DE19738240A1

DE19738240A1 - Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe

Info

Publication number: DE19738240A1
Application number: DE19738240A
Authority: DE
Inventors: Louis Robert Nerone; Gordon Alexander Grigor; Kurt William Haas
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-09-06
Filing date: 1997-09-02
Publication date: 1998-03-12
Also published as: US5952790A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Vorschaltanordnungen oder Leistungsversorgungsschaltungen für Gasentladungslampen des Typs, die eine regenerative (stromliefernde) Gate-Treiberschal tung verwenden, um zwei in Reihe geschaltete Schalter von einem Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wandler bzw. Wechselrichter zu steuern. Ein erster Aspekt der Erfindung bezieht sich auf eine derartige Vorschaltanordnung, die eine Induktivität in der Gate-Treiberschaltung verwendet, um die Phase von einer Span nung einzustellen, die die in Reihe geschalteten Schalter steu ert. Ein zweiter Aspekt der Erfindung, wie er hier beansprucht ist, bezieht sich auf den genannten Typ einer Vorschaltanord nung, der eine neuartige Schaltungsanordnung zum Starten des regenerativen Betriebs der Gate-Treiberschaltung verwendet.

Bezüglich eines ersten Aspekts der Erfindung enthalten üb liche Vorschaltanordnungen für eine Gasentladungslampe zwei in Reihe geschaltete MOSFETs oder andere Schalter, die Gleichstrom in Wechselstrom umwandeln, um einen Lastschwingkreis zu versor gen, in dem die Gasentladungslampe angeordnet ist. Es sind ver schiedene Typen von regenerativen Gate-Treiberschaltungen vor geschlagen worden, um das Schalterpaar zu steuern.

Beispielsweise beschreibt US-PS 5 349 270 für Roll u. a. eine Gate-Treiberschaltung, die eine RC (Widerstands-Kapazitäts)-Schaltung verwendet, um die Phase der Gate/Source-Spannung in bezug auf die Phase des Stroms in dem Lastschwingkreis einzustellen. Ein Nachteil dieser Gate-Treiberschaltung ist der, daß der Phasen winkel des Lastschwingkreises sich in Richtung 90° bewegt an statt in Richtung auf 0°, wenn der Kondensator der R-C Schal tung geklemmt wird, üblicherweise durch zwei gegensinnig ge polte Zener-Dioden. Diese Dioden werden benutzt, um die an das Gate der MOSFET Schalter angelegte Spannung zu begrenzen, um eine Beschädigung dieser Schalter zu verhindern. Die entstehende große Phasenverschiebung verhindert eine ausrei chend hohe Ausgangsspannung, die eine sichere Zündung der Lampe sicherstellen würde, wenigstens ohne Beeinträchtigung der Effi zienz der Vorschaltanordnung.

Zusätzliche Nachteile der vorgenannten RC Schaltungen sind weiches Abschalten der MOSFETs, was ein schlechtes Schalten und ein langsames rampenartiges Abfallen der Spannung zur Folge hat, die durch die R-C Schaltung geliefert wird, wodurch eine schlechte Stabilisierung der Lampenleistung und unerwünschte Änderungen in der Leitungsspannung und Bogenimpedanz bewirkt werden.

Bezüglich eines zweiten Aspektes der Erfindung würde es wünschenswert sein, eine einfache Starterschaltung zu schaffen, um eine regenerative (stromliefernde) Aktion der Gate-Treiber schaltung zu initiieren, um die Schalter von einem Gleichspan nungs/Wechselspannungs-Wandler in Vorschaltanordnungen des ge nannten Typs zu steuern.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe des Typs zu schaffen, der eine re generative Gate-Treiberschaltung verwendet, um zwei in Reihe geschaltete Schalter von einem Gleichspannungs/Wechsel spannungs-Wandler zu steuern, wobei sich der Phasenwinkel zwischen einem Schwinglaststrom und einer Steuerspannung für die Schalter während der Lampenzündung in Richtung auf 0° bewegt, was ein sicheres Starten der Lampe gewährleistet.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Vor schaltanordnung des vorgenannten Typs mit einer vereinfachten Konstruktion zu schaffen im Vergleich zu beispielsweise der ge nannten bekannten Schaltungsanordnung gemäß der US-PS 5 349 270.

Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, eine einfache Starter schaltung zu schaffen zum Initiieren eines regenerativen Vor gangs von einer Gate-Treiberschaltung zum Steuern der Schalter von einem Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wandler in Vorschal tanordnungen des genannten Typs.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine ver einfachte Starterschaltung des vorgenannten Typs zu schaffen, der in anderen Vorschaltanordnungen verwendet werden kann, die ebenfalls zwei in Reihe geschaltete Schalter in einem Gleich spannungs/Wechselspannungs-Wandler benutzen.

Erfindungsgemäß wird eine Vorschaltanordnung für eine Gas entladungslampe geschaffen, die einen Lastschwingkreis auf weist, der die Gasentladungslampe und eine Schwinginduktivität und eine Schwingkapazität enthält. Eine Gleichspannungs/-Wechsel spannungs-Wandlerschaltung induziert einen Wechselstrom in dem Lastschwingkreis. Die Wandlerschaltung enthält erste und zweite Schalter, die zwischen einem Busleiter auf einer Gleichspannung und einem Referenzleiter in Reihe geschaltet sind und die miteinander an einem gemeinsamen Knoten verbunden sind, durch den der Lastwechselstrom fließt. Eine Spannung-Durch bruchvorrichtung ist effektiv zwischen den gemeinsamen Knoten und einen zweiten Knoten geschaltet. Eine Schaltungsan ordnung ist vorgesehen, um die Spannung des zweiten Knotens in bezug auf den gemeinsamen Knoten auf weniger als die Durch bruchspannung der Spannung-Durchbruchvorrichtung zu setzen, wenn die Lampe im stationären Betrieb arbeitet. Eine die Pola rität bestimmende Impedanz ist zwischen den gemeinsamen Knoten und entweder den Busleiter oder den Referenzleiter geschaltet, um die Anfangspolarität des Impulses zu setzen, der beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung zu erzeugen ist.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der folgenden Beschreibung und Zeichnung von Ausfüh rungsbeispielen der Erfindung näher erläutert.

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild von einer Vor schaltanordnung für eine Gasentladungslampe, die komplementäre Schalter in einem Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wandler ge mäß einem ersten Aspekt der Erfindung verwendet.

Fig. 2 ist ein Ersatzschaltbild für die Gate-Treiberschal tung 30 in Fig. 1.

