des Auftretens der informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankung ausser Betrieb zu setzen, die dadurch
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gekennzeichnet ist, dass die Driftkorrekturschaltung einen auf das Frequenzsignal ansprechenden Frequenz-Spannungs-Umsetzer zur Erzeugung eines vom Basislinienwert des Meßsignals sowie von der Drift des Meßsignals abhängigen analogen Korrektursignals enthält sowie einen auf das Regelsignal ansprechenden Schaltkreis, von dem ein Eingang an den Ausgang des Frequenz-Spannungs-Umsetzers gekoppelt ist, und eine Speicherschaltung aufweist, die an den Ausgang des Schaltkreises gekoppelt ist und einen Kondensator zur Speicherung des analogen Korrektursignals sowie ein Signalübertragungsglied mit hoher Eingangsimpedanz enthält, das zum Zuführen des gespeicherten Signals an den Eingang des Spannungs-Frequenz Umsetzers mit dem Kondensator verbunden ist.
Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen dienen zur Erläuterung dieser Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematiscb.es Blockschaltbild der vorliegenden Erfindung, welche für einen abgeglichenen Basiswert im Signal einer Signalquelle sorgt;
Fig. 2A, 2B, 2C detaillierte, schematische Schaltbilder der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein schematlsches Schaltbild für eine Einrichtung zum gesteuerten Ändern des Baeiswertes;
Fig. k eine graphische Darstellung von überdeckten kleinen SpannungsSchwankungen im auslaufenden Teil einer grosseren analytischen Spannungsschwankung;
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Fig. 5 eine abgewandelte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, mit der kleine Impulse der in Fig. 4 dargestellten Art besser gefunden werden können;
Fig. 6 eine abgewandelte Form der in Fig. 5 gezeigten Schaltung; und
Fig. 7 ein schematisches Schaltbild einer weiteren abgewandelten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Es soll nun auf Fig. 1 Bezug genommen werden. Die Signal— quelle IO liefert Eingangssignale in die der vorliegenden Erfindung entsprechende Vorrichtung 12. Die Vorrichtung 12 enthält Einrichtungen Ik, mit deren Hilfe eine analytische SpannungsSchwankung in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal festgestellt und angezeigt werden kann. Ausserdem ist eine Drift-Korrektur-Schaltung 15 vorgesehen, welche mit dem Eingangssignal zusammenarbeitet, die Drift der Meßbasisspannung ausregelt und noch andere Funktionen ausübt, die unten näher erläutert werden. Die Einrichtung Ik steuert die Drift-Korrektur-Schaltung 15, so dass die von der Signalquelle 10 gelieferten analytischen Spannungsschwankungen im Signal nicht aufgrund der Arbeitweise der vorliegenden Erfindung gelöscht werden. Der Drift-Effekt wird aber egalisiert und eine regulierte Basisspannung geliefert. Diese Funktionen werden unten noch näher erläutert.
Es soll nun die vorliegende Erfindung im einzelnen betrachtet werden. Das Signal aus der Signalquelle 10 wird Im Gleichstromverstärker 16 verstärkt, der Eingangssignale für zwei Schaltungsteile der in Fig. 1 dargestellten Schaltung liefert. Ein Signal des Verstärkers 16 flieset zu
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einem Spannungs-Frequenz-Wandler 18, der ein pulsförmiges AusgangsSignal liefert, dessen Pulsfolgefrequenz proportional zur Amplitude der Eingangsspannung ist. Ein bevorzugter Umwandler 18 wird von der "Vidar Corporation" unter der Modellbezeichnung n211-B" hergestellte Der Umwandler speichert die Eingangssignale in Form von einzelnen Ladungen in einem Kondensator· Erreicht die Spannung zwischen den Platten des Kondensators einen bestimmten Pegel, so wird ein Impuls erzeugt. Diese Impulse sind die Ausgangsimpulse des Umwandlers 18. Sie dienen auch zum Entladen des Kondensators um einen bestimmten Wert. Die Drift-Korrektur-Schaltung 15 schickt einen Eingangsstrom zum Kondensator im Umwandler 18 und bewirkt eine Driftkorrektur in Übereinstimmung mit der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung.
Im Ausgangssignal des Verstärkers 16 können analytische Spannungsschwankungen enthalten sein, die durch die Einrichtung 14 festgestellt«werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 flieset zum Gleichstromverstärker 19» der es dann zur Differenzierschaltung 20 schickt. Die Differenzierschaltung 20 besteht aus einem Kondensator 20a und einem mit Erde verbundenen Widerstand 20b. Die Spannung am Widerstand 20b stellt das Differential des von der Quelle 10 gelieferten Signals dar. Es kann angenommen werden, dass positive Steigung durch eine positive Spannung im Differenzierglied und negative Steigung durch eine negative Spannung wiedergegeben wird. Weist das Eingangssignal keine positive oder negative Steigung auf, sondern ist der Pegel konstant, so liefert da· Differenzierglied keine Ausgangsspannung. Das Differenzierglied wird durch einen Ausgangs- oder Nachverstärker 21 (Der Ausgangsverstärker 21 invertiert das Signal), der normalerweise eine hohe Eingangsimpedanz aufweist, ganz leicht belastet, um
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eine Belastung des Differenziergliedes zu vermeiden. Es ist jedoch einzusehen, dass die Ansprechgeschwindigkeit durch Parallelsehalten einer dynamischen Last 22 geändert werden kann. Die zum Verstärker 21 parallel geschaltete Last dient zum Verbessern der Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung. Ist die Steigung des Eingangssignals sehr gross, so schwankt der Pegel des Ausgangssignals des Differenziergliedes sehr stark, wobei dann der Strom durch die niederohmige dynamische Last 22 fliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung besteht die dynamische Last aus einem Paar parallel und gegeneinander geschalteten Dioden, wobei in jeder Richtung eine Gegenspannung von ungefähr 0,5 Volt zu überwinden ist, bevor Leitfähigkeit in Durchlassrichtung auftritt. Durch diese Einrichtung wird die Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung verbessert, obgleich bei sehr kleinen Spannungsschwankungen - wegen kleiner Steigungsänderungen im Signal - die Differenzierschaltung nicht belastet wird.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Ausgangssignal des Verstärkers 21 normalerweise einen konstanten Ruhe-Spannungspegel aufweist, solange das Eingangssignal keine Steigung (positiv oder negativ) aufweist. Der Ruhepegel nimmt zu, wenn eine negative SignalSteigung auftritt, und er nimmt ab, wenn eine positive Signalsteigung erscheint. Die Schaltung 14 enthält zwei Schmitt-Trigger 24 und 25. Der Schmitt-Trigger 24 wird bei einer positiven SignalSteigung getriggert und ist so konstruiert, geschaltet und mit Schaltungselementen versehen, dass er Abweichungen vom Ruhewert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 in Abhängigkeit von positiven Signalsteigungen feststellen kann. Anderer-, seit« wird der Schmitt-Trigger 25 aufgrund seines Aufbaues
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nur getriggert, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers 21 einen bestimmten Pegel - bezogen auf den Ruhespannungspegel - überschreitet» Es sei darauf hingewiesen, dass zwischen den Triggerpunkten der Schmitt-Trigger 24 und 25 eine bestimmte Hysterese besteht. Der Hysteresebereich umfasst ein bestimmtes Maß an Steigungsänderung, welches vernachlässigbar und als ein Teil der Meßbasisdrift anzusehen ist und im allgemeinen nicht charakteristisch für eine analytische Spannungsschwankung ist.
