DE19645508A1 - Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur HochfrequenzpegelregelungInfo
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- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung mit
einem Pegelstellglied zur Bildung eines Ausgangssignals mittels Mischung eines Ein
gangssignals und eines Rückkopplungssignals in einer Gilbert-Zelle, einem Sensor in
einem Rückkopplungszweig zur Bildung eines Meßsignals und eines Referenzsignals
aus dem Ausgangssignal und einem Regelverstärker im Rückkopplungszweig zur
Bildung des Rückkopplungssignals aus der Differenz zwischen Meß- und Referenz
signal.
Aus 1995 IEEE International Solid State Circuits Conference (ISSCC95), Session 8,
Wireless Communications, Paper TA 8.7, Seiten 148, 149, 354, 112, 113, 312 ist
ein GSM Transceiver IC mit On-Chip-Filter bekannt. Dabei ist beschrieben, das IF-
Transmissionssignal in einer Hochfrequenzschaltungsanordnung auf einen Pegel von
50 mV zu regeln, indem mittels eines Verstärkers die Hochfrequenzmischer in
ihrem maximalen linearen Bereich betrieben werden.
Aus DE 43 38 721 A1 ist ein Mehrbandfunkgerät bekannt, das einen Mischer in
einem Mehrbandempfänger enthält. Dieser Mischer ist für eine Zwischenfrequenz-
Umsetzung mittels einer Mischfrequenz vorgesehen, wobei alternativ auch ein
Gilbertzellen-Mischer verwendet werden kann (Spalte 3, Zeile 52-56). Gegenüber
einem Ringmischer, der bei entsprechender Mischersymmetrie schon eine ausrei
chende Dämpfung von unerwünschten Nebenempfangsstellen innerhalb des
Empfangsbandes ermöglicht, kann der Gilbertzellen-Mischer integriert werden.
Besonders bei Batterie- oder Akku-betriebenen Geräten (beispielsweise Handgeräte
für den Mobilfunk) ist es interessant, die Versorgungsspannung zur Minderung des
Energieverbrauchs oder anderen aus gerätespezifischen Gründen zu reduzieren,
wodurch im Betrieb des Gilbert-Zellen-Mischers nach dem Stand der Technik
Probleme auftreten können.
Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die
den Betrieb einer Gilbert-Zelle als Hochfrequenzmischer bei geringer Versorgungs
spannung gewährleistet.
Diese Aufgabe wird bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dadurch ge
löst, daß in der Gilbert-Zelle zwischen einer mit dem Rückkopplungssignal gekop
pelten ersten Stufe und einer mit dem Eingangssignal gekoppelten zweiten Stufe
wenigstens eine Stromspiegelanordnung vorgesehen ist. Eine Gilbert-Zelle besteht in
der Regel aus zwei gekoppelten Stufen und arbeitet als Vierquadrantenmultiplizierer.
Die zweite (oder obere) Stufe wird dabei aus zwei symmetrischen Differenzverstar
kern gebildet, mit deren kreuzweise verschalteten Basisanschlüssen beispielsweise
das hochfrequente Eingangssignal gekoppelt ist. Die paarweise gekoppelten Emitter
anschlüsse der Differenzverstarker sind jeweils mit einem Kollektoranschluß eines
der beiden Transistoren der ersten (oder unteren) Stufe verbunden. An deren Basis
anschlüssen liegen das Rückkopplungssignal und das invertierte Rückkopplungs
signal. Die beiden Transistoren der ersten Stufe bilden so einen Differenzverstarker
mit Stromgegenkopplung. Dabei stellen die Kollektoren die Ausgänge von zwei
Stromquellen dar, die durch o. a. Kopplung vom Rückkopplungssignal gegensinnig
gesteuert werden. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Hochfre
quenzpegelregelung sollen das aus dem Ausgangssignal gebildete Rückkopplungs
signal und das Eingangssignal gemischt werden, die dafür jeweils an eine der beiden
Stufen der Gilbert-Zelle angekoppelt werden. Zwischen diesen Stufen ist erfindungs
gemäß wenigstens eine Stromspiegelanordnung vorgesehen, mit deren Hilfe der
Strom aus der unteren Stufe in die obere Stufe hineingespiegelt wird. Die beiden
Transistoren der ersten Stufe sind dabei jeweils über eine Stromspiegelanordnung
mit einem der beiden symmetrischen Differenzverstärker der zweiten Stufe verbun
den. Dadurch kann die Gilbert-Zelle bei einer geringeren Versorgungsspannung
betrieben werden. Durch eine Parallelschaltung von entsprechend vielen Transistoren
im Ausgangszweig des Stromspiegels lassen sich ganzzahlige Vielfache des Ein
gangsstromes erzeugen. Durch geeignete Wahl des Übersetzungsverhältnisses kann
eine Stromeinsparung erzielt werden.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung besteht die Stromspiegelanord
nung aus wenigstens zwei in Serie geschalteten symmetrischen Stromspiegeln. Die
Verwendung von zwei aufeinanderfolgenden Stromspiegeln in Reihenschaltung
ermöglicht mehr einstellbare Spiegelfaktoren und insbesondere auch größere
Übersetzungsverhältnisse.
Bei einer weiteren Ausführungsform ist in der Stromspiegelanordnung ein erster
Stromspiegel bestehend aus wenigstens zwei pnp-Bipolartransistoren und ein zweiter
Stromspiegel bestehend aus wenigstens zwei npn-Bipolartransistoren vorgesehen.
Neben den angegebenen Bauformen für die Halbleiterbauelemente in den Strom
spiegeln ist auch der Einsatz anderer Bauelemente, wie zum Beispiel Feldeffekttran
sistoren, denkbar.
Für eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist zur Regelung des ersten
Stromspiegels ein Kollektoranschluß und ein Basisanschluß eines ersten Regeltran
sistors zur Kopplung mit dem Eingangssignal des Stromspiegels und ein Emitter
anschluß des ersten Regeltransistors zur Kopplung mit einer konstanten Stromquelle
Und ein Basisanschluß eines zweiten Regeltransistors zur Kopplung mit dem Ein
gangssignal, ein Kollektoranschluß des zweiten Regeltransistors zur Kopplung mit
einer Versorgungsspannung und ein Emitteranschluß des zweiten Regeltransistors
zur Kopplung mit der konstanten Stromquelle vorgesehen.