Fig. 3 ist ein anderes Ersatzschaltbild für die Gate-Trei berschaltung 30 in Fig. 1.

Fig. 4 ist ein Ersatzschaltbild für die Gate-Treiberschal tung 30 in Fig. 1, wenn Zener-Dioden 36 in Fig. 1 leitend sind.

Fig. 5 ist ein Ersatzschaltbild für die Gate-Treiberschal tung 30 in Fig. 1, wenn die Zener-Dioden 36 in Figur nicht leitend sind und die Spannung über dem Kondensator 38 in Figur ihren Zustand ändert.

Fig. 6A ist eine vereinfachte Lampenspan nungs/Winkelfrequenz-Kurve, die Arbeitspunkte für das Lampen zünden und für stationäre Betriebszustände darstellt.

Fig. 6B stellt den Phasenwinkel zwischen einer Grundfre quenzkomponente von einer Spannung von einem Lastschwingkreis und dem Schwinglaststrom als eine Funktion der Winkelbetriebs frequenz dar.

Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild ähnlich wie Fig. 1, zeigt aber eine neuartige Starterschaltung gemäß einem zwei ten Aspekt der Erfindung.

Fig. 8 zeigt eine I-V (Strom-Spannung) Charakteristik von einem typischen Diac.

Fig. 9 ist ein schematisches Schaltbild und zeigt eine Vorschaltanordnung für eine elektrodenlose Lampe, die Prinzi pien von sowohl den ersten als auch zweiten Aspekten der Erfin dung verkörpert.

Fig. 10 ist ein schematisches Schaltbild und zeigt eine Vorschaltanordnung, die eine Starterschaltung in Verbindung mit einem Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wandler unter Verwendung nicht-komplementärer Schalter verwendet.

Der erste Aspekt der Erfindung wird nun in Verbindung mit den Fig. 1-6B beschrieben.

Fig. 1 zeigt eine Vorschaltanordnung 10 für eine Gasentla dungslampe 12 gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung. Schalter Q₁ und Q₂ werden auf entsprechende Weise gesteuert, um einen Gleichstrom aus einer Quelle 14, wie beispielsweise die Aus gangsgröße von einer Vollwellen-Brücke (nicht gezeigt), in Wechselstrom umzuwandeln, der von einem Lastschwingkreis 16 aufgenommen wird, der eine Schwingdrossel L_R und einen Schwing kondensator CR aufweist. Eine Bus-Gleichspannung V_BUS besteht zwischen einem Busleiter 18 und einem Referenzleiter 20, der aus Zweckmäßigkeitsgründen als ein Erd- bzw. Masseleiter ge zeigt ist. Der Lastschwingkreis 16 enthält die Lampe 12, die, wie gezeigt ist, dem Schwingkondensator CR parallel geschaltet sein kann. Die Kondensatoren 22 und 24 sind übliche "Brücken"-Kon densatoren, um ihren gemeinsam verbundenen Knoten 23 auf etwa ½ Busspannung V_BUS zu halten. Andere Anordnungen zum Ver binden der Lampe 12 in dem Lastschwingkreis 16 und alternative Anordnungen zu den Brückenkondensatoren 18 und 24 sind bekannt.

In der Vorschaltanordnung 10 gemäß Fig. 1 sind die Schal ter Q₁ und Q₂ komplementär zueinander in dem Sinne, daß bei spielsweise der Schalter Q₁ eine n-Kanal-Anreicherungsvorrich tung sein kann, wie es gezeigt ist, und der Schalter Q₂ kann eine p-Kanal-Anreicherungsvorrichtung sein, wie es gezeigt ist. Diese sind bekannte Formen von MOSFET Schaltern, es könnten aber auch beispielsweise Bipolar-Flächentransistor-Schalter verwendet werden. Jeder Schalter Q₁ und Q₂ hat ein entsprechen des Gate oder Steueranschluß G₁ oder G₂. Die Spannung am Gate G₁ zur Source S₁ des Schalters Q₁ steuert den Leitungszustand dieses Schalters. In ähnlicher Weise steuert die Spannung am Gate G₂ zur Source S₂ des Schalters Q₂ den Leitungszustand die ses Schalters. Wie gezeigt ist, sind die Sources S₁ und S₂ an einem gemeinsamen Knoten 26 miteinander verbunden. Wenn die Ga tes G₁ und G₂ an einem gemeinsamen Steuerknoten 28 miteinander verbunden sind, steuert die einzige Spannung zwischen dem Steu erknoten 28 und dem Steuerknoten 26 die Leitfähigkeitszustände von beiden Schaltern Q₁ und Q₂. Die Drains D₁ und D₂ der Schal ter sind mit dem Busleiter 18 bzw. dem Referenzleiter 20 ver bunden.

Die Gate-Treiberschaltung 30, die zwischen den Steuerknoten 28 und den gemeinsamen Knoten 26 geschaltet ist, steuert die Leitungszustände der Schalter Q₁ und Q₂. Die Gate-Treiberschal tung 30 enthält eine Treiberdrossel L_D, die transformatorisch mit der Schwingdrossel L_R gekoppelt ist, und an ihrem einen Ende ist sie mit dem gemeinsamen Knoten 26 verbunden. Dasjenige Ende der Drossel L_R, das mit dem Knoten 26 verbunden ist, kann eine Anzapfung von einer Transformatorwicklung sein, die die Drosseln L_D und L_R bildet. Die Drosseln L_D und L_R können gemäß den vollen Punkten gepolt sein, die neben den Symbolen für diese Drosseln gezeigt sind. Die Treiberdrossel L_D liefert die Treiberenergie für den Betrieb der Gate-Treiberschaltung 30. Eine zweite Drossel 32 ist mit der Treiberdrossel L_D zwischen dem Knoten 28 und der Drossel L_D in Reihe geschaltet. Wie nach folgend näher erläutert wird, kann die zweite Drossel 32 ver wendet werden, um den Phasenwinkel der zwischen den Knoten 28 und 26 auftretenden Gate/Source-Spannung einzustellen. Eine weitere Drossel 34 kann in Verbindung mit der Drossel 32 ver wendet werden, aber dies ist nicht erforderlich und deshalb sind die zu der Drossel 34 führenden Leiter gestrichelt ge zeigt. Eine bidirektionale Spannungsklemme 36 zwischen den Kno ten 28 und 26 klemmt positive und negative Ausschläge der Gate/Source-Spannung auf entsprechende Grenzwerte, die bei spielsweise durch die Nennspannungen der gezeigten gegensinnig in Reihe geschalteten Zener-Dioden bestimmt sind. Ein Kondensa tor 38 ist vorzugsweise zwischen den Knoten 28 und 26 vorgese hen, um die Änderungsgeschwindigkeit der Gate/Source-Spannung zwischen den Knoten 28 und 26 in vorhersagbarer Weise zu be grenzen. Dies stellt in vorteilhafter Weise beispielsweise ein Totzeitintervall in den Schaltmodi der Schalter Q₁ und Q₂ si cher, in der beide Schalter zwischen den Zeiten, in denen der eine oder andere Schalter durchgeschaltet ist, sperren.

