DE19616829C1

DE19616829C1 - System zur Funkübertragung digitaler Signale zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation

Info

Publication number: DE19616829C1
Application number: DE19616829A
Authority: DE
Inventors: Paul Walter Prof Dipl In Baier; Friedbert Dipl Ing Berens; Peter Dr Ing Jung; Joerg Plechinger; Karl Dipl Ing Kammerlander
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1996-04-26
Filing date: 1996-04-26
Publication date: 1997-04-24
Anticipated expiration: 2016-04-27
Also published as: CN1223757A; EP0895683B1; WO1997041647A1; CN1096154C; KR100382396B1; US6307851B1; DE59701259D1; JP2000509580A; EP0895683A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In vielen Funkübertragungsystemen, insbesondere in modernen Mobilfunksystemen, müssen wegen des beschränkten Frequenzvor rats die zugeteilten Frequenzbänder so effizient wie möglich ausgenutzt werden. Darüber hinaus müssen Funkübertragungssysteme, insbesondere mobiler Art, so ausgelegt werden, daß eine gegenseitige Störung so minimal ist, daß sie nebeneinander betrieben werden können. Insbesondere in mobilen Funksystemen bestehen zwei weitere größere Schwierigkeiten, nämlich zum einen das Problem des Vielfachzugriffs (MA = Multiple Access), das wegen der gleichzeitigen Übertragung von mehreren Signalen, die jeweils aktiven, den gleichen HF-Träger verwen denden Teilnehmern zugeordnet sind, entsteht, und zum anderen das Entzerrungsproblem, das aufgrund der Frequenzselektivität des Funkkanals entsteht. Codemultiplexbetriebe, auch als CDMA (Code Division Multiple Access) bezeichnet, ist eine bekannte und günstige Lösung des Vielfachzugriffsproblems. In CDMA- Funksystemen senden mehrere Teilnehmer ihre Teilnehmersignale in einem gemeinsamen HF-Frequenzband über einen zeitvarianten und frequenzselektiven Funkkanal. Es können jedoch zwischen den gleichzeitig übertragenen Signalen zeitvariante gegenseitige Störungen auftreten, die als Vielfachzugriffinterferenzen (MAI, Multiple Access Interference) bezeichnet werden und sich durch geeignete Signaltrenntechniken abmildern lassen. Außerdem können bei CDMA-Funksystemen auch zeitvariante Inter symbolinterferenzen (ISI, Intersymbol Interference) zwischen den Datensymbolen, die nacheinander von einem spezifischen Teilnehmer übertragen werden, auftreten. Das im Empfänger entstehende Signalgemisch kann durch Einzelteilnehmerdetektion ausgewertet oder vorteilhaft durch Algorithmen zur Mehrteilnehmerdetektion getrennt werden. Dieses Trennen ist im Hinblick auf die Realisierung von CDMA-Systemen insbeson dere im terrestrischen Mobilfunk von Vorteil, weil auf auf wendige Verfahren zur Leistungsregelung und zum weichen Weiter reichen (Soft Handover) verzichtet werden kann. Außerdem ist der Diversitätsempfang (Diversity), beispielsweise durch den Einsatz mehrerer Empfangsantennen (Antennendiversity), vorteilhaft, da dadurch die Übertragungsqualität verbessert werden kann. CDMA-Systeme mit direkter Codespreizung (DS, Di rect Sequence), Diversitätsempfang und Mehrteilnehmerdetek tion sind bekannt. Eine vorteilhafte und bei DS-CDMA-Systemen erfolgreich angewandte Methode zur Mehrteilnehmerdetektion ist das sogenannte JD (Joint Detection = Gemeinsame Detektion)- Verfahren, das z. B. im Aufsatz von P. Jung, B. Steiner: "Konzept eines CDMA-Mobilfunksystems mit gemeinsamer Detek tion für die dritte Mobilfunkgeneration", Teile 1 und 2, "Nachrichtentech., Elektron., SCIENCE, Berlin 45 (1995) 1, Seiten 10 bis 14 und 2, Seiten 24 bis 27 beschrieben ist. Ein wichtiger Vorteil solcher CDMA-Systeme ist das Ausnutzen von Frequenzdiversität und Interferenzdiversität. Nachteilig bei DS-CDMA-Systemen ist der geringe Einfluß auf die Einteilung und Zuweisung der Frequenzressource. Eine Verbindung von CDMA-Systemen mit Mehrträgerverfahren (MC, Multicarrier) räumt diesen Nachteil aus.

Mehrträger-Übertragungsverfahren haben ihren Ursprung in der orthogonalen Frequenzmultiplextechnik (OFDM, Orthogonal Fre quency Division Multiplexing). Bei OFDM ist die einem beson deren Teilnehmer k zugewiesene Trägerbandbreite B_u in Q neben einander liegende Subträger mit gleicher Bandbreite B_S aufgeteilt. Somit ergibt sich:

B_U = Q · B_S. (1)

Zur Ermöglichung sich überlappender Subträger, die gegenüber der Datensymbolperiode T_S orthogonal sind, wird die Bandbreite B_S gleich 1/T_S gewählt. Orthogonale Subträger erleichtern den Einsatz einfach aufgebauter Empfänger. Im folgenden wird davon ausgegangen, daß k Teilnehmer N m-äre komplexe Daten symbole d(k), n=1 . . . N, innerhalb der Zeitdauer T_bu über tragen. Die Datensymbole d, n=1 . . . N, werden aus dem komplexen Satz

V = {v₁, v₂ . . . v _m}, v _m ∈ C, μ = 1 . . . m, m ∈ N (2)

entnommen. Die Übertragung findet über den HF-Träger mit der in Gleichung (1) angegebenen Bandbreite B_u statt. Bei OFDM gilt:

Q_T = N. (3)

Jedes Datensymbol d ist dabei einem besonderen Subträger zugewiesen. Deswegen werden alle Datensymbole d gleichzeitig während der vorher erwähnten Zeitdauer T_bu übertragen. Die Symbolperiode T_S ist bei OFDM somit gleich der Zeitdauer T_bu.

Die Energie vom MC-CDMA-Signalen ist spektral sehr gut auf den zugewiesenen HF-Träger mit der Bandbreite B_u beschränkt, was auf die Verwandtschaft mit OFDM zurückzuführen ist. Somit ist eine Nachbarkanalstörung sehr gering. Im Hinblick auf die Systemkoexistenz ist dieser Sachverhalt vorteilhaft.

Darüber hinaus sind die Spektren von MC-CDMA-Signalen im Band B_u ziemlich weiß, was hinsichtlich des Ausgleichs und der De tektion günstig ist. Die von jedem Subträger erfahrenen Schwunderscheinungen sind weitgehend frequenzunselektiv, weil die Bandbreite jedes Subträgers B_S gewöhnlich schmaler als die Kohärenzbandbreite B_c eines Mobilfunkkanals ist. Diese Frequenzunselektivität in Verbindung mit der Orthogonalität der Subträger gestattet die Anwendung einfacher suboptimaler Detektoren bei MC-CDMA.