In einer möglichen Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist
im Sensor ein mittels eines Spannungsteilers erzeugter Teil des Ausgangssignals zur
Bildung des Meßsignals und des Referenzsignals vorgesehen. Auf diese Weise kann
der Sensor für beliebige Spannungspegel des Ausgangssignals verwendet werden.
Durch entsprechende Dimensionierung der Bauelemente des Spannungsteilers wird
bei einem erhöhten Ausgangssignalspannungspegel ein für den Sensor geeigneter
Pegel erzeugt. Ein Spannungsteiler läßt sich in besonders geeigneter Weise inte
grieren, jedoch sind auch andere Formen der Spannungstransformation denkbar.
Weiterhin betrifft die Erfindung noch ein Mobilfunkgerät mit einer erfindungs
gemäßen Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung und eine Schaltungs
anordnung zur Mischung zweier Eingangssignale.
Nachfolgend soll ein mögliches Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand von
Zeichnungen erläutert werden. Dabei stellen
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines allgemeinen Regelkreises mit
Rückkopplungszweig,
Fig. 2 eine Schaltskizze der schaltungstechnischen Realisierung eines
Pegelstellgliedes aus dem Regelkreis,
Fig. 3 eine Schaltskizze der schaltungstechnischen Realisierung eines
Regelverstarkers des Regelkreises,
Fig. 4 eine Schaltskizze der schaltungstechnischen Realisierung eines Sensors
des Regelkreises und
Fig. 5 eine Schaltskizze der schaltungstechnischen Realisierung eines Sensors
des Regelkreises mit einem Spannungsteiler zur Anpassung der
Amplitude des Zwischenfrequenzsignals IF1
dar.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Hochfrequenzpegelregelung als
Zwischenfrequenz-(IF)-Verstärker im Sendepfad eines Mobilfunkendgerätes nach
dem GSM-Standard eingesetzt. Das Ausgangssignal ist ein in seiner Amplitude
geregeltes Zwischenfrequenzsignal IF1 bzw. invertiertes Zwischenfrequenzsignal
IF1X. Die Schaltungsanordnungen sind weitestgehend symmetrisch für das jeweilige
Signal und das dazu invertierte Signal, so daß im folgenden entsprechend analoge
Beschreibungen für den Schaltungsteil für das jeweils mit einem "X" am Ende
gekennzeichnete, invertierte Signal gelten. Faktorisierungsziffern an den eingezeich
neten Bauelementen kennzeichnen eine Parallelschaltung der angegebenen Anzahl
von gleichen Bauelementen. Dabei entstehen insbesondere bei Stromspiegeln spe
zielle Übersetzungsfaktoren für das Verhältnis von Eingangsstrom auf der Primär
seite zu Ausgangsstrom auf der Sekundärseite.
In Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Regelkreises angegeben, der
sowohl in Hochfrequenzpegelreglern in Rundfunkempfängern als auch in Mobilfunk
geräten verwendet werden kann. Er wird gebildet aus einem Pegelstellglied 1, einem
Regelverstärker 2, in den oft ein Filter integriert ist, und einem Sensor 3. Ein Aus
gangssignal AOUT soll in seiner Amplitude auf ein Referenzsignal geregelt werden.
Dabei gilt als Randbedingung, daß bei einem möglichst konstanten Pegel für das
sinusförmige, hochfrequente Ausgangssignal AOUT der Pegel eines Eingangssignals
AIN in weiten Grenzen variieren kann. Das Ausgangssignal, hier IF1/IF1X, wird
rückgekoppelt und dem Sensor 3 zugeführt. Im Sensor 3 wird aus dem IF1/
IF1X-Signals ein Meßsignal E und ein Referenzsignal EREF gebildet und dem Regel
verstärker 2 zugeführt. Im Regelverstärker 2 wird durch Verstärkung und Filterung
aus der Differenz des Meßsignals und des Referenzsignals E-EREF ein Rückkopp
lungssignal S, bzw. ein invertiertes Rückkopplungssignal SX, erzeugt. Dieses
Rückkopplungssignal S/SX wird über das Pegelstellglied 1 in die Regelstrecke
zurückgekoppelt. Im Pegelstellglied 1 wird zur Regelung des Ausgangssignals
IF1/IF1X auf eine bestimmte Amplitude das Rückkopplungssignal S/SX in einer
Gilbert-Zelle mit einem symmetrischen Hochfrequenz-Eingangssignal, hier ein
ungeregeltes, in seiner Amplitude variierendes Zwischenfrequenzsignal
TXIF/TXIFX, gemischt. Die detaillierten Ausführungen des Pegelstellgliedes 1, des
Regelverstärkers 2 und des Sensors 3 werden nachfolgend anhand der Figuren
erläutert.
In Fig. 2 zeigt die schaltungstechnische Realisierung des Pegelstellgliedes 1. Das
ungeregelte Zwischenfrequenzsignal TXIF/TXIFX und das Rückkopplungssignal
S/SX werden zugeführt und daraus das Ausgangssignal IF1/IF1X erzeugt. S und SX
liegen je an einem Basisanschluß zweier npn-Transistoren T118 und T117, deren
Emitteranschlüsse mit einem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T110 gekop
pelt sind. Diese beiden Transistoren bilden die untere Stufe einer Gilbert-Zelle, die
als Mischer für die hochfrequenten Signale verwendet wird. Der Basisanschluß des
Transistors T110 ist mit einer Referenzspannungsquelle VBIAS verbunden, die von
einer Band-gap-Referenz erzeugt wird und in üblicher Weise Konstantstromquellen,
wie zum Beispiel Transistor T110, steuert. Der Emitteranschluß von Transistor
T110 liegt über einen Widerstand R107 an einer Bezugsspannung VEE = 0V. Im
weiteren wird nur der Verlauf des Signals S beschrieben, da für das symmetrische
Signal SX ein analoger Schaltungsteil in der Fig. 2 dargestellt ist. Der Kollektor
anschluß des Transistors T118 ist sowohl mit dem Kollektoranschluß eines pnp-
Transistors T103 als auch über einen Kondensator C23 mit den Basisanschlüssen des
Transistors T103 und eines pnp-Transistors T102 verbunden. Die Emitteranschlüsse
der Transistoren T103 und T102 sind jeweils über einen Widerstand R103 bzw.
