DE19719168A1 - Energieversorgungseinrichtung - Google Patents
EnergieversorgungseinrichtungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf Energieversorgungseinrichtungen und
speziell auf eine Energieversorgungseinrichtung, bei der zwei Schalt
elemente in Reihe geschaltet sind, um eine Gleichspannung in eine
Wechselspannung, mit der eine Last gespeist werden soll, umzuwandeln.
Die Energieversorgungseinrichtung der genannten Art ist beispiels
weise bei Verwendung in einer Entladungslampen-Beleuchtungsvorrichtung
und dergleichen von Nutzen.
Es wurden bereits Energieversorgungseinrichtungen der genannten Art
vorgeschlagen, die im folgenden beschrieben werden.
Beispielsweise in der US-PS 5 023 566 weist die Vorrichtung einen
Hauptverstärker, der aus einer sogenannten Klasse-D-Verstärkungs
schaltung mit Schaltelementen vom Feldeffekttransistortyp und einer
Spule und einem Kondensator besteht, und einen Ansteuertransformator
auf, der Primär- und Sekundärwicklungen und einen magnetischen Kern zur
Übertragung eines Ausgangssignals von einem Steuermittel zu dem Haupt
verstärker aufweist. In diesem Fall ist eine Widerstandslast mit den
Ausgangsanschlüssen des Hauptverstärkers als Last verbunden. Eine Hoch
frequenz-Energiequelle besteht aus den Steuermitteln, dem Ansteuer
transformator und dem Hauptverstärker als Last, so daß der Widerstands
last von dieser Hochfrequenz-Energiequelle hochfrequente Energie zuge
führt werden kann.
Bezüglich der Last beschreibt die US-PS 5 414 327 eine weitere An
ordnung, in der eine elektrodenlose Entladungslampe verwendet wird. Die
Anordnung enthält die elektrodenlose Entladungslampe mit einem kugel
förmigen Glaskolben, der transparent ist oder auf seiner inneren Wan
dung ein fluoreszierendes Material aufweist und in sich ein Entladungs
gas aus Metalldampf oder dergleichen einschließt, wie beispielsweise
Quecksilber und Edelgas, eine Hochfrequenz-Energiespeisespule, die
dicht entlang der Lampe angeordnet ist, und eine Hochfrequenz-Energie
quelle, um der Hochfrequenz-Energiespeisespule hochfrequente Energie
zuzuführen. Ein starkes magnetisches Feld wird mit der Hochfrequenz-
Energiespeisespule erzeugt, indem der Hochfrequenz-Energiespeisespule
ein hochfrequenter Strom von der Hochfrequenz-Energiequelle und der
elektrodenlosen Entladungslampe die hochfrequente Energie zugeführt
wird, so daß ein Hochfrequenzplasma in der elektrodenlosen Entladungs
lampe erzeugt wird und ultraviolette Strahlen oder sichtbare Strahlen
erzeugt werden.
Eine weitere bekannte Energieversorgungseinrichtung wurde in der
US-PS 5 030 889 beschrieben. Darin ist die Primärwicklung des Ansteuer
transformators in zwei Teile geteilt, die in Reihe geschaltet sind und
zur Ansteuerung von Schaltelementen jeweils auf getrennte magnetische
Kerne gewickelt sind, so daß jegliche Wechselwirkung zwischen den
Sekundärwicklungen verringert werden kann, um Verzerrungen der Strom
wellenform zu minimieren oder um eine präzise Steuerung bezüglich der
relativen Phase und Amplitude der Gatesteuersignale zu erreichen, damit
jegliche Verzerrung einer gewünschten sinusförmigen Signalform vermie
den wird. Bei dieser Anordnung erfordert die Aufteilung des Ansteuer
transformators in zwei Abschnitte jedoch zwei magnetische Kerne, so daß
ein Problem darin entsteht, daß die Kosten steigen und das Gewicht der
Energieversorgungseinrichtung vergrößert wird. Ein weiteres Problem
besteht darin, daß die Leiterstruktur der Schaltung auf der Primärwick
lungsseite eine größere Längenausdehnung erreicht, so daß der Betrieb
der Schaltung durch eine parasitäre Induktivität beeinflußt wird, die
in solch einer Leiterstruktur einer Schaltung entsteht, und die Schal
tung unstabil wird, wenn sie bei einer hohen Frequenz von beispiels
weise 13,56 MHz betrieben wird.
Es wird nun konkreter auf ein Beispiel für die Steuermittel, die
in der vorstehenden US-PS 5 023 566 angewendet werden, Bezug genommen.