Eine Glättungsschaltung, die aus einem Kondensator 40 und einem Widerstand 42 gebildet ist, kann verwendet werden, wie es üblich ist und beispielsweise in der US-PS-5 382 882, erteilt am 17. Januar 1995, beschrieben ist.

Fig. 2 zeigt eine Schaltung von der Gate-Treiberschaltung 30 gemäß Fig. 1. Wenn die Zener-Dioden 36 leitend sind, ist die Knotengleichung um den Knoten 28 wie folgt:

5F(1/L₃₂)∫V₀dt + (1/L₃₂ + 1/L₃₄∫V₂₈dt + I₃₆ = 0 (1)

wobei bezüglich der Komponenten in Fig. 1 gilt:
L₃₂ ist die Induktivität der Drossel 32,
V₀ ist die Treiberspannung aus der Treiberdrossel L_D,
L₃₄ ist die Induktivität der Drossel 34,
V₂₈ ist die Spannung des Knotens 28 in bezug auf den Knoten 26 und
I₃₆ ist der Strom durch die bidirektionale Klemme 36.

In der Schaltung gemäß Fig. 2 ist der Strom durch den Kon densator 38 Null, wenn die Spannungsklemmschaltung 36 einge schaltet ist.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 kann umgezeichnet werden, wie es in Fig. 3 gezeigt ist, um nur die Ströme als abhängige Quellen zu zeigen, wobei I₀ die Stromkomponente aufgrund der Spannung V₀ (oben definiert) über der Treiberdrossel L_D (Fig. 1) ist. Die Gleichung für den Strom I₀ kann wie folgt geschrie ben werden:

I₀ = (1/L₃₂)∫V₀dt (2)

Die Gleichung für den Strom I₃₂, den Strom in der Drossel 32, kann wie folgt geschrieben werden.

1₃₂ = (1/L₃₂)∫V₂₈dt (3)

Die Gleichung für den Strom I₃₄, den Strom in der Drossel 34, kann wie folgt geschrieben werden:

I₃₄ = (1/L₃₄∫V₂₈dt (4)

Wie aus den vorstehenden Gleichungen 2 bis 4 deutlich wird, kann der Wert der Drossel 32 geändert werden, um die Werte von beiden Drosseln L₃₂ und L₃₄ zu enthalten. Der neue Wert für die Drossel L₃₂ ist einfach die Parallelschaltung der Werte für die Drosseln 32 und 34.

Wenn nun die Drossel 34 aus der Schaltung gemäß Fig. 1 entfernt ist, erläutert die folgende Schaltungsanalyse die Ar beitsweise der Gate-Treiberschaltung 34. Anhand von Fig. 4 wird nun mit Größen, wie beispielsweise dem oben definierten I₀, der Zustand erläutert, wenn die gegensinnig gepolten Zener-Dioden der bidirektionalen Spannungsklemme 36 leitend sind. Der Strom I₀ kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

I₀ = (L_R/nL₃₂)I_R (5)

wobei
L_R (Fig. 1) die Schwingdrossel ist,
n das Windungsverhältnis wie zwischen L_R und L_D ist und
I_R der Strom in der Schwingdrossel L_R ist.

Der Strom I₃₆ durch die Zener-Dioden 36 kann durch die fol gende Gleichung ausgedrückt werden:

I₃₆ = I₀ - I₃₂ (6)

Wenn die Zener-Dioden 36 leitend sind, ist der Strom durch den Kondensator 38 (Fig. 1) Null, und die Größe des Stroms I₀ ist größer als I₃₂. Zu dieser Zeit ist die Spannung V₃₆ über den Zener-Dioden 36 (d. h. die Gate/Source-Spannung) plus oder minus die Nennklemmspannung von der einen aktiven oder klemmen den Zener-Diode (z. B. 7,5 Volt) plus den Dioden-Abfall über der anderen, nicht-klemmenden Diode (z. B. 0,7 Volt).

Wenn dann die Zener-Dioden 36 nicht-leitend sind, wechselt die Spannung über dem Kondensator 38 (Fig. 1) von einem nega tiven Wert zu einem positiven Wert oder umgekehrt. Der Wert dieser Spannung während dieses Wechsels reicht aus, damit einer der Schaltung Q₁ und Q₂ durchgeschaltet und der andere gesperrt wird. Wie oben angegeben ist, stellt der Kondensator 38 eine voraussagbare Änderungsgeschwindigkeit der Gate/Source-Spannung sicher. Wenn ferner die Zener-Dioden 36 nicht-leitend sind, ist die Größe von I₃₂ größer als der Wert von I₀. Zu dieser Zeit kann der Strom I_C im Kondensator 38 wie folgt ausgedrückt wer den:

I_C = I₀ - I₃₂ (7)

Der Strom I₃₂ ist eine dreieckförmige Kurve. Der Strom I₃₆ (Fig. 4) ist die Differenz zwischen I₀ und I₃₂, während die Gate/Source-Spannung konstant ist (d. h. die Zener-Dioden 36 sind leitend). Der Strom I_C ist der Strom, der durch die Diffe renz zwischen I₀ und I₃₂ erzeugt ist, wenn die Zener-Dioden 36 nicht-leitend sind. Somit bewirkt I_C, daß die Spannung über dem Kondensator 38 (d. h. die Gate/Source-Spannung) ihren Zustand ändert, wodurch die Schalter Q₁ und Q₂ geschaltet werden, wie es beschrieben wurde. Die Gate/Source-Spannung ist etwa eine Rechteckwelle, wobei die Übergänge von positiver zu negativer Spannung und umgekehrt durch den Einschluß des Kondensators 38 vorhersagbar gemacht werden.