R102 mit einer Versorgungsspannung VCC gekoppelt, die bei der Ausführungsform
im Bereich von 2,7V bis 5,5V liegen kann. Daher arbeiten die beiden
pnp-Transistoren T103 und T102 als Stromspiegel, der das Signal S am Kollektoranschluß von
Transistor T102 zur Verfügung stellt. Dieser Stromspiegel ist mit einer speziellen
Regelung versehen, die von den npn-Transistoren T106 und T107 gebildet wird.
Deren gekoppelte Emitteranschlüsse sind über die Kollektor-Emitter-Strecke eines,
wie Transistor T110 als Konstantstromquelle arbeitenden, npn-Transistors T109 und
einen Widerstand R106 mit VEE verbunden. Das Signal S läuft über den Basisan
schluß des Transistors T107 und ist über den Kondensator C23 mit dem Basis- und
dem Kollektoranschluß des Transistors T106 gekoppelt. Der Kollektoranschluß des
Transistors T107 ist mit der Versorgungsspannung VCC verbunden. Für das Signal
SX ist symmetrisch zum beschriebenen Teil eine entsprechende Schaltung eingefügt.
Die Regelung der pnp-Stromspiegel durch jeweils ein npn-Transistorpaar ermöglicht
die Verwendung einer geringeren Versorgungsspannung (beispielsweise VCC =
2,7V). Zur Optimierung des Gesamtschleifenfrequenzgangs und zur lokalen Stabili
sierung werden Kondensatoren C20 und C21 eingefügt. Hier werden die Emitteran
schlüsse der Primärseiten der jeweiligen Stromspiegel für die Signale S und SX über
C20 und C21 miteinander gekoppelt. Aufgrund der parasitären Substratkapazitäten
liegen C20 und C21 antiparallel. Dadurch wird eine erhöhte Symmetrie erreicht.
Alternativ zu der dargestellten Lösung kann der Widerstand R103, bzw. R101 für
das Signal SX, zwischen VCC und Emitteranschluß auch mit jeweils einem Konden
sator überbrückt werden. In diesem Fall sind die Kapazitätswerte für die Kondensa
toren jeweils zu verdoppeln. Zur Optimierung des Betriebes im Arbeitspunkt dienen
ebenfalls die Kondensatoren C23 bzw. C22.
An diese geregelten ersten pnp-Stromspiegel ist jeweils für das Signal S und SX ein
zweiter npn-Stromspiegel gekoppelt. Dazu ist die Sekundärseite des ersten Strom
spiegels, d. h. der Kollektoranschluß des Transistors T102, sowohl mit dem Basis-
und Kollektoranschluß eines npn-Transistors T10 als auch mit den Basisanschlüssen
der npn-Transistoren T8 und T9 verbunden. Die Emitteranschlüsse der Transistoren
T10, T8 und T9 sind über Widerstände R11 sowie R9 und R10 mit VEE gekoppelt.
Auf die gleiche Weise ist die Sekundärseite des entsprechenden Schaltungsteils für
das invertierte Signal SX mit einem zweiten Stromspiegel aus npn-Transistoren T5,
T6 und T7 verbunden. Deren Emitteranschlüsse sind über Widerstände R6, R7 und
R8 mit VEE verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren der Sekundärseite
des zweiten Stromspiegels sind mit der oberen Stufe der Gilbert-Zelle gekoppelt.
Insgesamt ermöglicht diese Reihenschaltung von jeweils zwei symmetrischen
Stromspiegeln die Reduzierung der Versorgungsspannung VCC auf bis zu 2,7V. Die
pnp-Stromspiegel wie auch die npn-Stromspiegel besitzen zur Stromeinsparung, zum
Beispiel durch Parallelschaltung von mehreren Transistoren auf der Sekundärseite,
entsprechende Übersetzungsfaktoren.
Die obere Stufe der Gilbert-Zelle besteht aus zwei npn-Transistorpaaren T11 und
T12 sowie T13 und T14. Im Pfad für das Signal S sind die Kollektoranschlüsse der
Transistoren T8 und T9 mit den Emitteranschlüssen der Transistoren T13 und T14
verbunden. Diese sind untereinander noch über einen Widerstand R18 gekoppelt.
Entsprechend sind im Pfad für das invertierte Signal SX die Transistoren T6 und T7
mit den Transistoren T11 und T12 und über einen Widerstand R17 gekoppelt. Das
Eingangssignal TXIF liegt an den Basisanschlüssen der Transistoren T14 und T11
und das invertierte Eingangssignal TXIFX an den Basisanschlüssen der Transistoren
T12 und T13. Die Kollektoranschlüsse der Transistorpaare sind ebenfalls kreuzweise
verschaltet, wobei an den gekoppelten Kollektoranschlüssen der Transistoren T12
und T14 das Ausgangssignal IF1 sowie an den gekoppelten Kollektoranschlüssen der
Transistoren T11 und T13 das invertierte Ausgangssignal IF1X abgegriffen wird.
Diese Knoten, an denen das Ausgangssignal IF1 und IF1X abgegriffen wird, sind
über Widerstände R16 bzw. R15 mit VCC verbunden. Der Pegel des Eingangssignals
kann dabei im Bereich von 50 bis 250 mV variieren. Das Eingangssignal
TXIF/TXIFX ist über einen Widerstand R1 bzw. R2 mit dem Emitteranschluß eines
npn-Transistors T1 gekoppelt. Der Kollektor- und der Basisanschluß von T1 ist mit
VCC verbunden. Der Emitteranschluß von T1 ist noch mit dem Kollektoranschluß
eines npn-Transistors T2 gekoppelt, dessen Basisanschluß mit VBIAS verbunden ist.
Der Emitteranschluß von T2 liegt über einen Widerstand R3 an VEE.