Da bei OFDM ein Datensymbol d einem einzigen Subträger zu geordnet ist, hat OFDM ein geringes Frequenzdiversitätsvermögen. Bei MC-CDMA wird dagegen ein Datensymbol d über Q Subträger gleichzeitig übertragen, 1<QQ_T, was eine gute Frequenz diversitätsausnutzung ermöglicht. Wenn Frequenzlücken zwischen die Q Subträger eingeführt werden, denen ein beson deres Datensymbol d zugeteilt ist, läßt sich das Frequenz diversitätsverhalten leicht einrichten, was die Systemflexi bilität zusätzlich erhöht. Beispielsweise lassen sich anderen Datensymbolen d, n′ ≠ n, zugeordnete Subträger in den Frequenz lücken zwischen den vorher erwähnten Q Subträgern zuweisen. Die Technik der Frequenzdiversität wird im folgenden nicht weiter betrachtet. Anstelle davon wird vorausgesetzt, daß alle einem spezifischen Datensymbol d zugeordneten Q Subträger benachbart sind, was immer noch die Ausnutzung von Frequenzdiversität erlaubt, sofern Vorsorge getroffen ist, daß Q · B_S die Kohärenzbandbreite B_c übersteigt. MC-CDMA ist auch bei Interferenzdiversität von Nutzen, weil K<1 Teilnehmer gleichzeitig aktiv die gleichen Q Subträger benutzen. Inter ferenzdiversität ist das Schlüsselmerkmal zur Erzielung einer hohen Spektralwirksamkeit η.

Bisherige Systemkonzepte für CDMA-Systeme mit Mehrträgerver fahren (MC) sind nicht für den generellen Einsatz bei Mobil funk geeignet. Strukturen für CDMA-Systeme mit Mehrträgerver fahren (MC) existieren bisher nur für Umgebungen mit geringer Zeitvarianz und vernachlässigbarer Intersymbolinterferenz. Algorithmen zur Mehrteilnehmerdetektion wurden bisher nur für die Abwärtsstrecke (von der Basisstation zu den Teilnehmer stationen hin) vorgeschlagen und untersucht. Für die wenig betrachtete, weil aufwendigere Aufwärtsstrecke (von den Teil nehmerstationen zur Basisstation hin) wurden bisher nur kon ventionelle Einzelteilnehmerdetektoren vorgeschlagen und unter sucht. Diversitätsempfang, z. B. kohärente Empfangsantennen- Diversität (CRAD = coherent receiver antenna diversity), in solchen CDMA-Systemen mit Mehrträgerverfahren wurde bis lang noch nicht untersucht.

Die Beziehung zwischen der Anzahl Q_T der insgesamt über das HF-Frequenzband B_u vorhandenen Subträger und der Anzahl Q der einem besonderen Datensymbol d zugeordneten Subträger lautet bei MC-CDMA:

Q_T = Q · N_S. (4)

In der Gleichung (4) bedeutet N_S die Anzahl von gleichzeitig von einem Teilnehmer k übertragenen Datensymbolen d. Die Datensymbolperiodendauer beträgt somit

Für gegebene B_u und T_bu hängt ein MC-CDMA Systemkonzept von der Wahl von Q und N_S ab.

Unterschiedliche Auswahlen von Q und N_S führen zu möglichen MC-CDMA-Konzepten mit besonderen Merkmalen. Bei einem bekannten. möglichen MC-CDMA-Konzept ist N_S = kN, was bedeutet, daß alle Datensymbole d gleichzeitig übertragen werden. Außerdem gelten bei diesem bekannten Konzept B_S = B_u/(Q·N) und T_S = T_bu. Gemäß einer Reihe von Untersuchungen über MC-CDMA erleichtert dieses bekannte Konzept das vorteilhafte Vermeiden von zeit variablen Intersymbolinterferenzen durch Einführung von Schutzintervallen der Periodendauer T_g<T_M (T_M = Dauer der Kanal impulsantwort). Jedoch ist die Einführung von Schutzinter vallen nur einigermaßen brauchbar, wenn T_S » T_g. In mobilen Funkumgebungen liegt die Dauer T_M der Kanalimpulsantwort in der Größenordnung von einigen Mikrosekunden bis zu einigen zehn Mikrosekunden, was eine Datensymbolperiodendauer von T_S < 100 µs erfordert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, inflexible CDMA-System strukturen mit Mehrträgerverfahren durch eine flexiblere, für den Mobilfunk generell geeignete CDMA-Systemstruktur mit Mehrträgerverfahren zu ersetzen. Diese neue Systemstruktur soll die Kombination der spezifischen Vorteile von CDMA (Frequenzdiversität, Interferenzdiversität) mit dem Vorteil von Mehrträgerverfahren (flexible Zuweisung der Frequenzres source) erlauben und sowohl die Vielfachzugriffinterferenz (MAI) als auch die Intersymbolinterferenz (ISI) berücksichti gen. Diversitätsempfang soll explizit berücksichtigt werden. Außerdem sollen durch die durch die Erfindung angegebenen neuen Strukturen CDMA-Systeme mit DS (Direct Sequence) und mit Mehrträgerverfahren vereinheitlicht werden, was dann eine aufwandsgünstige Implementierung flexibler CDMA-Systeme und eine Vereinheitlichung der Signalerzeugung in CDMA-Systemen mit DS und mit Mehrträgerverfahren erlaubt. Außerdem sollen durch die Erfindung geeignete Algorithmen zur Mehrteilnehmer detektion für die Anwendung in CDMA-Systemen mit Mehrträger verfahren und Diversitätsempfang bereitgestellt werden. Diese Algorithmen sollen sowohl für die Aufwärtsstrecke als auch für die Abwärtsstrecke einsetzbar sein.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen Symbol durch die im kennzeichnenden Symbol des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Beim CDMA-System nach der Erfindung beträgt die Anzahl N_S der gleichzeitig von einem besonderen Teilnehmer k übertragenen Datensymbole d eins. Daher werden alle Datensymbole d des Teilnehmers k aufeinanderfolgend übertragen. Gemäß der Gleichung (4) gilt Q_T = Q, und die Bandbreite B_S jedes Subträgers ist N-fach breiter als beim bekannten Konzept. Beim CDMA-Verfahren nach der Erfindung ist die Datensymbolperioden dauer T_S gleich T_bu/N. Schutzintervalle zwischen aufeinander folgend übertragenen Datensymbolen d werden aus Wirt schaftlichkeitsgründen jedoch nicht ausgeführt. Aufgrund des Verzichts auf solche Schutzinveralle werden zwar Intersymbol interferenzen (ISI) verursacht, die aber durch die neuen Systemstrukturen nach der Erfindung genauso wie die Vielfach zugriffinterferenzen (MAI) berücksichtigt werden.

Wie bereits im Zusammenhang mit den Gleichungen (4) und (5) angegeben wurde, hängt die geeignete Wahl von Q und N_S von der Umgebung ab, in der MC-CDMA angewendet werden soll. Bei spielsweise muß das jeweilige MC-CDMA-Systemkonzept in der Lage sein, in schnell zeitvarianten Mobilfunkumgebungen be trieben zu werden, die dann vorkommen, wenn Empfänger und Sender z. B. in Hochgeschwindigkeitszügen, Flugzeugen und Sa telliten mit niedriger Umlaufbahn angeordnet sind. Die Korre lationszeit T_k in solchen Mobilfunkumgebungen kann in der Größenanordnung von nur einigen hundert Mikrosekunden liegen. Eine kohärente Detektion erfordert dann eine interativ verbesserte Kanalschätzprozedur, die auf bereits detektierten Daten symbolen beruht. Deswegen sollte die Datensymboldauer T_S in Gleichung (5) erheblich kürzer als die minimale Korre lationszeit T_K sein. Insbesondere sollte T_S in der Größenordnung einiger Mikrosekunden oder höchstens einiger zehn Mikro sekunden liegen. Ist jedoch T_S klein, dann müssen Q_T und N_S ebenfalls klein sein. Da das bekannte MC-CDMA-Systemkonzept ein ziemlich großes T_S erfordert, ist dieses für eine Anwen dung beim Mobilfunk von Nachteil. Das Konzept gemäß dem System nach der Erfindung erfüllt die vorstehend erwähnten Er fordernisse bezüglich T_S.