Die Hochfrequenz-Energiequelle bildet dort die Steuermittel mit Hilfe
eines Schwingkreises, der einen Quarzoszillator enthält, und eines
Vorverstärkers, der eine sogenannte Klasse-C-Verstärkerschaltung zur
Verstärkung eines Ausgangssignals des Schwingkreises aufweist.
Parallel zu der Primärwicklung des Ansteuertransformators ist ein
veränderlicher Kondensator geschaltet, so daß eine Spannung VGS über
Gate und Source zweier Schaltelemente, die den Hauptverstärker bilden,
über die Steuerung des veränderlichen Kondensators eingestellt werden
kann und das Ausgangssignal der Hochfrequenz-Energiequelle steuerbar
wird. Wenn beispielsweise ein Produkt IRF710 von IR als Schaltelement
verwendet wird, weist die Steuerspannung VGS über Gate und Source im
wesentlichen eine Sinusform auf, mit einem Scheitelwert, der zwischen
10 und 15 V eingestellt werden kann. Hier wird eine Gleichstromquelle
als Energiequelle des Hauptverstärkers verwendet. Eine weitere
Gleichstromenergiequelle wird als Energiequelle für die Steuermittel
verwendet.
Bei einem weiteren bekannten Ansteuertransformator wird ein ring
förmiger magnetischer Kern verwendet. Eine Primärwicklung und zwei
Sekundärwicklungen sind auf den ringförmigen Kern gewickelt. Die neben
einanderliegend gewickelten Sekundärwicklungen sind so ausgeführt, daß
sie sich nicht kreuzen, aber nahe beieinanderliegen und so eine Bi
filarwicklung bilden.
Bei dem vorstehenden Stand der Technik wird das Verhältnis der
Änderung des Schaltungswirkungsgrads η in Bezug auf den Wert des ver
änderlichen Kondensators ebenfalls vergrößert. Es ist daher ein
Problem, daß auch dann, wenn der Wert des veränderlichen Kondensators
anfanglich so eingestellt ist, daß der Schaltungswirkungsgrad η maximal
ist, der Schaltungswirkungsgrad η deutlich sinkt, wenn eine an der
Sekundärwicklung auftretende Spannung sich aufgrund irgendeiner Ver
änderung über der Zeit oder über dem Temperaturverhalten der Bestand
teile verändert.
Bezogen auf den Grund, weshalb der Schaltungswirkungsgrad η sich
aufgrund der an der Sekundärwicklung auftretenden Spannung deutlich
verändert, ist festzustellen, daß diese spezielle Spannung gleich der
Gate-Source-Spannung VGS des Schaltelements ist. Mit der Annahme, daß
die Zeitabschnitte, in denen die Spannung eine Gate-Schwellenspannung
VT der Schaltelemente der Klasse-D-Verstärkungsschaltung überschreitet,
TA und TB sind, wird TA = TB sein.
Wenn nun die an der Sekundärwicklung auftretende Spannungsamplitude
vergrößert wird, dauert damit dieser Zustand von TA und TB lange an, so
daß die Zeit im ausgeschalteten Zustand (die Zeit, während der die
Schaltelemente gleichzeitig im Sperrzustand sind), die Schaltverluste
dieser Schaltelemente und der Schaltungsverlust vergrößert werden.
Wenn daher die Amplitude der Gate-Source-Spannung VSG durch Ver
größern des Wertes des veränderlichen Kondensators in einem angehobenen
Zustand gehalten wird, verschlechtert sich der Schaltungswirkungsgrad
η.