Eine Gilbert-Zelle ist normalerweise ein Vier-Quadranten-Multiplizierer. Die
Möglichkeit im Ergebnis beide Vorzeichen bilden zu können, ist bei Anwendung als
erfindungsgemäßer Hochfrequenzmischer im Pegelregelkreis nicht notwendig. Für
eine Regelung ist es statt dessen erforderlich, daß das Vorzeichen nie wechselt. Aus
diesem Grund ist das linke Transistorpaar T11 und T12 der oberen Stufe der
Gilbert-Zelle zusätzlich mit npn-Transistoren T3 und T4 gekoppelt. Die Basisan
schlüsse dieser Transistoren T3 und T4 sind mit der Referenzspannungsquelle VBIAS
verbunden und ihre Emitteranschlüsse liegen über Widerstände R4 und R5 an VCC.
Das bedeutet, sie arbeiten als Konstantstromquellen, wobei der Kollektoranschluß
des Transistors T3 mit dem Emitteranschluß des Transistors T11 und entsprechend
Transistor T4 mit Transistor T12 gekoppelt ist. Dieser zusätzlich abgeführte Strom
führt zu einer absichtlichen Schiefstellung der Gilbert-Zelle und damit zu einem
unsymmetrischen Multiplizierer, um eine Multiplikation mit Null zu vermeiden.
Dazu sind diese Konstantstromquellen T3 und T4 so gut mit der vom Transistor
T110 in der unteren Stufe der Gilbert-Zelle gebildeten Konstantstromquelle
korreliert, daß auch in einem Toleranzgrenzfall lediglich das Verhalten eines Zwei-
Quadranten-Multiplizierers zustande kommt und das Ergebnis "Null" nicht möglich
ist. Am Ausgang des Pegelstellgliedes 1 nach Fig. 2 ergibt sich damit das im Pegel
geregelte Ausgangssignal IF1 und IF1X, wobei für das Ergebnis das Stromverhältnis
vom Transistorpaar T11 und T12 zum Transistorpaar T13 und T14 verantwortlich
ist. Im Fall einer Stromgleichheit, der wie oben beschrieben verhindert wird, wäre
das Ergebnis aufgrund der kreuzweisen Kopplung der Kollektoranschlüsse gleich
"Null".
In Fig. 3 ist die Schaltung für einen Regelverstärker 2 des beschriebenen Ausfüh
rungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Im Regelverstärker 2 wird die eingehende
Differenz aus Meßsignal E und Referenzsignal EREF einem einstufigen Regel
verstärker bestehend aus npn-Transistoren T119 und T120 zugeführt. Das Meßsignal
E wird dazu mit dem Basisanschluß von T120 und das Referenzsignal EREF mit
dem Basisanschluß von T119 gekoppelt. Die Ausgänge des Regelverstärkers 2 lie
fern das Rückkopplungssignal S/SX, wobei die Kollektoranschlüsse von T120/T119
mit den Basisanschlüssen von T117/T118 aus Fig. 2 verbunden sind, die die untere
Stufe der oben beschriebenen Gilbert-Zelle im Pegelstellglied 1 bilden. Als Quellen
spannungen stehen wieder die Versorgungsspannung VCC und die Referenzspannung
VBIAS zur Verfügung. Ein npn-Transistor T116 ist am Basisanschluß mit der
Referenzspannung VBIAS und am Emitteranschluß über einen Widerstand R113 mit
der Bezugsspannung VEE gekoppelt. Die so gebildete Konstantstromquelle bestimmt
den Strom für den Regelverstärker 2, wobei der Strom über einen Stromspiegel aus
pnp-Transistoren T123, T124, T125 und T126 an die Schaltung geliefert wird.
Daher ist der Kollektoranschluß des Transistors T116 mit dem Kollektoranschluß
des die Primärseite des Stromspiegels bildenden Transistor T126 verbunden. Der
Emitteranschluß des Transistors T126 ist über einen Widerstand R118 mit der
Versorgungsspannung VCC gekoppelt. Weiterhin ist der Kollektor von T116 nicht
direkt mit dem Basisanschluß von T126 gekoppelt, sondern liegt am Basisanschluß
eines pnp-Transistors T127. Der Kollektoranschluß von T127 ist mit VEE und der
Emitteranschluß mit der Basis von T126 sowie über einen Widerstand R119 mit VCC
verbunden. Der Transistor T127 ist somit ein Hilfstransistor, der der Verbesserung
der Genauigkeit des Stromspiegels dient. Die Basisanschlüsse der parallelgeschalte
ten Transistoren T123, T124 und T125 sind mit dem Basisanschluß von T126
gekoppelt und bilden die Sekundärseite des Stromspiegels. Die Emitteranschlüsse
sind über Widerstände R114, R115 und R116 mit VCC verbunden. Der Kollektoran
schluß von T123 ist mit dem Kollektoranschluß von T119 und der Kollektoranschluß
von T124 mit dem Kollektoranschluß von T120 gekoppelt. Die Emitteranschlüsse
von T119 und T120 beide mit dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T112
verbunden. Der Kollektoranschluß von T125 ist mit den Emitteranschlüssen der pnp-
Transistoren T128 und T129 verbunden, die einen Hilfsregelkreis bilden. Der
Kollektoranschluß von T128 liegt an VEE. Der Kollektoranschluß von T129 ist mit
dem Kollektor- und dem Basisanschluß eines npn-Transistors T113 gekoppelt, der
die Primärseite eines npn-Stromspiegels aus T113 und T112 bildet. Daher ist der
Basisanschluß von T112 ebenfalls mit dem Kollektor von T129 gekoppelt. Die
Emitteranschlüsse von T113 und T112 liegen über Widerstände R110 und R108 an
der Bezugsspannung VEE.