Zweckmäßige Weiterbildungen und Ausführungsmöglichkeiten sowie vorteilhafte Anwendungsgebiete des Systems nach der Er findung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand einer Figur erläutert. Vektoren werden dabei in kleinen fettgeschriebenen Buchstaben und Matrizen in großen fettgeschriebenen Buchstaben dargestellt. Komplexe Größen sind unterstrichen. Die Symbole (·)*. (·)^T, ∥ ∥ und E{·} stellen die komplexe Konjugation, die komplexe Transposition, die Bildung der Vektornorm bzw. die Er wartungswertbildung dar.

Die Figur zeigt die Blockstruktur einer Aufwärtsstrecke eines Mobilfunksystems mit kohärenter Empfangsantennen-Diversität.

Die durch die Erfindung entstandene CDMA-Systemstruktur mit Mehrträgerverfahren (MC) gleicht derjenigen eines CDMA-Systems mit DS (Direkt Sequence). In der Blockstruktur nach der Figur sind K mobile Teilnehmer M₁ . . . M_K auf dem gleichen HF- Träger mit der Bandbreite B_u gleichzeitig aktiv. Jeder mobile Teilnehmer M₁ . . . M_K hat eine einzige Sendeantenne A₁ . . . A_K. Die ausgesendeten Signale werden an K_a Empfangsantennen E₁ . . . in einer Basisstations-JD-Empfänger BS empfangen. Somit findet die Übertragung der K Teilnehmersignale über K·K_a ver schiedene Funkkanäle mit zeitvarianten komplexen Impulsant worten

h (τ, t), k = 1 . . . K, k_a = 1 . . . K_a, K, K_a ∈ N (6)

statt. Im Ausdruck (6) bezieht sich die Impulsantwort h (τ, t) auf die Verbindung des Teilnehmers k mit der Emp fangsantenne auf der einen Seite und der Basisstation BS auf der anderen Seite. Im Ausdruck (6) bezeichnet τ den sich auf die Zeitspreizung, d. h. die Verzerrung, des übertragenen Signals aufgrund Mehrwegeempfang beziehenden Verzögerungs parameter und t die sich auf die Zeitvariation des Funkkanals beziehende reale Zeit.

Im folgenden wird die Erzeugung der einem mobilen Teilnehmer k, k = 1 . . . K, zugeordneten MC-CDMA-Signale beschrieben. Die nun folgende mathematische Darstellung der MC-CDMA-Signale ist die Grundlage sowohl für die später noch beschriebene Dis kretzeit-Modelldarstellung als auch für die ebenfalls später noch beschriebene besondere Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection) mit Empfangsantennen-Diversität. Wie bereits ausgeführt wurde, sendet jeder Teilnehmer k endliche Datense quenzen

aus. Jede Datensequenz d ^(k) besteht aus N m-ären komplexen Daten symbolen d mit einer Datensymbolperiodendauer T_s. Die Datensymbole d werden aus einem endlichen komplexen Satz V gemäß dem Ausdruck (2) entnommen.

Die Übertragung findet unter dem Einsatz von Q_T = Q Subträgern der Bandbreite B_S = B_u/Q = 1/T_S statt. Die Q Subträger werden mit q, q = 1 . . . Q, numeriert. Jeder Subträger q hat eine einzige Mitten frequenz F_q, q = 1 . . . Q, die gemäß

gewählt wird. Entsprechend der Beziehung (8) hat der erste Subträger der Bandbreite 1/T_S die Mittenfrequenz f₁ = 0, der zweite Subträger der Bandbreite 1/T_S die Mittenfrequenz f₂ = 1/T_S, der dritte Subträger der Bandbreite 1/T_S die Mitten frequenz f₃ = 2/T_S, und so fort.

Aus der Beziehung (8) folgt, daß die Mittenfrequenz des HF- Trägers mit der Bandbreite B_u

ist. Im äquivalenten Tiefpaßbereich, der in den folgenden Be rechnungen betrachtet wird, ist die Mittenfrequenz f_c des HF- Trägers also nicht gleich Null.

Die durch die Gleichung (8) gegebene Mittenfrequenz f_q des Subträgers q, der durch die gewichtete komplexe Sinusoide

dargestellt wird, hat eine Phasenabweichung gleich 2·π·(q-1) während der Datensymbolperiode T_S zur Folge. Der Faktor

wird zur Energienormalisierung benötigt. Jedes Datensymbol d, n = 1 . . . N, eines Teilnehmers k wird über alle Q Subträger der Bandbreite B_S = 1/T_S durch Verwendung der benutzerspezifischen Signatursequenz

gespreizt, um eine Koexistenz von K gleichzeitig übertragenen Teilnehmersignalen auf dem gleichen Träger der Bandbreite B_u zu gestatten. Die -ären komplexen Signaturelemente c der Gleichung (10) werden als Chips bezeichnet. Die Chips c werden dem komplexen Satz

V _c = {v _c,1, v _c,2 . . . v _c,} v _c,µ ∈ C, µ = 1 . . . , ∈ N (11)

entnommen. Jedes Chip c, q = 1 . . . Q, ist einem besonderen Subträger q zugeordnet. Dies bedeutet, daß das Chip c dem Subträger 1, das Chip c dem Subträger 2, das Chip c dem Subträger 3 usw. zugeordnet ist. Mit f_q nach der Beziehung (8) ist die Spreizmodulation des Datensymbols d durch die zeitverzögerte Version c ^(k) (t-[n-1]T_S;c ^(k)) von

gegeben. Die Grundlage der Spreizmodulation ist daher ein Impuls c ^(k) (t;c ^(k)). Die Gestalt dieses Impulses c ^(k) (t;c ^(k)) ist von der Wahl der Q in der Beziehung (8) gegebenen Mittenfrequenzen f_q und von der teilnehmerspezifischen Signatursequenz c ^(k) nach Gleichung (10) abhängig. Gemäß Gleichung (12) hat der Impuls c ^(k) (t;c ^(k)) die Länge T_S und ist durch Überlagerung der komplexen Sinusoiden

q = 1 . . . Q, gegeben, die mit den Chips c nach Gleichung (10) gewichtet sind. Da die Mittenfrequenzen f_q dieser Subträger gemäß der Gleichung (8) gewählt werden, sind die Subträger über die Zeitperiode T_S orthogonal.

Ein Teilnehmer k, k = 1 . . . K, strahlt ein moduliertes Teilnehmer signal aus, das durch

im äquivalenten Tiefpaßbereich gegeben ist. Die Erzeugung von d ^(k) (t) wird durch lineare Modulation erreicht, vgl. Gleichung (13). Das modulierte Teilnehmersignal d ^(k) (t) wird somit durch die Überlagerung verzögerter und gewichteter Impulsreplikas c ^(k) (t; c ^(k)) angegeben, die in Gleichung (13) vorgestellt wurden. Die Erzeugung des in Gleichung (13) dargestellten modu lierten Teilnehmersignals d ^(k) (t) ist identisch mit der Erzeugung von Teilnehmersignalen bei JD-CDMA (Joint-Detection- CDMA.