Mit der Erfindung wird daher angestrebt, zu geringeren Kosten eine
Energieversorgungseinrichtung zu schaffen, die in der Lage ist, die
vorstehenden Probleme zu lösen, die Auswirkungen einer Veränderung der
an die Primärseite des Ansteuertransformators angelegten Spannung, die
durch irgendeine Veränderung der Eigenschaften der Bestandteile verur
sacht wird, auf den Betrag der Veränderung des Schaltungswirkungsgrads
η zu minimieren und auch eine Minimierung der Dimensionierung der
Einrichtung zu erreichen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann dies mit einer Energie
versorgungseinrichtung verwirklicht werden, die eine Hochfrequenz-
Energiequelle, die eine Gleichspannung in eine Hochfrequenz-Wechsel
spannung zum Anlegen an eine Last umwandelt, und die zwei in Reihe
geschaltete Schaltelemente, einen Ansteuertransformator mit einer
Primärwicklung, zwei Sekundärwicklungen, die jeweils mit einem Steuer
anschluß eines der Schaltelemente in Reihe geschaltet sind, und einem
magnetischen Kern, auf den die Primärwicklung und die Sekundär
wicklungen gewickelt sind, und Mittel zur Steuerung der Schaltelemente
durch Anlegen einer Spannung an die Primärwicklung des Ansteuertrans
formators aufweist, und bei der die Wicklungsanordnung und -ausführung
der Sekundärwicklungen des Ansteuertransformators dergestalt sind, daß
der Schwankungsgrad der Zeit, die sich die Schaltelemente im Durchlaß
zustand befinden, verglichen mit dem Schwankungsgrad der Spannung, die
an die Primärwicklung des Ansteuertransformators angelegt ist, ver
kleinert ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der
folgenden Beschreibung und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen
wird. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 eine schematische Ansicht des Ansteuertransformators, der in
der ersten Ausführungsform der Energieversorgungseinrichtung ent
sprechend der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
Fig. 2 einen Schaltplan, der eine Energiequelle der ersten Aus
führungsform zeigt;
Fig. 3A eine Darstellung der Signalform der Gate-Source-Spannung
der Schaltelemente in der ersten Ausführungsform;
Fig. 3B eine Kennlinie des Schaltungswirkungsgrades bezogen auf den
Wert des veränderlichen Kondensators der ersten Ausführungsform;
Fig. 4 eine schematische Ansicht des Ansteuertransformators, der
bei einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet
wird;
Fig. 5 eine Kennlinie des Schaltungswirkungsgrades der zweiten Aus
führungsform;
Fig. 6 eine schematische Ansicht, die den Ansteuertransformator
zeigt, der bei einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
verwendet wird;
Fig. 7 eine Kennlinie der Gate-Source-Spannung über dem Wert des
veränderlichen Kondensators bei einer sechsten Ausführungsform der vor
liegenden Erfindung;
Fig. 8 eine Phasenkennlinie über dem Wert des veränderlichen
Kondensators, der bei der sechsten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung verwendet wird;
Die Fig. 9 und 10 Darstellungen der Signalform, um die Phasen differenz zwischen der Spannung und dem Strom zu zeigen;
Die Fig. 9 und 10 Darstellungen der Signalform, um die Phasen differenz zwischen der Spannung und dem Strom zu zeigen;
Fig. 11 eine Kennlinie des Schaltungswirkungsgrades der sechsten
Ausführungsform; und
Fig. 12 eine Kennlinie der Veränderung der Ausgangsleistung der
sechsten Ausführungsform.
Auch wenn die vorliegende Erfindung nun unter Bezugnahme auf die in
der beiliegenden Zeichnung gezeigten Ausführungsformen beschrieben
wird, ist es nicht beabsichtigt, die Erfindung auf diese gezeigten
Ausführungsformen zu beschränken, sondern alle Veränderungen, Modifika
tionen und gleichwertigen Anordnungen, die innerhalb des Rahmens der
beigefügten Ansprüche möglich sind, einzuschließen.
Ein in der ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung
verwendeter Ansteuertransformator T ist schematisch in der Fig. 1 ge
zeigt, in der der Ansteuertransformator T beispielsweise einen ring
förmigen magnetischen Kern 10 verwendet, eine Primärwicklung n1 und
zwei Sekundärwicklungen n21 und n22 auf den ringförmigen Kern 10 auf
gewickelt sind und diese Sekundärwicklungen n21 und n22 benachbart und
bifilar gewickelt sind, so daß sie sich nicht überkreuzen. In diesem
Fall sind die Sekundärwicklungen n21 und n22 speziell so gewickelt,
daß sie durch gleiche Zwischenräume voneinander getrennt sind, um
einander nicht zu nahe und bei jeder Windung entfernt voneinander zu
sein.
Als nächstes wird der Betrieb kurz beschrieben werden. Eine
Signalform der Spannung VGS über Gate und Source eines Schaltelements
Q2, wenn beide Gleichstromenergiequellen E1 und E2 in der Schaltung
der Fig. 2 eingeschaltet sind, ist in der Fig. 3A gezeigt. Eine Kenn
linie des Schaltungswirkungsgrads η einer Hochfrequenzquelle 3 über
dem Wert eines veränderlichen Kondensators VC ist in der Fig. 3B ge
zeigt. Aus dieser Fig. 3B kann entnommen werden, daß der Schaltungs
wirkungsgrad η bei ungefähr 84% gehalten wird, auch wenn der Wert des
veränderlichen Kondensators VC (oder die Spannung VGS über Gate und
Source) sich verändert, und es kann keine merkliche Verschlechterung
des Schaltungswirkungsgrades η wie bei bekannten Einrichtungen be
obachtet werden. Dies bedeutet, daß sich der Schaltungswirkungsgrad η
nicht merklich ändert, auch wenn sich die an die Primärwicklung n1 des
Ansteuertransformators T angelegte Spannung aufgrund einer Veränderung
des Wertes des veränderlichen Kondensators ändert.