Die Verwendung der Gate-Treiberschaltung 30 gemäß Fig. 1 hat in vorteilhafter Weise zur Folge, daß sich die Phasenver schiebung der Grundfrequenzkomponente der Resonanzspannung zwi schen dem Knoten 26 und dem Knoten 23 während der Zündung der Lampe 0° nähert. In Fig. 6A sind Kurven der vereinfachten Lam penspannung V_Lampe über der Winkelfrequenz gezeigt. Die Winkel frequenz ω_R ist die Resonanzfrequenz der Lastschwingschaltung 16 in Fig. 1. Bei Resonanz ist die Lampenspannung V_Lampe auf ihrem höchsten Wert, der als V_R gezeigt ist. Es ist für die Lampenspannung wünschenswert, sich während der Lampenzündung diesem Resonanzpunkt zu nähern. Dies ist der Fall, weil die sehr hohe Spannungsnadel, die an diesem Punkt über der Lampe erzeugt wird, zuverlässig eine Bogenentladung in der Lampe ein leitet, wodurch diese gestartet wird. Im Gegensatz dazu arbei tet die Lampe während des stationären Betriebs bei einer we sentlich kleineren Spannung V_ss an der höheren Winkelfrequenz ω_ss. In Fig. 6B ist nun der Phasenwinkel zwischen der Grund frequenzkomponente der Resonanzspannung zwischen den Knoten 26 und 23 und dem Strom in der Lastschwingschaltung 16 (Fig. 1) gezeigt. Vorteilhafterweise hat dieser Phasenwinkel die Ten denz, während der Lampenzündung in Richtung auf die Resonanz frequenz ω_R zu wandern. Die Lampenspannung V_Lampe (Fig. 6A) wandert ihrerseits in Richtung auf die hohe Resonanzspannung V_R (Fig. 6A), was zum sicheren Starten der Lampe wünschenswert ist, wie es bereits erläutert wurde.

Einige der bekannten Gate-Treiberschaltungen hatten, wie oben erläutert wurde, zur Folge, daß der Phasenwinkel zwischen der Gate/Source-Spannung während der Lampenzündung statt dessen in Richtung auf 90° wandert mit dem Nachteil, daß die Spannung über der Lampe zu dieser Zeit kleiner als gewünscht war. Da durch tritt in diesen bekannten Schaltungsanordnungen ein weni ger sicheres Starten der Lampe auf.

Ein zweiter Aspekt der Erfindung wird nun in Verbindung mit den Fig. 7 bis 10 beschrieben. In Fig. 7 ist eine Vorschal tanordnung 10′ gezeigt. Sie ist identisch mit der Vorschaltan ordnung 10 gemäß Fig. 1, enthält aber auch eine neuartige Starterschaltung, die nachfolgend beschrieben wird. In den Fig. 1 und 7 beziehen sich gleiche Bezugszahlen auf gleiche Teile, und deshalb kann Fig. 1 zur Beschreibung von Teilen mit gleicher Bezugszahl herangezogen werden.

Die neuartige Starterschaltung enthält eine Spannung-Durch bruchvorrichtung 50, wie beispielsweise ein Diac. Der eine Kno ten der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 ist effektiv mit dem gemeinsamen Knoten 26 verbunden, wobei "effektiv" aus den wei teren Ausführungsbeispielen des zweiten Aspektes der Erfindung deutlicher gemacht wird, wie er nachfolgend beschrieben wird. Der andere Knoten der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 ist ef fektiv mit einem zweiten Knoten 52 verbunden. Eine Schaltungs anordnung 54, 56 hilft, die Spannung des zweiten Knotens 52 in bezug auf den gemeinsamen Knoten 26 während des stationären Be triebs der Lampe unter der Durchbruchspannung der Spannung-Durch bruchvorrichtung 50 zu halten. Vorzugsweise enthält die Schaltungsanordnung 54, 56 in Reihe geschaltete Widerstände 54 und 56, die zwischen den Busleiter 18 und den Referenzleiter 20 geschaltet sind. Die Widerstände 54 und 56 bilden eine Span nungsteilerschaltung und haben vorzugsweise einen gleichen Wert, wenn die Tastverhältnisse der Schalter Q₁ und Q₂ gleich sind. In diesem Fall beträgt die durchschnittliche Spannung während des stationären Zustandes am Knoten 26 etwa ½ der Bus spannung V_BUS, und das Gleichsetzen der Werte der Widerstände 54 und 56 hat eine durchschnittliche Spannung am Knoten 52 zur Folge, die ebenfalls etwa ½ Busspannung V_BUS beträgt. Ein Kon densator 59 dient als ein Tiefpaßfilter, um zu verhindern, daß der Spannung-Durchbruchvorrichtung wesentliche hochfrequente Spannungsänderungen aufgedrückt werden, und deshalb übt er eine mittelnde Funktion aus. Die resultierende Spannung über der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 ist deshalb im stationären Zustand im wesentlichen Null.

Weiterhin ist eine Ladeimpedanz 58 vorgesehen und kann zwi schen den gemeinsamen Knoten 26 und den Referenzleiter 20 oder alternativ, wie es gestrichelt bei 58′ gezeigt ist, zwischen den Knoten 26 und den Busleiter 18 geschaltet sein. Zusätzlich ist der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 ein Stromlieferungs kondensator 59 effektiv parallel geschaltet aus Gründen, die nachfolgend erläutert werden.

Beim Einschalten der Gleichspannungsquelle 14 erscheinen die Drosseln 32 und L_D als ein Kurzschluß, wodurch der in der Zeichnung gezeigte linke Knoten des Kondensators 38′ effektiv mit dem rechten gezeigten Knoten des Kondensators 59 verbunden ist, d. h. am Knoten 26. Während dieser Zeit können deshalb die Kondensatoren 38′ und 59 als parallel zueinander betrachtet werden. Währenddessen hat der zweite Knoten 52 der Spannung-Durch bruchvorrichtung 50, mit der beide Kondensatoren verbunden sind, die Spannung von z. B. ein Drittel Busspannung V_BUS auf grund der Spannungsteilerwirkung der Widerstände 54, 56 und 58. Wenn der Widerstand 58 so geschaltet ist, wie es in durchgezo genen Linien gezeigt ist, beginnt die Spannung der Knoten der Kondensatoren 38′ und 59, die mit dem zweiten Knoten 52 verbun den sind, durch einen Strompfad zum Referenzleiter 20 anzustei gen, der den Ladewiderstand 58 enthält. Wenn die Spannung über dem Stromlieferungskondensator 59 den Spannungsdurchbruchs-Schwel lenwert der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 erreicht, bricht die Spannung dieser Vorrichtung abrupt zusammen. Dies kann aus Fig. 8 gesehen werden, die die I-V (oder Strom-Span nung) Kennlinie von einer typischen Spannung-Durchbruchvorrich tung, wie beispielsweise einem Diac, zeigt.