K_A des in der Gleichung (13) angegebenen modulierten Signals d ^(k) (t) werden an den K_a Empfangsantennen E₁ . . . der Basisstation BS empfangen. Jede dieser K_a Replika ist durch die Funkkanäle mit der Impulsantworten h ^(k,ka) (τ,t), k fest, k_a = 1 . . . k_a, nach Gleichung (6) beeinflußt worden. An jeder Empfangsantenne herrschen gleichzeitig K empfangene Signale, die von den K Teilnehmern herstammen. Diese K empfangenen Signale überlagern sich linear und bilden eine Signal mischung. An einer anderen Empfangsantenne ≠ unterscheiden sich die K von den K Teilnehmern stammenden, empfangenen Si gnale von denjenigen, die an der Empfangsantenne empfangen wurden. Somit können K_a verschiedene Signalmischungen, die jeweils einer unterschiedlichen Empfangsantenne zugeord net sind, von der Basisstation BS verarbeitet werden. Die ge eignete Verarbeitung dieser K_a verschiedenen Signalmischungen erleichtert eine Verbesserung der Ausführung gegenüber einer Ausführung in einem Empfänger mit einer einzigen Empfangsantenne. Diese Ausführungsverbesserung ist die Absenkung des Signal-Stör-Verhältnisses bei einer gegebenen Bitfehlerrate P_b. Durch Verarbeiten der K_a Signalmischungen bestimmt der Empfänger der Basisstation BS die Schätzwerte

der durch die Gleichung (7) definierten Datensymbolsequenzen d ^(k).

Die weitere Erläuterung des Systemkonzepts nach der Erfindung erfolgt anhand einer Diskretzeit-Modelldarstellung.

Jede der an den K_a Empfangsantennen E₁ . . . herrschenden K_a Signalmischungen muß bandbegrenzt werden, damit eine digitale Signalverarbeitung ermöglicht. Das Ausgangssignal des dieser Bandbegrenzung dienenden Filters wird mit einer Rate Q/T_S abgetastet, die der Chiprate 1/T_c=Q/T_S bei JD-CDMA ent spricht.

Die in der Gleichung (12) vorgestellte lineare MC-CDMA- Spreizmodulation wird durch mit einer Rate 1/T_c abgenommene Abtastwerte von c ^(k) (t; c ^(k)) gebildet. Die Abtastwerte ζ, q = 1 . . . Q, die durch diese Abtastungen erzeugt werden, bilden die K Vektoren

Mit der Matrix

der inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) ist die Beziehung zwischen ζ ^(k) nach Gleichung (15) und c ^(k) nach Gleichung (10) gegeben durch

ζ ^(k) = D c ^(k). (17)

Die Matrix (17) enthält die Q Spaltenvektoren

Somit ergibt sich:

D =(δ ⁽¹⁾, δ ⁽²⁾ . . . w ^(Q)). (19)

Aus den Funktionen (19) und (17) ergibt sich:

ζ ^(k) = (c₁^(k) δ ⁽¹⁾ + c₂^(k) δ ⁽²⁾ + . . . + c _Q ^(k) δ ^(Q)). (20)

In Anbetracht der Tatsache, daß jedes Chip c einem beson deren Subträger q zugeordnet ist, ist die nun folgende Inter pretation der Gleichung (17) einfach. Die Spalten δ ^(q), q = 1 . . . Q, der Matrix D stellen die Q Subträger dar. Die Zeilen der Matrix D bilden die Q Zeitpunkte innerhalb des Datensymbol periode T_S, während welcher Abtastwerte abgenommen werden. Das Ergebnis der Gleichung (17) ist somit ein Vektor ζ ^(k) mit Elementen ζ, die sich aus einer linearen Kombination der Chips c ergeben. Die Vektoren ζ ^k=1, k = 1 . . . K, lassen sich als teilnehmerspezifische Spreizsequenzen betrachten. Somit besteht der einzige Unterschied zwischen JD-CDMA und dem MC- CDMA-System nach der Erfindung in der Wahl der teilnehmerspezifischen Spreizsequenzen. Bei JD-CDMA werden die Codefolgen c ^(k) als teilnehmerspezifische Spreizsequenzen benutzt und beim MC-CDMA nach der Erfindung werden die gemäß Gleichung (17) aus den Codefolgen c ^(k) erhaltenen Vektoren ζ ^(k) einge setzt. Somit stellt die Gleichung (17) die Verknüpfung zwischen JD-CDMA und dem gemäß der Erfindung ausgebildeten MC- CDMA-Systemkonzept dar.

Beim MC-CDMA-Systemkonzept nach der Erfindung ist die Zeitvariation eines Mobilfunkkanals innerhalb der Datensymboldauer T_S vernachlässigbar. Deswegen wird zur Verständniserleichterung die Zeitabhängigkeit der Kanalimpulsantworten im folgen den nicht mehr explizit angegeben. Die K·K_a Mobilfunkkanäle haben die Kanalimpulsantworten

Jede Kanalimpulsantwort h der Gleichung (21) besteht aus W komplexen Abtastwerten h _w. In der in Diskretzeit arbeitenden Aufwärtsstrecke werden bei MC-CDMA die in Gleichung (7) angegebenen Datensymbolsequenzen d ^(k) über K·K_a Dis kretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten

übertragen, die aus der Diskretzeit-Faltung von der in Gleichung (21) dargestellten Kanalimpulsantwort h mit den in der Gleichung (16) definierten teilnehmerspezifischen Spreizsequenzen ζ ^(k) besteht. Intersymbolinterferenzen entstehen für W<1 und Vielfachzugriffsinterferenzen kommen für W<1 und/oder für nichtorthogonale Signatursequenzen c ^(k) vor. Die Dis kretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten b, k = 1 . . . K, k_a = 1 . . . K_a, gemäß der Gleichung (22) werden als (Q+2-1)-Pfad-Kanäle bezeichnet. Im folgenden wird hier vorausge setzt, daß die in der Gleichung (22) dargestellten kombinierten Kanalimpulsantworten b beim Empfänger bekannt sind, was bei Benutzung einer vollkommenen Kanalschätzung sicherge stellt werden kann. Die Kanalschätzung soll im folgenden nicht betrachtet werden, weil die Auswirkung von Kanalschätz fehlern auf die Datendetektion bei einer Untersuchung der Fähigkeiten verschiedener Datendetektoren nicht von Interesse ist.

Die an einer Empfangsantenne jeweils herrschende Signal mischung wird durch die empfangene Sequenz e der Länge (N·Q+W-1) dargestellt. Diese Sequenz e enthält die in der Gleichung (7) dargestellten Datensymbolsequenzen d ^(k), die durch die vorher bereits erwähnte additive stationäre Störsequenz

mit der Kovarianzmatrix

gestört sind.

Nach Einführung des Datenvektors

d =(d ^(1)T, d ^(2)T . . . d ^(K)T)^T = (d₁, d₂ . . . d _K·N)^T, K, N ∈ N, (25)

mit

und Definition der (N·Q+W-1) × K·N-Matrix

läßt sich die empfangene Sequenz durch

darstellen. Zum leichteren Verständnis der Gleichung (28) soll die Matrix A weiter erläutert werden. Gemäß der Gleichung (27a) hat die Matrix A folgende Form:

Die Matrix A besteht aus K Sätzen, die N Spalten umfassen. Jeder Satz läßt sich als eine (N·Q+W-1) × N-Untermatrix A betrachten. Die erste Untermatrix A ist dem Teilnehmer 1 zugeordnet, die folgende Untermatrix A gehört zur Über tragung des Teilnehmers 2, und so fort. Innerhalb jeder Unter matrix A wird die aufeinanderfolgende Übertragung der N Datensymbole d berücksichtigt. Die erste Spalte der Un termatrix A bildet immer die Übertragung von d nach, die zweite Spalte bezieht sich auf die Übertragung von d, und so fort. Die Anzahl der nichtnegativen Elemente pro Spalte ist durch die Länge W der kombinierten Kanalimpulsant worten b der Gleichung (22) gegeben. Da ein neues Daten symbol d alle Q Chips übertragen wird, beträgt der Versatz von b _w zwischen benachbarten Spalten der Untermatrix A immer Q Zeilen für ein gegebenes w. Die Wirkung der Intersym bolinterferenzen wird durch Nichtnull-Elemente in benachbarten Spalten, aber in identischen Zeilen der Untermatrix A nachgebildet. Die Anordnung der Untermatrizen A innerhalb der Matrix A berücksichtigt den gleichzeitigen Empfang von K Teilnehmersignalen und deswegen das Vorliegen von Vielfach zugriffsinterferenzen.