Zur Erläuterung des Fehlens jeder merklichen Veränderung des
Schaltungswirkungsgrades η wird auf die Fig. 3A verwiesen, aus der
deutlich wird, daß die Signalform der Gate-Source-Spannung VGS eine
Verzerrung der Signalform beim Anstieg von einer negativen Spannung um
0 V herum aufweist. Dies ist deshalb der Fall, da die Leitungskapazi
tät der jeweiligen Sekundärwicklungen n21, n22 verringert ist, da die
in der Fig. 1 gezeigten Sekundärwicklungen n21 und n22 so gewickelt
sind, daß sie bei jeder Windung einander nicht zu nahe und voneinander
entfernt sind, und da die Leitungskapazität zwischen der Primärwick
lung n1 und den Sekundärwicklungen n21 und n22 aufgrund einer Ver
ringerung des Abstandes zwischen der Primärwicklung und den Sekundär
wicklungen n21 und n22 vergrößert ist. Wegen dieser Verzerrung der
Signalform ändert sich die Dauer des Einschaltzustands oder die Zeit
im ausgeschalteten Zustand der Schaltelemente Q1 und Q2 nicht merklich
bei einer weiteren Verzerrung der Signalform, auch wenn sich der Wert
des veränderlichen Kondensators VC ändert. Da die Zeit im
ausgeschalteten Zustand und der Verlust an den Schaltelementen Q1 und
Q2 miteinander in Wechselbeziehung stehen, ändert sich demgemäß die
Dauer des Einschaltzustands der Schaltelemente Q1 und Q2 nicht
merklich. Damit ändert sich auch der Schaltungswirkungsgrad η nicht
merklich, auch wenn sich die an die Primärwicklung n1 des
Ansteuertransformators T angelegte Spannung aufgrund der Änderung des
Wertes des veränderlichen Kondensators VC verschiebt, so daß sich auch
die Amplitude der an den Sekundärwicklungen auftretenden Spannung (die
Spannung über Gate und Source der Schaltelemente Q1 und Q2) ändert.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in der
Fig. 4 als schematische Ansicht gezeigt, wobei ein Unterschied zu der
ersten in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform darin liegt, daß die Pri
märwicklungen n21 und n22 so gewickelt sind, daß sie nahe beieinander
liegen aber sich gegenseitig nicht berühren. Alle anderen Anordnungen
und Funktionen sind jedoch gleich wie bei der ersten Ausführungsform.
Bezogen auf den Betrieb dieser zweiten Ausführungsform ist zunächst
eine Kennlinie des Schaltungswirkungsgrades η über dem Wert des ver
änderlichen Kondensators VC, wenn beide Gleichstromenergiequellen E1
und E2 eingeschaltet sind, in der Fig. 5 gezeigt. Während der Schal
tungswirkungsgrad η im Gegensatz zu der ersten, in Fig. 3B gezeigten
Ausführungsform leicht abgesenkt ist (= der kleinste Wert liegt bei
etwa 82% ), ist, wie in der Fig. 5 gezeigt ist, die Abnahme des Schal
tungswirkungsgrades η verringert.
Dies ist deshalb der Fall, da der Abstand zwischen den Sekundär
wicklungen n21 und n22 verringert ist und die Leitungskapazität ver
größert ist.
Bei einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird
die folgende Anordnung verwendet. Bei dem Ansteuertransformator T der
vorstehenden ersten und zweiten Ausführungsform sind die Sekundärwick
lungen n21 und n22, wie in der Fig. 6 gezeigt ist, miteinander ver
drillt bifilar auf den ringförmigen Kern 10 gewickelt, so daß sie nahe
beieinanderliegen und die magnetische Kopplung zwischen den Sekundär
wicklungen n21 und n22 weiter verstärkt ist, die Phasendifferenz
zwischen den Gate-Source-Spannungen VGS der Schaltelemente Q1 und Q2
im wesentlichen auf 180° korrigiert und der Schaltverlust verringert
werden kann.
Bei einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird
die folgende Anordnung verwendet. Bei der vorliegenden Ausführungsform
sind die Primärwicklung n1 und jede der Sekundärwicklungen n21 und n22
zueinander im wesentlichen symmetrisch angeordnet, mit der Mitte des
ringförmigen Kerns 10 als Achse. Dies kann die magnetische Kopplung
der Primärwicklung n1 und jeder der Sekundärwicklungen n21 und n22 des
Ansteuertransformators T verstärken.
Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet
die folgende Anordnung. Bei dieser Ausführungsform ist die Primärwick
lung n1 der ersten bis vierten Ausführungsform sehr dicht auf den
ringförmigen Kern 10 gewickelt, um die belegte Fläche auf dem Kern
möglichst klein zu machen. Mit dieser sehr dichten Wicklung der Pri
märwicklung n1 kann der Verlust an magnetischem Fluß an der Primär
wicklung n1 minimiert werden, und die Energie kann wirksam zu den
Sekundärwicklungen n21 und n22 übertragen werden. Falls eine elektro
denlose Entladungslampe 1 als Last verwendet wird, ist es erforder
lich, beim Starten der elektrodenlosen Entladungslampe 1 einen Groß
teil der Hochfrequenzenergie einer Hochfrequenzenergie-Speisespule 2
zuzuführen, wozu ein Ausgangssignal eines Vorverstärkers 6 effektiv zu
dem Hauptverstärker 7 übertragen werden muß, so daß die Startfähigkeit
einer Last, wie der elektrodenlosen Entladungslampe 1, erhöht werden
kann.
Während bei der ersten bis fünften Ausführungsform die Gate-
Source-Spannung VGS als die des Schaltelements Q2 bezeichnet wurde,
kann diese auch durch die Gate-Source-Spannung des anderen Schaltele
ments Q1 ersetzt werden. Darüber hinaus kann jeder, von dem ringförmi
gen Kern verschiedene magnetische Kern verwendet werden. Es kann auch
entweder ein Kern aus Eisencarbonylen oder ein Ferritkern der Ni-Zn-
Reihe als magnetischer Kern verwendet werden.
Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist
dieselbe Schaltungsanordnung wie die der Fig. 2 auf und unterscheidet
sich lediglich bezüglich ihres Betriebs, der bezogen auf die Fig. 7
bis 12 kurz beschrieben wird.
Die in den Fig. 7 bis 12 gezeigten Kennlinien beschreiben den
beschriebenen Fall einer Widerstandslast Ro. Eine Spannung Vp bezeich
net eine Spannung über einen Kondensator Cp, der parallel mit den Aus
gangsanschlüssen des Vorverstärkers 6 verbunden ist, d. h., eine Aus
gangsspannung des Vorverstärkers 6. Ein Strom Ip bezeichnet einen Aus
gangsstrom des Vorverstärkers 6. Weiterhin wird die in der Fig. 7 ge
zeigte Gate-Source-Spannung VGS nur dann erzielt, wenn lediglich die
Gleichstromenergiequelle E2 angeschlossen ist. Dies ist deshalb der
Fall, da nach dem Anschluß der Gleichstromenergiequelle E1 der Gate-
Source-Spannung VGS ein hochfrequenter Wechselanteil überlagert wird,
so daß jede Veränderung der Amplitude der Gate-Source-Spannung VGS bei
einer Veränderung des veränderlichen Kondensators VC nur schwer zu
erkennen ist.
Der Betrieb wird kurz unter Bezugnahme auf die Fig. 7 bis 12
beschrieben.
Wie in der Fig. 7 gezeigt ist, ändert sich die Gate-Source-
Spannung VGS mit einer Veränderung des Wertes des veränderlichen Kon
densators VC im wesentlichen entlang einer parabolischen Kurve mit
einem Scheitelwert VGSp. Dies zeigt, daß zwischen dem veränderlichen
Kondensator VC und dem Ansteuertransformator T Resonanz auftritt.
