DE19900153A1 - Integrierte Gate-Treiberschaltung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Gate-Treiber­ schaltung für Bauteile mit MOS-Gate-Steuerung und insbesondere auf eine monolithische Gate-Treiberschaltung für Bauteile mit MOS-Gate, insbesondere für solche, wie sie in Leuchtstofflam­ pen-Vorschaltgeräteschaltungen verwendet werden.

Elektronische Vorschaltgeräte für Gasentladungsschaltungen haben in letzterer Zeit weite Verbreitung gefunden, und zwar aufgrund der Verfügbarkeit von Leistungs-MOSFET-Schalterbau­ teilen und bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate (IGBT), die bisher verwendete bipolare Leistungsschalterbauteile ersetzen.

Monolithische Gate-Treiberschaltungen, wie sie beispielsweise unter der Typenbezeichnung IR2155 von der Fa. International Rectifier Corporation vertrieben werden und in dem US-Patent 5 545 955 beschrieben sind, deren Inhalt durch diese Bezugnahme hier mitaufgenommen wird, wurden zum Ansteuern von Leistungs- MOSFET- oder IGBT-Bauteilen in elektronischen Vorschaltgeräten entwickelt. Die integrierte Gate-Treiberschaltung vom Typ IR2155 bietet beträchtliche Vorteile gegenüber bekannten Schaltungen, weil sie in einem üblichen DIP- oder SOIC-Gehäuse angeordnet ist und interne Pegelschieberschaltungen, Unterspannungs-Sperr­ schaltungen, Totzeit-Verzögerungsschaltungen und zusätzliche Logikschaltungen und Eingänge aufweist, so daß die Treiberschal­ tung eine Eigenschwingung mit einer Frequenz ausführen kann, die durch externe Widerstände R_T und Kondensatoren C_T bestimmt ist.

Obwohl die integrierte Schaltung vom Typ IR2155 wesentliche Verbesserungen gegenüber bekannten Vorschaltgeräte-Steuerschal­ tungen bietet, fehlen ihr eine Anzahl von wünschenswerten Merk­ malen, wie z. B.: (i) ein Anlaufverfahren, das einen blitzfreien Start ohne einen anfänglichen Hochspannungsimpuls längs der Lampe sicherstellt, (ii) eine Schutzschaltung gegen ein Schalten bei einer von Null abweichenden Spannung, (iii) Übertemperatur- Abschaltschaltungen, (iv) Gleichspannungsversorgungs- und Wechselspannungs-Ein-/Aus-Steuerschaltungen und (v) eine Detek­ torschaltung für einen Betrieb in der Nähe oder unterhalb der Resonanz.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierte Gate-Treiberschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die verbesserte Eigenschaften gegenüber bekannten Gate-Treiber­ schaltungen aufweist und insbesondere eine genaue Steuerung des Betriebsablaufes oder der Betriebsfolge unter allen Betriebs­ bedingungen ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die vorliegende Erfindung ergibt eine neuartige integrierte Gate-Treiberschaltung und insbesondere eine monolithische elek­ tronische Vorschaltgeräte-Steuerschaltung, die die Ansteuerung von zwei Leistungshalbleiterbauteilen mit MOS-Gate-Steuerung, wie z. B. Leistungs-MOSFET- oder IGBT-Bauteilen ermöglicht, von denen eines als der "unterspannungsseitige Schalter" bezeichnet wird, während das andere als der "oberspannungsseitige Schalter" bezeichnet wird, wobei die beiden Schalter in einer Totempfahl- oder Halbbrückenanordnung miteinander verbunden sind. In vor­ teilhafter Weise führt die integrierte Schaltung der vorliegen­ den Erfindung einen sehr speziellen Satz von Befehlen aus, um die Leuchtstofflampe zu steuern und das Vorschaltgerät zu schützen. Es wird große Sorgfalt angewandt, um die integrierte Schaltung und die Halbbrücke in geeigneter Weise mit Leistung zu versorgen und die Leistung abzuschalten, um die Lampe vorzuhei­ zen und zu zünden, um die Lampe zu betreiben, um vielfältige mögliche Fehlerbedingungen zu erfassen, und um eine Wiederher­ stellung des Normalbetriebs, ausgehend von diesen Fehlerbedin­ gungen, auf der Grundlage einer normalen Wartung einer Lampe zu ermöglichen.

Die integrierte elektronische Vorschaltgeräte-Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung (die von dem Anmelder der vorliegen­ den Anmeldung unter der Bezeichnung IR2157 vertrieben wird) ist so ausgelegt, daß sie in fünf grundlegenden Betriebsarten auf der Grundlage des Zustandes der verschiedenen Eingänge der inte­ grierten Schaltung arbeitet. Diese fünf Betriebsarten schließen folgendes ein:

• 1) eine Unterspannungs-Sperrbetriebsart,
• 2) eine Vorheizbetriebsart
• 3) eine Zündrampenbetriebsart
• 4) eine Normalbetriebsart, und
• 5) eine Fehlerbetriebsart.

Die Schaltung ist so konstruiert, daß sie zwischen diesen Be­ triebsarten entsprechend einem "Zustandsdiagramm" schaltet, und sie ist zusätzlich so konstruiert, daß sie einen blitzfreien Start ohne einen anfänglichen hohen Spannungsimpuls längs der Lampe sicherstellt und ein sauberes Abschalten der integrierten Schaltung bei Auftreten eines Schaltens bei einer von Null ab­ weichenden Spannung, bei einem Übertemperaturzustand, bei einem Fehler in der Gleichspannungs-Versorgungsleitungs- oder Wechsel­ spannungs-Netzspannung oder im Fall eines Zustandes in der Nähe oder unterhalb der Resonanz bewirkt.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der Erfindung anhand der beige­ fügten Zeichnungen ersichtlich.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Zustandsdiagramm, das die Betriebsweise der integrierten Schaltung der vorliegenden Erfin­ dung zeigt,

Fig. 2 ein typisches Anschlußschaltbild für die inte­ grierte Schaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Schaltungen der inte­ grierten Schaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4 ein Zeitsteuerdiagramm, das die grundlegende Beziehung zwischen der CT-Schwingungsform und den Ausgangsspannungen der integrierten Schal­ tung zeigt, nämlich LO und HO-VS,

Fig. 5 die Übertragungsfunktionen, die beim Betrieb der integrierten Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung auftreten,

Fig. 6 eine Darstellung der Betriebsfrequenz der inte­ grierten Schaltung der vorliegenden Erfindung während der Vorheiz- und Zündbetriebsarten,

Fig. 7 die Spannung längs der Lampe beim Starten sowohl mit (Schwingungsform A) als auch ohne (Schwin­ gungsform B) einen zusätzlichen externen Wider­ stand und Kondensator zum anfänglichen Erhöhen der Frequenz vor dem Vorheizen,

Fig. 8 den Oszillatorabschnitt der bekannten integrier­ ten Vorschaltgeräte-Treiberschaltung von Typ IR2155,

Fig. 9 die Eingangs- und Ausgangsschwingungsformen der bekannten integrierten Schaltung von Typ IR2155 während der anfänglichen Einschaltfolge, wobei gezeigt ist, daß der anfängliche Ausgangsimpuls länger als die nachfolgenden Impulse ist,

Fig. 10 ein Zeitdiagramm der Eingangs- und Ausgangs­ schwingungsformen der integrierten Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die Steuer­ schaltungen einschließt, die Ansteuerimpulse mit gleicher Breite beim Starten sicherstellt, wobei gezeigt ist, daß alle LO- und HO-Ausgangsimpulse die gleiche Breite haben, sobald die integrierte Schaltung startet,

Fig. 11 eine Darstellung der Betriebsfrequenz gegenüber der Zeit in einer "blitzfreien Start-"Folge der vorliegenden Erfindung,

Fig. 12 die Übertragungsfunktion der "blitzfreien Start-"Folge der vorliegenden Erfindung,

Fig. 13 ein Blockschaltbild des Oszillatorabschnittes der integrierten Vorschaltgeräte-Treiberschal­ tung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 14 eine bevorzugte Ausführungsform der Temperatur­ meßschaltung, die bei der integrierten Vor­ schaltgeräte-Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird.

Zunächst wird auf Fig. 1 Bezug genommen, in der ein Zustand­ diagramm gezeigt ist, das in die integrierte Schaltung 2 der vorliegenden Erfindung integriert ist, um ein elektronisches (Schnellstart-) Leuchtstofflampen-Vorschaltgerät zu steuern. Fig. 2 zeigt ein typisches Anschlußdiagramm zur Ansteuerung einer einzelnen Leuchtstofflampe 4 mit der integrierten Schaltung 2 der vorliegenden Erfindung. Fig. 3 zeigt ein grundlegendes Blockschaltbild der integrierten Schaltung 2 der vorliegenden Erfindung.

Gemäß ihrer "Zustandsdiagramm-"Architektur führt die integrierte Schaltung 2 der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise einen sehr speziellen Satz von Befehlen aus, um die Lampe 4 zu steuern und um das Vorschaltgerät zu schützen. Die integrierte Schaltung bewirkt eine genaue Steuerung und richtige Ausführung der folgenden Funktionen: Einschalten und Abschalten der Lei­ stungsversorgung für die integrierte Schaltung 2 und die Halb­ brücke (MOSFET-Bauteile 6 und 8); Vorheizen und Zünden der Lampe; Normalbetrieb der Lampe; Feststellung vielfältiger mög­ licher Fehlerbedingungen; und Wiederherstellung des Normalbe­ triebs ausgehend von diesen Fehlerbedingungen auf der Grundlage einer normalen Lampenwartung.

Die Zustandsmaschine arbeitet zwischen fünf grundlegenden Betriebsarten auf der Grundlage des Zustandes der verschiedenen Eingänge an die integrierte Schaltung. Diese fünf Betriebsarten schließen folgendes ein:

• 1) Unterspannungs-Sperrbetriebsart
• 2) Vorheizbetriebsart
• 3) Zündrampenbetriebsart
• 4) Normalbetriebsart, und
• 5) Fehlerbetriebsart.

Fig. 2 zeigt die Anschlußstiftbelegungen der integrierten Schaltung 2 unter Einschluß aller ihrer Eingänge und Ausgänge.

Die Eingänge an die integrierte Schaltung schließen folgendes ein:

• 1) VCC
• 2) VDC
• 3) SD
• 4) CS
• 5) CPH
• 6) CT
• 7) RT.

VCC stellt sowohl einen zu messenden Eingang als auch die primä­ re Niederspannungsversorgung für die integrierte Schaltung dar. Zusätzlich zu diesen sieben Eingängen stellt die Oberflächen­ grenzschichttemperatur der integrierten Schaltung einen achten Eingang dar.

Die Ausgänge der integrierten Schaltung schließen folgendes ein:

• 1) HO
• 2) LO
• 3) RPH
• 4) RUN
• 5) DT.

Die Versorgungen der integrierten Schaltung schließen folgendes ein:

• 1) VCC
• 2) COM
• 3) VB
• 4) VS.

Die allgemeinen Anschlußstift-Beschreibungen für die integrier­ te Schaltung der vorliegenden Erfindung sind wie folgt:

VCC: Logik- und interne Gate-Treiber-Versorgungsspannung.
Eine interne 15,6 V Zenerdiode klemmt die Spannung zwi­ schen VCC und COM. VCC sollte so nahe wie möglich an den Anschlüssen der integrierten Schaltung mit einem Konden­ sator mit einem niedrigen ESR-/ESL-Wert überbrückt wer­ den. Eine Daumenregel für den Wert dieses Überbrückungs­ kondensators besteht darin, daß sein Minimalwert zumin­ dest 2500 mal so groß sein sollte, wie der Wert der Ge­ samt-Eingangskapazität (Cigs) der angesteuerten Lei­ stungstransistoren. Dieser Entkopplungskondensator kann in einen eine höhere Kapazität aufweisenden Elektrolyt­ kondensator und einen hierzu parallel geschalteten Keramikkondensator mit niedriger Kapazität aufgeteilt werden, obwohl ein Elektrolytkondensator guter Qualität gut arbeitet. Bei einer typischen Anwendungsschaltung wird die Versorgungsspannung der integrierten Schaltung normalerweise über einen einen hohen Wert aufweisenden Startwiderstand (1/4 W) von der gleichgerichteten Netz­ spannung abgeleitet, in Kombination mit einer Ladungs­ pumpe von dem Ausgang der Halbbrücke. Bei dieser Art von Versorgungsanordnung bestimmt die interne Zener-Klemm­ diode die Nenn-Versorgungsspannung der integrierten Schaltung.