Weiterhin wird ein npn-Transistor T115 als Konstantstromquelle eingesetzt, dessen
Basisanschluß mit VBIAS und Emitteranschluß über einen Widerstand R112 mit VEE
verbunden ist. Der Kollektoranschluß von T115 liegt über einen Widerstand R117,
der aufgrund der Konstantstromquelle einen konstanten Spannungsabfall liefert, an
VCC. Auf diese Weise steht am mit dem Kollektoranschluß von T115 gekoppelten
Basisanschluß eines npn-Transistors T122 eine konstante Spannung zur Verfügung,
die als Referenz verwendet wird. Der Kollektoranschluß von T122 ist mit VCC
verbunden. Der Emitteranschluß von T122 ist mit dem Basisanschluß von T129 aus
dem Hilfsregelkreis und mit dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T114
gekoppelt. Dieser Transistor T114 arbeitet ebenfalls als Konstantstromquelle, wobei
sein Basisanschluß mit VBIAS und sein Kollektoranschluß über einen Widerstand
R111 mit VEE verbunden ist. Der Basisanschluß von T128 ist über eine weitere
Konstantstromquelle, gebildet durch einen npn-Transistor T111, und über einen
Widerstand R109 mit VEE gekoppelt. Außerdem ist der Basisanschluß von T128
noch mit dem Emitteranschluß eines npn-Transistors T121 gekoppelt, dessen
Kollektoranschluß an VCC liegt. Der Basisanschluß von T121 ist über einen Wider
stand R120 mit dem Kollektoranschluß von T119 und über einen Widerstand R121
mit dem Kollektoranschluß von T120 verbunden. Zwischen den Kollektoranschlüs
sen von T119 und T120 sind zwei antiparallele Dioden D130 und D131 geschaltet,
die die Transistorsättigung im Regelverstärker 2 verhindern. Da die Kollektoran
schlüsse von T120 und T119 außerdem mit je einem Basisanschluß der Transistoren
T117 und T118 gekoppelt sind, begrenzen die Dioden D130 und D131 auch den
Steuerhub in der unteren Stufe der Gilbert-Zelle des Pegelstellgliedes 1. Weiterhin
liegt zwischen den Kollektoranschlüssen von T119 und T120, parallel zu den Dioden
D130 und D131, ein Kondensator C7, der aus zwei antiparallel geschalteten Kon
densatoren besteht. Der Kollektoranschluß von T120 bzw. T119 ist über einen
Kondensator C6 bzw. C5 mit VEE verbunden.
Die Kondensatoren C5, C6 und C7 bestimmen maßgeblich den Frequenzgang des
Regelkreises, d. h. insbesondere den Abfall bei hohen Frequenzen (sog. roll-off).
Die Kondensatoren C5 und C6 dienen der Stabilisierung des Hilfsregelkreises aus
T128 und T129. Der Hilfsregelkreis ist erforderlich, weil durch die Kopplung der
Kollektoranschlüsse von T119 mit T123 sowie T120 mit T124 jeweils zwei Strom
quellen gegeneinandergeschaltet werden. Damit das Potential der Kopplungspunkte
nicht zu sehr aus der Symmetrielage abweicht, regelt der Hilfsregelkreis den Strom
in T112 derart, daß die mittlere Gleichspannung am Basisanschluß von T121 dem
Wert am Basisanschluß von T122 entspricht. Dieser Potentialwert ist wie oben
beschrieben als Referenzwert eingestellt. Damit wird verhindert, daß bei keinem der
Transistoren T119, T120, T123 und T124 durch Verschiebung des Potentials in den
Kopplungspunkten die Kollektor-Emitter-Spannung unter 0,3V fällt und der
entsprechende Transistor somit in den Sättigungsbetrieb gerät.
Eine schaltungstechnische Realisierung des Sensors 3 des Ausführungsbeispiels der
erfindungsgemäßen Hochfrequenzpegelregelung ist in der Fig. 4 angegeben. Die
Amplitude des Zwischenfrequenzsignals IF1 bzw. invertierten Zwischenfrequenz
signals IF1X ist zu messen und mit einem Referenzsignal zu vergleichen. Dazu wird
im Sensor 3 ein Meßsignal E und ein Referenzsignal EREF in Abhängigkeit von
IF1/IF1X erzeugt. Das Signal IF1/IF1X liegt als Eingangssignal am Basisanschluß
eines Emitterfolgers aus einem npn-Transistor T23 bzw. T24, dessen Kollektor
anschluß jeweils mit der Versorgungsspannung VCC gekoppelt sind. Der Emitter
anschluß von T23 ist mit dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T15 verbun
den, dessen Basisanschluß an der Referenzspannungsquelle VBIAS angeschlossen ist.
Der Emitteranschluß dieses als Konstantstromquelle arbeitenden Transistors T15 ist
über einen Widerstand R13 mit der Bezugsspannung VEE gekoppelt. Entsprechend
liefern in einem symmetrischen Schaltungsteil ein npn-Transistor T16 und ein
Widerstand R14 einen konstanten Strom für den Emitteranschluß von T24.
Der Emitteranschluß von T23 bzw. T24 ist außerdem mit dem Basisanschluß eines
npn-Transistors T33 bzw. T32 verbunden. Die Transistoren T32 und T33 bilden
eine Vorverstärkerstufe, wobei die Kollektoranschlüsse sowohl über Widerstände
R47 bzw. R48 mit VCC als auch mit den Basisanschlüssen von npn-Transistoren T25
und T26 verbunden sind. Die Emitteranschlüsse von T32 und T33 sind beide mit
dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T17 gekoppelt, dessen Emitteranschluß
mit VEE verbunden ist. T25 und T26 bilden eine zweite Stufe des Istwert-Verstär
kers, wobei ihre Kollektoranschlüsse über Widerstände R49 bzw. R50 mit VCC
gekoppelt sind. Die Emitteranschlüsse von T25 und T26 sind gemeinsam mit dem
ersten Anschluß eines Widerstandes R24 gekoppelt. Am zweiten Anschluß von R24
wird das Meßsignal E ausgekoppelt und dem Regelverstärker 2 zugeführt. Dieser
Anschluß von R24 ist noch mit dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T18
verbunden, der einen konstanten Strom liefert. Dazu ist der Basisanschluß von T18
mit VBIAS und der Emitteranschluß über einen Widerstand R22 mit VEE gekoppelt.
Parallel zu der Reihenschaltung aus T18 und R22 ist ein Kondensator C4a geschaltet.