Ausgehend von der vorstehenden Diskussion, wird nun eine ver einheitlichte mathematische Darstellung für den Fall von K_a Empfangsantennen E₁ . . . vorgenommen. Zuerst wird die kombi nierte K_a·(N·Q+W-1)×K·N-Kanalmatrix A wie folgt definiert:

A = (A_i,j) = (A ^(1)T, A ^(2)T . . . A)^T, K_a ∈ N. (30)

Die Matrix A enthält alle K·K_a kombinierten Kanalimpulsantworten b der Gleichung (22). Wie bereits vorher erwähnt wurde, herrscht die in der Gleichung (23) definierte Stör sequenz n, k_a = 1 . . . K_a an jeder der K_a Empfangsantennen E₁ . . . . Die K_a verschiedenen Störfrequenzen werden durch den kombinierten Störvektor

n = (n ^(1)T, n ^(2)T . . . n)^T
= (n₁, n₂ . . . n K_a, N, Q, W ∈ N. (31)

dargestellt, worin

gilt. Die in der Gleichung (31) definierten statistischen Eigen schaften von n werden durch die folgende Kovarianzmatrix angegeben:

Mit der in der Gleichung (25) eingeführten kombinierten Daten sequenz d, mit der kombinierten Kanalmatrix A nach Gleichung (30) und mit der in der Gleichung (31) angeführten kom binierten Störsequenz n ergibt sich der kombinierte Empfangs signalvektor

e = (e ^(1)T, e ^(2)T . . . e = (e₁, e₂ . . . e
= A d + n, K_a, N, Q, W ∈ N, (34)

mit

Der Empfangssignal e nach Gleichung (34) wird dann in einem Datendetektor verarbeitet, um die durch die Gleichung (14) defininierten Schätzwerte ^(k) zu bestimmen.

Eine Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection), insbe sondere in Verbindung mit kohärenter Empfangsantennen-Diver sität, für den Fall der Aufwärtsstrecke von MC-CDMA-Funksystemen ist bisher weder realisiert noch untersucht worden. Im folgenden werden geeignete Techniken zur Mehrteilnehmerdetektion, auch zur Anwendung in Verbindung mit Empfangsantennen- Diversität, vorgeschlagen. Da optimale JD-Techniken sehr auf wendig und teuer sind, werden lediglich suboptimale Verfahren behandelt. Es werden vier suboptimale, auf einer linearen Entzerrung bzw. auf einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung basierende JD-Techniken, die sich auch zusammen mit ko härenter Empfangsantennen-Diversität einsetzen lassen, vorge schlagen, nämlich

- der sogenannte lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE =Zero Forcing Block Linear Equalizer), auch geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität,
- der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE = Minimum Mean Square Error Block Linear Equa lizer), auch geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität,
- der sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quanti sierter Rückkopplung (ZF-BDFE = Zero Forcing Block Decision Feedback Equalizer), auch geeignet für kohärente Empfangsan tennen-Diversität, und
- der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE = Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer), ebenfalls geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität.

Alle vier vorgeschlagenene JD-Techniken enthalten ein dekorre lierendes signalangepaßtes Filter.

Im folgenden wird vorausgesetzt, daß der durch die Gleichung (34) definierte Empfangssignalvektor e beim Empfänger bekannt ist, bevor die Datendetektion ausgeführt wird. Das grundsätz liche Konzept der in einem MC-CDMA-System nach der Erfindung angewandten JD-Techniken wird durch einen Satz von Gleichungen

S = M e (36)

ausgegeben, worin

S = (S _i,j), i, j = 1 . . . K·N, (37)

eine quadratische Matrix mit K·N Zeilen und K·N Spalten,

M = (M _i,j), i = 1 . . . K·N, j = 1 . . . N·Q+W-1, (38)

eine K·N × K_a·(N·Q+W-1)-Schätzmatrix und

= ( ₁, ₂ . . . _K·N)^T (39)

der Schätzwert des in der Gleichung (25) definierten Daten vektors d ist. Die Wahl der Matrizen M und S bestimmt die je weilige Technik der Mehrteilnehmerdetektion (JD). Im folgenden werden die Darstellungen der Matrizen M und S im Falle von ZF-BLE, ZF-BDFE, MMSE-BLE und von MMSE-BDFE, jeweils für kohärente Empfangsantennen-Diversität, abgeleitet. Die im Schätzwert nach der Gleichung (39) geschätzten Datensym bole _n sind entweder wertekontinuierlich (bezeichnet mit _c,n und enthalten in _c) oder wertediskret (bezeichnet mit _q,n, und enthalten in _q). Die wertekontinuierlichen Schätz werte _c,n müssen quantisiert werden, damit sich die ge wünschten wertediskreten Schätzwerte ergeben. Darüber hinaus wird vorausgesetzt, daß ( ^(1)T, ^(2)T . . . ^(K)T)^T immer identisch mit dem wertediskreten Schätzwert _q ist.

Die Übertragung von Datensymbolen d mit E{d} gleich Null wird im folgenden vorausgesetzt. Die Ausführung, die durch Anwendung einer besonderen JD-Technik für kohärente Empfangsantennen-Diversität erreicht werden kann, ist vom Signal- Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang der JD-Einrichtung für kohärente Empfangsantennen-Diversität abhängig. Dieses Signal- Stör-Verhältnis γ(k,n) wird für jedes von einem Teilnehmer k übertragene Datensymbol d bestimmt. Es gilt:

Im folgenden wird ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter (dekorrelierendes Matched Filter), das zur Anwendung für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, vorge stellt. Seine Betriebsweise erfordert, daß A nach Gleichung (30), R _n nach Gleichung (33a) und e nach Gleichung (34) am Empfänger bekannt sind. Mit der Matrix Diag⟨X _i,j⟩, die eine nur aus Diagonalelementen der Matrix X bestehende Diagonalmatrix bezeichnet, und mit der sogenannten Cholesky-Zerlegung

R = L*^T L, (41)

worin L eine obere Dreiecksmatrix

ist, ist das wertekontinuierliche Ausgangssignal des dekorre lierenden signalangepaßten Filters für kohärente Empfangsan tennen-Diversität gegeben durch:

Im Gleichungssatz (43a) bis (43c) bedeutet [X]_i,j das Element in der i-ten Zeile und der j-ten Spalte der Matrix X. Gemäß dem Gleichungssatz (43a) bis (43c) enthält der Schätzwert _c sowohl Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenzen als auch einen gefiltertem Rauschen zugeordneten Störungsterm. Aus der Gleichung (43b) folgt, daß S die K·NxK·N-Einheitsmatrix I ist und die Schätzmatrix M durch

dargestellt wird. Die Operation L e dekorreliert, d. h. macht die Störung vorher weiß. Somit ist L ein Weißmacher-Vorfilter oder Dekorrelationsfilter. Das Signal L e wird dem Filter (L A)*^T eingespeist, das an die Verkettung der K·K_a Dis kretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten b der Gleichung (22) und dem Dekorrelationsfilter L angepaßt ist. Die Verkettung von L mit (L A)*^T ist ein dekorre lierendes signalangepaßtes Filter.

Der Einfachheit halber wird die hermetische Matrix

angegeben. Unter der Voraussetzung, daß die Datensymbole d Abtastwerte eines stationären Prozesses mit der Kovarianzma rix

R _d = E{d d*^T} (46)

sind, ist das Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des in der Gleichung (40) formulierten dekorrelierenden angepaßten Filters durch

gegeben.

Ein wichtiger Spezialfall wird durch additives weißes Gauß'sches Rauschen der Varianz σ² und durch unkorrelierte Datensymbole gebildet, d. h. die Kovarianzmatrix R _d ist gleich der K·NxK·N-Einheitsmatrix I. In diesem Spezialfall ergibt sich die Schätzmatrix M zu

Entsprechend der Gleichung (48) besteht das dekorrelierende angepaßte Filter für kohärente Empfangsantennen-Diversität aus K_a den K_a Empfangsantennen E₁ . . . zugeordneten signalan gepaßten Filtern. Die Gleichung (47) reduziert sich überdies zu

Das in der Gleichung (47) angegebene Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) ist maximal, wenn weder Intersymbol- noch Vielfachzu griffsinterferenzen vorhanden sind. In diesem Fall reduziert sich die Gleichung (47) auf

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß'schen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole wird die Gleichung (50) zu

Gemäß der Gleichung (51) ist das Signal-Stör-Verhältnis am Ausgang des dekorrelierenden signalangepaßten Filters für ko härente Empfangsantennen-Diversität die Summe der Signal- Stör-Verhältnisse an den Ausgängen der K_a den K_a Empfangsan tennen E₁ . . . zugeordneten signalangepaßten Filter.

Der sogenannte lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE), geeignet auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität, be ruht auf der Gauß-Markov-Schätzung. Die ZF-BLE-Entzerrung mi nimiert die quadratische Form

worin d _c ein Datenvektor mit wertekontinuierlichen Elementen d _c,n, n=1 . . . K·N ist. Das Minimum von Q(d _c) ist dem wertekonti nuierlichen und erwartungstreuen Schätzwert

des Datenvektors d zugeordnet, der in der Gleichung (25) angegeben ist. Entsprechend Gleichung (53) ist der Schätzwert _c von Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenzen frei, ent hält aber noch einen das gefilterte Rauschen darstellenden Störungsterm.

Aus der Gleichung (53) folgt, daß S die K·NxK·N-Einheitsmatrix I ist, und die Schätzmatrix M läßt sich darstellen als

Die Schätzmatrix M läßt sich noch weiterentwickeln. Mit der Cholesky-Zerlegung

worin H eine obere Dreiecksmatrix und Σ eine Diagonalmatrix ist,

läßt sich die Gleichung (54) darstellen als:

Wie vorher bereits erwähnt worden ist, enhält der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE) ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter, welches für den Empfangssignalvektor e nach Gleichung (34) eingesetzt wird. Das Ausgangssignal des dekorrelierenden signalangepaßten Filters wird in das Weißmacher filter (H*^TΣ)^-1 eingespeist. Die Kombination der Filter L, (L A)*^T und (H*^TΣ)^-1 soll als dekorrelierendes, weißmachendes signalangepaßtes Filter bezeichnet werden. Am Ausgang dieses kombinierten Filters läßt sich ein Maximum-Likelihood-Sequenz- Schätzer (MLSE) einsetzen. Der Aufwand für einen solchen Maximum-Likelihodd-Sequenz-Schätzer (MLSE) ist jedoch ziemlich hoch. Deswegen ist die Verwendung eines linearen Inter symbol- und Vielfachzugriffinterferenz-Löschers (Canceller), so wie durch den Ausdruck (Σ H)^-1 angegeben, günstiger.

Mit der durch die Gleichung (45) definierten Matrix E läßt sich das Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des linearen Zero-Forcing-Blockentzerrers (ZF-BLE) durch den Ausdruck

darstellen, der im allgemeinen kleiner als γ(k,n) nach Gleichung (50) am Ausgang des dekorrelierenden signalangepaßten Filters ist. Der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE) arbeitet jedoch besser als das dekorrelierende signalange paßte Filter, wenn die Intersymbol- und Vielfachzugriffinter ferenzen beträchtlich sind.

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß'schen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole ist die Schätzmatrix M nach Gleichung (54) gegeben durch

M = (A*^T A)^-1*^T, (59)

und die Gleichung (58) reduziert sich auf

Der sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), geeignet auch für kohärente Empfangs antennen-Diversität, soll im folgenden ausgehend vom gerade beschriebenen linearen Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE), der für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, abgeleitet werden. Die Ableitung des ZF-BDFE-Entzerrers nützt die Struktur der oberen Dreiecksmatrix H aus. Mit den Glei chungen (53) und (57) gilt:

worin die Schätzmatrix

M = Σ^-1 ((H*^TΣ)^-1(L A)*^T L (62)

benutzt wird und I die K·NxK·N-Einheitsmatrix bezeichnet. Gemäß Gleichung (62) enthält der sogenannte Zero-Forcing-Block entzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet sein soll, ein dekorrelierendes, weißmachendes signalangepaßtes Filter. Die Gleichheiten

folgen aus der Gleichung (61b). Gemäß der Gleichung (63a) wird der Schätzwert _c,K·N durch die lineare Überlagerung der K_a·(N·Q+W-1) gewichteten Elementen M)_K·N,j e _j bestimmt. Alle anderen Schätzwerte _c,n sind überdies durch die gewichteten Schätzwerte H _n,n+1 _c,n+1, H _n,n+2 _c,n+2 . . . H _n,K·N _c,K·N beeinflußt, vgl. Gleichung (63b). Unter der Voraussetzung, daß der in (63a) und (63b) angegebene Gleichungssatz rekursiv mit von K·N bis zu Eins herabsteigenden N gelöst wird, läßt sich eine sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrung mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), die auch für kohärente Empfangsanten nen-Diversität geeignet ist, realisieren. Ersetzt man _c,j, j=(n+1) . . . (K·N) in der Gleichung (63b) durch die quantisierten Versionen _q,j, so ergibt sich der Zero-Forcing-Blockent zerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), geeignet auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität, mit

Mit

ergibt sich aus der Gleichung (61b)

[H - I] ist der Rückkopplungsoperator. Mit

wird die Struktur der Gleichung (36) erkannt. Beide durch den Gleichungssatz (67a) und (67b) gegebenen Größen S und müssen jeden Zeitaugenblick nT_s ein Update erfahren.

Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des ZF-BDFE-Ent zerrers ist durch

unter der Voraussetzung gegeben, daß alle vergangenen Ent scheidungen, die rückgekoppelt werden, korrekt sind. Das Signal- Stör-Verhältnis γ(k,n) nach Gleichung (68) ist allgemein größer als das duch die Gleichung (58) gegebene Signal-Stör- Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des ZF-BLE-Entzerrers. Im Falle inkorrekter vergangener Entscheidungen leidet die Arbeit des ZF-BDFE-Entzerrers jedoch an Fehlerausbreitungen. Wie bereits erwähnt worden ist, läßt sich die Arbeit des ZF-BDFE-Entzerrers durch die Anwendung einer Kanalsortierung verbessern.

Wie der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, und der Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rück kopplung (ZF-BDFE), ebenfalls für kohärente Empfangsantennen- Diversität ausgelegt, macht der sogenannte Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, Gebrauch von der Kenntnis über die in der Gleichung (27a) angegebene Ma trix A, über den Störsignalvektor n gemäß Gleichung (23) und über den gemäß Gleichung (34) eingeführten Empfangssignalvektor e. Die quadratische Form

muß durch den MMSE-BLE-Entzerrer minimert werden. Der Daten vektor d _c besteht aus den wertekontinuierlichen Elementen d _c,n, n=1 . . . K·N. Die quadratische Form Q(d _c) nimmt ihr Minimum an, wenn d _c gleich dem wertekontinuierlichen und unbeeinflußten Schätzwert

ist, worin I die K·NxK·N-Einheitsmatrix bezeichnet. Gemäß dem Gleichungssatz (70a) bis (70c) enthält der Schätzwert _c einen Nutzterm, einen die Intersymbol- und Vielfachzugriffinter ferenzen ausgehenden Term sowie einen Störungsterm und er stellt das Ausgangssignal des bereits abgehandelten ZF-BLE- Entzerrers dar, dem ein Wiener-Filter

nachgeschaltet ist. Infolge des Gleichungssatzes (70a) bis (70c) ist S identisch mit der K·NxK·N-Einheitsmatrix I, und läßt sich die Schätzmatrix M in Form von

M = W₀ (Σ H)^-1 (H*^TΣ)^-1 (L A)*^T L (72)

darstellen.

Entsprechend Gleichung (72) enthält der MMSE-BLE-Entzerrer ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter, welches für den Empfangssignalvektor e nach Gleichung (34) eingesetzt wird. Das Ausgangssignal des dekorrelierenden signalangepaßten Filters wird in den linearen Intersymbol- und Vielfachzu griffslöscher (=Canceller) (Σ H)^-1 eingespeist, dem das Wiener- filter W₀ nachgeschaltet ist. Da das Wiener-Filter den Erwartungswert der quadrierten Norm des Schätzfehlervektors (d _c-d) minimiert, führt die MMSE-BLE-Entzerrung zu einer besseren Leistung als die ZF-BLE-Entzerrung, was auch bei kohärenter Empfangsantennen-Diversität gilt. Außerdem läßt sich ohne weiteres aufzeigen, daß die Schätzfehler (d _c,n-d _n) und die geschätzten Datensymbole _c,n am Ausgang des MMSE-Entzerrers unkorreliert sind.

Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des MMSE-BLE- Entzerrers ist durch den Ausdruck

gegeben, der im allgemeinen größer als das in Gleichung (58) vorgestellte Signal-Stör-Verhältnisses γ(k,n) am Ausgang des bereits vorher beschriebenen ZF-BLE-Entzerrers ist.

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß'schen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole ergibt sich die Schätzmatrix M zu

M = (I + σ² · (A*^T A)^-1)^-1 · (A*^T A)^-1 A*^T, (74)

und die Gleichung (73) reduziert sich auf

worin W₀ = (I + σ²·(A*^T A)^-1)^-1 ist.

Ausgehend vom vorstehend behandelten sogenannten Minimum- Mean-Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE), der für kohärente Empfangsantennen-Diversität ausgelegt ist, soll im fol genden der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, in ähnlicher Weise abgeleitet werden, wie dies für dne ZF-BDFE-Ent zerrer bereits erfolgt. Mit der Cholesky-Zerlegung

bei welcher die Matrizen

benutzt werden, und mit der Schätzmatrix

M = Σ′^-1 (H′*^T Σ′)^-1 (L A)*^T L (78)

läßt sich der MMSE-BDFE-Entzerrer folgendermaßen darstellen:

Die Matrix [H′ - I] stellt den Rückkopplungsoperator dar. Mit

wird die Struktur der Gleichung (36) erkannt.

Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des MMSE-BDFE- p Entzerrers ist durch

unter den Voraussetzungen gegeben, daß alle vergangenen Ent scheidungen, die rückgekoppelt wurden, korrekt sind. Das Signal- Stör-Verhältnis γ(k, n) nach Gleichung (81) für den MMSE- BDFE-Entzerrer ist im allgemeinen größer als das durch die Gleichung (68) gegebene Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) des ZF- BDFE-Entzerrers.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß die durch die Erfindung entstandene CDMA-Systemstruktur derjenigen eines CDMA- Systems mit DS (Direct Sequence = Direktspreizungsfolge) gleicht. Das Einbringen des Mehrträgerverfahrens (MC = Multi carrier) wird durch geeignete Wahl des Spreizungscodes er reicht. Durch diese Vorgehensweise nach der Erfindung wird zum einen die Signalerzeugung in CDMA-Systemen mit DS und mit Mehrträgerverfharen (MC) vereinheitlicht und zum anderen die Erweiterung und Anwendung bereits bekannter Verfahren zur Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection) ohne und mit Diversitätsempfang in CDMA-Systeme mit Mehrträgerverfahren ermöglicht.

Anwendungsgebiete für ein entsprechend der Erfindung ausge bildetes System sind außer allgemein dem Mobilfunk unter anderem z. B. der Richtfunkt, der Satellitenfunk, der Seefunk, WLL (Wireless Local Loop = drahtlose Nebensprechanlage), WLAN (Wireless Local Area Network = drahtloses LAN), MBS (Mobile Broadband Systems = mobile Breitbrandsysteme), FPLMTS (Future Public Land Mobile Telecommunication Systems, IMT-200), UMTS (Universal Mobile Telecommunication Systems), PCS (Personal Communication Services), PCN (Personal Communication Net works), schnurlose Telefonanlagen (CT, Cordless Telephone), HDTV (High Definition Television), Kabelfernsehen (CATV, Cable TV), RITL (Radio in the Loop = Funknebensprechanlage), Indoor-Funk, PABX (Public Access Branch Exchange), Unterwasser funk und Deep Space Communications.