COM: Leistungs- und Signalerde der integrierten Schaltung.
Sowohl der Erdanschluß der Kleinleistungs-Steuer­ schaltungen als auch der Erdanschluß der unterspannungs­ seitigen Gate-Treiberausgangsstufe sind mit diesem An­ schluß innerhalb der integrierten Schaltung verbunden. Der COM-Anschluß sollte mit der Source-Elektrode des unterspannungsseitigen Leistungs-MOSFET unter Verwendung einer einzelnen getrennten Leiterbahn der gedruckten Schaltung verbunden sein, um die Wahrscheinlichkeit von Hochstrom-Erdschleifen zu vermeiden, die eine Störung mit empfindlichen Zeitsteuerbauteil-Strömen ergeben. Zusätzlich sollte der Rückführpfad der Zeitsteuerbau­ teile und der VCC-Entkopplungskondensator direkt mit dem COM-Anschluß der integrierten Schaltung und nicht über getrennte Leiterbahnen oder Brücken mit anderen Erd- Leiterbahnen auf der Leiterplatte verbunden werden. Dies ermöglicht es der gesamten Steuerschaltung, Gleichtakt­ störungen zu unterdrücken, die während des Ausgangs­ strom-Schaltens erzeugt werden.

RT: Oszillator- Zeitsteuerwiderstand-Eingang.
Der Oszillator in der IR2157 ähnelt Oszillatoren, die sich in vielen populären PWM-Spannungsregler-ICs finden und besteht aus einem Zeitsteuerwiderstand und einem Kondensator, die mit Erde verbunden sind. Die Spannung längs des Zeitsteuerkondensators (C_T) ist ein Säge­ zahn, wobei der Anstiegsteil der Rampe durch den Strom in den R_T-Anschlußstift bestimmt ist, während der Ab­ fallabschnitt der Rampe durch einen externen Totzeit- Widerstand (RDT) bestimmt ist. Der R_T-Eingang ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle, bei der die Spannung auf ungefähr 2,0 V geregelt ist. Während der Zündbe­ triebsart des Vorschaltgerätes sind der RT-Anschluß stift-Strom und der Zeitsteuerkondensator-Ladestrom beide ungefähr gleich:

Während der Vorheiz-Betriebsart des Vorschaltgerätes ist der Vorheiz-Widerstand RPH parallel zu dem Zeitsteuer­ widerstand R_T geschaltet. Während der Normalbetriebs­ art des Vorschaltgerätes ist weiterhin der Betriebs­ widerstand RRUN parallel zu dem Zeitsteuerwiderstand R_T geschaltet. In beiden dieser Betriebsarten sind der Ladestrom für den Zeitsteuerkondensator sowie die Aus­ gangsfrequenz vergrößert. Um eine geeignete Linearität zwischen dem R_T-Anschlußstrom und dem C_T-Kondensa­ tor-Ladestrom aufrechtzuerhalten, sollte der Wert des R_T-Anschlußstiftstromes zwischen 50 µA gehalten werden. Der R_T-Anschlußstift kann weiterhin als Rückführungs­ punkt für eine Regelung verwendet werden. Wenn die inte­ grierte Schaltung sich entweder in einer Unterspannungs­ sperrbetriebsart oder einer Fehlerbetriebsart befindet (Abschalten, Überstrom, Unterstrom oder Übertemperatur), so wird die interne Versorgung an die R_T-Anschluß­ stiftschaltungen abgeschaltet und der R_T-Anschlußstift wird durch den externen Zeitsteuerwiderstand auf COM gezogen.

CT: Eingang für den Oszillator-Zeitsteuerkondensator.
Ein Kondensator, der zwischen diesem Anschlußstift und COM angeschaltet ist, programmiert zusammen mit dem Wert des Widerstandes R_T die Oszillator-Zündbetriebsart- Arbeitsfrequenz entsprechend der folgenden Gleichungen:

worin td die Totzeit ist. Wenn sich die integrierte Spannung entweder in einer Unterspannungs-Sperr- oder Fehlerbetriebsart (Abschalten, Überstrom, Unterstrom oder Übertemperatur) befindet, ist der CT-Anschlußstift über den Totzeit-Widerstand R_DT kurzgeschlossen.

DT: Totzeit-Programmieranschluß.
Ein zwischen den Anschlüssen DT und CT angeschlossener Widerstand programmiert die Abfallzeit der Oszillator- Rampenschwingungsform. Diese Abfallzeit stellt die Totzeit zwischen den oberspannungsseitigen und unter­ spannungsseitigen Gate-Treiberausgängen dar und kann unter Verwendung der folgenden Gleichungen berechnet werden:

Die Totzeit hängt nicht von dem Wert des R_T-Wider­ standes ab.

PH: Vorheizwiderstand- und Zündkondensator-Anschluß.
Der RPH-Anschlußstift ist intern mit der Drainelektrode eines NMOS-PULL-DOWN-Transistors verbunden. Normaler­ weise ist ein Widerstand (R_PH) zwischen dem RPH-An­ schluß und dem RT-Anschluß eingeschaltet, und ein Kon­ densator (C_IGM) ist zwischen RPH und COM eingeschal­ tet. Während der Vorheizbetriebsart, während der der RPH-Anschluß intern auf COM gehalten wird, ist der Widerstand R_PH parallel zu dem RT-Widerstand geschal­ tet, wodurch der Strom in den RT-(und CT-)Anschluß ver­ größert wird. Die Vorheizfrequenz ist durch die folgende Gleichung bestimmt:

Der Strom in den RT-Anschlußstift während der Vorheiz­ betriebsart sollte im Bereich von 50 µA bis 500 µA gehal­ ten werden, damit eine gute Linearität zwischen dem RT- Anschluß-Strom und dem C_T-Ladestrom aufrechterhalten wird. Am Ende der Vorheizzeit schaltet der interne mit offenem Drain betriebene NMOS-PULL-DOWN-Transistor an dem RPH-Anschluß ab, was es dem RPH-Anschluß ermöglicht, exponentiell von seinem Vorheizwert auf seinen Zündwert abzuklingen. Die Zeitkonstante der Zündrampe wird durch den Zündkondensator (C_IGN) und den Vorheizwiderstand (R_PH) gesteuert. Wenn kein Kondensator zwischen RPH und COM angeschaltet ist, ändert sich die Ausgangsfre­ quenz sehr schnell von ihrem Vorheizwert auf ihren Zünd­ wert am Ende der Vorheizzeit. Wenn sich die integrierte Spannung entweder in einer Unterspannungs-Sperr- oder Fehlerbetriebsart (Abschalten, Überstrom, Unterstrom oder Übertemperatur) befindet, so ist der R_PH-Anschluß intern gegen COM kurzgeschlossen.

RUN: Betriebswiderstands-Anschluß.
Der RUN-Anschluß ist intern mit dem Drain-Anschluß eines NMOS-Pulldown-Transistors verbunden. Normalerweise ist ein Widerstand (R_RUN) zwischen dem RUN-Anschluß und dem RT-Anschluß angeschaltet. Während der Normalbe­ triebsart, während der der RUN-Anschluß intern auf COM gehalten wird, ist der Widerstand R_RUN parallel zu dem R_T-Widerstand geschaltet, wodurch der Strom in den RT-(und CT-)Anschluß vergrößert wird. Die Normalbe­ triebsfrequenz ist durch die folgende Gleichung bestimmt:

Der Strom in den R_T-Anschluß während der Vorheiz­ betriebsart sollte immer noch in dem Bereich von 50 µA bis 500 µA gehalten werden, um eine gute Linearität zwi­ schen dem R_T-Anschluß-Strom und dem C_T-Ladestrom aufrechtzuhalten. Wenn sich die integrierte Schaltung entweder in einer Unterspannungssperr- oder einer Fehler-Betriebsart (Abschalten, Überstrom, Unterstrom oder Übertemperatur) befindet, so wird der RUN-Anschluß intern mit COM kurzgeschlossen.

CPH: Vorheiz-Zeitsteueranschluß.
Ein zwischen dem CPH-Anschluß und dem COM-Anschluß ange­ schalteter Kondensator stellt die Vorheizzeit ein. Eine interne 1,0 µA-Stromquelle lädt den Vorheizkondensator. Wenn die IR2157 anfänglich zu Schwingen beginnt, wird die Frequenz konstant auf dem Vorheizwert (Vorheizbe­ triebsart) gehalten und CPH wird auf den Schwellenwert von 4,0 V aufgeladen. An diesem Punkt ändert sich die Frequenz auf den Zündwert (Zündbetriebsart). Wenn CPH auf einen Schwellenwert von 5,1 V aufgeladen wird, ändert sich die Frequenz wiederum auf den Normalbetriebswert (Normalbetriebsart). Die Vorheizzeit wird unter Verwen­ dung der folgenden Gleichungen berechnet:

t_PH = 4,0E6.C_PH oder
C_PH - 250E-9.t_PH.

Die Zeit, die die integrierte Schaltung benötigt, um die Normalbetriebsart zu erreichen, ist durch die folgende Gleichung bestimmt:

t_RUN = 5,1E6.C_PH.

Die Differenz zwischen t_RUN und t_PH ist die Dauer der Zündbetriebsart. Wenn sich die integrierte Schaltung entweder in einer Unterspannungs-Sperr- oder einer Fehler-Betriebsart (Abschalten, Überstrom oder Übertem­ peratur) befindet, so ist der CPH-Anschluß intern gegen COM kurzgeschlossen.

SD: Abschaltanschluß.
Dieser Anschluß wird zum Abschalten des Oszillators, zum Ziehen der beiden Gate-Treiberausgänge auf einen niedri­ gen Pegel und zum Überführen der IR2157 auf einen zwi­ schenzeitlichen Mikroleistungszustand in einer entrie­ gelten Betriebsart verwendet. Wenn die integrierte Schaltung in die Abschaltbetriebsart angesteuert wurde, werden die DT-, CPH-, RPH- und RUN-Anschlußstifte intern gegen COM kurzgeschlossen, und der CT-Anschluß wird über den Totzeit-Widerstand gegen COM kurzgeschlossen. Die ansteigende Abschaltanschluß-Schwellenwertspannung ist -2,0 Volt, wobei eine Hysterese von ungefähr 0,17 V zur Vergrößerung der Störunempfindlichkeit eingefügt ist. Der Ausgang des SD-Vergleichers setzt den Fehlersignal­ speicher zurück, so daß, wenn die SD-Anschluß-Spannung wieder unter ihren Eingangsschwellenwert zurückgeführt wird (was ein Einsetzen einer Lampe signalisiert) die integrierte Schaltung die Vorheizfolge erneut einleitet. Dieses automatische Wiederstart-Merkmal ermöglicht es dem Benutzer, Lampen auszutauschen, ohne die Hauptver­ sorgung ein- und auszuschalten.

CS: Strommeßanschluß.
Dieser Anschluß wird weiterhin zum Abschalten des Oszil­ lators, zum Ziehen beider Gate-Treiberausgänge auf einen niedrigen Pegel und zum Überführen der IR2157 in einen zwischenzeitlichen Mikroleistungszustand dadurch verwendet, daß ein Fehlersignalspeicher gesetzt wird. Wenn die integrierte Schaltung in die Fehlerbetriebsart angesteuert wird, werden die DT-, CPH-, RPH- und RUN- Anschlußstifte intern gegen COM kurzgeschlossen, und der CT-Anschluß wird über den Totzeit-Widerstand gegen COM kurzgeschlossen. Der CS-Anschluß schaltet die integrier­ te Schaltung sowohl für Überstrom- als auch für Unter­ strom-Zustände ab. Für den Überstrom-Zustand ergibt sich ein positiv verlaufender 1,0 V-Schwellenwert an dem CS- Anschluß, der am Ende der Vorheizbetriebsart freigegeben wird. Wenn die Spannung an dem CS-Anschluß über diesen 1,0 V-Schwellenwert ansteigt, so wird die integrierte Schaltung in die Fehlerbetriebsart gebracht. Für den Unterstrom-Zustand besteht ein negativ verlaufender Schwellenwert von 0,2 V, der beim Beginn der Normalbe­ triebsart freigegeben wird. Die Messung dieses Zustandes ist mit der Abfallflanke des LO-Ausganges synchroni­ siert. Wenn die Spannung an dem CS-Anschluß unter dem 0,2 V-Schwellenwert gerade vor der Abfallflanke des LO- Ausganges liegt, so geht die integrierte Schaltung in die Fehlerbetriebsart über. Der von den CS-Vergleichern getriggerte Fehlersignalspeicher wird durch den Ausgang des SD-Vergleichers zurückgesetzt, so daß, wenn die SD- Anschluß-Spannung unter ihren Eingangsschwellenwert zurückgeführt wird (was das erneute Einsetzen einer Lam­ pe signalisiert), die integrierte Schaltung die Vorheiz­ folge erneut einleitet. Der Fehlersignalspeicher wird weiterhin durch periodisches Ändern der Spannung an der IR2157 unter den Unterspannungs-Sperr-Schwellenwert zurückgesetzt.

DC: Gleichspannungsversorgungsleitungs-Eingangsanschluß.
Dieser Anschluß wird zur Messung der Spannung an der Gleichspannungsversorgungsleitung verwendet, um die integrierte Steuerschaltung in geeigneter Weise zu starten und abzuschalten. Wenn die Leistung zuerst an die integrierte Schaltung angelegt wird, müssen zwei Bedingungen erfüllt sein, bevor die Schwingung einge­ leitet wird: 1) die Spannung an dem VCC-Anschluß muß den ansteigenden Unterspannungs-Sperr-Schwellenwert über­ schreiten und 2) die Spannung an dem DC-Anschluß muß 5,1 V übersteigen. Im Leitungsfehlerzustand oder wenn die Leistung an das Vorschaltgerät abgeschaltet wurde, bricht die Gleichspannungsversorgungsleitung vor VCC auf der integrierten Schaltung zusammen (unter der Annahme, daß VCC von einer Ladungspumpe von dem Ausgang der Halb­ brücke abgeleitet wird). In diesem Fall schaltet die Spannung des DC-Anschlusses den Oszillator ab, wodurch der Leistungstransistor gegen ein mögliches Überhitzen aufgrund eines Durchschaltens geschützt wird.

LO: Unterspannungsseitiger Gate-Treiberausgang.
Dieser Anschluß steht mit der Gate-Elektrode des unter­ spannungsseitigen Leistungs-MOSFET oder -IGBT in Verbin­ dung. Wenn am Ausgang der Halbbrücke vorliegende Bedin­ gungen mit hohem Wert von dv/dt dazu führen, daß Lei­ stungstransistor-Miller-Ströme (d. h. Gate-Drain-Ströme) 0,5 A überschreiten, so wird empfohlen, daß Gate-Wider­ stände zum Puffern der integrierten Schaltung gegen die­ se Leistungsspitzen verwendet werden. Wenn die inte­ grierte Schaltung zunächst eingeschaltet wird oder von einem Fehlerzustand in den Normalbetrieb zurückkehrt, wird der LO-Ausgang als erstes abgeschaltet, um den Bootstrap-Kondensator wiederaufzuladen.

VB: Schwimmende Versorgung des oberspannungsseitigen Gate- Treibers.
Dies ist der Leistungsversorgungsanschluß für die ober­ spannungsseitige Pegelschieber- und Gate-Treiberlogik- Schaltung. Leistung wird normalerweise an die oberspan­ nungsseitige Schaltung über eine einfache Ladungspumpe von VCC geliefert. Eine Hochspannungsdiode mit kurzer Erholzeit (die sogenannte Bootstrap-Diode) ist zwischen VCC (Anode) und VB (Kathode) eingeschaltet, und ein Kondensator (der sogenannte Bootstrap-Kondensator) ist zwischen den VB- und VS-Anschlüssen angeschaltet. Wenn der unterspannungsseitige Leistungs-MOSFET oder -IGBT eingeschaltet ist, wird der Bootstrap-Kondensator von dem VCC- zu-COM-Entkopplungskondensator über die Bootstrap-Diode aufgeladen. Wenn der oberspannungsseiti­ ge Leistungs-MOSFET oder -IGBT eingeschaltet wird, wird die Bootstrap-Diode in Sperrichtung vorgespannt, und der VB-Knoten schwimmt oberhalb des Source-Potentials des oberspannungsseitigen Leistungs-MOSFET oder IGBT. VB sollte so nah wie möglich an den Anschlüssen der inte­ grierten Schaltung gegenüber VS mit einem Kondensator mit einem niedrigen Wert von ESR/ESL überbrückt werden. Der Wert dieses Kondensators sollte einen minimalen Wert von dem zumindest Fünfzigfachen des Wertes der Gesamt­ eingangskapazität (Cigs) des angesteuerten Leistungs­ transistors gehalten werden.

VS: Hochspannungs-Rückführung für die schwimmende Versorgung.
Der oberspannungsseitige Gate-Treiber und die Logik­ schaltungen weisen diesen Anschluß als Bezugspunkt auf. Der VS-Anschluß sollte direkt mit dem Source-Anschluß des oberspannungsseitigen Leistungs-MOSFET oder -IGBT verbunden werden. Zusätzlich sollten die Halbbrücken- Ausgangstransistoren so nah wie möglich aneinander an­ geordnet werden, um eine Serieninduktivität zwischen diesen zu einem Minimum zu machen.

HO: Oberspannungsseitiger Gate-Treiberausgang.
Dieser Anschluß ist mit dem Gate des oberspannungsseiti­ gen Leistungs-MOSFET oder -IGBT verbunden. Wenn am Aus­ gang der Halbbrücke vorliegende Bedingungen mit hohem Wert von dv/dt dazu führen, daß die Leistungstransistor- Miller-Ströme (d. h. Gate-Drain-Ströme) 0,5 A überstei­ gen, so wird empfohlen, daß Gate-Widerstände verwendet werden, um die integrierte Schaltung gegenüber der Lei­ stungsstufe zu puffern.

Nunmehr werden die fünf grundlegenden Betriebsarten der inte­ grierten Schaltung beschrieben:

Betriebsart 1 Unterspannungs-Sperrung (UVLO)

In dieser Betriebsart sind lediglich wichtige Systemverwal­ tungsfunktionen in der integrierten Schaltung 2 aktiv. Der Leuchtstofflampenstrom der integrierten Schaltung (IQCCUV) wird auf einem so niedrigen Wert gehalten, wie dies praktisch möglich ist (für die integrierte Schaltung der vorliegenden Erfindung ist ein typischer Wert 150 µA), damit das Starten der integrier­ ten Schaltung unter Verwendung eines 1/4 Watt-Widerstandes aus der gleichgerichteten Netzspannung oder der DC-Versorgungslei­ tung erleichtert wird (s. Fig. 2, Widerstand 10). Der Oszillator ist abgeschaltet und als Ergebnis sind RT = CT = DT = RUN = 0 Volt. Der Vorheizanschluß (CPH) wird aktiv auf 0 V gehalten, und der VDC- Anschluß wird auf eine Spannung gleich einem Bruchteil der DC- Versorgungsleitungs- (oder gleichgerichteten Netzspannungslei­ tungs-)Spannung gehalten. In der UVLO-Betriebsart wird der die Spannung an dem VDC-Anschluß messende Vergleicher vorgespannt, um die richtige Startsequenz zu steuern. Die Gate-Treiberausgän­ ge werden auf einem niedrigen Pegel gehalten (LO und HO-VS), um ein unerwünschtes Schalten am Ausgang der Halbbrücke (MOSFETs 6, 8) zu verhindern. Die VCC-Spannung liegt typischerweise zwischen 0 Volt und dem ansteigenden Unterspannungs-Sperr-Schwellenwert (in diesem Fall 11,4 V), obwohl die integrierte Schaltung in die UVLO-Betriebsart mit einem Wert von VCC gebracht werden kann, der größer als dieser ansteigende Schwellenwert ist, sofern be­ stimmte Fehlerbedingungen vorliegen (die weiter unten beschrie­ ben werden). Der CS-Anschluß liegt auf 0 V, unter der Annahme, daß kein Schalten am Ausgang der Halbbrücke erfolgt. Die schwim­ mende Versorgung (VB zu VS), die durch den Kondensator 12 und die Diode 14 von VCC gebildet wird, kann 0 V oder VCC-0,7 V (der Durchlaßspannungsabfall der Diode 14) sein, oder eine Spannung zwischen 0 V und 20 V (der empfohlenen maximalen Spannung für VB zu VS), in Abhängigkeit von der Konfiguration der externen Beschaltung der integrierten Schaltung.

Der SD-Anschluß wird typischerweise beim Starten unter seinen ansteigenden 2,0 V-Schwellenwert vorgespannt, obwohl der SD-An­ schluß einer der drei Anschlüsse ist, die die UVLO-Betriebsart steuern (die anderen Anschlüsse sind VCC und VDC). Wie bei den VDC- und VCC-Anschlüssen mißt ein vorgespannter Vergleicher die Spannung an dem SD-Anschluß, um zum Steuern der UVLO-Betriebsart beizutragen.

2. Vorheiz-Betriebsart

In dieser Betriebsart wurde ein großer Teil der internen Schal­ tungen in der integrierten Schaltung vorgespannt und freigege­ ben. Als Ergebnis läuft der Oszillator. Der R_T-Anschluß, der als ein spannungsgesteuerter Stromeingang wirkt, ist auf ungefähr 2,0 V vorgespannt. Der RPH-Anschluß wird auf 0 V gehalten, wodurch die Widerstände R_T und 16 während der Vorheizbetriebsart effektiv parallelgeschaltet sind. Der sich aus der Spannung von 2,0 Volt längs der Parallelkombination von R_T und 16 ergebende Strom wird in der integrierten Schaltung gespiegelt und zur Pro­ grammierung des Stromes verwendet, der den CT-Kondensator (C_T) lädt. Die unteren und oberen Schwellenwerte, die an dem CT-An­ schluß für die Schwingung gemessen werden, sind 2,0 V bzw. 4,0 V. Die Abfallzeit auf der CT-Schwingungsform, die die Totzeit zwi­ schen dem abwechselnden Schalten der LO- und HO-VS-Ausgänge dar­ stellt, wird mit Hilfe des CT-Kondensators C_T und des Totzeit- Widerstandes 18 in Fig. 2 programmiert.

Fig. 4 zeigt die grundlegende Beziehung zwischen der CT-Schwin­ gungsform und den Ausgangsspannungen. Die Umschalt-Flip-Flop- Schaltung 20 teilt zusammen mit der durch Zwei teilenden Logik­ schaltung (Fig. 3) den Oszillatorausgang auf die LO- und HO-VS- Ausgangsansteuersignale auf. Somit schaltet der Ausgang der Halbbrücke (6, 8) mit der halben Oszillatorfrequenz.

Während der Vorheizbetriebsart wird ein externer Kondensator 24 an dem CPH-Anschluß durch eine interne 1 µA-Stromquelle geladen, und die Vorheizzeit (d. h. die Dauer der Schwingung mit der Vor­ heizfrequenz) wird dadurch bestimmt, wie lange es dauert, damit dieser Kondensator von 0 V auf 4 V aufgeladen wird, und zwar ent­ sprechend der folgenden Gleichung:

Der 1 µA-Stromquellenwert wurde deshalb gewählt, damit Benutzer der integrierten Schaltung als Vorheizkondensator 24 (Fig. 2) einen Kondensator vom Oberflächenmontagetyp verwenden können (d. h. weniger als 470 mF für typischer Vorheizzeiten für Schnell­ start-Leuchtstofflampen).

Die für den Vorheizbetrieb erforderlichen Eingangsbedingungen schließen folgendes ein:

• 1) VCC < ansteigender UVLO-Schwellenwert (11,4 V bei der bevorzugten Ausführungsform)
• 2) VDC < 5,1 V (was signalisiert, daß die Gleichspan­ nungs-Versorgungsleitung oder die gleichgerichtete Wechselspannungsleitung in Ordnung ist).

Der Grund, daß der 1,0 V-CS-Schwellenwert während des Vorheizens nicht freigegeben wird, besteht darin, daß ein Durchschalten immer dann auftritt, wenn die Halbbrücke zunächst zu schwingen beginnt, und dieses Durchschalten würde als Fehlerzustand inter­ pretiert und würde die Halbbrücke abschalten.

Der Grund dafür, daß der keiner Last entsprechende 0,2 V-CS- Schwellenwert nicht freigegeben wird, besteht darin, daß es während der anfänglichen Vorheizperioden sowie während des Über­ ganges von der Zündung zur Normalbetriebsweise möglich ist, daß der Strom in dem unteren MOSFET 8 (Fig. 2) von Natur aus für zumindest eine Periode auf Null geht (das letztere Verhalten zwischen dem Zünden und dem Normalbetrieb wurde lediglich für bestimmte Lampentypen, wie z. B. dem Typ T12 für 40 Watt, beob­ achtet).

Aus dem gleichen Grund wird der 0,2 V-CS-Schwellenwert für den unter der Resonanz liegenden Betrieb während des Vorheizens nicht freigegeben.

Schließlich würde selbst im Fall eines Zustandes, bei dem keine Last am Ausgang der Halbbrücke vorliegt, SD jedoch kleiner als 1,7 V ist (was signalisiert, daß die Lampe 4 nicht fehlerhaft ist), das bei den Leistungs-MOSFETs (6 und 8) beobachtete Durch­ schalten nicht zu einer wesentlichen Bauteilerhitzung führen (die Vorheizzeit für eine Schnellstart-Leuchtstofflampe beträgt typischerweise 0,5 bis 2,0 Sekunden). Weiterhin ist die thermi­ sche Zeitkonstante für ein typisches Leistungstransistorgehäuse (beispielsweise TO-220) 0,5 bis 1,5 min.

Zusammenfassend gilt während der Vorheizbetriebsart und bei VCC < 11,4 V (unter normalen Betriebsbedingungen):

VDC < 5,1 V
SD < 1,7 V
T_j < 175°C
OV < VCPH < 4,0 V
VRT = 2,0 V
RPH = 0 V
RUN = offener Kreis.

Wie dies ausführlicher nachfolgend in dem Abschnitt mit dem Titel "Blitzfreies Starten" beschrieben wird, schließt die be­ vorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Serien­ schaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator von dem RT- Anschluß nach Erde ein, um eine "Vorheiz"-Frequenzrampe zu schaffen. Diese anfängliche Frequenzrampe oder der rampenförmige Frequenzanstieg verhindert in vorteilhafter Weise eine kurze Überspannung an der Lampe beim Starten, wie dies in Fig. 7 ge­ zeigt ist.

Die Schwingungsform A nach Fig. 7 zeigt, was während der anfäng­ lichen Perioden beim Vorheizen auftreten kann. Die Spannung längs der Lampe kann kurz das Zündpotential der Lampe überstei­ gen, was zur Bildung eines Lichtbogenstromes innerhalb der Lampe führt. Obwohl dieser Lichtbogenstrom aufgrund seiner kurzen Dauer nicht sichtbar sein kann, tritt der Stromfluß selbst auf, wenn die Lampen-Heizfäden kalt sind, wodurch die Lebensdauer der Emissionsbeschichtung auf dem Heizfaden beeinträchtigt wird. Das resultierende Ergebnis besteht darin, daß das Vorschaltgerät selbst die Lebensdauer der Lampe verkürzt, statt sie zu verlän­ gern. Durch Starten mit einer noch höheren Frequenz, selbst nur für wenige Perioden, ergibt sich die Schwingungsform B nach Fig. 7, wodurch die Integrität der Emissionsbeschichtung auf den Lam­ pen-Heizfäden geschützt wird.

3. Zünd-Rampenbetriebsart

Wenn die Spannung an dem CPH-Anschluß 4,0 V erreicht hat, tritt die integrierte Schaltung 2 in die Zünd-Rampenbetriebsart ein. An diesem Punkt schaltet der mit offenem Drainanschluß betriebe­ ne NMOS-Transistor 26 (Fig. 3), der zwischen dem RPH-Anschluß und COM (der Erde der integrierten Schaltung) angeschaltet ist, ab. Bei einer typischen Anschlußanordnung (s. Fig. 2) ist ein Zünd-Rampenkondensator 28 zwischen dem RPH-Anschluß und Erde (COM) angeschaltet. Wenn daher der interne, einen offenen Drain­ anschluß aufweisende NMOS-Transistor 26 an dem RPH-Anschluß ab­ schaltet, so lädt sich der Kondensator 28 exponentiell auf die RT-Anschlußspannung auf, und zwar entsprechend der folgenden Gleichung:

Dieser exponentielle Anstieg der Spannung an den RPH-Anschluß führt zu einem exponentiellen Absinken des Stromes in den RT- Anschluß aufgrund des Widerstandes 16 (Fig. 2), was zu einem Absinken der Betriebsfrequenz am Ausgang der Halbbrücke führt.

Die Wirkung dieses Absinkens der Betriebsfrequenz besteht darin, daß die Spannung längs des Resonanzkondensators 30 weit genug ansteigen kann, um die Lampe 4 zu zünden. Dies ist in Fig. 5 wie folgt gezeigt:
Am Ende des Vorheizens sinkt die Frequenz vom Punkt A ab, und als Ergebnis der natürlichen ungedämpften Resonanzkurve für die Spannung längs 30 zündet, wenn f_MIN richtig gewählt ist, die Lampe am Punkt B. Sobald die Lampe gezündet hat, besteht eine neue Lastübertragungsfunktion, die eine beträchtlich geringere Verstärkung hat, als das ungedämpfte Ansprechverhalten. Als Er­ gebnis ändert sich der Lastbetriebspunkt vom Punkt B zum Punkt C in Fig. 5, sobald die Lampe gezündet hat. Die Spannung längs des Widerstandes 16 in Fig. 2 sinkt weiter exponentiell auf Null ab, obwohl und als Ergebnis die Ausgangsfrequenz weiter auf f_MIN (Punkt D in Fig. 5) absinkt.

Das Ende der Zünd-Rampenbetriebsart wird signalisiert, wenn die Spannung an dem CPH-Anschluß von 4 V auf 5,1 V aufgeladen wurde. Typischerweise sind die externen Bauteile (24, 28, C_T, R_T, 16 und 18) so gewählt, daß die Ausgangsfrequenz vorher rampen­ förmig auf f_MIN abgesunken ist, bevor die Spannung an dem C_PH- Anschluß rampenförmig von 4 V auf 5,1 V angestiegen ist. Dies ist in Fig. 6 gezeigt.

Zu Beginn der Zündbetriebsart, wenn die Spannung an dem CPH-An­ schluß 4,0 V erreicht, wird der 1,0 V-CS-Schwellenwert freigege­ ben. Der Zweck der Freigabe dieses Schwellenwertes am Ende des Vorheizens besteht darin, sicherzustellen, daß im Fall einer fehlerhaften Lampe (beispielsweise Heizfäden in Ordnung, jedoch kein Gas in der Lampe) die Spannung längs des Resonanzkondensa­ tors (30 in Fig. 2) nicht die maximale Betriebsspannung des Kon­ densators übersteigt (es sei bemerkt, daß die in Fig. 5 gezeigte Resonanzkurve den Laststrom und damit den von dem CS-Anschluß gemessenen Strom auf der y-Achse genauso einfach darstellen wur­ de, wie V_cap30, weil beide die Resonanz darstellen).

Zusammenfassend gilt während der Zünd-Rampenbetriebsart folgendes:

• 1) CPH lädt sich von 4 V auf 5,1 V mittels einer 1 µA- Stromquelle über einen externen Kondensator auf
• 2) RPH ist ein offener Kreis
• 3) RUN ist ein offener Kreis, und
• 4) der 1,0 V-CS-Schwellenwert ist freigegeben.

4. Normalbetriebsart

Die Normalbetriebsart beginnt, wenn der CPH-Anschluß auf 5,1 V aufgeladen wurde. An diesem Punkt wird der RUN-Anschluß intern über einen einen offenen Drainanschluß aufweisenden NMOS-Tran­ sistor 32 gegen Erde kurzgeschlossen. Als Ergebnis wird der Widerstand 34 in Fig. 2 zu dem Widerstand R_T parallelgeschal­ tet, wodurch die Betriebsfrequenz vergrößert wird. Dieser Über­ gang ist in Fig. 5 gezeigt (vom Punkt D (f_MIN) auf E (f_RUN)).

Der Wechsel von f_MIN auf f_RUN ist von kritischer Bedeutung für die Einfachheit der Massenherstellung von Lampen-Vorschalt­ geräten. Obwohl es für bestimmte Lampentypen und entsprechende Lastschaltungsanordnungen möglich ist, eine Steuersequenz vorzu­ sehen, die voraussetzt, daß f_PH < f_IGN < f_RUN in der Mas­ senherstellung ist, ist es möglich, daß f_IGN und f_RUN so nah aneinander liegen, daß Probleme beim Zünden der Lampe auftreten können. Es ist besser, dem Benutzer eine unabhängige Kontrolle über die Steuerfolge zu geben, derart, daß f_PH < f_IGN < f_MIN ist, daß jedoch die einzige andere Zwangsbedingung in f_RUN < f_MIN besteht. Dies ermöglicht es dem Benutzer, die Lampe während der Zünd-Rampenbetriebsart geringfügig zu über­ steuern, um ein geeignetes Lampenzünden bei allen Umgebungs- und Herstellungstoleranzbedingungen zu garantieren. Diese unab­ hängige Steuerung von f_PH, f_MIN, f_RUN und der Zündrampe unter Verwendung externer Widerstände erleichtert den Produk­ tionsabgleich dieser Betriebsarten durch den Vorschaltgeräte- oder Lampenhersteller. Die Verringerung hinsichtlich der Tole­ ranz dieser Parameter ermöglicht es dem Benutzer, eine maximale Lampenlebensdauer und Vorschaltgeräte-Zuverlässigkeit zu erzie­ len.

Ein weiteres Ereignis, das beim Eintreten in die Normalbetriebs­ art eintritt, besteht darin, daß der 0,2 V-CS-Schwellenwert frei­ gegeben wird (sowohl für einen lastfreien Betrieb als auch für einen Betrieb unterhalb der Resonanz). Daher sollte, wie dies weiter oben erwähnt wurde, das Auftreten eines keiner Last ent­ sprechenden Stromes für zumindest eine Periode der Halbbrücke vergangen sein, und es ist daher sicher, eine Prüfung auf tat­ sächliche Fehlerbedingungen durchzuführen. Das gleiche gilt für den Betrieb unterhalb der Resonanz. Es wird angenommen (und auf der Grundlage der Analyse vieler unterschiedlicher Lampentypen beobachtet, daß zu der Zeit, zu dem CPH 5,1 V erreicht, der Last­ strom und die Spannung (unter normalen Betriebsbedingungen) einen stationären Zustand erreicht haben.

5. Fehlerbetriebsart

In der Fehlerbetriebsart wurde eine von vier Bedingungen gemes­ sen:

• 1) CS < 1,0 V (Überstrom oder Durchschalten)
• 2) CS < 0,2 V (keine Last)
• 3) CS < 0,2 V (Betrieb unterhalb der Resonanz), oder
• 4) t_j < 175°C (Übertemperaturzustand).

Nach der Messung einer dieser Bedingungen wird ein Fehler-Sig­ nalspeicher 36 gesetzt (Fig. 3). Sobald dieser Fehler-Signal­ speicher gesetzt wurde, werden verschiedene Vorgänge innerhalb der integrierten Schaltung vorgenommen:

• 1) Die Gate-Treiberausgänge LO und HO-VS werden auf ei­ nen niedrigen Pegel gebracht, wodurch der Ausgang der Halbbrücke abgeschaltet wird.
• 2) Die T-(Umschalt) Flip-Flop-Schaltung 20, die den Oszillatorausgang auf die oberspannungsseitigen und unterspannungsseitigen Gate-Treibersteuersignale aufteilt, wird zurückgesetzt, so daß beim erneuten Beginn der Schwingung der LO-Ausgang immer als erstes eingeschaltet wird.
• 3) Der CPH-Anschluß wird über einen internen, einen offenen Drainanschluß aufweisenden NMOS-Transistor 38 gegen Erde kurzgeschlossen, wodurch die Vorheizse­ quenz zurückgesetzt wird.
• 4) Der Oszillator wird abgeschaltet, und zwar ebenso wie der primäre Spannungsbezug, und als Ergebnis wird RPH = RT = RUN = CT = DT = 0 V.
• 5) Die Vorspannung an den größten Teil der internen Schaltungen wird abgeschaltet, was zu einem Ruhestrom von ungefähr 150 µA führt.

Eine Folge des Haltens des Ausganges im abgeschalteten Zustand und des Vorliegens eines niedrigen Ruhestroms besteht darin, daß die VCC-Spannung auf 15,6 V bleibt (oder sich auf 15,6 V auflädt, wenn sie diesen Wert noch nicht hatte). Bei Fehlen irgendeines zusätzlichen externen Einganges würde die integrierte Schaltung in dieser Betriebsart unbegrenzt bleiben. Vom Standpunkt einer Lampenwartung ist es jedoch wahrscheinlich, daß, sobald erkannt wird, daß die Leistung der Lampe eingeschaltet ist und die Lampe selbst ausgeschaltet ist, die Lampe wahrscheinlich durch eine neue Lampe ersetzt wird, die in die Fassung eingesetzt wird.

Der Fehlersignalspeicher 36, der durch einen der vier weiter oben erwähnten Fehlerbedingungen gesetzt wurde, kann durch eines von zwei Signalen zurückgesetzt werden (s. Fig. 3):

• 1) VCC fällt unter den unteren Unterspannungs-Sperr- Schwellenwert (in diesem Fall 9,5 V), wodurch ein "hoher" Ausgang von der Unterspannungs-Detektorschal­ tung 40 erzeugt wird, oder
• 2) SD < 2,0 V (was einen Lampenwechsel signalisiert).

Beschreibung des Zustandsdiagramms

Nachdem die fünf unterschiedliche Betriebsarten für das Zu­ standsdiagramm beschrieben wurde, wird nunmehr das Zustands­ diagramm selbst beschrieben.

Wenn die Leistung an das Vorschaltgerät zum ersten Mal einge­ schaltet wird, steigt die DC-(Gleichspannungs-)Versorgungslei­ tungs- oder die gleichgerichtete Wechselspannungsnetz-Spannung mit einem Wert von dv/dt an, der von der Schaltung (PFC-Steue­ rung, einfacher Gleichrichter usw.) abhängt, die zur Ableitung des Hochspannungseinganges an die Halbbrücke verwendet wird. Der Spannungsabfall längs des Startwiderstandes 10 (Fig. 2) bewirkt das Fließen eines Stromes in den VCC-Entkopplungskonden­ sator 42, der gleich:

I_CAP42 = (V_BUS/R₁₀) - I_QCCUV ist.

Während sich der VCC-Anschluß der integrierten Schaltung auf­ lädt, befindet sich die integrierte Schaltung anfänglich in der Unterspannungs-Sperrbetriebsart (UVLO). Wenn die folgenden vier Bedingungen erfüllt sind, geht die integrierte Schaltung von der UVLO-Betriebsart auf die Vorheiz-Betriebsart über:

• 1) VCC < 11,4 V (VCC < UV+), und
• 2) VDC < 5,1 V (DC-Versorgungsleitung oder Wechselspan­ nungsleitung), und
• 3) SC < 1,7 V (Lampe in Ordnung), und
• 4) T_j < 175°C (Grenzschichttemperatur in Ordnung).

Wenn eine dieser vier Bedingungen nicht erfüllt ist, geht die integrierte Schaltung nicht in die Vorheizbetriebsart über.

Unter der Annahme, daß diese vier Bedingungen erfüllt sind, beginnt die integrierte Schaltung, die Lampenheizfäden vorzuhei­ zen. Der CPH-Anschluß lädt sich in Richtung auf seinen 4,0 V- Schwellenwert auf, und der Oszillator steuert die Halbbrücke mit f_PH an.

Während sich die Schaltung in der Vorheizbetriebsart befindet, könnten verschiedene Fehlerbedingungen auftreten. Diese Fehler sind in zwei unterschiedliche Gruppen in Abhängigkeit von den Maßnahmen unterteilt, die als Ergebnis des speziellen Fehlers getroffen werden. Die erste Gruppe ist dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung in die UVLO-Betriebsart zurückge­ führt wird. Diese Gruppe von Fehlern schließt folgendes ein:

• 1) VCC < 9,5 V (VCC-Fehler oder Leistung abgeschaltet), oder
• 2) VDC < 3,0 V (DC-Versorgungsleitungs- oder Wechselspan­ nungsleitungsfehler oder Abschaltung), oder
• 3) SD < 2,0 V (Lampenfehler oder Lampenwechsel).

Wenn einer dieser Fehler auftritt, so wird die integrierte Schaltung zurück in die UVLO-Betriebsart angesteuert (s. Fig. 1).

Der einzige andere Fehler, der in der Vorheizbetriebsart gemes­ sen würde, würde ein Grenzschicht-Übertemperaturzustand sein (T_j < 175°C). Wenn ein Übertemperaturzustand an der integrier­ ten Schaltung gemessen wird, so wird der Fehlersignalspeicher 36 gesetzt, und die integrierte Schaltung wird in die Fehler­ betriebsart gesteuert (s. Zustandsdiagramm in Fig. 1).

Unter der Annahme eines erfolgreichen Vorheizens der Lampe tritt, wenn CPH 4,0 V erreicht, die integrierte Schaltung in die Zünd-Rampenbetriebsart ein. Während dieser Zündrampe sinkt die Ausgangsfrequenz exponentiell von f_PH auf f_MIN ab. Die Dauer der Zünd-Rampenbetriebsart ist durch den C_PH-Kondensator (Kon­ densator 24, Fig. 2), die interne 1 µA-Stromquelle und den -1 V-Hub für den CPH-Anschluß (4 V auf 5,1 V) bestimmt. Der 1 V-CS- Spannungsschwellenwert wird zu Beginn der Zünd-Rampenbetriebs­ art freigegeben.

Sobald die Zünd-Rampenbetriebsart erreicht ist, können zwei unterschiedliche Arten von Fehlerbedingungen gemessen werden.

Die erste Gruppe steuert die integrierte Schaltung in die UVLO- Betriebsart zurück. Diese Fehler sind wie folgt:

• 1) VCC < 9,5 V (VCC-Fehler oder Leistung abgeschaltet), oder
• 2) VDC < 3,0 V (DC-Versorgungsleitungs- oder Wechselspan­ nungsleitungsfehler oder Abschaltung), oder
• 3) SD < 2,0 V (Lampenfehler oder Lampenwechsel).

Die andere Gruppe von Fehlern steuert die integrierte Schaltung in die Fehlerbetriebsart. Diese Fehler sind wie folgt:

• 1) CS < 1,0 V (keine Zündung der Lampe oder Feststellung eines Durchschaltens), oder
• 2) T_j < 175°C (Übertemperaturzustand).

Wenn die integrierte Schaltung erfolgreich die Zünd-Rampenbe­ triebsart abschließt und CPH seinen Schwellenwert von 5,1 V er­ reicht, so tritt die integrierte Schaltung in die Normalbe­ triebsart ein. In diesem Fall wird die Ausgangsfrequenz (wenn RUN → 0 V ist) von f_MIN auf f_RUN umgeschaltet. Der CPH- Anschluß lädt sich weiter auf (1 µA) und wird schließlich durch eine interne 7,6 V-Zenerdiode geklemmt. Die abschließende Fre­ quenz f_RUN bestimmt die an die Lampe gelieferte Leistung und damit die Lampenhelligkeit.

Sobald die Lampe im Normalbetrieb arbeitet (Normalbetriebsart), wird der 0,2 V-CS-Spannungsschwellenwert freigegeben, so daß die integrierte Schaltung einen Zustand ohne Last oder einen Be­ trieb unterhalb der Resonanz feststellen kann.

Innerhalb der Normalbetriebsart können zwei unterschiedliche Arten von Fehlerbedingungen gemessen werden. Die erste Gruppe steuert die integrierte Schaltung in die UVLO-Betriebsart zu­ rück. Diese Fehler schließen folgendes ein:

• 1) VCC < 9,5 V (VCC-Fehler oder Abschaltung), oder
• 2) VDC < 3,0 V (DC-Versorgungsleitungs- oder Wechselspan­ nungsleitungsfehler oder Abschaltung), oder
• 3) SD < 2,0 V (Lampenfehler oder Lampenwechsel).

Die zweite Gruppe von Fehlern, die die integrierte Schaltung in die Fehlerbetriebsart steuert, schließt folgendes ein:

• 1) CS < 1,0 V (Überstrom oder Durchschalten), oder
• 2) CS < 0,2 V (keine Last oder Betrieb unterhalb der Resonanz), oder
• 3) T_j < 175°C (Übertemperatur).

Aus der Fehlerbetriebsart besteht die einzige Möglichkeit zum Rücksetzen des Fehlersignalspeichers darin, daß:

• 1) SD < 2,0 V gebracht wird (Lampenentfernung), oder
• 2) VCC < 9,5 V (Leistung an die integrierte Schaltung wird auf Null gebracht).

Im folgenden sind mehrere Beispiele von Einschalt-Start-Normal­ betriebs- und Fehlerdetektions- und Korrekturbedingungen angege­ ben, die von der integrierten Schaltung der vorliegenden Erfin­ dung gemäß dem Zustandsdiagramm nach Fig. 1 ausgeführt werden:

Die folgenden Abschnitte beschreiben ausführlicher spezielle vorteilhafte Merkmale der vorliegenden Erfindung, die in dem vorstehen erläuterten Zustandsdiagramm-Betrieb enthalten sind.

1. Steuerschaltung zum Sicherstellen von Ansteuerim­ pulsen mit gleicher Breite beim Starten

Fig. 8 zeigt den Teil des Blockschaltbilds einer bekannten integrierten Vorschaltgeräte-Treiberschaltung (nämlich der IR2155), die die Oszillatorfunktion zur Ableitung der abwech­ selnden, sich nicht überlappenden, ein Tastverhältnis von 50% aufweisenden Gate-Ansteuersignale HO und LO zur Ansteuerung von MOSFETs (oder IGBTs) der Halbbrückenschaltung ausführt.

In Fig. 8 bilden der Vergleicher 50 und der Vergleicher 52 zu­ sammen mit dem RS-Signalspeicher 54 und dem aus den Widerständen 56, 58 und 60 bestehenden Spannungsteiler einen Oszillator vom Typ der integrierten Schaltung 555, der in der integrierten Schaltung IR2155 enthalten ist. Durch Anschließen eines externen Widerstandes R_T und eines Kondensators C_T kann die stationä­ re Schwingfrequenz an dem RT-Anschluß entsprechend der folgenden Gleichung programmiert werden:

Fig. 9 zeigt die Eingangs- und Ausgangs-Schwingungsformen für die integrierte Schaltung während der anfänglichen Einschalt­ sequenz. Diese Schwingungsformen zeigen das Problem, das korri­ giert werden mußte.

Zu dem Zeitpunkt, zu dem die VCC-Spannung der integrierten Schaltung den ansteigenden Schwellenwert der internen Unterspan­ nungs-Sperrschaltung erreicht, schaltet der MMOS-Transistor, der den CT-Anschluß niedrig hielt, ab. Weil die Spannung am RT- Anschluß zu diesem Zeitpunkt hoch ist, beginnt sich der C_T- Kondensator mit Hilfe des R_T-Widerstandes aufzuladen. Die Zeit, die erforderlich ist, damit sich der CT-Anschluß von sei­ nem Anfangszustand (V_CT = OV) auf den Schwellenwert von 2/3 VCC auflädt, ist:

t₁ = 1,11 R_TC_T.

Diese Zeit ist daher die Breite des ersten Impulses an den LO- Ausgang.

Andererseits ist die Zeit, die erforderlich ist, damit der CT- Anschluß von dem Schwellenwert von 2/3 VCC auf den Pegel von 1/3 VCC entladen wird (d. h. von t₁ zu t₂), wie folgt:

t₂ - t₁ = 0,69 R_TC_T.

Wie dies für diese spezielle Form von Oszillator unter der An­ nahme eines stabilen Wertes von VCC bekannt ist, sind alle nach­ folgenden Lade- und Entladezeiten (beispielsweise t₃ - t₂, t₄ - t₃, usw.) gleich 0,69 R_TC_T.

Die Beziehung zwischen den vorstehenden Gleichungen erläutert das zu lösende Problem, nämlich daß der erste Impuls länger als nachfolgende Impulse ist, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist. Die Wirkung dieses längeren ersten Impulses besteht darin, daß die Last anfänglich mit einer niedrigeren Frequenz angesteuert wird, was zu einer übermäßigen Spannung längs der Lampe führt. Dies ist in der unteren Kurve nach Fig. 9 gezeigt.

Der längere erste Impuls, der bei der Kurve V_CT in Fig. 9 ge­ zeigt ist, führt zu einer höheren Spannung längs der Lampe, und wenn die Lampe das Zündpotential der Lampe übersteigt, so kann ein kurzer Blitz an der Lampe gesehen werden, und die Lebens­ dauer der Lampen-Heizfäden ist stark verringert.

Das Konzept der vorliegenden Erfindung besteht einfach darin, eine Schaltung innerhalb der integrierten Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung zu verwenden, die sicherstellt, daß alle LO- und HO-Ausgangsimpulse die gleiche Breite aufweisen, sobald die integrierte Schaltung startet.

Das Ergebnis dieses verbesserten Startverfahrens besteht darin, daß die Lampenspannung nunmehr nicht mehr das Lichtbogenpoten­ tial übersteigt, so daß kein Blitz zu sehen ist und eine be­ trächtlich höhere Zuverlässigkeit erzielt wird. Diese neue Startcharakteristik ist in dem Zeitdiagramm nach Fig. 10 ge­ zeigt.

Der mit einer gestrichelten Linie 70 umgebene Teil in dem Block­ schaltbild der vorliegenden Erfindung (Fig. 3) zeigt die Schal­ tungen zur gerätemäßigen Ausgestaltung dieses Merkmals der Er­ findung. Ein Vergleicher 72 mißt die Spannung an dem CT-Anschluß und vergleicht diese mit einem 2,0 V-Bezugswert, der der untere Schwellenwert des Oszillators ist. Das Ausgangssignal des Ver­ gleichers 72 ist immer dann auf einem hohen Pegel, wenn die Spannung an dem CT-Anschluß kleiner als der Bezugswert von 2,0 V ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 72 wird dem Eingang eines Inverters 74 zugeführt, dessen Ausgang dann dem Setz-Ein­ gang des RS-Signalspeichers 76 zugeführt wird. Während der UVLO- Betriebsart oder der Fehlerbetriebsart wird der RS-Signalspei­ cher 76 zurückgesetzt und der Q-Ausgang weist einen niedrigen Pegel auf. Wenn in die Vorheizbetriebsart eingetreten wird, wird der Rücksetz-Eingang des RS-Signalspeichers 76 auf einen niedrigen Pegel gezogen, und der Ausgang Q bleibt auf einem niedrigen Pegel. Zu dem Zeitpunkt, zu dem in die Vorheizbe­ triebsart eingetreten wird, beginnt die Spannung des CT-An­ schlusses von dem Anfangszustand mit 0 V anzusteigen. Wenn die Spannung an den CT-Anschluß über 2,0 V ansteigt, nimmt der Aus­ gang des Vergleichers 72 einen niedrigen Pegel an, wodurch andererseits der RS-Signalspeicher 76 gesetzt wird und dessen Q-Ausgang einen hohen Pegel annimmt und hoch bleibt, bis ent­ weder in die UVLO-Betriebsart oder die Fehlerbetriebsart einge­ treten wird. Der Q-Ausgang des RS-Signalspeichers 76 wird einem der Eingänge sowohl des UND-Verknüpfungsgliedes 77 als auch des UND-Verknüpfungsgliedes 78 zugeführt. Dies sperrt effektiv jedes Schalten des LO-Ausganges, bevor der CT-Anschluß über den Schwellenwert von 2,0 V für die erste Periode der Oszillator­ schwingung ansteigt, und damit ist die Dauer des ersten Impulses des LO-Ausganges gleich der aller nachfolgender Impulse. An diesem Punkt schwingt die Spannung an dem CT-Anschluß zwischen den 2,0 V- und den 4,0 V-Schwellenwerten des Oszillators.

2. Blitzfreies Starten

Wenn die Betriebsfrequenz bei der Einleitung der Vorheizbe­ triebsart zu niedrig ist, kann die resultierende hohe Spannung längs der Lampe bewirken, daß die Lampe momentan zündet, was einen unerwünschten vorübergehenden Blitz hervorruft, der für das Auge nicht angenehm ist und die Lebenserwartung der Lampe verschlechtern kann.

Eine verbesserte Startsequenz ist bei der integrierten Schaltung der vorliegenden Erfindung vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Lampe beim anfänglichen Anlegen der Leistung an das Vor­ schaltgerät nicht blitzt. Diese blitzfreie Startsequenz ist in den Fig. 11 und 12 gezeigt. Fig. 11 zeigt die Schwingungsfre­ quenz gegenüber der Zeit. Wie dies zu erkennen ist, beginnt die Sequenz mit einer Frequenz f_START, die höher als die Frequenz f_PREHEAT zum Zeitpunkt Null ist, d. h. die verbesserte Sequenz beginnt mit einer Schwingungsfrequenz, die höher als die beim Vorheizen ist. Die Frequenz wird dann rampenförmig auf den zum Vorheizen der Lampenkathoden erforderlichen Wert verringert. Bei Betrachtung der Fig. 12 ist zu erkennen, daß durch den Betrieb mit einer Frequenz, die höher als die zum Vorheizen erforderli­ che ist, der Arbeitspunkt weiter von der Resonanzfrequenz der Serien-LC-Schaltung entfernt ist. Wenn dies der Fall ist, star­ tet die Spannung längs der Lampe mit einer geringeren Größe, und entsprechend weiter unterhalb des Pegels, der ein Zünden der Lampe hervorrufen kann.

Eine einfache Maßnahme zur gerätemäßigen Ausführung dieser ver­ besserten Startsequenz wird durch den Oszillatorabschnitt in der integrierten Halbbrücken-MOS-Gate-Treiberschaltung der vorlie­ genden Erfindung erleichtert. Die integrierte Vorschaltgeräte- Treiberschaltung 2 der vorliegenden Erfindung enthält einen Oszillator, der ähnlich dem von in der Industrie üblichen inte­ grierten Impulsbreitenmodulator-Schaltungen ist. Die Schwin­ gungsfrequenz wird durch die Wahl des Widerstandes R_T und des Kondensators C_T gemäß Fig. 2 programmiert. Die Widerstands­ werte sind so gewählt, daß ein Ladestrom programmiert wird, der zum rampenförmigen Vergrößern der Spannung an dem Oszillator- Kondensator C_T verwendet wird. Ein zweiter Widerstand 18 wird zum Entladen des Oszillator-Kondensators C_T verwendet. Ein Blockschaltbild des Oszillatorabschnittes der integrierten Vor­ schaltgeräte-Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 13 gezeigt. Mit der Beschaltung nach Fig. 13, jedoch ohne die Einfügung des darin gezeigten Widerstandes R_START und des Kondensators C_START ist die Vorheiz-Schwingungsfrequenz fest­ gelegt und ändert sich nicht als Funktion der Zeit.

Die Betriebsweise des Oszillators ohne den Widerstand R_START und des Kondensators C_START ist wie folgt:
Wenn Leistung anfänglich an die integrierte Vorschaltgeräte- Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung angelegt wird, wird der Vorheiz-Zeitsteuerkondensator 24 entladen. Die Spannung an dem RT-Anschluß wird auf Null gehalten, und es tritt keine Schwingung auf. Wenn die Spannung über den Unterspannungs-Sperr- Schwellenwert ansteigt, beginnt sich der Kondensator 24 aufzu­ laden, und die Spannung an dem RT-Anschluß wird eingeschaltet. An diesem Punkt beginnt die integrierte Vorschaltgeräte-Treiber­ schaltung mit der Vorheizfrequenz zu schwingen. Diese Frequenz ist durch die Parallelkombination von R_T und dem Widerstand 16 bestimmt. Wenn die Spannung an dem Kondensator 24 einen vorgege­ benen Schwellenwert erreicht, was den Abschluß der Vorheizbe­ triebsart signalisiert, wird der Widerstand 16 effektiv aus der Schaltung entfernt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Schwingfrequenz ausschließlich durch den Widerstand R_T bestimmt, so daß sich die Frequenz nach unten zu dem Normalbetriebswert hin ver­ schiebt.

Um die verbesserte Startsequenz gerätemäßig auszubilden, ist lediglich die Hinzufügung von zwei Bauteilen, nämlich des Wider­ standes R_START und des Kondensators C_START, gemäß Fig. 13 erforderlich. Diese Bauteile modifizieren die Betriebsweise wie folgt:
Wie im vorhergehenden Fall wird, bevor die integrierte Vor­ schaltgeräte-Treiberschaltung die Unterspannungs-Sperrbetriebs­ art verläßt, der Kondensator 24 entladen und die Spannung an dem RT-Anschluß auf Null gehalten. Wenn dies der Fall ist, wird auch der Kondensator C_START entladen. Wenn die Spannung an der integrierten Vorschaltgeräte-Treiberschaltung über den Unter­ spannungs-Sperrschwellenwert ansteigt, beginnt C_PH sich aufzu­ laden und die Spannung an dem RT-Anschluß schaltet ein. Die integrierte Vorschaltgeräte-Treiberschaltung beginnt zu schwin­ gen, doch ist in diesem Fall die Frequenz durch die Parallel­ kombination der Widerstände 16, R_T und R_START bestimmt. Die Hinzufügung des Widerstandes R_START zu der Kombination erfolgt beim anfänglichen Start der Schwingung, weil der Kondensator C_START zu Anfang entladen war. Der Einfluß von R_START auf die Schwingfrequenz nimmt jedoch mit der Zeit ab, während sich C_START über R_START auflädt. Wenn sich die Spannung an C_START dem Pegel der Spannung an dem R_T-Anschluß nähert, nähert sich der von R_START gezogene Strom dem Wert Null, und die Schwingungsfrequenz wird lediglich durch die Parallelkombi­ nation der Widerstände 16 und R_T bestimmt (dies setzt selbst­ verständlich voraus, daß die Ladezeit von C_START wesentlich kürzer als die Zeit der Vorheizbetriebsart ist). Danach ist die Betriebsweise des Oszillators gleich der, wie sie vorhergehend beschrieben wurde.

3. DC-(Gleichspannungs-)Versorgungsleitungs-/Wechsel­ spannungs-Ein-/Aus-Steuerschaltung

Bei einem elektronischen Vorschaltgerät, das eine Leuchtstoff­ lampe mit Leistung versorgt, ist es zweckmäßig und in vielen Fällen erforderlich, daß sich eine Einschalt- und Ausschalt­ steuerung bei programmierbaren Pegeln der DC-Versorgungslei­ tungsspannung oder der Wechselspannungsnetzspannung ergibt. Zusätzlich zu der üblichen Unterspannungs-Steuerung, die von der Vorschaltgeräte-Steuerschaltung oder der integrierten Schaltung ausgeführt wird und die das Vorschaltgerät bei vorgegebenen Pegeln der Steuerungs-Versorgungsspannung (VCC) aktiviert und deaktiviert, stellt eine DC-Versorgungsleistungs- oder Wechsel­ spannungsnetz-Ein-/Aus-Steuerung sicher, daß der Vorschalt­ geräte-Ausgangsstufe zu allen Zeiten im Betrieb eine minimale DC-Versorgungsleitungsspannung zugeführt wird.

Wenn die Ein-/Aus-Steuerung ausschließlich durch die übliche Unterspannungs-Sperrung auf der Grundlage des Wertes von VCC bestimmt ist, so kann die Lampe lange vor dem Abschalten der integrierten Schaltung erlöschen, und zwar aufgrund des begrenz­ ten Betriebsbereiches der Lampen-Resonanzausgangsstufe des Vor­ schaltgerätes. Dies kann zu einem katastrophalen Ausfall der Halbbrücken-MOSFET- oder IGBT-Bauteile führen. Weiterhin kann eine Wechselwirkung zwischen der Vorschaltgeräte-Ausgangsstufe und irgendeiner aktiven Leistungsfaktor-Steuerstufe (PFC) am Eingang ein Flackern der Lampe, eine schnelle Helligkeitsände­ rung, eine verringerte Helligkeit oder andere unerwünschte Effekte hervorrufen, und zwar in Abhängigkeit von der Konfigura­ tion der Versorgung (VCC) für jede Stufe und deren entsprechende Abschaltsequenz bei einer Unterspannung. Weiterhin kann in Ab­ hängigkeit von der Art der Schutzlogik in der Vorschaltgeräte­ schaltung ein schneller Spannungsimpuls auf der Wechselspan­ nungsleitung und/oder der DC-Versorgungsleitung (Sprühentla­ dungszustand) das Auftreten eines Fehlers hervorrufen (d. h. die Lampe erlischt und es wird ein Überstrom festgestellt), was eine Verriegelung des Vorschaltgerätes bewirkt, bis die Netz­ spannung aus- und eingeschaltet wird oder ein Lampenwechsel durchgeführt wird.

Die Schaltungen in der integrierten Vorschaltgeräte-Treiber­ schaltung der vorliegenden Erfindung ergeben die programmier­ baren Ein-/Aus-Pegel, die es dem Vorschaltgerät ermöglichen, sauber bei einem sicheren DC-Versorgungsspannungspegel abge­ schaltet zu werden, bevor irgendwelche Fehlerzustände, uner­ wünschte Lasteffekte oder ein Ausfall der Halbbrücken-MOSFET- oder IGBT-Bauteile auftreten könnte.

Unter Bezugnahme auf das Anschlußschaltbild nach Fig. 2 ist zu erkennen, daß, wenn der Halbbrücken-Ausgang (VS) zu schwingen beginnt, die aus dem Kondensator 80 und den Dioden 82 und 84 bestehende Ladungspumpenschaltung der integrierten Schaltung der vorliegenden Erfindung den erforderlichen Versorgungsstrom lie­ fert, wobei VCC auf der internen Klemmspannung von 15,6 Volt gehalten wird. Bei dieser Konfiguration wird die integrierte Schaltung im Normalbetrieb nicht mehr aus der Gleichspannungs- Versorgungsleitung mit Leistung versorgt, sondern von der Vor­ schaltgeräte-Ausgangsstufe. Sie ist nunmehr (bis zu einem gewis­ sen Ausmaß) unabhängig von Änderungen des Pegels der Gleich­ spannungs-Versorgungsleitung. Wenn die Spannung der Gleich­ spannungs-Versorgungsleitung in Richtung auf Null absinkt, so wird die integrierte Schaltung weiter aus der Ladungspumpe ge­ speist, bis VCC < 9,5 V ist, was lange nach dem Erlöschen der Lampe eintritt. Dies heißt mit anderen Worten, daß bei Fehlen der Gleichspannungs-Versorgungsleitung-/Wechselspannungsnetz- Ein-/Aus-Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung der Gleichspannungs-Versorgungsleitungs-Betriebsbereich des Vorschalt-Steuergerätes wesentlich größer als der Gleichspan­ nungs-Versorgungsleitungs-Betriebsbereich der Ausgangsstufe des Vorschaltgerätes ist. Wenn die Lampe erlischt und die Betriebs­ frequenz fest und unterhalb des Resonanzfrequenz der Vorschalt­ geräte-Ausgangsstufe vor der Zündung bleibt, so können die MOSFET-Bauteile 6 und 8 oder die IGBT-Bausteine, die die Halb­ brücke bilden, aufgrund der hohen Stromspitzen, die beim Ein­ schalten eines der MOSFETs (oder eines der IGBTs) auftreten, in zerstörender Weise ausfallen.

Die Ein-/Aus-Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung, die durch den mit gestrichelten Linien umgebenen Block 90 in dem Blockschaltbild nach Fig. 3 dargestellt ist, besteht aus einem Fenstervergleicher, nämlich Vergleichern 92 und 94, die eine heruntergeteilte Spannung von der Gleichspannungs-Versorgungs­ leitung gegen zwei interne Schwellenwertspannungen, nämlich 5 V bzw. 3 V, vergleichen. Der 5 V-Schwellenwert ist ein ansteigender Schwellenwert, und der 3 V-Schwellenwert ist ein abfallender Schwellenwert. Der Unterschied zwischen den beiden Spannungen setzt sich in eine Hysterese zwischen den Ein- und Aus-Gleich­ spannungs-Versorgungsleitungs-/Wechselspannungsleitungs- Spannungspegeln um, um Wechselspannungswelligkeiten, Störimpulse und andere Störungen zu berücksichtigen. Weiterhin ändert sich die Gleichspannungsversorgungsleitung in ungeregeltem Zustand von dem Spitzenwert der gleichgerichteten Netzspannung vor der Zündung bis zu irgendeinem kleineren Wert im Normalbetrieb, in Abhängigkeit von der Leistung in der Lampe. Die Hysterese ist ausreichend groß, damit die Verringerung der Gleichspannungs- Versorgungsleitungspegels aufgrund der Belastung kein Abschalten des Vorschaltgerätes hervorruft, was ansonsten zu einem lang­ dauernden Flackern führen würde.

Die entsprechenden Ein- und Aus-Gleichspannungs-Versorgungs­ leitungs-/Wechselspannungsleitungs-Schwellenwerte werden dann dadurch programmiert, daß in geeigneter Weise Widerstände 96 und 98 ausgewählt werden, die einen Spannungsteiler bilden, der die Gleichspannungs-Versorgungsleitung mißt. Zusätzlich zu der UVLO-Schaltung an VCC wartet das Vorschaltgeräte-Steuergerät nunmehr, bis VCC < 11,4 V und VDC < 5,1 V ist.

Die Betriebsweise der Schaltung ist wie folgt: zu Anfang geht beim Einschalten, wenn VDC den Wert von 5 V überschreitet, der R-(Rücksetz-)Eingang des RS-Signalspeichers 100 auf einen hohen Pegel, was dazu führt, daß der Q-Ausgang des Signalspeichers einen niedrigen Pegel annimmt, wodurch der Halbbrückentreiber freigegeben wird (wenn alle anderen Eingänge an das ODER-Ver­ knüpfungsglied 102 ebenfalls niedrig sind). Wenn VDC unter 3 Volt absinkt, so nimmt der S-(Setz-)Eingang des RS-Signalspei­ chers 100 einen hohen Pegel an, so daß der Q-Ausgang des Sig­ nalspeichers einen "hohen" Pegel annimmt und damit den Halb­ brückentreiber abschaltet.

Zusammenfassend ergibt die vorstehend beschriebene Gleich­ spannungs-Versorgungsleitungs-/Wechselspannungsnetz-Ein-/Aus- Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung die folgenden vorteilhaften konstruktiven Merkmale:

• 1) Sie ergibt eine programmierbare Einrichtung zum Ein­ schalten und Ausschalten des Vorschaltgerätes bei vorgegebenen Spannungspegeln der DC-(Gleichspannungs-)Versorgungsleitung in Abhängigkeit von dem Betriebsbereich der Vorschaltgeräte-Aus­ gangsstufe.
• 2) Sie ermöglicht es, daß die Ein-/Aus-Steuerung als eine Funktion des Gleichspannungs-Versorgungsleitungs-Spannungs­ pegels oder des Wechselspannungsnetzpegels programmiert wird.
• 3) Sie beseitigt die mögliche Gefahr einer katastropha­ len Zerstörung der Halbbrücken-MOSFETs oder -IGBTs aufgrund eines Betriebs unterhalb der Resonanz beim Erlöschen der Lampe aufgrund des beschränkten Betriebsbereiches der Vorschaltgeräte- Ausgangsstufe.
• 4) Sie ergibt eine Hysterese zur Berücksichtigung von geregelten und ungeregelten Gleichspannungs-Versorgungsleitungs- Konfigurationen und sich ändernden Lastbedingungen (d. h. Vor­ heizung, Zündung, keine Last).
• 5) Sie beseitigt irgendwelche unerwünschten Lampenef­ fekte, wie z. B. Flackern, verringerter Lichtleistungspegel, schwankende Lichtleistung usw., indem bei geeigneten Pegeln der Versorgungsleitungsspannung, die die Vorschaltgeräte-Ausgangs­ stufe speist, ein- und ausgeschaltet wird.

4. Übertemperatur-Abschaltschaltung

Bei einem eine feste Ausgangsleistung (konstante Lichtleistung) aufweisenden Vorschaltgerät, bei dem die stationäre Betriebs­ frequenz und die Gleichspannungs-Versorgungsleitungsspannung relativ konstant sind, kann die Umgebungstemperatur innerhalb des Vorschaltgerätes unter Verwendung einer integrierten Schal­ tung gemessen werden. Diese Temperaturmeßtechnik kann daher zum Schutz des Vorschaltgerätes gegenüber möglicherweise gefährli­ chen Übertemperaturbedingungen verwendet werden.

Weil die Grenzschichttemperatur auf der Oberfläche der inte­ grierten Schaltung in direkter Beziehung zur Umgebungstemperatur innerhalb des Vorschaltgerätes steht, kann eine thermische Meß­ schaltung in die integrierte Schaltung einkonstruiert werden, und diese Meßschaltung kann dazu verwendet werden, das Vor­ schaltgerät gegenüber übermäßigen Umgebungstemperaturen inner­ halb des Gehäuses des Vorschaltgerätes zu schützen. Die exakte Temperatur, bei der das Vorschaltgerät abgeschaltet wird, kann in einfacher Weise durch den Hersteller der integrierten Schal­ tung unter Verwendung einer unterschiedlichen Metallmaske inner­ halb des Herstellungsverfahrens für die integrierte Schaltung einprogrammiert werden, so daß Vorschaltgeräte-Hersteller die Schutztemperatur sorgfältig an die spezielle Konstruktion und Anwendung für eine vorgegebene Vorschaltgerätekonstruktion binden können.

Fig. 14 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Temperatur­ meßschaltung, die bei der integrierten Vorschaltgeräte-Treiber­ schaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die Tempe­ raturmeßschaltung ist als der Übertemperaturblock 110 in Fig. 3 dargestellt. Eine Zenerdiode 112 stellt eine Bezugsspannung innerhalb dieser Schaltung dar. Eine Stromquelle 113 speist diese Diode mit einem konstanten Vorstrom, um eine konstante Spannung VREF an dem Emitter eines Transistors 114 aufrechtzu­ halten. Die Transistoren 114 und 116 stellen eine Pufferschal­ tung dar, die zur Umsetzung der VREF-Spannung auf den Emitter des Transistors 116 verwendet wird. Widerstände 118 und 120 werden zur Einstellung der Spannung an der Basis des Transistors 122 verwendet, so daß bei Temperaturen unterhalb der Abschalt­ temperatur der Transistor 122 abgeschaltet ist. Aufgrund der Beziehung zwischen der Zenerdioden-Durchbruchspannung und dem Temperaturkoeffizienten dieser Durchbruchspannung ist der Tempe­ raturkoeffizient der umgesetzten Bezugsspannung (an dem Emitter des Transistors 118) entweder nahezu Null oder geringfügig positiv. Als ein Beispiel ist für eine Zenerdiode von 5,15 V der Temperaturkoeffizient (TC) kleiner als 1 mV/°C. Für eine Zener­ diode mit 7,5 V ist der TC angenähert 4 mV/°C. Als Ergebnis hier­ von ist aufgrund des durch die Widerstände 118 und 120 gebilde­ ten Spannungsteilers der Temperaturkoeffizient der Spannung an der Basis des Transistors 122 ebenfalls in der Nähe von Null oder geringfügig positiv. Bei Speisung mit einem Konstantstrom (beispielsweise aus der Quelle 124 in Fig. 14) weist die VBE- Spannung des Transistors 122 jedoch einen negativen TC von unge­ fähr -2 mV/°C auf. Somit kann das durch die Widerstände 118 und 120 gewählte Teilerverhältnis so gewählt werden, daß der Tran­ sistor 122 bei einer bestimmten Temperatur einschaltet, was einen Übertemperatur-(OT-)Zustand an dem OT-Knoten signalisiert.

Es ist für den Fachmann zu erkennen, daß viele unterschiedliche Konstruktionen verwendet werden könnten, um die Temperaturmeß- und Abschalt-Schaltung der vorliegenden Erfindung gerätemäßig auszubilden.

5. Schaltung zur Feststellung eines Betriebs in der Nähe oder unterhalb der Resonanz

Unter normalen Betriebsbedingungen liegt die Phase des Induktor- Stromes (der Strom durch die Induktivität 130 (Fig. 2)) bezüg­ lich der Halbbrückenspannung VS irgendwo zwischen 0 und -90°. Wenn sich die Phase jedoch 0° nähert, so nähert sich die Fre­ quenz der Resonanz. Bei oder in der Nähe der Resonanz kann ein von der Nullspannung abweichendes Schalten an der Halbbrücke auftreten, was zu einer großen Stromspitze beim Einschalten in einer der beiden Halbbrückenschalter führt.

Es ist weiterhin möglich, daß die resonante Lampen-Ausgangs­ stufe oberhalb der Resonanzfrequenz der eine niedrige Güte auf­ weisenden Schaltung (im Normalbetrieb), jedoch unterhalb der Resonanzfrequenz der eine hohe Güte aufweisenden Schaltung (Vorderzündung) arbeitet. Wenn die Lampe dann entfernt wird, springt die Übertragungsfunktion von der Kurve mit niedriger Güte zu der Kurve mit hoher Güte, während die Frequenz unverän­ dert und unterhalb der Resonanzfrequenz der eine hohe Güte auf­ weisenden Schaltung bleibt. Dies führt zu einer fast umgehenden Zerstörung der Halbbrücke.

Ein weiterer Zustand, der einen Betrieb unterhalb der Resonanz hervorrufen kann, ergibt sich dann, wenn die Heizfäden der Lampe intakt sind, jedoch das Gas aus der Lampe austritt (wenn bei­ spielsweise das Glas bricht). Unter diesen Bedingungen würde sich der Lastbetriebszustand momentan vom gedämpften Betriebs­ zustand (oberhalb der Resonanz) zum ungedämpften Betriebszustand (unterhalb der Resonanz) ändern.

Die integrierte Vorschaltgeräte-Treiberschaltung der vorliegen­ den Erfindung enthält entsprechend Schaltungen, die einen Be­ trieb der Lampe in der Nähe oder unterhalb der Resonanzfrequenz feststellen und den Betrieb der Lampe unter solchen Bedingungen abschalten, um einen katastrophalen Ausfall der Schalterbauteile (MOSFET oder IGBT) zu der Halbbrücken-Treiberschaltung zu verhindern.

Die Spannung längs eines Meßwiderstandes (der als der Widerstand 132 in dem typischen Anschlußschaltbild nach Fig. 2 dargestellt ist), der entweder zwischen dem unteren Transistorschalter und Erde oder zwischen dem unteren Lampenheizfaden und Erde ange­ ordnet ist, wird mit einer vorgegebenen Bezugsspannung ver­ glichen, um ein Vergleichs-Ausgangssignal zu erzeugen. Das Vergleichs-Ausgangssignal wird auf die Abschaltflanke des unte­ ren MOSFET oder IGBT 8 (im Fall der Anordnung des Meßwiderstan­ des zwischen dem unteren Transistorschalter und Erde) oder auf die Abschaltflanke des oberen MOSFET (im Fall des Meßwiderstan­ des zwischen dem unteren Lampenheizfaden und Erde) torgesteuert, um ein Signal zum Abschalten der Halbbrückenschaltung im Fall eines Betriebs der Lampen-Resonanzschaltung in der Nähe oder unterhalb der Resonanz zu erzeugen.

Unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach Fig. 3 ist zu erkennen, daß die Detektorschaltung für einen Betrieb in der Nähe oder unterhalb der Resonanz gemäß der vorliegenden Erfin­ dung die Bauteile innerhalb der strichpunktierten Linien umfaßt, die mit der Bezugsziffer 134 bezeichnet sind. Die Detektorschal­ tung für einen Betrieb in der Nähe oder unterhalb der Resonanz gemäß der vorliegenden Erfindung mißt den Induktor-Strom und vergleicht ihn mit einem vorgegebenen, eine niedrige Spannung aufweisenden Schwellenwert, der in einer helligkeitsgesteuerten Lampe hoch genug ist, um den richtigen Betrieb der Lampe nicht zu stören, der jedoch nicht so hoch ist, daß er in unnötiger Weise einen Fehlerzustand weit oberhalb der Resonanzfrequenz signalisiert.

Im einzelnen wird bei der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung der Induktorstrom in der in dem typischen Anschluß­ schaltbild nach Fig. 2 gezeigten Weise gemessen, wobei der Widerstand 132 zwischen der Source-Elektrode des unteren Halb­ brücken-MOSFET oder IGBT 8 der Treiberschaltung und Erde ange­ ordnet ist. Die gemessene Spannung wird dem CS-Eingang der integrierten Vorschaltgeräte-Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung zugeführt.

Unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach Fig. 3 und insbe­ sondere auf die Schaltungen 134 innerhalb der gestrichelten Linien wird der die Spannung längs des Widerstandes 132 dar­ stellende CS-Eingang mit einer Bezugsspannung (beispielsweise von 0,2 V, wie in Fig. 3 gezeigt), in einem Vergleicher 136 ver­ glichen und dann auf die Abschaltflanke des Gate-Signals für den unterspannungsseitigen MOSFET oder IGBT 8 torgesteuert. Bei der bevorzugten, in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform der Erfindung erfolgt dieser Torsteuerung unter der Verwendung einer D-Flip- Flop-Schaltung 140.

Wenn die Spannung längs des Meßwiderstandes 132 unter den unte­ ren Spannungsschwellenwert (0,2 V) beim Abschalten des unter­ spannungsseitigen MOSFET oder IGBT 8 fällt, was anzeigt, daß sich der Phasenwinkel des Stromes durch den Induktor 130 gegen­ über der Halbbrückenspannung dem Wert von Null nähert und damit die Betriebsfrequenz in der Nähe oder unterhalb der Resonanz­ frequenz der Ausgangsstufe liegt, so nimmt der Q-Ausgang der D-Flip-Flop-Schaltung 140 einen niedrigen Pegel an und steuert den Ausgang des RS-Signalspeichers 36 auf einen hohen Pegel, wodurch die Halbbrückenschaltung in verriegelter Weise abge­ schaltet wird.

Die Feststellung des Betriebs in der Nähe oder unterhalb der Resonanz wird von der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung Periode für Periode durchgeführt, so daß das Abschalten fast umgehend erfolgt. Dies ist für die Entfernung der Last von Bedeutung, wenn sich die Übertragungsfunktion abrupt von einem Betrieb oberhalb der Resonanz auf einen Betrieb unterhalb der Resonanz ändert und die Halbbrücke innerhalb der nächsten Periode des Auftretens des Fehlers abgeschaltet werden sollte.

6. Schutzschaltung gegen ein Schalten bei einer von Null abweichenden Spannung

Wenn eine Resonanzlast mit einer oberspannungsseitigen und un­ terspannungsseitigen Halbbrücken-Treiberschaltung angesteuert wird, ist es erforderlich, daß ein Schalten bei einer Spannung von Null erfüllt ist. Dies stellt gleichförmige Wechselströme und Spannungen sicher und ergibt einen kontinuierlichen ununter­ brochenen Induktorstrom. Sollte ein Schalten bei einer von Null abweichenden Spannung während der Ansteuerung einer Leuchtstoff­ lampe mit einer Resonanz-Ausgangsstufe auftreten, so treten hohe Stromspitzen in den Halbbrückenschaltern auf, die die maximalen Stromgrenzwerte der Schalter übersteigen, und/oder die resultie­ renden Leistungsverluste in den Schaltern können eine thermi­ sche Zerstörung der Schalter hervorrufen.

Ein Schalten bei einer von Null abweichenden Spannung kann auf­ grund einer Unterbrechung einer oder beider Lampenheizfäden, was zu einem offenen Kreis führt, oder aufgrund einer normal arbei­ tenden Lampe bei abnehmender Gleichspannungs-Versorgungslei­ tungs-Spannung auftreten. In jedem Fall muß die Halbbrücken- Ausgangsspannung VS auf Null umschalten, bevor der untere Schal­ ter einschaltet, oder sie muß auf die Gleichspannungs-Versor­ gungsleitungs-Spannung umschalten, bevor der obere Schalter ein­ schaltet. Wenn keine Lampe vorhanden ist, fließt kein Induktor­ strom zum Umschalten der Kapazität von V_s auf Erde aufgrund des Schalters, und (falls vorhanden) des Löschkondensators 80. Die Schaltung der vorliegenden Erfindung mißt die resultierende Stromspitze und schaltet beide Halbbrückenschalter ab, wenn diese einen vorgegebenen Wert übersteigt.

Die Schutzschaltung der vorliegenden Erfindung mißt die einen Zustand mit einem Schalten bei einer von Null abweichenden Span­ nung anzeigende Stromspitze über den Meßwiderstand 132, der zwischen dem unteren Halbbrückenschalter und Erde angeordnet ist. Der Meßwiderstand 132 erzeugt eine Spannung längs seiner Klemmen, die dem durch den unteren Schalter fließenden Strom entspricht. Diese Spannung wird dem CS-Eingang der integrierten Vorschaltgeräte-Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung zugeführt, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist.

Unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach Fig. 3 ist zu erkennen, daß die Spannung an dem CS-Eingangsanschluß der Schaltung für die Feststellung eines Schaltens bei einer von Null abweichenden Spannung gemäß der vorliegenden Erfindung zugeführt wird, wobei diese Schaltung die Schaltungen innerhalb der strichpunktierten Linie umfaßt, die mit der Bezugsziffer 150 bezeichnet ist. Im einzelnen wird die Spannung längs des Meß­ widerstandes (d. h. die Spannung am CS-Eingangsanschluß) mit einer festen Schwellenwertspannung (1,0 V bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung) in einem Vergleicher 152 ver­ glichen. Wenn die Spannung längs des Meßwiderstandes 1,0 Volt im Fall eines Zustandes mit einem von einer Spannung von Null abweichenden Schalten übersteigt, so wird der RS-Signalspeicher 36 dadurch gesetzt, daß der Ausgang des Vergleichers 152 einen hohen Pegel annimmt, wodurch die Gate-Ansteuersignale über die Rücksetzeingänge des RS-Signalspeichers 36 und das Kippen der Flip-Flop-Schaltung 20 abgeschaltet werden. Die oberen und unte­ ren MOSFETs oder IGBTs 6 und 8 werden dann in einer Drei-Zu­ stands-Betriebsart verriegelt (beide abgeschaltet). Die Schal­ tung bleibt in dieser abgeschalteten Betriebsart, bis die Un­ terspannungs-Detektorschaltung 40 von einem niedrigen auf einen hohen und wieder auf einen niedrigen Pegel übergeht, weil die Versorgungsspannung VCC der Schaltung aus- und eingeschaltet wird, oder wenn der Rücksetzeingang des ODER-Verknüpfungsgliedes 160 von einem niedrigen zu einem hohen und dann wieder zu einem niedrigen Pegel umgeschaltet wird, und zwar aufgrund einer Ent­ fernung einer Lampe und deren erneutes Einsetzen.

Obwohl die vorliegende Erfindung bezüglich spezieller Ausfüh­ rungsformen beschrieben wurde, sind für den Fachmann vielfältige andere Abänderungen und Modifikationen und andere Anwendungen ohne weiteres zu erkennen. Die vorliegende Erfindung ist daher nicht durch die spezielle Beschreibung beschränkt, sondern le­ diglich durch die beigefügten Ansprüche.

Claims (8)

1. Integrierte Treiberschaltung zur Ansteuerung erster und zweiter Leistungstransistoren mit MOS-Gatesteuerung, die in einer Halbbrückenanordnung miteinander verbunden sind, um einen oszillierenden Strom zur Leistungsversorgung einer Leuchtstoff­ lampe zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung Schaltun­ gen zur automatischen Umschaltung zwischen zumindest der folgen­ den Vielzahl von Betriebsarten auf der Grundlage des Zustandes verschiedener Eingänge an die integrierte Schaltung umfaßt, wobei die Vielzahl von Betriebsarten folgendes einschließt:

• 1) eine Unterspannung-Sperrbetriebsart
• 2) eine Vorheizbetriebsart
• 3) eine Zünd-Rampenbetriebsart
• 4) eine Normalbetriebsart, und
• 5) eine Fehlerbetriebsart.

2. Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungen zum Verhindern eines Anstiegs der Spannung längs der Lampe während der Vorheiz-Be­ triebsart über die Zündspannung vorgesehen sind, um einen blitz­ freien Start sicherzustellen.

3. Integrierte Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum Verhindern eines Anstiegs der Spannung längs der Lampe während der Vorheiz- Betriebsart über die Zündspannung zum Sicherstellen eines blitz­ freien Starts Schaltungen zur vorübergehenden Erhöhung der Frequenz des oszillierenden Stromes, der der Lampe zugeführt wird, während des Anfangsteils der Vorheizbetriebsart umfassen.

4. Integrierte Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungen zum Verhindern eines Anstiegs der Spannung längs der Lampe während der Vorheizbe­ triebsart über die Zündspannung zum Sicherstellen eines blitz­ freien Starts Schaltungen zum anfänglichen Verzögern der Zufüh­ rung des oszillierenden Stroms an die Lampe während des Beginns der Vorheizbetriebsart umfassen, bis ein Zeitsteuerkondensator teilweise aufgeladen ist, um eine gleiche Länge aufweisende Gate-Impulse an die Halbbrücken-Leistungstransistoren von dem Start an sicherzustellen.

5. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungen zur Feststellung des Auftretens eines Schaltens bei einer von Null abweichenden Spannung und zum Abschalten der Zuführung des oszillierenden Stromes an die Leuchtstofflampe bei einem derartigen Auftreten vorgesehen sind.

6. Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungen zur Feststellung des Auftretens eines Betriebs in der Nähe oder unterhalb der Reso­ nanz der Leuchtstofflampe und zum Abschalten der Zuführung des oszillierenden Stroms an die Leuchtstofflampe bei einem derarti­ gen Auftreten vorgesehen sind.

7. Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungen zur Feststellung des Auftretens eines Übertemperaturzustandes der integrierten Schaltung und zur Abschaltung des Zuführung des oszillierenden Stroms an die Leuchtstofflampe bei einem derartigen Auftreten vorgesehen sind.

8. Integrierte Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungen zur Feststellung eines Fehlers der Gleichspannungs-Versorgungsleitungs- oder Wechsel­ spannungsleitungs-Spannung und zum Abschalten der Zufuhr des oszillierenden Stroms an die Leuchtstofflampe bei einem derarti­ gen Auftreten vorgesehen sind.