Unter der Annahme, daß ein Wert des veränderlichen Kondensators VC,
mit dem der Scheitelwert VGSp der Gate-Source-Spannung VGS erreicht
wird, VCp ist, daß der Fall, bei dem der veränderliche Kondensator VC
einen kleineren Wert als VCp hat, mit a-Seite bezeichnet wird, und der
Fall, bei dem der VC-Wert größer als VCp ist, mit b-Seite bezeichnet
wird, ist ein Wert des veränderlichen Kondensators VC, der eine Gate-
Source-Spannung VGS bewirkt, sowohl auf der a-Seite als auch auf der
b-Seite, in Fig. 7 gezeigt, vorhanden. Darüber ist, wie in der Fig. 8
gezeigt ist, die Phasendifferenz zwischen der Spannung Vp und dem
Strom Ip im wesentlichen Null, wenn der Wert des veränderlichen
Kondensators VC kleiner ist als VCp, wobei VCp eine Grenze (Fig. 9)
darstellt, und beträgt etwa 90°, wenn der Wert des veränderlichen
Kondensators VC größer als VCp (Fig. 10) ist. Wie in der Fig. 11
gezeigt ist, weist der Schaltungswirkungsgrad der Hochfrequenzener
giequelle 3 einen Scheitelwert sowohl auf der a-Seite als auch auf der
b-Seite auf. Wie in der Fig. 12 gezeigt ist, ist ein Wert des ver
änderlichen Kondensators VC, der eine bestimmte Ausgangsspannung der
Hochfrequenz-Energiequelle 3 bewirkt, sowohl auf der a-Seite als auch
der b-Seite der Fig. 12 vorhanden. Hier wird die Ausgangsspannung der
Hochfrequenz-Energiequelle 3, die den größten Wirkungsgrad der Ener
giequelle 3 ermöglicht, mit Wo bezeichnet. Darüber hinaus, hier nicht
gezeigt, steigt ein Eingangsstrom 12 zu den Steuermitteln 9 auf der a-Seite
an, wenn der Wert des veränderlichen Kondensators VC ansteigt,
fällt aber mit dem Ansteigen des Wertes von VC auf der b-Seite ab.
Wie aus Fig. 11 und 12 ersichtlich ist, ist der Wert des veränder
lichen Kondensators VC, der bewirkt, daß die Ausgangsleistung der
Hochfrequenz-Energiequelle 3 den Wert Wo beträgt, sowohl auf der a-Seite
als auch der b-Seite der Fig. 12 vorhanden, und dieser Wert des
veränderlichen Kondensators VC wird mit VC1 bzw. VC2 (VC1 < VC2) be
zeichnet. Die Werte der Gate-Source-Spannung VGS, die den Werten VC1
und VC2 entsprechen, sind sowohl auf der a-Seite als auch der b-Seite
der Fig. 7 vorhanden, und die entsprechenden Werte der Gate-Source-
Spannung VGS werden mit VGS1 und VGS2 bezeichnet.
Während die Kennlinien der Fig. 7 bis 12 für den Fall der Ver
wendung der Widerstandslast Ro gelten, werden nun die elektrodenlose
Entladungslampe 1 und eine Anpassungsschaltung 4 zum Starten der elek
trodenlosen Entladungslampe 1 anstelle der Widerstandslast Ro vorge
sehen. In diesem Fall ist das Starten der Lampe 1 auf der a-Seite,
gezeigt in den Fig. 7 bis 12, möglich, ist auf der b-Seite jedoch
sehr schwierig.
Dies wird dadurch verursacht, daß die Amplitude der Spannung VGS
auf der b-Seite deutlich stärker als auf der a-Seite, und als in den
Fig. 7 bis 12 gezeigt ist, abfällt, wenn man die Amplitude der
Gate-Source-Spannung VGS in dem Fall, bei dem lediglich die Gleich
stromenergiequelle E2 in einem lastlosen Zustand (Zustand ohne die
elektrodenlose Entladungslampe 1) eingeschaltet ist, mit dem anderen
Fall, bei dem beide Gleichstromenergiequellen E1 und E2 eingeschaltet
sind, vergleicht. Beispielsweise beträgt dann, wenn lediglich die
Gleichstromenergiequelle E2 eingeschaltet ist, die Gate-Source-
Spannung VGS 15 V, wohingegen dann, wenn nur die Gleichstromenergie
quelle E2 in dem Zustand eingeschaltet ist, bei dem der Widerstand von
47Ω über Gate und Source der Schaltelemente Q1 und Q2 gelegt ist, sich
die Spannung VGS auf der a-Seite auf 12 V, aber auf der b-Seite der
Fig. 7 bis 12 auf 7 V verringert.
Es ist daher festzustellen, daß die Veränderung der Startfähigkeit
der elektrodenlosen Entladungslampe zwischen der a-Seite und der b-Seite,
die in den Fig. 7 bis 12 gezeigt sind, von der Veränderung
der Impedanz auf der Lastseite, wie sie von den Steuermitteln 9 ge
sehen wird, zwischen dem Einschaltzustand und dem Ausschaltzustand der
Gleichstromenergiequelle E1 herrührt.
Da die Gate-Source-Spannung VGS auf der b-Seite, die in den
Fig. 7 bis 12 gezeigt ist, bezogen auf die Lastschwankung empfind
lich ist, ist es schwierig, die für das Starten der elektrodenlosen
Entladungslampe 1 erforderliche Spannung VGS zu erreichen. Folglich
ist es schwierig, der elektrodenlosen Entladungslampe 1 von dem Haupt
verstärker 7 über die Anpassungsschaltung 4 und die Hochfrequenzener
gie-Speisespule 2 genügend Energie zum Starten der Lampe 1 zuzuführen.