Der Kollektoranschluß von T25 bzw. T26 ist außerdem mit dem Basisanschluß eines
npn-Transistors T28 bzw. T27 verbunden. Die Kollektoranschlüsse von T27 und
T28 liegen an VCC. Der Emitteranschluß von T27 ist mit dem Kollektoranschluß
eines npn-Transistors T19 gekoppelt. Der Basisanschluß von T19 ist mit VBIAS
verbunden und der Emitteranschluß über einen Widerstand R26 mit VEE gekoppelt.
Entsprechend ist ein npn-Transistor T20 und ein Widerstand R27 mit dem
Emitteranschluß von T28 gekoppelt. Der Kollektoranschluß von T27 bzw. T28 ist
noch mit dem Basisanschluß eines npn-Transistors T35 bzw. T34 verbunden. Der
Kollektoranschluß von T34 liegt über einen Widerstand RS1, und der Kollektor
anschluß von T35 über einen Widerstand R52 an VCC. Der Emitteranschluß von T34
bzw. T35 ist mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R32 bzw. R33 verbun
den, dessen zweiter Anschluß mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R400
gekoppelt ist. Anstelle der zwei Widerstände R32 und R33 kann auch ein Wider
stand verwendet werden, der an seinen zwei Anschlüssen mit T34 und T35 und an
einer Mittelanzapfung mit dem ersten Anschluß von R400 verbunden ist. Der zweite
Anschluß von R400 ist mit dem Kollektoranschluß eines npn-Transistors T21
gekoppelt, dessen Emitteranschluß mit VEE verbunden ist. Der Kollektoranschluß
von T34 ist noch mit dem Basisanschluß eines npn-Transistors T29 und der
Kollektoranschluß von T35 noch mit dem Basisanschluß eines npn-Transistors T30
verbunden. Der Kollektoranschluß von T29 bzw. T30 liegt über einen Widerstand
R53 bzw. R54 an VCC. Die Emitteranschlüsse von T29 und T30 sind beide mit dem
ersten Anschluß eines Widerstandes R25 verbunden, an dessen zweitem Anschluß
das Referenzsignal EREF abgegriffen wird. Dieser Anschluß ist außerdem mit dem
Kollektoranschluß eines npn-Transistors T22 und über einen Kondensator C4 mit
dem zweiten Anschluß von R24 gekoppelt. Der Basisanschluß von T22 liegt an VBIAS
und der Emitteranschluß über einen Widerstand R23 an VEE. Parallel zu der
Reihenschaltung aus T22 und R23 ist ein Kondensator C4b geschaltet.
Die Basisanschlüsse der als Konstantstromquellen arbeitenden Transistoren T17 und
T21 sind nicht direkt mit VBIAS gekoppelt. Der Basisstrom wird mittels eines npn-
Transistors T53 von einem Schaltungsteil geliefert, der im folgenden beschrieben
wird. Dabei ist der Basisanschluß eines npn-Transistors T51 mit VBIAS verbunden.
Der Emitteranschluß von T51 liegt über einen Widerstand R41 an VEE, während der
Kollektoranschluß bei dieser Verschaltung einen konstanten Strom für den Emitter
anschluß von T53 liefert. Der Kollektoranschluß von T53 ist mit VCC verbunden.
Auf diese Weise entsteht an ein konstanter Basisstrom an T53, der als Referenz für
T17 und T21 verwendet wird. Dieser Strom wird über einen Stromspiegel aus pnp-
Transistoren T59, T57 und T56, der durch npn-Transistoren T54 und T55 geregelt
sowie durch einem Kondensator CA stabilisiert wird, in die Basisanschlüsse von T17
und T21 hineingespiegelt. Dazu ist der Basisanschluß von T53 mit dem Kollektor
anschluß von T59 verbunden, der die Primärseite des Stromspiegels bildet. Weiter
hin ist dieser Basisanschluß noch mit dem Basisanschluß von T54 und über CA mit
dem Basisanschluß von T55 gekoppelt. Der Emitteranschluß von T59 ist über einen
Widerstand R45 mit VCC und der Basisanschluß mit den Basisanschlüssen der
parallel geschalteten T56 und T57 verbunden, die die Sekundärseite des Stromspie
gels bilden. Der Emitteranschluß von T56 ist über einen Widerstand R43 mit VCC
und der Kollektoranschluß mit dem Basisanschluß von T17 verbunden. Entsprechend
ist der Emitteranschluß von T57 über einen Widerstand R44 mit VCC und der
Kollektoranschluß mit dem Basisanschluß von T21 gekoppelt. Die Kollektoran
schlüsse von T56 und T57 sind noch über je einen Glättungskondensator C1 bzw.
C2 mit VEE verbunden.
Der Kollektoranschluß von T55 ist mit dem Basisanschluß von T59 und mit seinem
Basisanschluß gekoppelt, während der Kollektoranschluß von T54 mit VCC verbun
den ist. Die Emitteranschlüsse von T54 und T55 sind mit dem Kollektoranschluß
eines npn-Transistors T52 gekoppelt. Der Basisanschluß von T52 liegt an VBIAS und
der Emitteranschluß über einen Widerstand R42 an VEE.
Auf diese Weise wird der Stromverbrauch reduziert, und es kann eine geringere
Versorgungsspannung VCC verwendet werden. Der Stromspiegel für den Basisstrom
des Referenztransistors T53 besitzt zur Stromeinsparung bestimmte Übersetzungs
faktoren. Die Regelung des Stromspiegels durch T54 und T55 ist aus Fig. 2
bekannt. Der Widerstand R400 stellt für die beiden Kollektoren von T17 und T21
die gleiche Spannung ein, wodurch sich die Symmetrie der beiden Stromquellen
verbessert.
Der Sensor 3 kann somit in drei wesentliche Schaltungsteile aufgeteilt werden. Der
Meßpfad zur Bildung eines Meßwertes E aus dem zugeführten Zwischenfrequenz
signal IF1/IF1X wird aus dem Emitterfolger T23/T24 gebildet. Danach liegt das
Signal am Eingang des Istwert-Verstärkers aus Vorverstärkerstufe T32/T33 und
zweiter Stufe T25/T26. Die Vorverstärkerstufe arbeitet linear, während der Pegel
am Eingang der zweiten Stufe meist ausreichend groß ist, so daß T25 und T26
aufgrund der Übersteuerung im Schalterbetrieb arbeiten. Die Spannung an den
Emitteranschlüssen einer solchen Differenzstufe besitzt in der Ruhelage (sog.