Die Ausgangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 haben jeweils die Gestalt von zwei binären Spannungspegeln. Die binären Signale fHessen zur Impuls-Erkennungsschaltung 26. Fig. 5 zeigt die Schaltung 26 detaillierter. Für den hier verfolgten Zweck genügt es jedoch, festzustellen, dass die Schaltung 26 durch die binären Eingangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 betätigt wird und ein Ausgangssignal über die Leitung 27 schickt, welches anzeigt, ob im Eingangssignal ein Impuls vorhanden ist oder nicht. Im einzelnen bedeutet das, dass ein binäres Signal auf der Leitung 27 mit dem logischen Wert "0" darauf hinweist, dass in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal kein Impuls vorhanden ist. Eine binäre "ln als Signal zeigt hingegen die Existenz eines Impulses im Signal der Quelle 10 an. Die Schaltung 26 ist so aufgebaut und geschaltet, dass sie ein die Existenz eines Impulses anzeigendes Signal an die Leitung 27 im Intervall vom Beginn bis zum Ende einer analytischen Spannungsschwankung liefert. Das Ende der analytischen Spannungsschwankung ist erreicht, wenn der Spannungspegel keine Steigung mehr aufweist» Das Signal auf der Leitung 27 dient daher als Information für die Drift-Korrektur-Schaltung 15, welche angibt, dass ein Impuls vorhanden ist und dass die Schaltung 15 während der analytischen SpannungsSchwankung die Drift-
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korrektur nicht aufrechterhält. Zur besseren Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung 15 soll nun auf Fig. 2 Bezug genommen werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in Fig. 7 gezeigte Schaltung bei der Feststellung der Impulse in Abhängigkeit von der Puls—Folgefrequenz des Umwandlers 18 mitwirkt, was unten noch näher erläutert wird. λ
Die Leitung 28 von Fig. 2 liefert das Ausgangssignal des Spannungs-Frequenz-Wandlers 18 über einen Blockkondensator 29 und einen Serienwiderstand 30 zum Transistor 31» der zur Verstärkung benutzt wird. Der Arbeitspunkt des Transistors 31 wird durch die Diode 32 und den Vorwiderstand 33 bestimmt. Ein Kollektorstrom-Begrenzungswiderstand 34 ist vorgesehen, der zusammen mit dem Widerstand 44 als Kollektorwiderstand wirkt. Der Ausgangskreis des Transistors 31 ist über einen Koppelkondensator 35 mit dem ersten Transistor 36 von zweien verbunden. Die Emitter der lansistoren 36 und 37 sind gemeinsam mit einer Zenerdiode verbunden. Diese Schaltung dient als (
monostabiler Multivibrator. Der Transistor 36 wird über den Widerstand 39« der mit der Kollektorversorgungsspannung verbunden ist, vorgespannt. Der Transistor 36 ist mit einem Kollektorwiderstand 40 versehen. Der Ausgangskreis des Transistors 36 ist zwischen den Spannungsteilerwiderständen 41 und 42 angezapft. Durch den Spannunggabfall an der Zenerdiode 38, der von ihren Eigenschaften abhängt, und den leitenden Zustand des Transistors 36 stellt eich eine Spannung am Kollektor ein, die etwa um ein bis zwei Volt von der Emitterspannung verschieden ist und alt dem Transietor 37 geteilt wird· Die Kollektor-■pannung des Transistors 36 wird la Spannungsteiler geteilt, so das· der Transistor 37 ein geeignetes Basis-
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signal erhält. In der dargestellten Schaltung bleibt die Basis des Transistors 37 negativ bezüglich des Emitters, so dass der transistor 37 nicht leiten kann. Fliesst jedoch ein Impuls zum Transistor 36, der ihn nichtleitend macht, so ändert sich die Spannung am Widerstand 41 und das Basissignal des Transistors 37» so dass dieser leitend wird und einen Impuls im Kollektorkreis erzeugt. Der Transistor 37 besitzt einen kleinen Serienwiderstand 43 und einen Kollektorwiderstand 44, an dem das Ausgangssignal liegt.
Die zusammenwirkenden Transistoren 36 und 37 erzeugen einen sehr kurzen Impuls in der Grossenordnung von einigen Millisekunden Dauer, je nach den gewählten Schaltungselementen und deren Werten. Dieser Impuls fliesst zu einem Transistor 48, der als wSägezahn"-Generator arbeitet, was noch beschrieben wird. Im Eingangskreis des Transistors 48 liegt der Serienwiderstand 47·
Der Transistor 48 besitzt einen Kollektorstrom—Begrenzerwiderstand 50, während der Emitter über eine Diode 51 mit einer negativen Versorgungsspannung verbunden ist. Ein Lade-Kondensator 52 ist über den Widerstand 50 Mit der negativen Versorgungsspannung des Transistors 48 verbunden. Ein Widerstand 49 dient als Ladewiderstand für den Kondensator 52. Aus s er dem ist ein Widerstand 49a für Abgleichzwecke parallel zum Widerstand 49 geschaltet. Diese Funktion wird noch näher erläutert. Der Kondensator 52 besitzt eine angemessene Kapazität (etwa 1 Mikrofarad), so dass er eine über den Widerstand 49 fliessende Ladung aufnehmen und speichern kann, wenn der Transistor 48 nichtleitend ist (Ruhezustand). Liefern die Transistoren 36 und 37 einen Ausgangeimpuls zum Transistor 48, so wird der Kondensator 52 über den Widerstand 50 durch den leitenden Transistor 48 entladen. Es ist jedoch einzusehen,
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dass sich der Spannungsabfall am Kondensator 52 nicht sofort ändert. Vielmehr ändert sich die Ladung im Kondensator während eines endlichen Intervalles und erzeugt eine Flanke der Sägezahnform. Der Ladevorgang des Kondensators 52 liefert die andere Flanke der Sägezahnform. Da das Ausgangssignal vom Kollektor des Transistors parallel zum Kondensator abgenommen wird, entspricht das Ausgangssignal auf der Leitung 55 näherungsweise einer Sägezahnform.
Die Leitung 55 ist mit einer Schaltung verbunden, die ein Hystereseverhalten bewirkt, je nachdem ob der Meßbasiswert nach oben oder nach unten bezüglich des aboluten Null-Signals abgeglichen ist„ Zwei Widerstände 56 und sind parallel geschaltet und über zwei entgegengesetzt geschaltete Dioden 58 und 59 mit einem "Low-Leakage-Reed-Relais" oder Schutzrohrkontaktrelais 60 verbunden, das durch die Relaiswicklung 6Oa betätigt wird.
Das Schutzrohrkontaktrelais 60 wird durch das Ausgangssignal der Impuls—Erkennungsschaltung 26 betätigt. Die Leitung 27 von Fig. i liefert ein Eingangssignal für den Inverter 6l, der den Eingang der in Fig. 2 gezeigten Schaltung bildet, einschliesslich eines Widerstandes und eines Transistors 6k. Der Transistor 64 ist ein PNP-Transistor, dessen Basis über den Widerstand 65 vorgespannt ist. Der Transistor 6k ist über die Diode 66 mit der negativen Versorgungsspannung von -20 V (Gleichspannung) verbunden. Ein positives Signal (Erdpotential oder eine binäre "0") für den Transistor 6k zeigt die Anwesenheit eines Impulses an, der von der Schaltung 26 (vgl. Fig. i) festgestellt wurde. Das positive Signal verhindert einen Stroafluss durch die Relaiswicklung 60a, so dass das Relais offen bleibt. Während einer analytischen Span-
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nungsSchwankung ist dies zweckmässig, weil es mit der oben erläuterten Schaltung, welche ein Drift-Korrektur-Signal bei fehlender analytischer SpannungsSchwankung in dem zu korrigierenden Signal liefert, in Zusammenhang steht. Wäre das Relais 60 geschlossen und das Korrektursignal in die zu beschreibende Schaltung gegeben worden, so könnten durch die Korrektur Impulse aus dem Signal gelöscht werden, was nicht erwünscht ist.
Die oben beschriebene Schaltung kann als Korrektur-Signal-Erzeugungsschaltung bezeichnet werden, welche ein vom Eingangssignal der dieser Erfindung zugrundeliegenden Regelungsschaltung abhängiges Korrektur-Signal liefert. Das Signal fliesst über das Relais 60 in eine analoge Speicherschaltung, welche einen Kondensator 72 und einen Halbleiter 75 mit hohem Eingangswiderstand enthält. Der Kondensator 72 ist ein qualitativ hochwertiger Polystyren-Kondensator, der mit einem nMOS"-Feldeffekt-Transistor 75 verbunden ist. Die Eingangsimpedanz des Transistors 75 beläuft sich auf wenigstens 10 Ohm, damit praktisch kein Strom von der Speichereinrichtung 72 abfliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform enthält der Kondensator ein Dielektrikum, welches sich irgendwelchen Spannungseinflüssen nicht anpasst und damit die Probleme bei Änderungen der Einflussgrössen in einer bestimmten Zeitspanne vermeidet. Der Kondensator 72 und der Feld-Effekt-Transistor 75 sind ausserdem so geschaltet, dass die benötigten elektrischen Leitungen möglichst kurz sind. Die Leitung 73. ist mit einer geeigneten Isolierung versehen und der Feld-Effekt-Transistor in herkömmlicher und gebräuchlicher Weise eingebaut.
Die Schaltung sorgt dafür, dass der Feld-Effekt-Traneistor 75 »it konstanten Strömen und mit konstanter Spannung be-
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trieben wird, die vorzugsweise so gewählt sind, dass man die bestmöglichen Temp era tur-Dr»if t-Kennlinien erhält. Der Transistor 75 erhält mit Hilfe des Transistors 76, der mit der Versorgungsgleichspannung von 18 Volt verbunden ist, einen konstanten Strom über die Elektrode "S" ("source") zugeführt. Der Transistor 76 besitzt einen Emitterwiderstand 77. Der Kollektorstrom des Transistors 76 fliesst zum Transistor 75· Der Arbeitspunkt des Transistors 76 wird über eine Schaltung, die mit der Versorgungsspannung verbunden ist, eingestellt. Diese Schaltung umfasst den Serienwiderstand 78, die Diode 79, den Widerstand 80 und eine Zenerdiode 81. Es ist einzusehen, dass der Transistor 76 einen relativ festen Arbeitspunkt besitzt und einen sehr konstanten Strom liefert.
Neben der konstanten Stromquelle, die mit dem Anschluss "S" ("source") des Transistors 75 verbunden ist, ist der Anschluss "D" ("drain") des Transistors 75 auch mit einer konstanten Stromquelle, und zwar mit einem Transistor 82 verbunden. Dieser liegt über den Emitterwiderstand 83 an der negativen Versorgungsgieichspannung. Der Arbeitspunkt des Transistors 82 wird durch eine Schaltung, bestehend aus dem Widerstand 84, der Diode 85» dem Widerstand 86 und der Zenerdiode 87» bestimmt und stabilisiert. Der von der Elektrode "S" zur Elektrode "D" fliessende Strom im Feld-Effekt-Transistor 75 wird daher durch die Quellen konstanten Stromes reguliert.
Mit einer weiteren Schaltung wird die zwischen den Elektroden "S" und "D" des Feld-Effekt-Transistors 75 liegende Spannung konstant gehalten. Die Basis des Transistors 88 erhält von der Elektrode "S" des Transietors 75 ein Signal und der Emitter des Transistors 88 ist mit der Elektrode "Dn über die Zenerdiode 89 verbunden. Es kann
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angenommen werden, dass die Zenerdiode 89 für eine relativ konstante Spannung zwischen den Elektroden "S" und "D" des Tr&asistors 75 sorgt, vor allem aufgrund der beschriebenen Stabilisierungsschaltung· Der Transistor 88 besitzt ferner einen Kollektorwiderstand 90 und die Kollektorausgangsspannung wird über eine Diode 91 zum Emitter eines weiteren Transistors 92 gekoppelt. Die Basis des Transistors 92 ist mit dem Emitter des Transistors 88 verbunden, so dass Stromänderungen im Kollektorwiderstand 90 in der Diode 91 geteilt werden, wobei der Transistor 88 besser stabilisiert wird.
Es kann angenommen werden, dass die von der Stabilisierungsschaltung des Feld-Effekt-Transistors gelieferten Betriebsspannungen so gewählt werden kiinnen, dass jede beliebige Abweichung der Ausgangsspannung in der Leitung 96 im Vergleich zu den Betriebsspannungen im Speicher 72 vorgesehen ist. D.h., in der bevorzugten Ausführungsform ist es zum Zweck eines gemeinsamen Betriebes mit dem Spannungs-Frequenz-Wandler 18 (vgl. Fig. l) zweck— massig, ein Korrektur-Signal in der Leitung 96 zu benutzen, dessen Pegel von einem Potential von etwa null Volt bis zu negativen Potentialen von etwa acht oder zehn Volt Gleichspannung reicht. Es ist einzusehen, dass Änderungen der Arbeitspunkte sich durch Verwendung anderer Versorgungsspannungen ergeben, die von den +18V Gleichspannung und -22V Gleichspannung, die in den Zeichnungen angegeben sind, abweichen.
Wie oben erwähnt, zeigt die Schaltung von Fig. 2 Einzelheiten der Drift-Korrekturschaltung 15 von Fig. 1, Zusammenfassend kann gesagt werden, dass diese Schaltung Ladung auf einem Speicherkondensator 72 sammelt, welche analog zu der Korrektur ist, die in irgend einem Zeit-
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punkt nach Wunsch vorgenommen werden soll. Die Schaltung von Fig. 2 enthält jedoch noch zusätzliche Einrichtungen, welche mehrere Arbeitsschritte erlauben, so wie sie von Fall zu Fall zweckmässig sind, um eine möglichst flexible Ansprechempfindlichkeit zu gewährleisten. Essoll nun auf die Funktion des Transistors 48 eingegangen werden. Der Transistor 48 liefert ein sägezahnförmiges Ausgangssignal, das am Kondensator 52 erzeugt wird. Über die Leitung 100 gelangt die Sägezahnspannung zum Emitterfolger 101. Das Ausgangssignal des Transistors 101 wird am Emitterwiderstand 102 erzeugts der an die Emitterversorgungsspannung von 18V angeschlossen ist. Das Ausgangssignal fliesst dann über den Blockkondensator 103 in die mit ihm verbundene Impulsformerschaltung, welche aus einem Widerstand 104 und einer Diode 105 besteht. Die Schaltung differenziert das Ausgangssignal, wobei positive Abschnitte des differenzierten Signals durch die Diode 105 zur Erde abgeleitet werden, während negative Signale durch die in Reihe geschaltete Diode 106 zum Serienwiderstand 107 fHessen. Der Widerstand 107 bildet den Eingang für eine bistabile Schaltung, die noch erläutert wird.
Zwei Transistoren 110 und 112 sind so geschaltet, dass sie eine bistabile Schaltung bilden, die vom Ausgangssignal des Emitterfolgers 101 getriggert wird. Der Transistor ist über den Widerstand 111, der Transistor 112 über den Widerstand 113 vorgespannt. Der Transistor 110 besitzt einen Kollektorwiderstand 114. Der Transistor 112 ist mit der Diode 115 als Kollektorlast versehen. Das Kollektorausgangssignal des Transistors 110 fliesst über den Widerstand il6 zur Basis des Transistors 112.
Die bistabile Schaltung mit den Transistoren 110 und 112 wird durch einen Impuls aus dem Emitterfolger 101 akti-
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viert. Die Schaltung wird durch ein Steuersignal, das als Zurücksetz-Steuersignal bezeichnet werden kann, deaktiviert, so dass derjenige, der die Vorrichtung bedient, den Zustand der bistabilen Schaltung umkehren kann. Es ist einzusehen, dass sich die Bezeichnungen "deaktiviert" und "aktiviert" auf den leitenden Zustand des ersten oder des zweiten Transistors beziehen.
Über die Leitung 118 fliesst das Kollektor-Ausgangssignal des Transistors 112 zum Relais 120. Das Relais 120 liegt an der negativen Kollektor-Versorgungsspannung, an der auch der Transistor 112 liegt, so dass im leitenden Zustand des Transistors 112 auch Strom durch das Relais fliesst. Das Relais 120 betätigt Kontakte 120a, mit deren Hilfe der Widerstand 49a parallel zum Widerstand 49 geschaltet wird. Der zusätzliche parallele Widerstand 49 ändert die Eigneschaften des Sägezahn-Generators und beschleunigt dessen Arbeitsweise, so dass ein grösserer Strom pro Zeiteinheit in den Speicher-Kondensator 52 fliesst, an dem das sägezahnförmige Signal gebildet wird. Ferner enthält das Relais 120 Kontakte 120b und 120c, mit deren Hilfe die Widerstände 56a und 57a parallel zu den Widerständen 56 und 57 geschaltet werden können. Der sich durch die oben erwähnten Einrichtungen ergebende effektive Widerstand äussert sich in einem stärkeren Stromfluss zum Schutzrohrkontaktrelais 60 und in einer schnelleren Aufladung des Speicherkondensators „72. Soll daher die Ladegeschwindigkeit des Speichers erhöht werden, so kann durch eine Betätigung des Relais 120 mehr Strom durch die Serienwiderstände zum Kondensator 72 geschickt werden. Das ist dann besonders zweckmässig, wenn das Signal aus der Signalquelle 10 längere Zeit vom Basiswert sehr weit entfernt ist. In diesem Fall verfolgt die vorliegende Erfindung aufgrund der Betätigung des Relais 120 den grossen
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Bereich der SignalsρannungsSchwankungen genauer. Es soll nun wieder auf die schon früher beschriebene Vorrichtung von Fig. 2 Bezug genommen werden. Grosse Signaländerungen bewirken ein vergrössertes sägezahnförmiges Signal aus dem Transistor 48, das über die Leitung 100 zum Emitterfolger 101 fliesst. Der Emitterfolger liefert ein geeignetes Ausgangssignal zum Triggern der bistabilen Schaltung, welche ein Signal für eine Betätigung des Relais erzeugt.
Es ist einzusehen, dass nicht alle Signalerscheinungsformen mit einem stabilisierten Basiswert für das entsprechende Ausgangssignal bewältigt werden können. So benutzen beispielsweise bestimmte Verfahren/ίη der Chromatographie eine Art programmierter Teaperaturbes chi euni gung, wobei der Basiswert stetig mit der fortschreitenden Analyse zunimmt. Die in diesem Zeitintervall ablaufende Verschiebung des Basiswertes kann exponentiell oder linear erfolgen und dieses Beispiel kann auf jede beliebige Signalform ausgedehnt werden. Es soll nun auf Fig. 3 Bezug genommen werden, in der Teile der in Fig. 2 gezeigten Schaltung abgebildet sind. Über die Leitung 55 fliesst der Strom in den Speicherkondensator 72, der mit dem Feld-Effekt-Transistor 75 verbunden ist. Diese Schaltung soll zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung nun beschrieben werden. Wie oben erwähnt, wird das Relais 60 geöffnet, wenn im Signal ein Impuls auftritt. Der Ladevorgang für den Kondensator 72 wird dabei unterbrochen, bis die Signalspannung wieder auf den Basiswert zurückkehrto Die Kondensatorladung kann mehrere Stunden gespeichert werden und ändert sich dabei kaum, weil die Strom-Abflussmöglichkeiten vom Kondensator sehr begrenzt sind. Es kann jedoch zweckmässig sein, die Kondensatorladung auf Erde abfliessen zu
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lassen, wobei eine bestimmte Zeit lang der Transistor 75 ein exponent!eiles Signal liefert. Für eine exponentielle Ladungsabnehme sind in Fig. 3 Einrichtungen vorgesehen, welche aus einem Widerstand 125 und einem Schalter 126 bestehen, über den der Widerstand mit dem Speicher 72 verbunden ist. Der Widerstand 125 ist geerdet, so dass ein Schilessen des Schalters 126 eine exponentielle Abnahme des im Speicher befindlichen Ladungswertes auf den Wert Null in Übereinstimmung mit der Zeitkonstante der Schaltung bewirkt· Als weitere Möglichkeit ist ein anderer Widerstand 127 nit den Kondensator 72 über den Schalter 128 verbunden, wobei die Ladung des Kondensators exponentiell auf eine durch die Batterie 129 bestimmte negative Spannung verringert werden kann. Auch hier ist die Zeitkonstante des exponentiellen Verlaufes durch die dargestellte Schaltung gegeben.
Eine weitere Einrichtung ist vorgesehen, mit deren Hilfe die Kondensatorladung auf irgend einenge si ti ven Wert verringert werden kann. Zu diesem Zweck sind beispielsweise eine Batterie 130, ein Widerstand 131 und ein Schalter 132 in Reihe geschaltet, wobei die Spannung am Kondensator 72 exponentiell auf irgend eine positive Spannung verringert werden kann. Die Zeitkonstante der Schaltung hangt von den Werten des Kondensators und des Widerstandes ab.
Eine andere Schaltung, mit deren Hilfe die im analogen Speicher enthaltenen Werte gesteuert verändert werden können, auch wenn das Beiais 60 geöffnet ist, ist ebenfalls in Fig. 3 abgebildet. Diese Schaltung kann nach einem bestimmten Programm arbeiten. Zu diesem Zweck ist «in« Spannungsquelle 133 ait einem Potentiometer 134 parallel geschaltet, wobei ein Anschluss der Spannung·quell« geerdet
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. Der Schleifana des Potentiometers ist mechanisch mit einem Motor 135 verbunden, der ihn in bestimmte Stellungen bringen kann. Der Schleifarm ist über einen Serienwiderstand 136 und einen Schalter 137 mit dem Kondensator 72 verbunden und liefert eine programmierbare Spannung. Aufgrund der Steuerung durch den Motor 135 führt der Kondensator 72 jede gewünschte Funktion aus. So kann der Motor 135 beispielsweise eine bestimmte Zeit lang mit konstanter Geschwindigkeit betrieben werden, wobei sich eine lineare Abhängigkeit ergibt. Solche Einrichtungen können - dies sei als Beispiel und nicht als eine Beschränkung erwähnt - dazu benutzt werden, eine programmierbare Kompensationsspannung zu liefern, welche die Zunahme des Basiswertes ausgleicht, die bei einer chromatographischen Analyse mit fortschreitenden Temperaturen zu erwarten ist, wie etwa bei der Analyse von Proben, welche schwere teerähnliche Stoffe enthalten und eine sehr lange Zeit zur Analyse benötigen. Ferner kann der Motor 135 beispielsweise dazu benutzt werden, sinusförmige, rechteckförmige, sägezahnförmige und ähnliche Signalformen zu erzeugen.
Die verschiedenen dargestellten Schaltungen zum Ändern der gespeicherten Kondensatorspannung können auch betrieben werden, wenn das Relais 60 geschlossen ist, so dass Strom über die Leitung 55 fliesst.
Es soll nun auf Fig. 4 Bezug genommen werden, welche in Form eines Diagramms den Spannungsverlauf in Abhängigkeit von der Zeit zeigt und ausserdem eine typische Erscheinung bei einer chromatographischen Analyse. Der Spannungsverlauf 140 ist in Fig. 4 bei 141 unterbrochen, um anzuzeigen, dass die maximale Amplitude zwar sehr gross, ihr tatsächlicher Wert für die Erläuterung dieser Vorrichtung jedoch nicht "besonders wichtig ist.
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Ferner ist die Abszisse bei 142 unterbrochen, um anzuzeigen, dass sich der Impuls über einen sehr langen Zeitraum erstrecken kann oder so klein ist, dass die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Schaltung nicht anspricht. Die Impulsform enthält einen Anstieg bei 140a, bei der die grosse analytische SpannungsSchwankung beginnt, wobei das Ende etwa bei 140b liegt. Dann geht der Impuls auf den Basiswert 14Od zurück. Es sei darauf hingewiesen, dass im Endbereich des grossen analytischen Impulses sich beispielsweise einige kleine Impulse 144 und 145 befinden können, auf die nun näher eingegangen werden soll. Natürlich könnten auch andere Beispiele mit anderen Umständen angeführt werden, bei denen ebenfalls kleinere analytische Signale durch grossere analytische Signale überdeckt werden.
Fig, 5 zeigt eine abgewandelte Vorrichtung, welche das grosse analytische Signal 140 und auch die kleinen Spannungsschwankungen 144 und 145 aufnimmt und verarbeitet. Fig. 5 zeigt im wesentlichen die Schaltung von Fig. 1, welche mit zusätzlichen Einrichtungen, die noch beschrieben werden, versehen ist. Die Impuls-Erkennungsschaltung 14 bleibt unverändert und wird lediglich detaillierter dargestellt· Ausserdem arbeitet die Drift-Korrektur-Schaltung 15 mit dem Spannungs-Frequenz-Wandler 18 nach wie vor in der oben beschriebenen Weise zusammen. Zum besseren Verständnis der Schaltung von Fig. 5 soll zunächst die Impuls-Erkennungsschaltung 26 beschrieben werdeno
Die Impuls-Erkennungsschaltung 26 stellt die Aufeinanderfolge von positiver Steigung, Steigung Null und negativer Steigung, so wie es von den Schmitt-Triggern 24 und 25 angezeigt wird, fest. Die Schmitt-Trigger 24 und 25 sind mit mehreren NOH-Gattern verbunden, die ein Ausgangssignal auf
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die Leitung 27 schicken, das die Anwesenheit eines Impulses angibt. Es kann angenommen werden, dass das "Impuls"— Signal in der Leitung 27 zeitgleich mit dem Impuls im analytischen Signal existiert, d.h. vom Beginn bis zum Ende des analytischen Impulses. Bei positiver Steigung liefert der Schmitt-Trigger 24 ein Ausgangssignal in Form einer binären "1" zum Gatter 150, welches ein Signal in Form einer binären "0" zum Gatter 151 schickt. Alle anderen Eingangssignale für das Gatter 151 sind ebenfalls binäre *0-en*, so dass ein Ausgangssignal in Form einer binären "1" zum Gatter 150 zurüokfliesst und dieses sperrt. Dieses Ausgangssignal fliesst auch zum Gatter 152. Das Gatter 152 liefert eine binäre H0" als Ausgangssignal zum Gatter 155* Das Ausgangssignal des Gatters 153 ist eine binäre "1", die zum Eingang des NOR-Gatters 154 fliesst, damit dieses NOR-Gatter eine binäre "0" als Ausgangssignal erzeugt. Das Gatter 154 ist mit dem Gatter 153 verknüpft und sorgt dafür, dass das Gatter 153 nur binäre "0-enN als Eingangssignale erhält und eine binäre "1" als Ausgangssignal auf die Leitung 27 schickt. Es ist also einzusehen, dass zu Beginn eines analytischen Impulses, etwa von der Art des analytischen Signals 140 von Fig. 4, eine binäre -I" als "Impuls"-Signal in die Leitung 27 fliesst.
Es kann angenommen werden, dass im einfachsten Fall die Steigung eines Impulses zunächst positiv, dann Null und schliesslich negativ ist. Bei der maximalen Amplitude des Signals 140 ist die Steigung deshalb Null und das Gatter erhält vom Schmitt-Trigger 24 eine binäre "1" als Ausgangssignal· Das mit dem Gatter 150 verknüpfte Gatter 151 liefert aber weiterhin eine binäre "1" als Eingangssignal zum Gatter 150, so dass die Beendigung des positive Steigung anzeigenden Signals zum Schmitt-Trigger 24 keinen Einfluss auf die Impuls-Erkennungsschaltung 26 und das Signal auf der Leitung 27 hat, welches weiterhin einen Impuls anzeigt.
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Nach Erreichen der Impulsspitze beginnt der Pegel eines analytischen Signals wieder auf den Basiswert zu fallen oder, anders ausgedrückt, der Signalpegel nimmt mit negativer Steigung ab. Bei negativer Steigung liefert der Schmitt-Trigger 25 eine binäre "1" ds Ausgangssignal· Dieses Signal flieset zum Gatter 151ι welches eine binäre "0" als Ausgangssignal liefert. Ausserdem fllesst das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 25 auch zum Gatter 152, welches eine binäre n0n als Ausgangssignal liefert. Das Gatter 153» welches bereits bei positiver Steigung und bei der Steigung Null drei Eingangssignale in Fora von binären *0-en* erhielt, erhält diese auch weiterhin und liefert eine binäre ttlR als Ausgangssignal während negativer Steigung. Dieses Ausgangssignal fliesst auch zum Gatter 154 und hält es im vorigen Zustand,.so dass der Zustand des Gatters 153 bei negativer Steigung nicht geändert wird. Das Impuls-Signal auf der Leitung 27 bleibt also auch in diesem Fall erhalten»
Es soll nun wieder auf Fig. k Bezug genommen werden, wobei die Gatter im obigen Zustand verbleiben sollen, um die Arbeitsweise der Impuls-Erkennungsschaltung 26 am Ende eines Impulses besser beschreiben zu können. Es ist zweekmässig, das Ende eines grossen Impulses 140 zu simulieren. Zu diesem Zweck ist eine entsprechende Einrichtung l60 vorgesehen. Wenn ein grosses analytisches Signal beendet ist, wird auch die binäre "1" als Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 25 beendet und das Ausgangssignal des Gatter· 153 wird eine binäre "Ο"» Die Beendigung des "Impuls"-Signalβ auf der Leitung 27 erfolgt durch Eingame einer binären "i" in das Gatter 153. In gleicher Weise liefert die Schaltung l60 eine binäre "1" zum Gatter 153 und simuliert das Ende eines grossen analytischen Signals und bringt die Tor-
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richtung in den Zustand, dass sie einen getrennten wenn auch kleinen Impuls der danach auftritt, anzeigt.
Das Ausgangssignal des Gleichstrom-Verstärkers l6 fliesst zu zwei Schnitt-Triggern l6l und l62. Der Schaltt-Trigger l6l spricht auf einen höheren Pegel an als der Schmitt-Trigger 162. In Fig. 4 sind solche Pegel hei l6la und l62a in Bezug auf eine grosse analytische Signaltons dargestellt. Es ist einzusehen, dass die Schaltelemente der Schmitt-Trigger 161 und 162 so gewählt werden können, dass die Schaltungen hei den in Fig. 4 angedeuteten Pegeln ansprechen. Der Ausgang des Schmitt-Triggers I6I ist mit einer Impuls-Dehnerschaltung 163 verbunden. Eine geeignete Impuls-Dehner-Schaltung besteht etwa aus einem monostabilen Multivibrator oder dergleichen, der das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 16I ein zusätzliches und bestimmbares Zeitintervall lang aufrechterhält. Der Punkt lb~3a von Fig. 4 gibt die Zeit an, bei der der ScSuaitt-Trigger i6l nichtleitend wird, weil sein Eingangssignal unter den Pegel l6la sinkt. Die Impuls-Dehnerschaltung 163 hält das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 16I noch während einer bestimmten Zeit aufrecht, die durch den Abstand zwischen den Punkten 163a und 163b auf der Zeitachse von Fig. 4 gegeben ist.
Der Ausgang des Schmitt-Triggers i62 ist über einen Kondensator I64, eine in Reihe geschaltete Diode 165 und einen mit Erde verbundenen Widerstand 166 verbunden. Der Kondensator differenziert das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers l62, obwohl die Diode 165 die Differentiation begrenzt, so dass nur positive Ausgangssignale von Pegeländerungen des Schmitt-Triggers l62 geliefert werden. Die differenzierten Signale und die Ausgangssignale der Impuls-Dehnerschaltung 163 fllessen zu einem UND-Gatter ΐ6β. Das Ausgangssignal
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dieses UND-Gatters fliesst zu den erwähnten NOR-Gatter 153 rand dient als Zurücksetz—Impuls· Aus s er dem wird das Gatter 151 durch das Ausgangssignal des UND-Gatters I68 zurückgesetzt. Durch die Koinzidenz der Eingangssignale des Gatters 168 fliesst ein Zurücksetz-Impuls in die Impuls—Erkennungssehaltung 26. Dieser Zurücksetz—Impuls simuliert das Ende des grossen analytischen Impulses 140. Diese Simulation findet zum Zeitpunkt l63a (vgl. Fig. 4) statt.
Wenn das Impuls-Signal auf der Leitung 27 beendet ist, löscht die Schaltung von Fig. 2 den Rest des grossen analytischen Impulses. D.h., der Endabschnitt des grossen analytischen Signals 140 wird etwa vom Zeitpunkt l63e ab durch die Betätigung der Basiswert-Korrektur-Schaltung der vorliegenden Erfindung gelöscht. Das Signal auf der Leitung 27 (vgl. Fig. 2) betätigt das Beiais 60, so dass das Korrektur-Signal zur analogen Speicherschaltung 72 fliesst. Es wurde schon darauf hingewiesen, dass die Korrektur-Signal -Erz eugungs schal tung fortgesetzt arbeitet und ein Korrektur-Signal in/die Leitung 55 schickt, wo es über das Relais 60 zum analogen Speicher 72 fliesst. Das Signal auf der Leitung 27 löscht den Rest des analytischen Signals 140 vom Zeitpunkt l63e ab.
Es sei darauf hingewiesen, dass das von der Schaltung erzeugte Zurücksetz-Signal nur während eines kurzen Zeitintervalls existiert, weil das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 162 differenziert wird, wodurch das Gatter 168 ein Puls-UND-Gatter wird. Danach ist die Impuls-Erkennungsschaltung 26 für unmittelbar folgende Impulse, wie sie bei 144 und 145 in Fig. 4 dargestellt sind, betriebebereit. Der kurzzeitige Zurücksetz-Impuls, der die Impuls-Erkennungsschaltung aktiviert, so dass sie sofort einen weiteren
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Impuls feststellen kann, betätigt auch die Drift-Korrektur-Schal tung, welche eine Basiswert-Korrektur durchführt, die durch eine Betätigung des Relais 60 wieder beendet wird. Dies ist der Fall, wenn der Impuls 144 von der Impuls-Erkennungsschaltung 14 festgestellt wird, und die Inipuls-Erkennungsschaltung 26 danach das Relais 60 öffnet. Es sei darauf hingewiesen, dass in diesem Fall der analoge Speicher den letzten eingegebenen Wert behält, wobei der Endabschnitt eines grösseren Impulses 140 unter dem kiel—" neren Impuls 144 gelöscht wird«
Der unter dem kleineren Impuls 144 liegende Teil des grösseren Impulses hat näherungsweise die Form einer Expontentialfunktion, so dass es zweckmässig sein kann, eine Schaltung vorzusehen, wie sie etwa in Fig. 3 dargestellt ist, welche den im analogen Speicher enthaltenen Vert näherungsweise und entsprechend dem Endabschnitt des gros— sen Signals reduziert und löscht. Mit dem Widerstand 125 und dem Schalter 126 von Fig· 3 ist eine mögliche Schaltung gegeben, welche eine exponentiell^ Abnahme des Endabschnittes des grösseren Impulses bewirkt. Eine solche Schaltung kann in der.Schaltung von Fig. 5 vorgesehen werden, wobei das Ausgangssignal des UND-Gatters 168 ein Halterelais für den Schalter 126 betätigto Dadurch nimmt der im Speicher enthaltene Wert kontinuierlich und ohne Rücksicht auf das Öffnen oder Schilessen des Schutzrohrkontaktrelais 60 ab.
Ein· abgewandelte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ergibt sich dadurch, dass das exponentiell· Abnehmen des im analogen Speicher 72 enthaltenen Wertes als zusätzliches Eingangssignal zum Gleichstromverstärker 19 von Fig. 5 geschickt wird. Das ist manchmal zweokmässig, weil der Anstieg pro Zeiteinheit des kleinen Impulses
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(vgl. Fig. -4) näherungsweise gleich der Abnahme pro Zeiteinheit des, grosseren Impulses entsprechen kann, welche zum kleineren Impuls addiert wird· Das Eingangssignal zur Impuls-Erkennungsschaltung 14 (vgl, Fig. 5) besitzt näherungsweise die Steigung null, so dass es für die Differenzierschaltung 20 schwierig ist, den kleinen Impuls festzustellen. Es wäre daher zweckmässig, auch das Aus gangs signal der Schaltung, welche das Korrektursignal zum Verstärker ±9 addiert, als Eingangssignal vorzusehen, wobei auch näherungsweise der Endabschnitt des grösseren analytischen. Signals gelöscht wird. Die von der Differenzierschaltung 20 differenzierte, resultierende Spannung ergibt dann eine Buhespannung, welche angenähert dem Basiswert-Signal entspricht, auf dem sich die kleinen Impulse 144 und 145 aufbauen, wobei die Steigungen dieser kleinen Impulse genauer festgestellt und daher genauer differenziert werden könneno
Die oben beschriebene Simulation eines Impulsendes und die in diesem Zusammenhang durchgeführte Abgleichung der im Speicher 72 enthaltenen Ladung zerstört den gespeicherten Wert der ursprünglichen Meßbasis, die vor dem Beginn eines grossen Impulses (vgl. Fig. 4) bestand. Der Verlust dieses gespeicherten Wertes geht auf die Verwendung des Speichers 72 als kapazitive Quelle für die Erzeugung des exponentiell en Abfalls durch den geerdeten Widerstand (vgl. den Widerstand 125 von Fig. 3) zurück. Deshalb werden als Alternative hierzu mehrere analoge Speicher zum Speichern des ursprünglichen Basiswert-Driftkorrektur-Wertes und als kapazitive Quellen zum Erzeugen des exponent!eilen Abfalls verwendet.
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Es sei nun auf Fig. 6 Bezug genommen, welche eine abgewandelte Ausführungsform Bit mehreren analogen Speicherschältungen zeigt. Ein Relais 175 wird durch den zum NOR-Gatter in der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geschickten Zurücksetz-Impuls betätigt und schaltet das Signal auf der Leitung 55 vom analogen Speicher 72 zum Speicher 72 Ό Bas Signal für das Relais 175 fliesst durch eine Impuls-Dehnerschaltung 176, welche das Relais 175 über ein längeres Zeitintervall hinweg, sogar nachdem das UND-Gatter 168 sein Ausgangssignal beendet hat, in der Arbeitsstellung hält. Die Impuls—Dehnerschaltung 176 ist eine gebräuchliche Schaltung, etwa ein monostabiler Multivibrator.
Das Ausgangssignal der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird vom analogen Speicher 72 zum Speicher 72 * geleitet und lädt den Speicher 72* auf einen Wert auf, der dem Endabschnitt, eines grossen analytischen Signals entspricht. Das Signal 140 von Fig. 4 triggert den Schmitt-Trigger 162 für niedrige Pegel, so dass das UND-Gatter l68 ein Signal erhält und die Aufladung des Kondensators 72' mit dem Ausgangssignal des "MGSB-Transistors 75', der mit dem Spannungs-Frequenz-Wandler 18 verbunden ist, einleitet. Aufgrund der relativ grossen Kapazität des Kondensators 72 * dauert es etwa eine oder zwei Sekunden, bis der Kondensator auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist. Es ist zweckmässig, den exponent!eilen Abfall solange zu unterbinden, bis der Kondensator 72* auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist. Zu diesem Zweck ist eine Verzögerungsschaltung 177. Kit dem UND-Gatter i68 verbunden, um die Schaltung zur Steuerung de* exponentiellen Abfalls zu betätigen.
Die Verzögerungenchältung 177 liefert etwa eine oder zwei Sekunden nach der Betätigung des Relais 175 einen Ausgangsimpuls t so dass der Kondensator 72· in geeigneter Weise
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aufgeladen wird. Der Ausgangsimpuls fliesst auch zum Setz-Anschluss eines Flip-Flop 179» welches am 1-Ausgang einen Ausgangsimpuls abgibt, der zum Relais 180 fliessto Das Relais 180 erdet den Kondensator 72' über einen Widerstand 181 und bewirkt damit ein exponentielles Absinken der zwischen den Kondensatorplatten liegenden Spannung, die den gespeicherten Wert darstellt. Es sei darauf hingewiesen, dass die Korrektur-Signal-Erzeugungsschaltung einen Strom zum Speicher 72' schicken kann, während der Widerstand 181 den Speicher entlädt. Der Ladestrom der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird durch das Relais 60 (vgl. Fig. 2) gesteuert, welches in Abhängigkeit von der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geöffnet oder geschlossen wird. Es sei in Erinnerung gerufen, dass die Schaltung 26 Impulse im analytischen Eingangssignal der vorliegenden Erfindung anzeigt, wobei der Speicher 72* auf einen bestimmten Wert geladen und während eines kleinen Impulses (etwa des Impulses 144 von Fig. 4) bei geöffnetem Relais 60 exponentiell entladen wird. Zwischen den Impulsen 144 und 145 stellt das Relais 60 den Wert im Speieher 72· wieder her. Darauf folgt wiederum eine exponentielle Entladung, wobei die Endabschnitte des grossen Impulses 140, die den zweiten kleinen Impuls 145 überdecken, gelöscht werden. Der Löschungsvorgang unter dem kleinen Impuls 145 wird daher durch eine neue Aufladung des Speichers korrekter ausgeführt. Der exponentielle Abfall unter dem ersten kleinen Impuls wird dabei nicht weiter verwendet.
Fig. 4 zeigt deutlich, dass der Löschvorgang auf ein relativ kurzes Zeitintervall begrenzt ist. Deshalb ist die Impuls-Dehnerschaltung 176 so aufgebaut.und geschaltet, dass sie eine Unterbrechung bewirkt, wenn das Signal genügend Zeit gehabt hat praktisch auf den Basiswert zurückzukehren; das Relais 17 5 wird deaktiviert und stellt die
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Verbindung zwischen der Korrektursignalschaltung und dem Speicher 72 wieder her. Eine Verzögerungssehaltung 184 wird vom differenzierten Ende des Pegelschaltungssignals der Impuls-Dehnerschaltung 176 getriggert. Die Differenzierschaltung 186 enthält eine geerdete Diode, weiche den differenzierten Anfangsteil des Pegelschaltungssignals zur Erde ableitet. Ein Eingangsimpuls zur Verzögerungsschaltung 184 bewirkt, dass diese Schaltung das Relais geschlossen hält, um den Speicher 72* über den Widerstand 181 vollständig entladen zu können. Nach dem Entladen erhält der Umwandler 18 keine unerwünschten Abweichungssignale wegen möglicherweise noch vorhandener Restladungen.
Die vorliegende Erfindung enthält Einrichtungen, die ein geringes Pendeln des im analogen Speicher enthaltenen Basiswertes bewirken. Wie oben erwähnt, liefert der Transistor 48 (Fig. 2) ein sägezahnförmiges Ausgangssignal und stellt eine Stromquelle dar, die über einen Serienwiderstand und eine Diode mit dem analogen Speicher 72 zusammenarbeitet. Der Serienwiderstand vor dem Kondensator 72 wird vorzugsweise so gewählt, dass die Abweichung des Pendelstromes im Vergleich zum Basiswert sehr klein ist. Ausserdem ist die Schaltung zweckmässigerweise so aufgebaut, dass das Pendeln genügend rasch erfolgt und die Periode genügend kurz ist. Ferner enthält die Schaltung von Fig. 2 Einrichtungen zum Betätigen des Relais 120, welches die Folgefrequenz des Pendelsignais für den analogen Speicher 72 ändert. Vorzugsweise wird die Folgefrequenz auf irgend eine Art begrenzt, so dass die Schaltung sehr kleinen Basiewertänderungen während eines normalen Betriebes folgen kann. Die grössere Folgefrequenz ist zum Auslösen grosser Schwankungen des la Kondensator 72 gespeicherten Wertes beim Erscheinen sehr grosser SpannungsSchwankungen vorgesehen, wenn die G«nauigk«itsforderungen nicht ganz so hart sind.
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Es soll nun auf die in Fig. 7 abgebildete Schaltung Bezug genommen werden, welche zum Feststellen der Rückkehr analytischer Signale auf den Basiswert dient und wobei die Basiswertfeststellung verbessert ist. Wie schon oben erläutert, benutzt die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Schaltung das analytische Signal zum Feststellen darin enthaltener analytischer Schwankungen, indem sie auf die Änderungsrate der Steigung des analytischen Signals ^ Bezug.nimmt. D.h., der Impulsbeginn entspricht einer positiven Steigung, die ein bestimmtes Maß und ein bestimmtes Zeitintervall übertrifft. Das Impulsende wird in gleicher Weise unter Beachtuig des Vorzeichens der einzelnen Werte definierte Die in Fig. 7 gezeigte und zu beschreibende Schaltung bringt die Feststellung der Impulssteigung mit Einrichtungen in Beziehung, welche die Amplitude des Signals mit der Steigung in Beziehung setzt. Die Schaltung von Fig. 7 enthält die oben erwähnten Schmitt-Trigger 24 und 25, die mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 und der zusätzlichen Schaltung, die ein simuliertes Zurücksetzsignal zur Impuls-Erkennungsschaltung 26 liefert, zusammenarbeitet.
Es sei in Erinnerung gerufen, dass der Transistor kB und der parallele Kondensator 52 von Fig. 2 als Sägezahn-Generator arbeiten, dessen Ausgangssignale auf die Leitung 55 geschickt werden. Die Leitung 55 ist auch mit der Schaltung von Fig. 7 verbunden, welche die Impulsfolge des Sägezahn-Generators damit erhält. Es kann angenommen werden, dass eine geringe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generator· im wesentlichen einem dem Basiswert entsprechenden Zustand gleichkommt, während eine höhere Pulsfolgefrequenz einen Wert anzeigt, der sehr wahrscheinlich einem analytischen Signal und damit einer festzuhaltenden Information entspricht. Die Schaltung von Fig. 7 benutzt daher das Signal
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auf der Leitung 55 zur weiteren Verbesserung der Impulsfeststellung, was noch beschrieben wird.
Fig. 7 zeigt, dass die Schmitt-Trigger 24 und 25 für positive und negative Steigung mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 zusammenarbeiten, welche die abgebildeten NOR-Gatter zur Erzeugung des Signals auf der Leitung 27 enthält. Die Anwesenheit eines analytischen Impulses wird durch ein Signal in Form einer binären wiM auf der Leitung 27 ange- M zeigt. Die binäre "in auf der Leitung wird während eines Impulses im NOR-Gatter 200 invertiert und als Eingangssignal zum NOR-Gatter 2Oi geschickt. Der Schmitt-Trigger 24 für positive Steigung liefert bei positiver Steigung eine binäre "1", ansonsten eine binäre "O" als Ausgangssignal. Über die Leitung 202 ist der Schmitt-Trigger 24 mit dem NOR-Gatter 201 verbunden und liefert dorthin während einer nicht positiven Steigung oder während der Steigung null oder einer negativen Steigung eine binäre "0" als Eingangssignal. Ausserdem schickt die Leitung 55 über die damit verbundene Schaltung ein Signal zur Leitung 204, das einer binären "i" entspricht, wenn das Signal auf der Leitung 55 eine hohe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators, der I
den Transistor 48 enthält, wiedergibt.
Das Signal auf der Leitung 55 ist normalerweise positiv, wenn die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators gering ist. Die Diode liefert das Signal über die Gleichstromverstärkerschaltung, die einen geeigneten Ausgangspegel erzeugt, zur Leitung 204, so dass das Signal auf der Leitung 204 de "binäres Signal" bezeichnet werden kann. Eine binäre "0" weist auf eine relativ geringe Folgefrequenz hin, die normalerweise Basiswertsignalen entspricht und deshalb das Fehlen analytischer Signale anzeigt. Eine binäre "1" hingegen weist auf eine Signalamplitude hin, die fast immer eine brauchbare Information enthält.
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Die Diode 206 ist mit einem Transistor 208 verbunden, der einen Emitterwiderstand 209 und einen Kollektorwiderstand 210 besitzt. Der Transistor 208 erhält eine Vorspannung über den Widerstand 211, der an der negativen Versorgungsspannung liegt. Das Ausgangssignal des Transistors 208 gelangt direkt zur Basis des Transistors 213» der einen Kollektorwiderstand 214 besitzt. Die Leitung 204 ist mit dem Kollektor des Transistors 213 (vgl. Fig. 7) verbunden.
Die Transistoren und Widerstände sind so gewählt, dass die Gleichstromverstärkung des von der Diode 206 gelieferten Signals bei einer relativ niedrigen Folgefrequenz des Sägezahn-Generators eine positive Eingangsspannung für die Schaltung und damit eine binäre "0" auf der Leitung 204 ergibt. Eine höhere Folgefrequenz des Sägezahn-Generators, der den Transistor 48 und den Kondensator 52 enthält, macht es notwenig, dass der Transistor 48 während eines längeren Zeitintervalls leitend ist, wobei der Kondensator 52 praktisch ungeladen bleibt. Da eine Platte des Kondensators 52 direkt an der negativen Versorgungsspannung liegt, erscheint bei einer höheren Pulsfrequenz eine negative Ausgangsspannung auf der Leitung 55· Diese relativ negative Spannung wird auf die Leitung 55 gegeben und gelangt über die Diode 206 zur Basis des Transistors 208. Dadurch wird der Transistor 208 leitend, so dass am Kollektor des Transistors 213 oder auf der Leitung 204 ein negatives Ausgangssignal erscheint. Dadurch gelangt eine binäre "1" auf die Leitung 204, welche anzeigt, dass die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators 48 nicht niedrig ist, oder andererseits, dass die Pulsfolgefrequenz hoch ist, was auf einen wichtigen Wert hinweist. Die Koinzidenz der binären "O-en" an den Eingängen des NOB-Gatters 201 wird über den Emitterfolger 216 zur Leitung 218 weitergegeben. Der Emitterfolger soll eine Belastung des Gatters 201 verhindern und
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schickt ein Zurücksetz-Signal über die Leitung 218 zur Impuls-Erkennungsschaltung 26. Die Leitung 218 ist mit den Eingängen der Gatter 151 und 153 von Fig. 7 verbunden. Es sei darauf hingewiesen, dass andere Quellen, die Zurücks etz-Impulse liefern und mit der Leitung 218 verbunden sind, verwendet werden können.
Es ist einzusehen, dass die Schaltung von Fig. 7 mit der Impuls-Erkennungsschaltung zusammenarbeitet und ein Signal, das einen Impuls anzeigt, liefert, welches sowohl auf die Steigung des Signals, als auch auf die Signalamplitude bezogen ist.
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Claims (11)

  1. (für die Offenlegung bestimmt)
    i. Schaltungsanordnung für ein analytisches Messinstrust, das ein Meßsignal mit wiederholt auftretenden, auf einen Basislinienwert bezogenen, infomationsdatenhaltigen Amplitudenschwankungen liefert, bestehend aus einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer zum Umformen des vom Messinstrument gelieferten Meßsignals in ein Frequenzsignal mit einer der Amplitude des Meßsignals proportionalen Frequenz, einer Driftkorrekturschaltung, die auf das Frequenzsignal anspricht und ein vom Basislinienwert des Meßsignals sowie der Drift des Meßsignals abhängiges Korrektursignal an den Eingang des Spannungs-Frequenz-Umsetzere zum Zwecke der Verringerung der Basisliniendrift auf einen Mindestwert liefert, und einem Regelkreis, der auf das Meßsignal anspricht und während des Auftretens einer informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankung des Meßsignals ein Regelsignal erzeugt, das der Driftkorrekturschaltung zugeführt wird, um diese während des Auftretens der informationsdatenhaltigen ~* Amplitudenschwankung ausser Betrieb zu setzen, dadurch gekennzeichnet, dass die Driftkorrekturschaltung (15) einen auf das Frequenzsignal ansprechenden Frequenz-Spannungs-
    Pafentanwälte Dipl. Jpf iH^^ _ 2 -
    8 MÖNCHEN^, THERES I ENSTRASSE 33 · Telefon: 2812 02 · Telegramm-Adresse: Lipalli/München Bayer. Vereinsbank München, Zweigst. Oskar-von-Miller-Ring, Klo.-Nr. 882495 · Postscheck-Konto: München Nr. 103397.
    Oppenauer Büro: PATENTANWALT DR. REINHOtD SCHMIDT
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    Umsetzer (29-55) zur Erzeugung eines vom Basislinienwert des Meßsignals sowie von der Drift des Meßsignals abhängigen analogen Koxektursignals enthält sowie einen auf das Regelsignal ansprechenden Schaltkreis, von dem ein Eingang an den Ausgang (55) des Frequenz-Spannungs-Umsetzers (29-55) gekoppelt ist, und eine Speicherschaltung (72-96) aufweist, die an den Ausgang des Schaltkreises (60-66) gekoppelt ist und einen Kondensator (72) zur Speicherung des analogen Korrektursignals sowie ein Signalübertragungsglied (75) mit hoher Eingangsimpedanz enthält, das zum Zuführen des gespeicherten Signals an den Eingang des Spannungs-Frequenz-Umsetzers (18) mit dem Kondensator (72) verbunden ist.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass wahlweise an die Speicherschaltung (72-96) anschliessbare Schaltmittel (125-137) zur Modifizierung des im Kondensator (72) gespeicherten Signals vorgesehen sind.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Änderung des im Kondensator (72) gespeicherten Signals an die Speicherschaltung (72-96) eine Impedanz (125) anschliessbar ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsquelle (129 bzw. 130) vorgesehen ist, die zur Änderung des im Kondensator (72) gespeicherten Signals über eine Impedanz (127 bzw. 131) an die Speicherschaltung (72-96) anschliessbar ist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Signalgenerator (133-137) vorgesehen ist, der zur Änderung des im Kondensator (72) gespeicherten
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    - T-
    Signals in Abhängigkeit vom wellenförmigen Ausgangssignal des Signalgenerators an die Speicherschaltung (72-96) angekoppelt ist.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe zu dem durch den Ausgangskreis (55) des Frequenz-Spannungs-Umsetzers (29-55)» den Schaltkreis (6o) und den Eingangskreis (73) der Speicherschaltung (72-96) .gebildeten Signalpfad Schaltmittel zur Erzeugung einer Spannungsverzögerung bei der Verringerung und Erhöhung des im Kondensator (72) gespeicherten Signals vorgesehen sind.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltmittel (56-59) zur Erzeugung einer Spannungsverzögerung zwei parallele Leitungsstrecken enthalten, von denen die eine ein Strom nur in Richtung der Speicherschaltung (72-96) durchlassendes Element (59) enthält, während die andere ein Strom nur in Richtung des Frequenz-Spannungs-Umsetzers (29-55) durchlassendes Element (58) enthält.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass auf die Amplitude des Meßsignals ansprechende Schaltmittel (100-120, 120b, 120c, 56a und 57a) zur Verbesserung der Signalgleichlaufeigenschaften der Driftkorrekturschaltung (15) während grossen informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankungen des Meßsignals vorgesehen sind.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltaittel (160) zum Nachweis des Endbereiches einer grossen informationsdatenhaltigen Aaplitudenschwankung und zum Rücksetzen des Regelkreises (19-27)
    109814/0/, P1
    BAD ORIGJNAL
    vorgesehen sind, damit eine innerhalb dieses Endbereiches auftretende kleine informationsdatenhaltige Amplitudenänderung leichter nachweisbar ist.
  10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltmittel 72·, 75% 175-186) vorgesehen sind, die an den Eingang des Spannungs-Frequenz-Umsetzers (18) ein-Signal anlegen, durch das angenähert eine Unterdrückung des Endbereiches einer grossen informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankung bewirkt wird.
  11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis (19-27) Schaltmittel (20a, 20b, 24, 25) aufweist, die auf die Steigung des Meßsignals ansprechen und das Auftreten von positiven und negativen Steigungen im Meßsignal anzeigende Signale erzeugen, sowie eine Spitzenerkennungsschaltung (26) enthält, die auf die Neigungssignale anspricht und während des Auftretens einer informationsdatenhaltigen Amplitudenschwankung ein Regelsignal liefert, und eine auf die Amplitude des Meßsignals ansprechende Schaltung (200-216) vorgesehen ist, um die Amplitude des Meßsignals mit der Neigung des Meßsignals in Beziehung zu setzen und die Spitzenerkennungsschaltung (26) zurückzusetzen, wenn die Schaltmittel (20a, 20b, 24, 25) die Abwesenheit einer positiven Steigung und die Schaltmittel (200-216) eine kleine Meßsignalamplitude anzeigen.
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    L e e r s e i t e
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