Auf der a-Seite der Fig. 7 bis 12 ist andererseits die Spannung in
Bezug auf die Lastschwankung stabil, so daß die Gate-Source-Spannung
VGS, die zum Starten der elektrodenlosen Entladungslampe 1 erforder
lich ist, erreicht werden kann, und die zum Starten der Lampe 1 aus
reichende Energie kann von dem Hauptverstärker 7 über die Anpassungs
schaltung 4 und die Hochfrequenzenergie-Speisespule 2 der Lampe 1 zu
geführt werden. Es ist dadurch schließlich möglich, die elektrodenlose
Entladungslampe 1 stabil zu erleuchten.
Das oben Gesagte ist auch aus der Tatsache ersichtlich, daß sich
die Spannung Vp und der Strom Ip, wie in der Fig. 8 gezeigt ist, auf
der a-Seite im wesentlichen gleichphasig ändern, und dem Hauptver
stärker 7 von den Steuermitteln 9 ausreichend Wirkleistung zugeführt
werden kann, wohingegen, wenn sich die Spannung Vp und der Strom Ip
auf der b-Seite um ungefähr 90° phasenverschoben ändern, dem Hauptver
stärker 7 von den Steuermitteln 9 viel Blindleistung zugeführt wird.
Es ist daher möglich, die Startfähigkeit der elektrodenlosen Ent
ladungslampe 1 dadurch zu verbessern, daß der Wert des veränderlichen
Kondensators VC auf der in den Fig. 7 bis 12 gezeigten a-Seite
liegt, und es ist ebenfalls möglich den Wirkungsgrad der Lampe 1 da
durch zu verbessern, daß VC = VC1 erreicht wird.
Es ist einzusehen, daß in dem obigen Fall anstelle des veränder
lichen Kondensators VC eine Spule mit veränderlicher Induktivität ver
wendet werden kann, wodurch ebenfalls die Startfähigkeit als auch der
Wirkungsgrad der elektrodenlosen Entladungslampe 1 verbessert werden
kann, indem der Induktivitätswert auf die in den Fig. 7 bis 12 ge
zeigte a-Seite gelegt wird.
Claims (21)
1. Energieversorgungseinrichtung mit
- - einer Hochfrequenz-Energiequelle, die eine Gleichspannung in eine Hochfrequenz-Wechselspannung zum Anlegen an eine Last umwandelt und die
- - zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente,
- - einen Ansteuertransformator mit einer Primärwicklung, zwei Sekundärwicklungen, die jeweils mit einem Steueranschluß eines der Schaltelemente in Reihe geschaltet sind, und einem magnetischen Kern, auf den die Primärwicklung und die Sekundärwicklungen gewickelt sind, und
- - Mittel zur Steuerung der Schaltelemente durch Anlegen einer Spannung an die Primärwicklung des Steuertransformators aufweist;
dadurch gekennzeichnet, daß
- - die Wicklungsanordnung und -ausführung der Sekundärwicklungen des Ansteuertransformators dergestalt sind, daß der Schwankungsgrad der Zeit, die sich die Schaltelemente im Durchlaßzustand befinden, verglichen mit dem Schwankungsgrad der Spannung, die an die Primär wicklung des Ansteuertransformators angelegt ist, verkleinert ist.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen des Ansteuertransformators auf den Kern so ge
wickelt sind, daß auch dann, wenn der Effektivwert der an die Primär
wicklung des Transformators angelegten Spannung schwankt, die Zeit im
Durchlaßzustand der Schaltelemente im wesentlichen konstant bleibt.
3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen bei jeder Windung der Wicklungen mit regelmäßigen
Zwischenräumen gewickelt sind.
4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen über alle Windungen der Wicklungen mit regelmäßigen
Zwischenräumen gewickelt sind.
5. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen sich gegenseitig nicht berührend gewickelt sind.
6. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen bifilar, mit Abständen zwischen benachbarten
Windungen der Wicklungen gewickelt sind.
7. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Primärwicklung und die Sekundärwicklungen des Ansteuertransformators
symmetrisch zueinander gewickelt sind.
8. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Primärwicklung des Ansteuertransformators wenigstens auf dem inneren
Umfang des magnetischen Kerns bei jeder Windung eng beieinanderliegend
gewickelt ist.
9. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
magnetische Kern des Ansteuertransformators ringförmig ist.
10. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
magnetische Kern des Ansteuertransformators aus Eisencarbonylen
besteht.
11. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
magnetische Kern des Ansteuertransformators aus Ferrit der Ni-Zn-Reihe
besteht.
12. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Steuermittel die Schaltelemente getrennt steuern.
13. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Hochfrequenz-Energiequelle eine Klasse-D-Verstärkungsschaltung ist.
14. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Hochfrequenz-Energiequelle eine Betriebsfrequenz von mehr als 0,5 MHz
aufweist.
15. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Last wenigstens eine elektrodenlose Entladungslampe aufweist.
16. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sekundärwicklungen miteinander verdrillt bifilar auf den magnetischen
Kern gewickelt sind.
17. Energieversorgungseinrichtung mit
- - einer Hochfrequenzenergie-Speisespule, die in geringem Abstand entlang einer elektrodenlosen Entladungslampe angeordnet ist und in der ein Entladungsgas, bestehend aus wenigstens einem Edelgas und Metalldampf, eingeschlossen ist,
- - einer Hochfrequenz-Energiequelle mit einer Klasse-D-Verstär kungsschaltung, die eine Quellenspannung in eine Hochfrequenzspannung einer Frequenz von mehr als 0,5 MHz und weniger als 10 MHz umwandelt, um der elektrodenlosen Entladungslampe über die Hochfrequenzenergie- Speisespule hochfrequente Energie zuzuführen, und die
- - zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente,
- - einen Ansteuertransformator mit einer Primärwicklung zwei Sekun därwicklungen, die jeweils mit einem Steueranschluß eines der Schalt elemente in Reihe geschaltet sind, und einem ringförmigen Kern aus Ferrit der Ni-Zn-Reihe, auf den die Primärwicklung und die Sekundär wicklungen gewickelt sind, und
- - eine Steuerschaltung zum Anlegen einer Spannung an die Primär wicklung des Ansteuertransformators für eine getrennte Steuerung der Schaltelemente aufweist,
dadurch gekennzeichnet, daß
- - die Sekundärwicklungen auf den ringförmigen Kern bifilar mit Abständen zwischen jeweiligen benachbarten Windungen gewickelt sind und
- - die Wicklungsanordnung und -ausführung der Sekundärwicklungen dergestalt ist, daß der Schwankungsgrad der Zeit, die sich die Schalt elemente im Durchlaßzustand befinden, verglichen mit dem Schwankungs grad der Spannung, die an die Primärwicklung des Ansteuertransforma tors angelegt ist, verkleinert ist.
18. Energieversorgungseinrichtung zum Betreiben einer elektroden
losen Entladungslampe, wobei die Einrichtung
- - eine elektrodenlose Entladungslampe mit einem Glaskolben, in den ein Entladungsgas eingeschlossen ist,
- - eine Hochfrequenzenergie-Speisespule, die in geringem Abstand entlang der elektrodenlosen Entladungslampe angeordnet ist,
- - eine Hochfrequenz-Energiequelle zur Aufnahme von Quellenenergie von einer Gleichstromenergiequelle und zum Zuführen von Hochfrequenz energie zu der Hochfrequenzenergie-Speisespule und
- - eine Anpassungsschaltung aufweist, um die Impedanz der Hochfre quenzenergie-Speisespule und der Hochfrequenz-Energiequelle aneinander anzupassen,
dadurch gekennzeichnet, daß
- - die Hochfrequenz-Energiequelle eine Klasse-D-Verstärkungsschal tung mit zwei Schaltelementen zum Zuführen der Hochfrequenzenergie zu der Hochfrequenzenergie-Speisespule,
- - einen Ansteuertransformator mit einer Primärwicklung und Sekun därwicklungen, wobei die Sekundärwicklungen jeweils mit einem Steuer anschluß der Schaltelemente verbunden sind,
- - Mittel zum Steuern der Schaltelemente durch Anlegen einer Spannung an die Primärwicklung des Ansteuertransformators, und
- - einen veränderlichen Kondensator aufweist, der parallel zu der Primärwicklung des Ansteuertransformators und ebenfalls parallel zu den Ausgangsanschlüssen der Steuermittel geschaltet ist und dessen Kapazitätswert zur Veränderung einer Spannung, die an dem Steueran schluß des Schaltelements anliegt, verändert werden kann, wobei der Kapazitätswert des veränderlichen Kondensators kleiner eingestellt ist als ein Wert, bei dem die Spannung, die an den Steueranschlüssen des Schaltelements anliegt, maximal ist.
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Owner name: PANASONIC ELECTRIC WORKS CO., LTD., KADOMA-SHI, JP |
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