Symmetrielage) einen definierten Wert und steigt davon ausgehend zweimal pro
Periode des Sinus des Hochfrequenzsignals an. Durch eine Tiefpaßfilterung mittels
R24 und C4 wird ein Meßsignal E gebildet.
Dieser Meßpfad aus T23/T24, T32/T33, T25/T26 und R24 wird mit T27/T28,
T34/T35, T29/T30 und R25 noch einmal als Referenzpfad nachgebildet. Damit wird
nicht nur eine DC-Referenz erzeugt, sondern der Referenzpfad verarbeitet ein
hochfrequentes Signal, das durch Amplitudenbegrenzung direkt aus dem Meßpfad
abgegriffen wird. Da T25/T26 aufgrund der Übersteuerung im Schalterbetrieb
arbeiten, ist der Spannungsabfall an R49 und R50 nur abhängig von dem Strom, der
von der Konstantstromquelle T18 geliefert wird. Dieser Spannungsabfall bestimmt
den Eingangspegel für die Verstärkung im Referenzpfad, der das Referenzsignal
EREF erzeugt. Dieser Strom ist so eingestellt, daß das Referenzsignal EREF den
Pegel annimmt, auf den das Zwischenfrequenzsignal IF1/IF1X im Regelkreis nach
Fig. 1 geregelt werden soll. Der Vorteil dieser schaltungstechnischen Realisierung
mit zwei korrelierten Pfaden im Sensor 3 liegt in der Kompensation der Temperatur
gänge und der Frequenzabhängigkeiten von Meßsignal E und Referenzsignal EREF.
Dies erlaubt eine frequenzunabhängige Pegelregelung für das Zwischenfrequenz
signal IF1/IF1X.
Der Unterschied zwischen beiden Pfaden liegt darin, daß das Meßsignal E einen
sinusförmigen Verlauf hat, während das Referenzsignal EREF idealerweise einen
rechteckförmigen Verlauf besitzt, da aufgrund der Übersteuerung insbesondere die
Transistoren T34/T35 im Schalterbetrieb arbeiten. Da dies zu Fehlern in Regelung
führen würde, sind zur Anpassung die Emitterwiderstände R32 und R33 vorgesehen,
die den rechteckförmigen Signalverlauf verschleifen. Weiterhin kann noch durch
Variieren des Wertes für R47 und R48 der Spannungsabfall über den Widerständen
und damit der Eingangspegel für die zweite Stufe (T25/T26) des Istwert-Verstärkers
eingestellt werden. Dadurch wird der Arbeitspunkt der Transistoren (linearer
Bereich oder Sättigungsbereich) und folglich auch die Form des Meßsignals E
bestimmt. Bei geeigneter Einstellung dieser Variationsmöglichkeiten können die
Pfade für die beiden Signale im Sensor 3 so angepaßt werden, daß sich die
Amplituden-Ortskurven von E und EREF über dem Ausgangssignal des Regelkreises
AOUT temperaturunabhängig in einem gewählten Schnittpunkt schneiden. Das
Zwischenfrequenzsignal IF1/IF1X bildet das Ausgangssignal AOUT des Regelkreises,
das als Eingangssignal des Sensors 3 dem Meß- und Referenzpfad zugeführt wird.
Wenn der Pegel von IF1/IF1X beispielsweise auf einen Wert von 50 mV geregelt
werden soll, muß IF1/IF1X in beiden Pfaden auf die gleiche Amplitude für E und
EREF verstärkt werden. Dadurch verschwindet die dem gekoppelten Regelverstärker
2 als Eingangssignal zugeführte Differenz aus Meß- und Referenzsignal (E-EREF =
0). Diese Eigenschaften des Sensors verändern sich nicht mit den Toleranzen von
integrierten Widerständen und Kondensatoren. Des weiteren hat auch die DC-Offset-
Spannung zwischen IF1 und IF1X einen sehr geringen Einfluß.
Der Sensor 3 enthält mit den Elementen R24, R25, C4, C4a und C4b noch einen
Tiefpaß, der verhindert, daß der Regelverstärker 2 durch das HF-Signal zu weit
ausgesteuert wird.
Eine weitere schaltungstechnische Realisierung des Sensors 3 des Ausführungs
beispiels für die erfindungsgemaße Hochfrequenzpegelregelung ist in der Fig. 5
angegeben. Hier ist in Abweichung von Fig. 4 ein Spannungsteiler aus Wider
ständen R200, R201 und R202 derart eingefügt, daß nur ein Teil des zu messenden
Zwischenfrequenzsignals an den Basisanschlüssen von T32 und T33 anliegt. Durch
geeignete Wahl der Widerstände R200, R201 und R202 kann die Amplitude des
Eingangssignals des Sensors 3 auf diese Weise auf einen wählbaren Wert eingestellt
werden. Vorteilhafterweise sind die einzelnen Widerstände teilbar, so daß geeignete
Spannungsteilungsverhältnisse einstellbar sind. Dadurch kann der Sensor 3 für einen
großen Bereich von Eingangssignalamplituden betrieben werden, ohne daß weitere
Elemente verändert werden müssen.