Claims

1. System zur Funkübertragung digitaler Signale zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation unter An wendung des sogenannten MC-CDMA (Multicarrier - Code Division Multiple Access = Mehrträger-Codemultiplex)-Verfahrens, bei dem eine Vielzahl von Nutzverbindungen in einem gemeinsamen HF-Frequenzband gleichzeitig abgewickelt wird, wozu von den K Teilnehmerstationen endlich lange Datenblöcke, die durch Daten vektoren mit jeweils aus N m-ären komplexen Datensymbolen d mit einer Datensymbolperiodendauer T_S repräsentiert werden können, unter Beaufschlagung mit einem der jeweiligen Teilnehmerstation k, k=1 . . . K zugeteilten Spreizcode mit Q inner halb des HF-Frequenzbandes gleichmäßig verteilten Subträgern übertragen und am Empfangsort unter Verwendung dieses Spreizcodes mittels einer CDMA-Detektoreinrichtung wieder de codiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der gleichzeitig von einer spezifischen Teil nehmerstation k übertragenen Datensymbole d Eins beträgt und somit alle Datensymbole d einer Teilnehmerstation auf einanderfolgend übertragen werden, daß diese Übertragung unter Einsatz der Q Subträger der Bandbreite B_S=B_U/Q=1/T_S statt findet, wobei die mit q, q=1 . . . Q, numerierten Subträger jeweils eine einzige Mittenfrequenz f_q, q=1 . . . Q, gemäß q = 1 . . . Q aufweisen, daß jedes der Datensymbole d einer Teilnehmerstation über alle Q Substräger der Bandbreite B_S durch Verwendung einer teilnehmerspezifischen, aus sogenannten Chips C bestehenden Signaturcodesequenz gespreizt wird, wobei jedes Chip einem besonderen Subträger zu geordnet ist, daß eine Teilnehmerstation k, k=1 . . . K, ein linear moduliertes Signal überträgt, das im äquivalenten Tiefpaß bereich durch gegeben ist, daß die lineare MC-CDMA-Spreizmodulation durch mit einer Rate 1/T_c abgenommene Abtastungen von c ^(k) (t; c ^(k)) gebildet wird, wobei die durch diese Abtastungen erzeugten Abtastwerte hervorbringen, daß mit einer Matrix der inversen diskreten Tourier-Transformation (IDFT) eine Beziehung zwischen den Vektoren ζ ^(k) und dem Spreizcodevektoren c ^(k) durch die Gleichung z ^(k) = D c ^(k) gegeben ist, wobei die Vektor matrix ζ ^(k) Q Spaltenvektoren enthält, so daß sichD =(δ ⁽¹⁾, δ ⁽²⁾ . . . δ ^(Q)) und damitζ ^(k) = (c₁^(k) δ ⁽¹⁾ + c₂^(k) δ ⁽²⁾ + . . . + c _Q ^(k) δ ^(Q))ergibt, daß in Anbetracht der Tatsache, daß jedes Chip c einem besonderen Subträger q zugeordnet ist, die Gleichungζ ^(k) = D c ^(k)so zu interpretieren ist, daß die Spalten δ ^(q), q=1 . . . Q, der Matrix D die Q Subträger und die Zeilen der Matrix D die Q Zeitmomente inner halb der Datensymbolperiodendauer T_S darstellen, während welcher Abtastwerte abgenommen werden, und daß das Ergebnis der Gleichungζ ^(k) = D c ^(k)somit ein Vektor ζ ^(k) mit Elementen ζ ist, die sich aus einer linearen Kombination der Chips C ergeben.

2. System nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Anwendung bei einem CDMA-System mit Mehrträgerverfahren und kohärenter Empfangs antennen-Diversität (CRAD, Coherent Receiver Antenna Diver sity).

3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in einer CDMA-Detektoreinrichtung der Empfangsseite einer K_a Empfangsantennen aufweisenden Station zur Bestimmung von Schätzwerten der Datensymbolsequenzen d ^(k) ein Empfangssignal vektor e, der sich ause =(e ^(1)T, e ^(2)T . . . e
= (e₁, e₂ . . . e = A d + n, K_a, N, Q, W ∈ N,ergibt, worin die kombinierte K_a·(N·Q+W-1)×K·N- Kanalmatrix A alle K·K_a kombinierten Kanalimpulsantworten enthält, und worin K_a verschiedene Störsequenzen durch den kombinierten Störvektorn =(n ^(1)T, n ^(2)T . . . n
= (n₁, n₂ . . . n K_a, N, Q, W ∈ Nund die Datensequenz d durch den Datensymbolvektord =(d ^(1)T, d ^(2)T . . . d ^(K)T)^T = (d₁, d₂ . . . d _K·N)^T, K, N ∈ Ndargestellt werden.

4. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine CDMA-Detektoreinrichtung zur Mehr teilnehmerdetektion (JD, Joint Detection) vorgesehen ist, daß diese Detektoreinrichtung suboptimal arbeitet und entweder auf einer linearen Entzerrung oder auf einer Entscheidungs rückkopplungsentzerrung beruht, daß die Detektoreinrichtung ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter enthält, daß das Arbeitsprinzip der JD-Detektoreinrichtung unter der Voraus setzung, daß der durch e =(e ^(1)T, e ^(2)T . . . e
= (e₁, e₂ . . . e = A d + n, K_a, N, Q, W ∈ N,definierte Empfangssignalvektor e beim Empfänger bekannt ist, durch einen Satz von Gleichungen S = M e angegeben ist, worin S = (S _i,j), i, j = 1 . . . K·N, eine quadratische Matrix mit K·N Zeilen und K·N Spalten, M = (M _i,j), i = 1 . . . K·N, j = 1 . . . N·Q+W-1, eine K·N×K_a·(N·Q+W-1)- Schätzmatrix = ( ₁, ₂ . . . _K·N)^T der Schätzwert des in der Gleichung für den Empfangssignalvektor e definierten Daten vektors d ist.

5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als CDMA-Detektoreinrichtung ein linearer Datenblockent zerrer mit nachfolgender Quantisierungsstufe vorgesehen ist, daß im Blockentzerrer wertekontinuierlicher Schätzwerte der Datensymbole ermittelt werden, die zu Vektoren zusammengefaßt werden, und daß in der Quantisierungsstufe anschließend werte diskrete Schätzwerte der Datensymbole durch Quantisieren der wertekontinuierlichen Schätzwerte gewonnen werden.

6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als linearer Blockentzerrer der sogenannte lineare Zero- Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE, Zero Forcing Block Linear Equalizer) verwendet wird.

7. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als linearer Blockentzerrer der sogenannte Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE, Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer) verwendet wird.

8. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als CDMA-Detektoreinrichtung ein Datenblockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung vorgesehen ist.

9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Datenblockentzerrer ein sogenannter Zero-Forcing- Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE, Zero Forcing Block Decision Feedback Equalizer) vorgesehen ist.

10. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Datenblockentzerrer ein sogenannter Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE, Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer) vorgesehen ist.

11. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Empfangsseite ein digitaler Signalprozessor vor gesehen ist, der die CDMA-Detektoreinrichtung enthält.

12. System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalprozessor noch Kanalschätzer enthält.

13. System nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß als Signalprozessor ein Mikroprozessor vorgesehen ist.

14. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Verwendung im Rahmen eines hybriden Vielfachzugriffverfahrens, das in einer Kombination von Codemultiplex (CDMA, Code Division Mulitple Access) mit Mehrträgerverfahren (MC, Multicarrier), Frequenz multiplex (FDMA, Frequency Division Multiple Access) und Zeitmultiplex (TDMA, Time Division Multiple Access) besteht.

15. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite Antennendiversität vorgesehen ist.

16. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine adaptive Diversität mit Richtantennen vorgesehen ist.

17. System nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine nichtadaptive Diversität mit Richtantennen vorgesehen ist.

18. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Erweiterung der bis lang linearen Datenmodulation auf nichtlineare Datenmodulation.

19. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Erweiterung von linearer Spreizungsmodulation auf nichtlineare Spreizungsmodulation.

20. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Codespreizung mit orthogonalen Folgen, entweder in der Aufwärtsstrecke (uplink) oder in der Abwärtsstrecke (downlink) oder in beiden Richtungen.

21. System nach einem der Ansprüche 1 bis 19, gekennzeichnet durch eine Codespreizung mit nichtorthogonalen Folgen, entweder in der Aufwärtsstrecke (uplink) oder in der Abwärtsstrecke (downlink) oder in beiden Richtungen.

22. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Verwendung binärer Spreizungsfolgen.

23. System nach einem der Ansprüche 1 bis 21, gekennzeichnet durch die Verwendung nicht binärer Spreizungsfolgen, beispielsweise quaternärer Spreizungsfolgen.

24. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Anwendung auf dem Gebiet des Mobilfunks.

25. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung auf dem Gebiet des Richtfunks.

26. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung auf dem Gebiet des Satellitenfunks.

27. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung bei Seefunk.

28. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung bei einem schnurlosen Telefon (CT, Cordless Telephone).

29. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung bei Kabel-TV (CATV, Cable TV).

30. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, gekennzeichnet durch eine Anwendung bei Unterwasserfunk.