Wie Fig. 8 zeigt, ist ein Diac eine symmetrische Vorrich tung in bezug auf positive oder negative Spannungsausschläge. Wenn aus Gründen der Einfachheit nur auf die positiven Span nungsausschläge Bezug genommen wird, so ist ersichtlich, daß die Vorrichtung bei einer Durchbruchspannung V_BO überschlägt, die üblicherweise bei etwa 32 Volt liegen kann. Die Spannung über der Vorrichtung fällt dann auf die sogenannte Talspannung VV, die üblicherweise etwa 26 Volt beträgt oder etwa 6 Volt un ter der Durchbruchspannung V_BO. Um in der Vorschaltanordnung 10′ gemäß Fig. 7 der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 Strom zuzuführen, um einen Übergang von der Durchbruchspannung V_BO auf die Talspannung V_V zu ermöglichen, liefert der Stromliefe rungskondensator 59 Strom aus seiner gespeicherten Ladung an die Vorrichtung. Die rasche Spannungsabsenkung der Spannung-Durch bruchvorrichtung 50 (d. h. ein Spannungspuls) wird durch den Kondensator 38′ mit der zweiten Drossel 32 und der Treiber drossel L_D gekoppelt, die nicht länger als ein Kurzschluß wir ken aufgrund des Hochfrequenzgehaltes des Stromimpulses. Der Stromimpuls induziert einen Gate/Source-Spannungsimpuls über den Drosseln, dessen Polarität dadurch bestimmt wird, ob der in ausgezogenen Linien gezeigte Ladewiderstand 58 oder der in ge strichelten Linien gezeigte Ladewiderstand 58′ verwendet wird. Ein derartiger Widerstand wird deshalb hier als eine die Pola rität bestimmende Impedanz bezeichnet. Dieser Gate/Source-Span nungsimpuls dient als ein Starterimpuls, um den einen oder den anderen der Schalter Q₁ und Q₂ durchzuschalten.

Wie oben ausgeführt wurde, werden während des stationären Lampenbetriebes beide Knoten der Spannungs-Durchbruchvorrich tung 50 in ihren jeweiligen Spannungen genügend nahe beieinan der gehalten, um ihr Zünden bzw. ihren Durchbruch zu verhindern.

Beispielhafte Komponentenwerte für die Schaltungsanordnung in Fig. 7 (und dementsprechend Fig. 1) für eine Leucht stofflampe 12 mit einer Nennleistung von 16,5 Watt mit einer Bus-Gleichspannung von 160 Volt und ohne die Drossel 34 sind wie folgt:

Schwingdrossel L_R
570 Mikrohenry
Treiberdrossel L_D	2,5 Mikrohenry
Windungsverhältnis zwischen L_R und L_D	15
zweite Drossel 32	150 Mikrohenry
Kondensator 38′	3,3 Nanofarad
Kondensator 59	0,1 Mikrofarad
Kondensator 38 (Fig. 1), wenn Kondensator 59 nicht verwendet ist	3,3 Nanofarad
Zener-Dioden 36, jeweils	7,5 Volt
Widerstände 54, 56, 58 und 58′ jeweils	100 Kiloohm
Schwingkondensator C_R	3,3 Nanofarad
Brückenkondensatoren 22 und 24 jeweils	0,22 Mikrofarad
Widerstand 42	10 Ohm
Glättungskondensator 40	470 Pikofarad

Weiterhin kann der Schalter Q₁ ein IRFR210 n-Kanal Anrei cherungs-MOSFET sein, der von International Rectifier Company in El Segundo, Kalifornien, verkauft ,wird; der Schalter Q₂ kann ein IRFR9210 p-Kanal Anreicherungs-MOSFET sein, der ebenfalls von International Rectifier Company verkauft wird; und die Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 kann ein Diac sein, das von Philips Semiconductors in Eindhoven, Niederlande, mit einer 34 Volt Durchbruchspannung, Teile Nr. BR100/03, verkauft wird.

Fig. 9 zeigt eine Vorschaltanordnung 10′′, die Prinzipien von dem ersten Aspekt der Erfindung und auch Prinzipien von dem zweiten Aspekt der Erfindung verkörpert. Die Schaltungsanord nung 10′′ ist insbesondere auf eine Vorschaltanordnung für eine elektrodenlose Lampe 60 gerichtet, die ein Leuchtstofftyp sein kann. Die Lampe 60 ist als ein Kreis gezeigt, der das Plasma von einer elektrodenlosen Lampe darstellt. Eine HF Spule 62 liefert die Energie, um das Plasma in einen Zustand anzuregen, in dem es Licht erzeugt. Ein Gleichspannungs-Sperrkondensator 64 kann anstelle der in Fig. 1 gezeigten Brückenkondensatoren 22 und 24 verwendet werden. Die Schaltungsanordnung 10′′ arbei tet bei einer Frequenz von üblicherweise etwa 2,5 Megahertz, was etwa 10- bis 20mal höher ist als der mit Elektroden verse hene Lampentyp, der durch die Vorschaltanordnung 10 gemäß Fig. 1 oder die Schaltungsanordnung 10′ gemäß Fig. 7 gespeist wird. Während des stationären Zustandes arbeitet der Kondensator 38′′ als ein Tiefpaßfilter, um das Potential an dem Knoten 52 inner halb plus oder minus der Klemmspannung der Klemmschaltung 36 (z. B. ±8 Volt) zu halten. Wenn das Potential des Knotens 28 innerhalb plus oder minus der genannten Klemmspannung in bezug auf den Knoten 26 gehalten wird, wird die Spannung-Durchbruch vorrichtung 50 unterhalb ihrer Durchbruchspannung gehalten. Ab gesehen von den vorgenannten Änderungen gegenüber den Vorschalt anordnungen 10 und 10′ ist die Beschreibung der Teile der Vor schaltanordnung 10′′ gemäß Fig. 9 die gleiche wie die obige Beschreibung der mit gleichen Bezugszahlen versehenen Teile für die Vorschaltanordnungen 10 und 10′ gemäß den Fig. 1 und 7.

Bei einem Vergleich der in Fig. 9 gezeigten Starterschal tung mit der in Fig. 7 gezeigten Starterschaltung ist ersicht lich, daß der in Fig. 7 verwendete Stromlieferungskondensator 59 in Fig. 9 nicht erforderlich ist. Statt dessen bilden die Treiberdrossel L_D und die zweite Drossel 32 eine LC (induk tive-kapazitive) Schaltung mit dem Kondensator 38′′, der durch den Spannungsimpuls getrieben wird, der durch den Zusammenbruch der Spannung in der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 erzeugt wird, wenn diese Vorrichtung überschlägt. Eine derartige LC Schaltung hat auf natürliche Weise die Tendenz, in Richtung auf eine Ver größerung der Spannung über den Drosseln zu schwingen, d. h. der Gate/Source-Spannung. Üblicherweise wird nach einigen Schwin gungen dieser ansteigenden Gate/Source-Spannung der eine oder andere der Schalter Q₁ und Q₂ zünden, was von der Polarität des Ausschlages der Gate/Source-Spannung abhängt, die zuerst den Schwellenwert für die Durchschaltung des zugeordneten Schalters erreicht.

Die Verwendung des Ladewiderstandes 58 oder des Ladewider standes 58′ wird die Polarität der Ladung des Kondensators 38′′ beim Einschalten der Gleichspannungsquelle 14 bestimmen. Diese Polarität der Ladung auf dem Kondensator 38′′ bestimmt dann die Anfangspolarität der Gate/Source-Spannung, die durch die in dem vorstehenden Absatz erläuterte LC Schaltung nach dem Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 erzeugt wird. Wie in dem vor stehenden Absatz jedoch ebenfalls erläutert wurde, hängt der erste zündende Schalter von einer ausreichenden Vergrößerung der Gate/Source-Spannung über mehreren Schwingungen ab, so daß es gewöhnlich unbestimmt ist, welcher Schalter zuerst durchge schaltet wird. Für einen richtigen Betrieb der Schaltungsanord nung ist es jedoch egal, welcher der Schalter zuerst durch schaltet.

Beispielhafte Komponentenwerte für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 für eine Lampe 60 mit einer Nennleistung von 13 Watt bei einer Bus-Gleichspannung von 160 Volt und ohne die Drossel 34 sind wie folgt:

Schwingdrossel L_R
20 Mikrohenry
Treiberdrossel L_D	0,2 Mikrohenry
Windungsverhältnis zwischen L_R und L_D	10
zweite Drossel 32	30 Mikrohenry
Kondensator 38′′	470 Pikofarad
Zener-Dioden 36, jeweils	7,5 Volt
Widerstände 54, 56, 58 und 58′ jeweils	100 Kiloohm
Schwingkondensator C_R	680 Pikofarad
Gleichspannungs-Sperrkondensator 64	1 Nanofarad

Weiterhin kann der Schalter Q₁ ein IRFR210 n-Kanal Anrei cherungs-MOSFET sein, der von International Rectifier Company in El Segundo, Kalifornien, verkauft wird; der Schalter Q₂ kann ein IRFR9210 p-Kanal Anreicherungs-MOSFET sein, der ebenfalls von International Rectifier Company verkauft wird; und die Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 kann ein Diac sein, das von Philips Semiconductors in Eindhoven, Niederlande, mit einer 34 Volt Durchbruchspannung, Teile Nr. BR100/03, verkauft wird.

Fig. 10 zeigt eine Vorschaltanordnung 100, die eine Star terschaltung in Verbindung mit Schaltern Q₁, und Q₂, verwendet, die nicht-komplementär zueinander sind, d. h. beide können bei spielsweise n-Kanal Anreicherungs-MOSFETs sein. Gleiche Bezugs zahlen in den Fig. 10 und 7 beziehen sich auf gleiche Teile, außer wenn etwas anderes angegeben ist. Somit enthält bei spielsweise die Starterschaltung in Fig. 10 die Spannungs-Durch bruchvorrichtung 50 und Widerstände 54 und 56, die eine Spannungsteilerschaltung bilden, die dabei hilft, den zweiten Knoten 52 während des stationären Lampenbetriebs auf einer Spannung zu halten, die ein Zünden bzw. einen Durchbruch der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 verhindert. Diesbezüglich ar beitet der Kondensator 59 mit den Widerständen 54 und 56 zusam men, um als ein Tiefpaßfilter zu dienen, um zu verhindern, daß hochfrequente Spannungsschwankungen während des stationären Be triebs die Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 zünden. Die Schal tung enthält auch einen Stromlieferungskondensator 59, der der Spannung-Durchbruchvorrichtung effektiv parallel geschaltet ist, um dieser Vorrichtung nach dem Zünden Strom zuzuführen, um sicherzustellen, daß die Spannung über der Vorrichtung ausrei chend und schnell genug abfällt, um einen effektiven Startim puls zu erzeugen. Weiterhin verwendet sie einen Ladewiderstand 58 oder 58′ zum Laden des Kondensators 59 mit der einen oder anderen Polarität. Anstatt jedoch den Kondensator 38′ wie in Fig. 7 zu verwenden, um den durch die Spannung-Durchbruchvor richtung erzeugten Spannungsimpuls mit den Drosseln L_D und 32 zu koppeln, verwendet die Vorschaltanordnung 100 in Fig. 10 eine Stromabtastwicklung L₅, um den Spannungsimpuls mit entge gengesetzt gepolten Wicklungen L₁ und L₂ der Gate-Treiberschal tungen 30′ bzw. 30′′ zu koppeln.

Die Gate-Treiberschaltungen 30′ und 30′′ haben einen übli chen Aufbau, insofern sie die genannten Wicklungen L₁ und L₂ und entsprechende bidirektionale Spannungsklemmen 36′ bzw. 36′′ verwenden, z. B. gegensinnig gepolte Zener-Dioden, wie es ge zeigt ist.

Im Betrieb wird der Kondensator 59 über den einen oder an deren der Ladungspfade mit dem Widerstand 58 oder dem Wider stand 58′ aufgeladen. Der Kondensator 59 ist der Spannung-Durch bruchvorrichtung 50 effektiv parallel geschaltet, weil die Impedanz der Abtastdrossel L_S vernachlässigt werden kann. Wenn die Spannung über dem Kondensator 59 die Durchbruchspannung der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 erreicht, wird ein Spannungs impuls von dieser Vorrichtung über die Abtastdrossel L_S mit den entgegengesetzt gepolten Wicklungen L₁ und L₂ gekoppelt. In Ab hängigkeit davon, welcher Ladewiderstand 58 oder 58′ verwendet ist, wird die eine oder andere der Gate-Treiberschaltungen 30′ und 30′′ ihren zugeordneten Schalter zum Durchschalten veran lassen.

In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 können die Posi tionen der Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 und des Shunt-Kon densators 59 gegenseitig vertauscht werden, ohne von den hier beschriebenen Prinzipien des Betriebs abzuweichen.

Beispielhafte Komponentenwerte für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 für eine Lampe 12 mit einer Nennleistung von 16,5 Watt mit einer Bus-Gleichspannung von 160 Volt sind wie folgt:

Schwingdrossel L_R
570 Mikrohenry
Abtastdrossel L_S	10 Mikrohenry
Drosseln L₁ und L₂ jeweils	1 Millihenry
Windungsverhältnis zwischen L_S und L₁/L₂	10
Zener-Dioden 36 und 36′′ jeweils	7,5 Volt
Widerstände 54, 56, 58 und 58′ jeweils	100 Kiloohm
Schwingkondensator C_R	3,3 Nanofarad
Brückenkondensatoren 22 und 24 jeweils	0,22 Mikrofarad

Weiterhin können die Schalter Q₁′ und Q₂′ IRFR214 n-Kanal Anreicherungs-MOSFETs sein, die von International Rectifier Company, in El Segundo, Kalifornien, verkauft werden; und die Spannung-Durchbruchvorrichtung 50 kann ein Diac sein, das von Philips Semiconductors in Eindhoven, Niederlande, mit einer 34 Volt Durchbruchspannung, Teile Nr. BR100/03, verkauft wird.

Alle hier beschriebenen Starterschaltungen sind vorteilhaft wegen der Einfachheit ihres Aufbaues, wodurch sie beispiels weise keine p-n Diode erfordern, wie sie in typischen bekannten Starterschaltungen erforderlich ist. Vielmehr kann die p-n Di ode durch Widerstände für einen Bruchteil der Kosten von einer p-n Diode ersetzt werden.

Claims

1. Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe enthaltend:

(a) eine Lastschwingschaltung (16), die die Gasent ladungslampe (12) und eine Schwingkreisinduktivität (L_R) und eine Schwingkreiskapazität (C_R) enthält,
(b) eine Gleichspannungs-/Wechselspannungs-Wandler schaltung, die mit der Lastschwingschaltung (16) gekoppelt ist zum Induzieren eines Wechselstroms in der Lastresonanzschaltung und die erste und zweite Schalter (Q₁, Q₂) aufweist, die zwi schen einem Busleiter (18) auf einer Gleichspannung und einem Referenzleiter (20) in Reihe geschaltet sind und die an einem gemeinsamen Knoten (26) miteinander verbunden sind, durch den der Lastwechselstrom fließt,
(c) eine Spannung-Durchbruchvorrichtung (50), die effektiv zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und einen zweiten Knoten (52) geschaltet ist,
(d) ein Netzwerk (54, 56) zum Einstellen der Span nung des zweiten Knotens (52) in bezug auf den gemeinsamen Kno ten (26) auf weniger als die Durchbruchspannung der Spannung-Durch bruchvorrichtung (50), wenn die Lampe (12) im stationären Zustand arbeitet, und
(e) eine die Polarität bestimmende Impedanz (58; 58′), die zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und entweder den Busleiter (18) oder den Referenzleiter (20) geschaltet ist, um die Anfangspolarität des Impulses einzustellen, der beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) erzeugt wird.

2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei ein Startkondensator (38′) durch die die Polarität bestimmende Im pedanz (58; 58′) mit einer Polarität aufgeladen wird, die davon abhängt, ob die Impedanz (58; 58′) mit dem Busleiter (18) oder mit dem Referenzleiter (20) verbunden ist.

3. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei die Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) ein Diac ist.

4. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei ein Stromlieferungskondensator (59) der Spannung-Durchbruchvorrich tung (50) effektiv parallel geschaltet ist, der der Vorrichtung (50) Strom zuführt, nachdem diese gezündet hat, und sicher stellt, daß die Spannung über der Vorrichtung (50) ausreichend und schnell genug abfällt, um einen effektiven Startimpuls zu erzeugen.

5. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, wobei:

(a) das Netzwerk (54, 56) erste und zweite Impedan zen aufweist, die zwischen dem Busleiter (18) und dem Referenz leiter (20) in Reihe miteinander verbunden sind, und
(b) ein gemeinsamer Verbindungspunkt der ersten und zweiten Impedanzen (54, 56) mit dem zweiten Knoten (52) verbun den ist.

6. Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe, enthaltend:

(a) eine Lastschwingschaltung (16), die die Gasent ladungslampe (12) und eine Schwingkreisinduktivität (L_R) und eine Schwingkreiskapazität (C_R) enthält,
(b) eine Gleichspannungs/Wechselspannungs-Wandler schaltung, die mit dem Lastschwingkreis (16) verbunden ist zum Induzieren eines Wechselstroms in dem Lastresonanzkreis, wobei die Wandlerschaltung erste und zweite Schalter (Q₁′, Q₂′) ent hält, die zwischen einem Busleiter (18) auf einer Gleichspan nung und einem Referenzleiter (20) in Reihe geschaltet sind, die an einem gemeinsamen Knoten (26) miteinander verbunden sind, durch den der Lastwechselstrom fließt, und die jeweils einen Steuerknoten und einen Referenzknoten aufweisen, wobei die Spannung zwischen diesen Knoten den Leitungszustand des zu geordneten Schalters (Q₁′, Q₂′) bestimmt,
(c) eine Rückführungsanordnung zum Steuern der Lei tungszustände der Schalter (Q₁′, Q₂′), wobei die Anordnung fer ner einen Transformator aufweist mit:
- (i) einer ersten Wicklung (L₁) die zwischen die Steuer- und Referenzknoten des ersten Schalters (Q₁′) geschaltet ist,
- (ii) einer zweiten Wicklung (L₂) die zwischen die Steuer- und Referenzknoten des zweiten Schalters (Q₂′) geschaltet ist, wobei die zweite Transforma torwicklung (L₂) in bezug auf die erste Transforma torwicklung (L₁ )entgegengesetzt gepolt ist, und
- (iii) einer Stromabtastwicklung (L₅), die mit den ersten und zweiten Wicklungen (L₁, L₂) transfor matorisch gekoppelt ist, zum Abtasten von Strom durch den Lastschwingkreis,
(d) eine Spannung-Durchbruchvorrichtung (50), die effektiv zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und einen zweiten Knoten (52) geschaltet ist,
(e) ein Netzwerk (54, 56) zum Einstellen der Span nung des zweiten Knotens (52) in bezug auf den gemeinsamen Kno ten (26) auf weniger als die Durchbruchspannung der Spannung-Durch bruchvorrichtung (50), wenn die Lampe (12) im stationären Zustand arbeitet,
(f) einen Stromlieferungskondensator (59), der der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) effektiv parallel geschal tet ist und der der Vorrichtung (50) Strom zuführt, nachdem diese gezündet hat, und sicherstellt, daß die Spannung über der Vorrichtung (50) ausreichend und schnell genug abfällt, um einen effektiven Startimpuls zu erzeugen,
(g) eine die Polarität bestimmende Impedanz (58; 58′), die zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und entweder den Busleiter (18) oder den Referenzleiter (20) geschaltet ist, um die Anfangspolarität des Impulses einzustellen, der beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) erzeugt werden soll, und
(h) wobei die Stromabtastwicklung (L₅) der Rückfüh rungsanordnung so angeordnet ist, daß sie einen Stromimpuls empfängt, der beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) erzeugt ist, um so in den ersten und zweiten Transforma torwicklungen (L₁, L₂) beim Empfangen des Stromimpulses einen Startpuls zu induzieren.

7. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, wobei die Stromabtastwicklung (L₅) direkt zwischen einen Knoten der Span nung-Durchbruchvorrichtung (50) und denjenigen Knoten des Stromlieferungskondensators (59) geschaltet ist, der der Span nung-Durchbruchvorrichtung (50) gegenüber liegt.

8. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, wobei den ersten und zweiten Wicklungen (L₁, L₂) jeweils eine entspre chende bidirektionale Spannungsklemme (36′, 36′′) parallel ge schaltet ist, die ihre positiven und negativen Ausschläge be grenzt.

9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, wobei:

(a) das Netzwerk (54, 56) zum Einstellen der Span nung erste und zweite Impedanzen aufweist, die zwischen dem Busleiter (18) und dem Referenzleiter (20) miteinander in Reihe geschaltet sind, und
(b) der gemeinsame Verbindungspunkt der ersten und zweiten Impedanzen mit dem zweiten Knoten (52) verbunden ist.

10. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, wobei die Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) ein Diac ist.

11. Vorschaltanordnung für eine Gasentladungslampe enthaltend:

(a) einen Lastschwingkreis (16), der die Gasentla dungslampe (12) und eine Schwingkreisinduktivität (L_R) und eine Schwingkreiskapazität (C_R) enthält,
(b) eine Gleichspannungs-/Wechselspannungs-Wandler schaltung, die mit dem Lastschwingkreis gekoppelt ist, zum In duzieren eines Wechselstroms in dem Lastschwingkreis, wobei die Wandlerschaltung enthält:
- (i) erste und zweite Schalter (Q₁, Q₂), die zwi schen einem Busleiter (18) auf einer Gleichspannung und einem Referenzleiter (20) in Reihe geschaltet sind und die miteinander an einen gemeinsamen Kno ten (26) verbunden sind, durch den der Lastwechsel strom fließt,
- (ii) wobei die ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂) je weils einen Steueranschluß und einen Referenzan schluß aufweisen, wobei die Spannung zwischen die sen Anschlüssen den Leitungszustand des zugeordne ten Schalters bestimmt,
- (iii) wobei die entsprechenden Steueranschlüsse der er sten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂) miteinander ver bunden sind, und
- (iv) die entsprechenden Referenzanschlüsse der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂) an dem gemeinsamen Knoten (26) miteinander verbunden sind,
(c) eine Spannung-Durchbruchvorrichtung (50), die effektiv zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und den zweiten Knoten (52) geschaltet ist,
(d) ein Netzwerk (54, 56) zum Einstellen der Span nung des zweiten Knotens (52) in bezug auf den gemeinsamen Kno ten (26) auf weniger als die Durchbruchspannung der Spannung-Durch bruchvorrichtung (50), wenn die Lampe (12) im stationären Zustand arbeitet,
(e) eine die Polarität bestimmende Impedanz (58; 58′), die zwischen den gemeinsamen Knoten (26) und entweder den Busleiter (18) oder den Referenzleiter (20) geschaltet ist, um die Anfangspolarität des Impulses einzustellen, der beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) erzeugt werden soll,
(f) eine Induktivität (32, 34, L_D), die zwischen die Steueranschlüsse und den gemeinsamen Knoten (26) geschaltet ist,
(g) eine Vorrichtung (38′) zum Koppeln eines Span nungsimpulses, der in der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) nach deren Zünden erzeugt wird, mit der Induktivität (32, L_D) zum Induzieren eines Startspannungsimpulses über der Induktivi tät.

12. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, wobei die Induktivität enthält:

(a) eine Treiberdrossel (L_D), die mit der Schwing kreisdrossel (L_R) in der Weise transformatorisch gekoppelt ist, daß eine Spannung darin induziert wird, die proportional zu der augenblicklichen Änderungsgeschwindigkeit des Lastwechselstroms ist, und
(b) eine zweite Drossel (32), die mit der Treiber drossel (L_D) in Reihe geschaltet ist.

13. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, wobei die Kopplungsvorrichtung (38′′) einen Kondensator aufweist, der zwischen die Steueranschlüsse und den Referenzanschluß geschaltet ist.

14. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, wobei:

(a) das Netzwerk (54, 56) erste und zweite Impedan zen aufweist, die gemeinsam zwischen dem Busleiter (18) und dem Referenzleiter (20) in Reihe geschaltet sind, und
(b) der gemeinsame Verbindungspunkt der ersten und zweiten Impedanzen mit dem zweiten Knoten (52) verbunden ist.

15. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, wobei fer ner ein Stromlieferungskondensator (59) vorgesehen ist, der der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) effektiv parallel geschal tet ist, um der Vorrichtung (50) Strom zuzuführen, nachdem diese gezündet hat, um sicherzustellen, daß die Spannung über der Vorrichtung (50) ausreichend und schnell genug abfällt, um einen effektiven Startimpuls zu erzeugen.

16. Vorschaltanordnung nach Anspruch 11, wobei:

(a) die Vorschaltanordnung ferner einen derart ange ordneten Startkondensator (38′) aufweist, damit dieser durch die die Polarität bestimmende Impedanz (58; 58′) mit einer Po larität aufgeladen wird, die davon abhängt, ob diese Impedanz mit dem Busleiter (18) oder dem Referenzleiter (20) verbunden ist,
(b) die Induktivität und der Startkondensator (38′) eine LC Parallelschaltung bildet, die durch einen Spannungsim puls getrieben ist, die in der Induktivität beim Zünden der Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) induziert wird, um so die Spannung aufgrund eines Resonanzeffektes zwischen der Indukti vität und den Startkondensator bis zu einem ausreichenden Punkt zu vergrößern, damit einer der ersten und zweiten Schalter (Q₁, Q₂) leitend wird.

17. Vorschaltanordnung nach Anspruch 16, wobei die Spannung-Durchbruchvorrichtung (50) von irgendeiner Parallelka pazität effektiv frei ist.