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung mit
- - einem Pegelstellglied (1) zur Bildung eines Ausgangssignals (AOUT) mittels Mischung eines Eingangssignals (AIN) und eines Rückkopplungssignals (S/SX) in einer Gilbert-Zelle,
- - einem Sensor (3) in einem Rückkopplungszweig zur Bildung eines Meßsignals (E) und eines Referenzsignals (EREF) aus dem Ausgangssignal (AOUT) und
- - einem Regelverstärker (2) im Rückkopplungszweig zur Bildung des
Rückkopplungssignals (S/SX) aus der Differenz zwischen Meß- und
Referenzsignal (E-EREF),
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Gilbert-Zelle zwischen einer mit dem Rückkopplungssignal (S/SX) gekoppelten ersten Stufe (T117, T118) und einer mit dem Eingangssignal (AIN) gekoppelten zweiten Stufe (T11, T12, T13, T14, R17, R18) wenigstens eine Stromspiegelanordnung (T100, T101, T5, T6, T7 bzw. T102, T103, T8, T9, T10) vorgesehen ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromspiegelanordnung (T100, T101, T5, T6, T7 bzw. T102, T103, T8,
T9, T10) aus wenigstens zwei in Serie geschalteten symmetrischen Stromspiegeln
besteht.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Stromspiegelanordnung (T100, T101, T5, T6, T7 bzw. T102, T103, T8,
T9, T10) ein erster Stromspiegel bestehend aus wenigstens zwei pnp-
Bipolartransistoren (T100, T101 bzw. T102, T103) und ein zweiter Stromspiegel
bestehend aus wenigstens zwei npn-Bipolartransistoren (T5, T6, T7 bzw. T8, T9,
T10) vorgesehen ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß zur Regelung des ersten Stromspiegels (T100, T101 bzw. T102, T103)
- - ein Kollektoranschluß und ein Basisanschluß eines ersten Regeltransistors (T104 bzw. T106) zur Kopplung mit dem Eingangssignal des Stromspiegels und ein Emitteranschluß des ersten Regeltransistors (T104 bzw. T106) zur Kopplung mit einer konstanten Stromquelle (T108 bzw. T109) und
- - ein Basisanschluß eines zweiten Regeltransistors (T105 bzw. T107) zur Kopplung mit dem Eingangssignal, ein Kollektoranschluß des zweiten Regeltransistors (T105 bzw. T107) zur Kopplung mit einer Versorgungs spannung (VCC) und ein Emitteranschluß des zweiten Regeltransistors (T105 bzw. T107) zur Kopplung mit der konstanten Stromquelle (T108 bzw. 109) vorgesehen ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß im Sensor 3 ein mittels eines Spannungsteilers erzeugter Teil des Ausgangs
signals (AOUT) zur Bildung des Meßsignals (E) und des Referenzsignals (EREF)
vorgesehen ist.
6. Mobilfunkgerät mit einer Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung
mit
- - einem Pegelstellglied (1) zur Bildung eines Ausgangssignals (AOUT) mittels Mischung eines Eingangssignals (AIN) und eines Rückkopplungssignals (S/SX) in einer Gilbert-Zelle,
- - einem Sensor (3) in einem Rückkopplungszweig zur Bildung eines Meßsignals (E) und eines Referenzsignals (EREF) aus dem Ausgangssignal (AOUT) und
- - einem Regelverstärker (2) im Rückkopplungszweig zur Bildung des
Rückkopplungssignals (S/SX) aus der Differenz zwischen Meß- und
Referenzsignal (E-EREF),
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Gilbert-Zelle zwischen einer mit dem Rückkopplungssignal (S/SX) gekoppelten ersten Stufe (T117, T118) und einer mit dem Eingangssignal (AIN) gekoppelten zweiten Stufe (T11, T12, T13, T14, R17, R18) wenigstens eine Stromspiegelanordnung (T100, T101, T5, T6, T7 bzw. T102, T103, T8, T9, T10) vorgesehen ist.
7. Schaltungsanordnung zur Mischung wenigstens zweier Eingangssignale (S/SX,
AIN), die als Gilbert-Zelle ausgeführt ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Gilbert-Zelle zwischen einer mit einem ersten Eingangssignal (S/SX)
gekoppelten ersten Stufe (T117, T118) und einer mit einem zweiten Eingangssignal
(AIN) gekoppelten zweiten Stufe (T11, T12, T13, T14, R17, R18) wenigstens eine
Stromspiegelanordnung (T100, T101, T5, T6, T7 bzw. T102, T103, T8, T9, T10)
vorgesehen ist.
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19645508A DE19645508A1 (de) | 1996-11-05 | 1996-11-05 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
US08/960,384 US6144842A (en) | 1996-11-05 | 1997-10-29 | Radio frequency level control circuit with reduced supply voltage |
EP97203355A EP0840445B1 (de) | 1996-11-05 | 1997-10-29 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
DE59712193T DE59712193D1 (de) | 1996-11-05 | 1997-10-29 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
JP9302748A JPH10150335A (ja) | 1996-11-05 | 1997-11-05 | 無線周波数レベル制御用回路装置 |
KR1019970058200A KR100546942B1 (ko) | 1996-11-05 | 1997-11-05 | 무선주파수레벨을제어하는회로장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19645508A DE19645508A1 (de) | 1996-11-05 | 1996-11-05 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19645508A1 true DE19645508A1 (de) | 1998-05-07 |
Family
ID=7810660
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19645508A Withdrawn DE19645508A1 (de) | 1996-11-05 | 1996-11-05 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
DE59712193T Expired - Lifetime DE59712193D1 (de) | 1996-11-05 | 1997-10-29 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE59712193T Expired - Lifetime DE59712193D1 (de) | 1996-11-05 | 1997-10-29 | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6144842A (de) |
EP (1) | EP0840445B1 (de) |
JP (1) | JPH10150335A (de) |
KR (1) | KR100546942B1 (de) |
DE (2) | DE19645508A1 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001344559A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ乗算回路および可変利得増幅回路 |
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1996
- 1996-11-05 DE DE19645508A patent/DE19645508A1/de not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-10-29 DE DE59712193T patent/DE59712193D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-29 EP EP97203355A patent/EP0840445B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-29 US US08/960,384 patent/US6144842A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-11-05 KR KR1019970058200A patent/KR100546942B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-11-05 JP JP9302748A patent/JPH10150335A/ja active Pending
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10150335A (ja) | 1998-06-02 |
KR19980042109A (ko) | 1998-08-17 |
KR100546942B1 (ko) | 2006-03-28 |
EP0840445A2 (de) | 1998-05-06 |
EP0840445A3 (de) | 2001-02-07 |
US6144842A (en) | 2000-11-07 |
EP0840445B1 (de) | 2005-02-09 |
DE59712193D1 (de) | 2005-03-17 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: PHILIPS CORPORATE INTELLECTUAL PROPERTY GMBH, 2233 |
|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: PHILIPS INTELLECTUAL PROPERTY & STANDARDS GMBH, 20 |
|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |