DE20023992U1

DE20023992U1 - Frequenzumsetzer unter Verwendung eines aperiodischen Überlagerungsoszillatorsignals

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Publication number: DE20023992U1
Application number: DE20023992U
Authority: DE
Original assignee: Sirific Wireless ULC
Current assignee: Icera Canada ULC
Priority date: 1999-09-01
Filing date: 2000-09-01
Publication date: 2008-12-18
Anticipated expiration: 2010-09-02
Also published as: DE20023991U1; ATE386367T1; WO2001017121A1; AU6974100A; ATE387753T1; EP1208651A1; EP1208650B1; DE60038178T2; AU6974300A; US7046980B1; DE60038027D1; CA2381997C; EP1208650A2; DE60038178D1; US6973297B1; CA2281236A1; AU6974200A; CA2381997A1; WO2001017120A3; CA2281236C

Abstract

Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) mit reduziertem Empfängeroszillator-Restsignalanteil, zum Emulieren der Demodulation eines Eingangssignals x(t) mit einem Empfängeroszillatorsignal mit einer Frequenz f, welcher Abwärtswandler umfasst:
einen Synthesizer zum Erzeugen von Mischsignalen φ₁ und φ₂, die sich über die Zeit unregelmäßig ändern, wobei:
φ₁·φ₂ eine erhebliche Leistung bei der Frequenz f des gerade emulierten Empfängeroszillatorsignals aufweist;
weder φ₁ noch φ₂ eine erhebliche Leistung bei der Frequenz f des gerade emulierten Empfängeroszillatorsignals aufweisen; und
die Mischsignale φ₁ und φ₂ ausgelegt sind, um das Empfängeroszillatorsignal mit der Frequenz f in einer Zeitdomänen-Analyse zu emulieren;
einen ersten Mischer (72), der mit dem Synthesizer verbunden ist, um das Eingangssignal x(t) mit dem Mischsignal φ₁ zu mischen, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und
einen zweiten Mischer (74), der mit dem Synthesizer und dem Ausgang des ersten Mischers (72) verbunden ist, um das Signal x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂ zu mischen,...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationen und konkreter auf ein voll integrierbares Gerät für die Abwärtswandlung von Hochfrequenz-(HF-)Signalen mit verringertem Lokaloszillator-(LO-)Streuverlust und 1/f-Rauschen.
Hintergrund der Erfindung
Zum Senden werden in vielen Kommunikationssystemen elektromagnetische Signale zu höheren Frequenzen moduliert, und diese hohen Frequenzen werden danach zu ihrem ursprünglichen Frequenzband zurück demoduliert, wenn sie den Empfänger erreichen. Das ursprüngliche (oder Basisband-)Signal kann zum Beispiel aus Daten, Sprache oder Video bestehen. Diese Basisbandsignale können von Transducern wie Mikrophonen oder Videokameras oder von Rechnern erzeugt oder von einer elektronischen Speichervorrichtung übermittelt werden.
Alle diese Signale werden allgemein als Hochfrequenz-(HF-)Signale bezeichnet, die elektromagnetische Signale sind, d. h. Wellenformen mit elektrischen und magnetischen Eigenschaften innerhalb des normalerweise mit der Fortpflanzung von Hochfrequenzwellen verbundenen elektromagnetischen Spektrums. Das elektromagnetische Spektrum ist herkömmlicherweise in 26 alphabetisch bezeichnete Bänder unterteilt worden, aber die ITU erkennt formal 12 Bänder zwischen 30 Hz und 3000 GHz an. Neue Bänder zwischen 3 THz und 3000 THz werden derzeit für ihre Anerkennung aktiv diskutiert.
Zu verdrahteten Kommunikationssystemen, in denen solche Modulations- und Demodulationstechniken verwendet werden, gehören u. a. Rechnerkommunikationssysteme wie die lokalen Netze (LAN), Richtfunkstrecken und Weitbereichsnetze (WAN) wie das Internet. Diese Netze vermitteln im Allgemeinen Datensignale über elektrische oder faseroptische Kanäle. Drahtlose Kommunikationssysteme, in denen Modulation und Demodulation eingesetzt werden können, sind u. a. AM- und FM-Radio sowie UHF- und VHF-Fernsehen des öffentlichen Sendebetriebs. Zu privaten Kommunikationssystemen können Mobiltelephonnetze, persönliche Funkbenachrichtigungsgeräte, die von Taxidiensten verwendeten HF-Funksysteme, Mikrowellen-Backbon-Netze, unter Verwendung der Bluetooth-Norm miteinander verbundene Haushaltgeräte und Satellitenkommunikationen gezählt werden. Weitere drahtgebundene oder drahtlose Systeme, in denen die HF-Modulation und -Demodulation verwendet wird, wären dem Fachmann bekannt.
Eines der derzeitigen fachlichen Probleme besteht darin, physikalisch kleine und billige Modulations- und Demodulationstechniken und -geräte zu entwickeln, die gute Leistungsmerkmale besitzen. Zum Beispiel ist es für Mobiltelephone wünschenswert, einen Empfänger zu haben, der gänzlich auf einer integrierten Schaltung integriert werden kann.
Mehrere Versuche sind unternommen worden, Kommunikationsempfängerkonstruktionen vollständig zu integrieren, hatten aber nur ein begrenztes Maß von Erfolg. Die meisten HF-Empfänger verwenden die „Superheterodyn"-Topologie, die eine gute Leistung bietet, aber das für moderne drahtlose Systeme erwünschte Integrationsniveau nicht erreicht. Die Superheterodyn-Topologie verlangt typischerweise mindestens zwei Filter hoher Qualität, die mit einer modernen IC-Technologie nicht wirtschaftlich integriert werden können. Es existieren weitere HF-Empfängertopologien wie die Spiegelfrequenz-Unterdrückungsarchitekturen, die gänzlich auf einem Chip integriert werden können, aber in der Gesamtleistung ungenügend sind.
Vorhandene Lösungen und die damit verbundenen Probleme und Einschränkungen werden hierunter zusammengefasst.
1. Superheterodyn
Im Superheterodyn-Empfänger wird ein zweistufiges Frequenzumsetzungsverfahren verwendet, um ein HF-Signal in ein Basisbandsignal umzuwandeln. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen Superheterodyn-Empfängers 10. Die Mischer, die mit MI 12, MI 14 und MQ 16 bezeichnet sind, werden verwendet, um das HF-Signal zu einer Basisbandfrequenz oder einer Zwischenfrequenz (IF) umzusetzen. Die übrigen Komponenten verstärken das verarbeitete Signal und filtern Rauschen heraus.
Das HF-Bandfilter (BPF1) 18 filtert zuerst das von der Antenne 20 kommende Signal (es sei bemerkt, dass dieses Bandfilter 18 auch ein Duplexer sein kann). Ein rauscharmer Verstärker 22 verstärkt dann das gefilterte Antennensignal, wobei die Stärke des HF-Signals erhöht und die Rauschzahl des Empfängers 10 verringert wird. Das Signal wird als Nächstes mit einem weiteren Bandfilter (BPF2) 24 gefiltert, das gewöhnlich als ein Spiegelfrequenz-Unterdrückungsfilter identifiziert wird. Das Signal tritt dann in den Mischer M1 12 ein, der das Signal vom Spiegelfrequenz-Unterdrückungsfilter 24 mit einem durch den Lokaloszillator (LO1) 26 erzeugten periodischen Signal multipliziert. Der Mischer M1 12 empfängt das Signal vom Spiegelfrequenz-Unterdrückungsfilter 24 und setzt es zu einer niedrigeren Frequenz um, die als erste Zwischenfrequenz (IF1) bekannt ist.
Ein Mischer ist allgemein eine Schaltung oder Vorrichtung, der als seine Eingangssignale zwei unterschiedliche Frequenzen aufnimmt und an seinem Ausgang

a) ein Signal, dessen Frequenz die Summe der Frequenzen der Eingangssignale ist;
b) ein Signal, dessen Frequenz die Differenz zwischen den Frequenzen der Eingangssignale ist; und
c) die ursprünglichen Eingangsfrequenzen

Das IF1-Signal wird als Nächstes durch ein Bandfilter (BPF3) 28 gefiltert, das typischerweise als Kanalfilter bezeichnet wird und um die IF1-Frequenz herum zentriert ist, wodurch die obigen Mischersignale (a) und (c) herausfiltriert werden.
Das Signal wird dann durch einen Verstärker (IFA) 30 verstärkt und unter Verwendung der Mischer MI 14 und MQ 16 und orthogonaler Signale, die durch den Lokaloszillator (LO2) 32 und den 90-Grad-Phasenschieber 34 erzeugt werden, in seine Inphasen-(I) und Quadratur-(Q) Komponenten aufgespalten. Mit dem LO2 32 wird ein periodisches Signal erzeugt, das typischerweise auf die IF1-Frequenz abgestimmt ist. Die von den Ausgängen des MI 14 und MQ 16 kommenden Signale befinden sich nunmehr auf dem Basisband, d. h. der Frequenz, bei der sie ursprünglich erzeugt worden waren. Die beiden Signale werden als Nächstes mit Tiefpassfiltern LPFI 36 und LPFQ 38 gefiltert, um die unerwünschten Produkte des Mischprozesses zu beseitigen und Basisband-I- und -Q-Signale zu erzeugen. Die Signale können dann mit den verstärkungsgeregelten Verstärkern AGCI 40 und AGCQ 42 verstärkt und, sofern durch den Empfänger verlangt, über Analog-Digital-Wandler ADI 44 und ADQ 46 digitalisiert werden.
Die Hauptprobleme bei der Superheterodyn-Auslegung sind:

• sie verlangt teure Komponenten außerhalb des Chips, insbesondere Bandfilter 18, 24, 28 und Tiefpassfilter 36, 38;
• die Komponenten außerhalb des Chips verlangen Auslegungskompromisse, die den Stromverbrauch erhöhen und die Systemverstärkung verringern;
• die Spiegelfrequenzunterdrückung wird durch die Komponenten außerhalb des Chips, aber nicht durch die Ziel-Integrationstechnologie begrenzt;
• Isolierung gegenüber digitalem Rauschen kann ein Problem darstellen; und
• sie ist nicht voll integrierbar.

2. Direktumwandlung
Bei Direktumwandlungsarchitekturen werden HF-Signale in einem einzigen Schritt zu Basisbandsignalen demoduliert, indem das HF-Signal mit einem Lokaloszillatorsignal auf der Trägerfrequenz gemischt wird. Daher gibt es keine Spiegelfrequenz and keine Spiegelfrequenzkomponenten, die das Signal verfälschen könnten. Direktumwandlungsempfänger bieten ein hohes Niveau an Integrierbarkeit, aber haben auch einige wichtige Probleme. Daher haben sich Direktumwandlungsempfänger bisher nur für Nachrichtenübermittlungsformate als nützlich erwiesen, die nach der Umwandlung zum Basisband keine beträchtliche Signalenergie in Gleichstromnähe einsetzen.
Ein typischer Direktumwandlungsempfänger wird in 2 gezeigt. Das HF-Bandfilter (BPF1) 18 filtert zuerst das von der Antenne 20 kommende Signal (dieses Bandfilter 18 kann auch ein Duplexer sein). Ein rauscharmer Verstärker 22 wird dann verwendet, um das gefilterte Antennensignal zu verstärken, wobei die Stärke des HF-Signals erhöht und die Rauschzahl des Empfängers 10 verringert wird.
Das Signal wird dann unter Verwendung der Mischer MI 14 und MQ 16 und orthogonaler Signale, die durch den Lokaloszillator (LO2) 32 und den 90-Grad-Phasenschieber 34 erzeugt werden, in seine Quadraturkomponenten aufgespalten. Mit dem LO2 32 wird ein periodisches Signal erzeugt, das nicht, wie im Falle des Superheterodyn-Empfängers, auf eine IF-Frequenz abgestimmt wird, sondern auf die gewünschte, hereinkommende Frequenz. Die von den Ausgängen des MI 14 und MQ 16 kommenden Signale befinden sich nunmehr auf dem Basisband, d. h. der Frequenz, bei der sie ursprünglich erzeugt worden waren. Die beiden Signale werden als Nächstes mit Tiefpassfiltern LPFI 36 und LPFQ 38 gefiltert, mit verstärkungsgeregelten Verstärkern AGCI 40 und AGCQ 42 verstärkt und über Analog-Digital-Wandler ADI 44 und ADQ 46 digitalisiert.
Direktumwandlungs-HF-Empfänger haben gegenüber Superheterodyn-Systemen bei den Kosten, der Leistung und dem Integrationsniveau mehrere Vorteile, es gibt aber auch mehrere ernste Probleme bei der Direktumwandlung. Zu diesen Problemen gehören:

• Rauschen in der Nähe des Basisbandes (d. h. 1/f-Rauschen), wodurch das erwünschte Signal verfälscht wird;
• Lokaloszillator-(LO-)Streuverluste im HF-Pfad, die Gleichstrom-Offsets erzeugen. Da die LO-Frequenz die gleiche wie die des hereinkommenden, zu demodulierenden Signals ist, werden Streuverluste des LO-Signals auf der Antennenseite des Mischers auch zur Ausgangsseite hindurchgehen;
• die Lokaloszillator-Streuverluste in den HF-Pfad verursachen eine Desensibilisierung. Die Desensibilisierung ist die Verringerung der erwünschten Signalverstärkung, die sich aus dem Ansprechen des Empfängers auf ein unerwünschtes Signal ergibt. Die Verringerung der Verstärkung wird allgemein durch eine Überlastung eines Empfängerabschnitts wie z. B. der AGC-Schaltungen hervorgerufen, was zu einer Unterdrückung des erwünschten Signals führt, weil der Empfänger nicht mehr linear auf inkrementelle Änderungen der Eingangsspannung reagiert.
• Rauschen, das den integrierten Schaltungen der gemischten Signale innewohnt, verfälscht das erwünschte Signal;
• große Kondensatoren auf dem Chip sind erforderlich, um unerwünschtes Rauschen sowie Signalenergie in Gleichstromnähe zu beseitigen, was die Integrierbarkeit verteuert. Diese Kondensatoren werden typischerweise zwischen die Mischer und die Tiefpassfilter platziert; und
• wegen der Ungenauigkeiten im 90-Grad-Phasenschieber werden Fehler in den Quadratursignalen erzeugt.

3. Spiegelfrequenz-Unterdrückungsarchitekturen
Es existieren mehrere Spiegelfrequenz-Unterdrückungsarchitekturen, wobei die Hartley-Spiegelfrequenz-Unterdrückungsarchitektur und die Weaver-Spiegelfrequenz-Unterdrückungsarchitektur die bekanntesten sind. Es gibt andere Auslegungen, aber sie beruhen allgemein auf diesen beiden Architekturen, während in einigen Verfahren Mehrphasenfilter verwendet werden, um Spiegelfrequenz-Komponenten zu annullieren.
Allgemein werden entweder genaue Signalphasenverschiebungen oder eine genaue Erzeugung von Quadratur-Lokaloszillatoren in diesen Architekturen verwendet, um die Spiegelfrequenzen zu annullieren. Der Betrag der Spiegelfrequenzannullierung hängt direkt vom Grad der Genauigkeit ab, mit dem die Phasenverschiebung oder die Quadratur-Lokaloszillatorsignale erzeugt werden.
Obwohl die Integrierbarkeit dieser Architekturen hoch ist, ist wegen der erforderlichen Genauigkeit bei den Phasenverschiebungen und den Quadraturoszillatoren ihre Leistung verhältnismäßig schwach. Diese Architektur ist für Dualmode-Empfänger auf einem einzigen Chip verwendet worden.
4. Near-zero-IF-Wandlung
Diese Empfänger-Architektur ist der Direktumwandlungsarchitektur ähnlich, indem das HF-Band in einem einzigen Schritt nahe an das Basisband herangebracht wird. Das erwünschte Signal wird aber nicht genau auf das Basisband gebracht, und daher wird das Signal nicht durch Gleichstrom-Offsets und 1/f-Rauschen verfälscht. Spiegelfrequenzen sind wiederum wie bei der Superheterodyn-Architektur ein Problem.
Weitere, bei den Near-zero-IF-Architekturen angetroffene Probleme sind u. a.:

• der Bedarf an sehr genauen Quadratur-Lokaloszillatoren; und
• der Bedarf an mehreren abgeglichenen Signalpfaden für die Spiegelfrequenz-Annullierung.

5. Subsampling-Abwärtswandlung
In diesem Verfahren einer Signal-Abwärtswandlung wird Subsampling des HF-Signals verwendet, um die Frequenzumsetzung zu bewirken. Obwohl das mit dieser Technik mögliche Niveau der Integration unter den bisher diskutierten am höchsten ist, leidet das Verfahren der Subsampling-Abwärtswandlung an zwei hauptsächlichen Nachteilen:

• das Subsampling des HF-Signals bewirkt ein Aliasing von unerwünschter Rauschleistung zu Gleichstrom. Die Abtastung mit einem Faktor von m verstärkt die heruntergewandelte Rauschleistung des Abtastkreises um einen Faktor von 2 m; und
• Subsampling verstärkt auch die Auswirkung von Rauschen im Abtasttakt. Die Taktphasen-Rauschleistung wird nämlich bei Abtastung mit einem Faktor von m um m² erhöht.

6. Weitere Systeme
Drei weitere, verwandte HF-Modulationssysteme werden in der PCT-Patentanmeldung Nr. PCT/US 95/08019 von Honeywell, dem US-Patent der Serien-Nr. 5 390 346, das an Marz erteilt wurde, und der Patentanmeldung Nr. 97 19224.9 von GEC Marconi, die als GB 2 329 085 A veröffentlicht wurde, beschrieben.
In der Patentanmeldung Nr. PCT/US 95/08019 von Honeywell wird eine Demodulationstopologie beschrieben, die eine Erweiterung früherer Superheterodyn-Auslegungen ist. Diese Auslegung verwirft angeblich „Stör"signale, die auf Seite 1, Zeilen 26 bis 32, und noch einmal auf Seite 6, Zeilen 17 bis 26, unter Bezugnahme auf ein konkretes Beispiel definiert werden: wenn ein 90-MHz-LO-Signal verwendet wird, um ein gewünschtes 80-MHz-Signal zu demodulieren und ein 100-MHz-„Stör"signal im Signalpfad vorhanden ist, dann werden das gewünschte Signal und das Störsignal beide auf 10 MHz demoduliert. Honeywell erklärt, dass es im Allgemeinen nicht möglich ist, diese beiden Signale voneinander zu trennen, da sie bei 10 MHz einander überlappen.
Honeywell schlägt eine zweistufige Mischtopologie vor, die das gewünschte Signal demoduliert, aber dieses Störsignal angeblich unterdrückt. Dies erfolgt, indem zwei Lokaloszillatoren (LO) verwendet werden, die man in einer typischen Superheterodyn- Topologie antreffen würde, ausser dass die beiden LO-Signale mit dem gleichen Spreizspektrum-(SS-)muster moduliert werden, ehe sie mit dem Eingangssignal gemischt werden.
Sie argumentiert, dass das gewünschte 80-MHz-Signal durch den ersten SS-LO kodiert und dann durch den zweiten dekodiert wird. Sie argumentiert ferner, dass die 100 MHz durch den zweiten SS-LO nicht richtig dekodiert werden, so dass dieses Signal einfach als Rauschen am Ausgang verbleibt (Zeilen 20–21 auf Seite 6 lauten: „In anderen Worten wird das gewünschte Signal korrekt in der Bandbreite gespreizt, aber das unerwünschte Signal wird es nicht." In Zeilen 25–26 auf Seite 6 bemerkt Honeywell dann: „... das gewünschte Signal kann wiedergewonnen werden, da es anders als das unerwünschte Signal gespreizt worden ist.").
Die Honeywell-Auslegung tut nichts, um das Rauschen zu unterdrücken, das am Eingang zum ersten Mischer ankommt, gleichviel ob es ein Störsignal, ein Lokaloszillator-Streusignal oder irgendein anderes Signal ist. Jedes am Eingang zum ersten Mischer empfangene Signal wird durch das erste SS-Signal kodiert und dann durch das zweite SS-Signal dekodiert; gleichzeitig wird es durch die beiden LO-Signale auf den beiden Mischern abwärts gewandelt.
Das US-Patent mit der Serien-Nr. 5 390 346, das Marz erteilt wurde, beschreibt eine zweistufige Superheterodyn-Topologie, in der zwei Lokaloszillatorsignale mit programmierbaren Breitband-Synthesizern erzeugt werden. Marz argumentiert, dass es erwünscht ist, mittels großer Änderungen in den Frequenzen der beiden Mischsignale kleine Veränderungen in der Ausgangsfrequenz des Abwärtswandlers zu erzielen. Ein solches System verlangt komplizierte und teure Filter und LO-Synthesizer und könnte nicht voll integriert werden. Ebenso geschieht im Marz-System nichts, um die Probleme der LO-Streuverluste in der Abwärtswandlung anzusprechen.
Die Patentanmeldung Nr. 97 19224.9 von GEC Marconi beschreibt einen HF-Senderverstärker, der Rückkopplungsschleifen verwendet, um Gleichstrom-Offsets zu verringern. Die allgemeine Auslegung ist aber den in der Auslegung von Abwärtswandlern angetroffenen völlig fremd. Des Weiteren sind die mit den Rückkopplungsschleifen des Patents von GEC Marconi verarbeiteten und manipulierten Signale völlig andere als diejenigen, die man in der Auslegung einer Abwärtswandlungsschaltung antreffen würde. Daher besteht ein Bedürfnis nach einem Gerät zur Demodulierung von HF-Signalen, das die gewünschte Integrierbarkeit gleichzeitig mit guter Leistung zulässt.
Zusammenfassung der Erfindung
Daher besteht ein Ziel der Erfindung darin, ein neuartiges System der Modulation zur Verfügung zu stellen, das wenigstens einen der Nachteile des Standes der Technik beseitigt bzw. lindert.
Einem Aspekt der Erfindung zufolge wird ein Hochfrequenz-(HF-)Abwärtswandler mit verringerten Lokaloszillatorstreuverlusten für die Emulation der Demodulation eines Eingangssignals x(t) mit einem Lokaloszillatorsignal der Frequenz f zur Verfügung gestellt, wobei der Abwärtswandler umfasst:
einen Synthesizer zur Erzeugung von Mischsignalen φ₁ und φ₂, die sich über die Zeit unregelmäßig verändern, wobei
φ₁·φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt;
weder φ₁ noch φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt; und
die Mischsignale φ₁ und φ₂ dafür ausgelegt werden, das Lokaloszillatorsignal der Frequenz f in einer Zeitbereichsanalyse zu emulieren;
einen ersten, zum Mischen des Eingangssignals x(t) mit dem Mischsignal φ₁ an den Synthesizer angeschlossenen Mischer, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und
einen zweiten, zum Mischen des Signals x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂ an den Synthesizer und an den Ausgang des ersten Mischers angeschlossenen Mischer, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ die Modulation des Eingangssignals x(t) mit dem Lokaloszillatorsignal der Frequenz f emuliert, dadurch gekennzeichnet, dass
der Synthesizer nur eine einzige Zeitbasis verwendet, um beide Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und weitere Merkmale der Erfindung werden deutlicher aus der folgenden Beschreibung hervorgehen, in der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen
1 ein Blockdiagramm eines fachbekannten Superheterodyn-Systems vorstellt;
2 ein Blockdiagramm eines fachbekannten Direktumwandlungs- oder Homodyn-Systems vorstellt;
3(a) ein Blockdiagramm einer allgemeinen Implementierung der Erfindung vorstellt;
3(b) beispielhafte Mischer-Eingangssignalfunktionen φ₁ und φ₂ vorstellt, deren Amplituden als Funktionen der Zeit aufgetragen sind;
4 ein Blockdiagramm der Quadraturdemodulation in einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt;
5 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der eine Fehlerkorrektur durch Messung des Leistungsbetrages beim Basisband eingesetzt wird;
6 ein Blockdiagramm eines Empfängers in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung vorstellt;
7 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der ein zwischen Mischer M1 und M2 platziertes Filter eingesetzt wird; und
8 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der N Mischer und N Mischsignale eingesetzt werden.
Eingehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung
Eine Vorrichtung, die auf die oben umrissenen Ziele gerichtet ist, wird als ein Blockdiagramm in 3(a) vorgestellt. Diese Figur stellt eine Demodulatortopographie 70 vor, in der ein Eingangssignal x(t) mit Signalen gemischt wird, die im Zeitbereich (TD) unregelmäßig sind und die gewünschte Demodulation zustande bringen. Ein virtueller Lokaloszillator (VLO) wird erzeugt, indem unter Verwendung von zwei Mischern M1 72 und M2 74 zwei Funktionen (als φ₁ und φ₂ bezeichnet) im Signalpfad des Eingangssignals x(t) miteinander multipliziert werden. Die in dieser Erfindung beschriebenen Mischer sollten die typischen Eigenschaften von Mischern des Standes der Technik besitzen, d. h. hätten eine mit ihnen verbundene Rauschzahl, Linearitätsreaktion und Mischverstärkung. Die Auswahl und Auslegung dieser Mischer sollte den fachbekannten Normen folgen und könnte z. B. aus Gegentakt-Doppelmischern bestehen. Obwohl diese Figur andeutet, dass verschiedene Elemente in einer analogen Form realisiert sind, können sie aber in digitaler Form realisiert werden.
Die beiden zeitveränderlichen Funktionen φ₁ und φ₂, aus denen das Signal des virtuellen Lokaloszillators (VLO) besteht, haben die Eigenschaft, dass ihr Produkt gleich dem emulierten Lokaloszillator (LO) ist, während aber keines der beiden Signale bei der Frequenz des emulierten Lokaloszillators einen signifikanten Leistungspegel besitzt. Im Ergebnis erfolgt die gewünschte Demodulation, aber es gibt kein LO-Signal, das in den HF-Pfad streuen könnte. 3b veranschaulicht mögliche Funktionen für φ₁ und φ₂.
Um die Streuung von LO-Leistung in das HF-Signal wie im Falle von Direktumwandlungs-Empfängern zu minimieren, sind die bevorzugten Kriterien für die Auswahl der Funktionen φ₁ und φ₂ wie folgt:

(i) dass φ₁ und φ₂ bei der Trägerfrequenz keinen signifikanten Leistungsbetrag besitzen. Das heißt, dass der bei der Trägerfrequenz erzeugte Leistungsbetrag die Gesamtleistung des Empfängersystems nicht in signifikanter Weise beeinflussen sollte,
(ii) dass die für die Erzeugung von φ₁ und φ₂ erforderlichen Signale bei der HF-Trägerfrequenz keinen signifikanten Leistungsbetrag besitzen sollten; und
(iii) wenn x(t) ein HF-Signal ist, φ₁ φ₁ φ₂ keinen signifikanten Leistungsbetrag innerhalb der Bandbreite des HF-Signals im Basisband besitzen sollte.

Durch Bedingungen (i) und (ii) wird gewährleistet, dass im System kein signifikanter Leistungsbetrag bei den Trägerfrequenzen erzeugt wird, der ein gleiches LO-Streuverlustproblem verursachen würde, wie es bei den herkömmlichen Topologien der Direktumwandlung zu finden ist. Bedingung (iii) gewährleistet, dass φ₁ kein Signal innerhalb des Basisbandsignals am Ausgang erzeugt, selbst wenn es in den Eingangsport streut.
Verschiedene Funktionen können die oben gestellten Bedingungen erfüllen, und mehrere davon werden im Folgenden beschrieben, aber es sollte für einen Fachmann klar sein, dass auch weitere, ähnliche Signalpaare erzeugt werden können. Allgemein können diese Signale zufallsbedingte, pseudozufallsbedingte, periodische Zeitfunktionen oder digitale Wellenformen sein. Statt zwei Signale zu verwenden, wie oben aufgezeigt, können ebenso auch Gruppen von drei oder mehr Signalen verwendet werden (eine zusätzliche Beschreibung dafür wird hierunter gegeben).
Für einen Fachmann wäre es auch klar, dass TD-Signale erzeugt werden können, die die Vorteile der Erfindung in größerem oder kleinerem Ausmaß bieten. Während es unter bestimmten Umständen möglich ist, fast keine Streuverluste zu haben, kann es unter anderen Umständen annehmbar sein, virtuelle LO-Signale einzubauen, die noch einen Grad von LO-Streuverlust zulassen.
Es ist auch wichtig zu bemerken, dass zur Verringerung des 1/f-Rauschens, das gemeinhin in Direktumwandlungsempfängern zu finden ist, die signifikanten Frequenzkomponenten von φ₂ bei einer niedrigeren Frequenz liegen sollten als die Frequenzkomponenten der Funktion φ₁.
Die Topologie der Erfindung ist der einer Direktumwandlung ähnlich, aber liefert einen grundsätzlichen Vorteil, nämlich eine minimale Streuung eines Lokaloszillator-(LO)Signals in das HF-Band. Die Topologie liefert auch technische Vorteile gegenüber Doppelwandlungstopologien wie den Superheterodyn-Systemen:

• sie eliminiert die Notwendigkeit, einen zweiten LO und verschiedene Filter zu haben; und
• sie besitzt ein höheres Integrationsniveau, da die für sie erforderlichen Komponenten leicht auf eine integrierte Schaltung aufgebracht werden können.

Obwohl die grundsätzliche Implementierung der Erfindung Fehler bei der Erzeugung des virtuellen Lokaloszillators (VLO) hervorbringen kann, sind Lösungen für dieses Problem verfügbar und werden hierunter beschrieben.
Die Erfindung liefert die Basis für einen voll integrierten Kommunikationsempfänger. Steigende Integrationsniveaus sind seit Einführung der integrierten Schaltung die Triebkraft in Richtung auf niedrigere Kosten, ein höheres Volumen, eine höhere Zuverlässigkeit sowie eine geringere Leistungsaufnahme der Verbraucherelektronik gewesen. Diese Erfindung ermöglicht es, dass Kommunikationsempfänger der gleichen Integrationsroute folgen, die für andere Verbraucherelektronikerzeugnisse Nutzen gebracht hat.
Konkret sind Vorteile aus der Perspektive von Herstellern bei Einbau der Erfindung in ein Erzeugnis u. a. die folgenden:

1. signifikante Kostenersparnisse wegen der verringerten Teilezahl einer integrierten Vorrichtung. Eine verringerte Teilezahl senkt die Kosten für Lagersteuerung, die mit der Lagerhaltung von Komponenten verbundenen Kosten und die Anzahl der Arbeitskräfte, die sich mit größeren Teilezahlen befassen;
2. signifikante Kostenersparnisse wegen der verringerten Fertigungskomplexität. Eine verringerte Komplexität senkt die Produkteinführungszeit, die Kosten für die Ausrüstung zur Fertigung des Erzeugnisses, die Kosten für Tests und die Korrektur von Mängeln sowie die zeitlichen Verzögerungen, die durch Fehler und Probleme am Montageband verursacht werden;
3. verringerte Konstruktionskosten auf Grund der vereinfachten Architektur. Die vereinfachte Architektur führt zu einer kürzeren Konstruktionszeit beim ersten Durchgang und zu einer kürzeren Zeit für den gesamten Konstruktionszyklus, da eine vereinfachte Auslegung die Anzahl der für die Konstruktion erforderlichen Iterationen senkt;
4. signifikante Platzersparnisse und verbesserte Herstellbarkeit wegen der hohen Integrierbarkeit und der sich daraus ergebenden Verringerung beim Formfaktor (der physikalischen Größe) des Erzeugnisses. Das bedeutet sehr große Ersparnisse im Verlauf des gesamten Herstellungsprozesses, da kleinere Standflächen der Vorrichtung eine Herstellung der Erzeugnisse mit weniger Material ermöglichen, z. B. weniger Substrat für die gedruckte Schaltung, kleinere Produktumhüllung und kleinere Endverpackung des Erzeugnisses;
5. die Vereinfachung und Integrierbarkeit der Erfindung ergibt Erzeugnisse mit höherer Zuverlässigkeit, größerer Ausbeute, geringerer Komplexität, längerer Lebensdauer und größerer Robustheit;
6. wegen der vorerwähnten Kostenersparnisse ermöglicht die Erfindung die Schaffung von Erzeugnissen, die sonst wirtschaftlich nicht machbar wären.

Somit bietet die Erfindung dem Hersteller einen signifikanten Wettbewerbsvorteil.
Aus der Perspektive des Verbrauchers bietet die Erfindung u. a. die folgenden Marktvorteile:

1. geringere Kosten der Erzeugnisse auf Grund der niedrigeren Herstellungskosten;
2. höhere Zuverlässigkeit, da höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen Erzeugnisse bedeuten, die gegenüber einer Beschädigung durch Stoss, Vibrationen und mechanische Belastung weniger empfindlich sind;
3. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten eine längere Lebensdauer der Erzeugnisse:
4. geringere Leistungsaufnahme und daher geringere Betriebskosten;
5. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten ein geringeres Gewicht des Erzeugnisses;
6. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten physisch kleinere Erzeugnisse; und
7. Schaffung neuer wirtschaftlicher Erzeugnisse.

Die vorliegende Erfindung betrifft die direkte Umsetzung eines HF-Signals in ein Basisband und insbesondere die Lösung des Problems einer LO-Streuung und der Probleme des 1/f-Rauschens, die dem derzeitigen Stand der Technik anhaften. Die Erfindung ermöglicht es, einen HF-Empfänger ohne Verwendung externer Filter gänzlich auf einem einzigen Chip zu integrieren. Des Weiteren kann der HF-Empfänger als ein Mehrfachnorm-Empfänger verwendet werden. Beschreibungen solcher beispielhafter Ausführungsformen folgen.
In vielen Modulationsschemata ist es notwendig, sowohl die I- als auch die Q-Komponente des Eingangssignals zu demodulieren, was einen Demodulator 80 verlangt, wie er im Blockdiagramm von 4 vorgestellt wird. In diesem Falle müssten vier Demodulationsfunktionen erzeugt werden: φ_1I, die gegenüber φ_1Q um 90° phasenverschoben ist; und φ_2I, die gegenüber φ_2Q um 90° phasenverschoben ist. Die Paarung von φ_1I und φ_2I muss die oben aufgeführten Auswahlkriterien für die Funktionen erfüllen, ebenso die Paarung von φ_1Q und φ_2Q. Die Mischer 82, 84, 86, 88 sind Standardmischer, wie sie im Fach bekannt sind.
Wie in 4 gezeigt, empfängt der Mischer M1I 82 das Eingangssignal x(t) und demoduliert es mit φ_1I, danach moduliert der Mischer M2I 84 das Signal x(t) φ_1I mit φ_2I, um die Inphasen-Komponente des Eingangssignals im Basisband zu liefern, d. h. x(t) φ_1I φ_2I. Ein komplementärer Prozess läuft auf der Quadraturseite des Demodulators ab, wo der Mischer M1Q 86 das Eingangssignal x(t) empfängt und es mit φ_1Q demoduliert, wonach der Mischer M2Q 88 das Signal x(t) φ_1Q mit φ_2Q demoduliert, um die Quadraturphasenkomponente des Eingangssignals im Basisband zu liefern, d. h. x(t) φ_1Q φ_2Q. Die Erzeugung geeigneter Signale φ_1I, φ_2I, φ_1Q und φ_2Q wäre einem Fachmann aus den hier gegebenen Lehren klar.
In der obigen Analyse sind Gleichlauffehler vernachlässigt worden, die bei der Konstruktion des VLO entstehen würden (Gleichlauffehler können in der Gestalt einer Verzögerung oder mangelnden Übereinstimmung bei den Anstiegs- und Abfallzeiten vorliegen). In der folgenden Analyse werden nur Verzögerungen betrachtet, aber die gleiche Analyse kann auf Anstiegs- und Abfallzeiten angewendet werden. Der wirkliche VLO, der erzeugt wird, kann geschrieben werden als VLOa = VLOi + εVLO(t), (1)wo VLO_a der erzeugte, wirkliche VLO und VLO_i der ideale VLO ohne Gleichlauffehler ist, während ε_VLO(t) den wegen der Gleichlauffehler auftretenden Fehler absorbiert. Daher wird das Ausgangssignal der virtuellen LO-Topologie, das als y(t) bezeichnet wird, zu y(t) = x(t) × [VLOi + εVLO(t)]. (2)
Das Glied x(t) VLO_i ist das gewünschte Glied, während x(t) ε_VLO(t) ein Glied ist, das Aliasing-Leistung in das gewünschte Signal einbringt. Das Glied ε_VLO(t) kann man auch als ein Glied betrachten, durch das das Grundrauschen des VLO angehoben wird. Dieses Glied würde Aliasing innerhalb des Bandes mit einer Leistung in der Größenordnung von
verursachen, was unter Annahme des schlimmsten Falles direkt mit der Bandbreite des HF-Signals, geteilt durch die Einheits-Stromverstärkungsfrequenz der IC-Technologie, in der es implementiert ist, in Beziehung steht. Dies kann ein ernstes Problem in einigen Anwendungen sein. Durch sorgfältige Auswahl von φ₁ und φ₂ und durch Anordnung eines geeigneten Filters am Eingang des Aufbaus kann der Betrag der Aliasing-Leistung signifikant verringert werden, obwohl er wegen der Gleichlauffehler niemals vollständig eliminiert werden kann.
Es gibt verschiedene Möglichkeiten, wie man den Betrag der Aliasing-Leistung weiter verringern könnte, zum Beispiel durch Verwendung einer geschlossenen Schleifenkonfiguration, wie sie unten beschrieben wird. Das Glied x(t) ε_VLO(t) enthält zwei Glieder am Basisband:

(i) die Aliasing-Leistung P_a und
(ii) die Leistung des gewünschten Signals, aber mit einer Verringerung des Leistungsniveaus, die in der Größenordnung des Verzögerungsfehlers P_wε liegt.

Daher kann die Gesamtleistung am Basisband (die als P_M bezeichnet wird) in die drei Komponenten

(i) Leistung des gewünschten Signals, P_w,
(ii) Leistung der Aliasing-Glieder, P_a, und
(iii) Leistung des gewünschten Signals, die aus dem Glied P_wε entsteht (diese Leistung kann sowohl positiv als auch negativ sein)

PM = Pw + Pwε(τ) + Pa(τ). (3)

Man bemerke, dass P_wε und P_a Funktionen der Verzögerung τ sind. Da |P_w| >> |P_wε|, so wird (3) zu PM = Pw + Pa(τ). (4)
Wenn die Leistung P_M gemessen und τ zeitlich angepasst wird, so kann man das Glied P_a zu null (oder einen Wert nahe null) reduzieren. Mathematisch kann dies erfolgen, wenn die Steigung von P_M gegenüber der Verzögerung τ null gesetzt wird, d. h.:
Ein Systemdiagramm dieser Prozedur ist in 5 veranschaulicht (eine genauere Beschreibung wird im folgenden Absatz geliefert). Das Schema für die Leistungsmessung und die Blöcke von Elementen, die erforderlich sind, um zu erkennen, wann
können innerhalb einer digitalen Signalverarbeitungseinheit (DSP) realisiert werden. Ebenfalls veranschaulicht in 5 ist eine visuelle Darstellung der gemessenen Leistung gegen die Verzögerung, durch die ein Optimum identifiziert wird, wo
Im Blockdiagramm von 5 wird das HF-Signal zuerst durch die Mischer M1 72 und M2 74 mit den Signalen φ₁ bzw. φ₂ multipliziert. Als Nächstes wird das Signal mit einem Tiefpassfilter (LPF) 102 gefiltert, das verwendet wird, um die Leistung außerhalb des Bandes zu verringern, die nachfolgende Elemente veranlassen könnte, das gewünschte Signal in seiner Verstärkung zu komprimieren oder es zu verzerren. Die Auslegung dieses LPF 102, das auch ein Bandfilter sein kann, hängt von der Bandbreite des gewünschten Signals ab. Jeglicher Gleichstrom-Offset wird danach mit einer fachbekannten Technik eliminiert, z. B. einem Summierglied 104 und einer geeigneten Gleichstrom-Offsetquelle 105. Das Signal wird dann mit LPF2 106 gefiltert, was eine weitere Filterung des Basisbandsignals liefert. Die Auslegung dieses Filters hängt von den Systemvorgaben und den Kompromissen in der Auslegung des Systems ab. Das Signal wird dann unter Verwendung automatischer Verstärkungsregelungselemente (AGC) 108 verstärkt, die einen signifikanten Verstärkungsbetrag zum gefilterten Basisbandsignal liefern. Die Auslegung der ACG 108 hängt von den Systemvorgaben und den Kompromissen in der Auslegung des Systems ab. Die physische Reihenfolge (d. h. Anordnung) der beiden LPF 102, 106, der Gleichstromoffset-Korrektur 104 und der Verstärkungssteuerungselemente 108 kann bis zu einem gewissen Grade angepasst werden. Solche Modifikationen wären für einen Fachmann offensichtlich.
Die Leistung des Basisbandsignals wird dann mit der Leistungsmesseinheit 110 gemessen. Die Leistung wird bezüglich der Verzögerung, die zum Signal φ₂ addiert wurde, durch Einsatz des Detektors 112 von
und der Verzögerungssteuereinheit 114, die die Quelle 116 des Signals φ₂ manipuliert, minimiert. Allgemein kann die Leistung bezüglich der Anstiegszeit von φ₂ oder einer Kombination von Verzögerung und Anstiegszeit minimiert werden. Weiter kann die Leistung bezüglich der Verzögerung, der Anstiegszeit oder sowohl der Verzögerung als auch der Anstiegszeit des Signals φ₁ oder beider Signale φ₁ und φ₂ minimiert werden.
Einem Fachmann wäre es klar, dass in bestimmten Anwendungen statt der Leistung auch der Strom oder die Spannung gemessen werden können. Ebenso kann die Phasenverzögerung von φ₁ und/oder φ₂ modifiziert werden, um den Fehler zu minimieren.
Es wird bevorzugt, dass diese Leistungsmessung 110 und -erkennung 112 mit einer digitalen Signalverarbeitungseinheit (DSP) 118 erfolgt, nachdem das Basisbandsignal mit einem Analog-Digital-Wandler digitalisiert worden ist, sie kann aber auch mit getrennten oder mit Analogkomponenten erfolgen.
6 stellt ein vollständiges Systemblockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform des gleichlauf-korrigierten Geräts 130 der Erfindung vor, das die Inphasen- und Quadraturkomponenten des Eingangssignals handhabt. Obwohl die Figur nahelegt, dass Analogkomponenten verwendet werden, können sie auch in digitaler Gestalt implementiert werden.
Das Frontend, das das gefilterte und verstärkte Basisbandsignal erzeugt, ist das gleiche wie das von 5, außer dass zwei Kanäle verwendet werden, einer für die Inphasen-Komponente und einer für die Quadraturkomponente wie in 4. Daher entsprechen die Komponenten 132, 134, 136, 138, 140 und 142 von 6 den Komponenten 72, 74, 102, 104, 106 bzw. 108 von 5. Die Eingangssignale dieser Komponenten unterscheiden sich geringfügig, da von den Komponenten von 6 verlangt wird, dass sie für die Inphasen-Komponente des Eingangssignals geeignet sind. Zum Beispiel ist das Eingangssignal zum Mischer 132 ein geeignetes Inphasen-Signal φ_1I wie auch das in den Mischer M1I 82 von 4 eingegebene, und das Eingangssignal zum Mischer 134 ist ein geeignetes Inphasen-Signal φ_2I ähnlich dem in den Mischer M2I 84 von 4 eingegebenen, das mit der Technik von 5 für die Verzögerung korrigiert worden ist. Eine Beschreibung von Komponenten für die Erzeugung dieser beiden Eingangssignale folgt hierunter.
Zwei zusätzliche Unterschiede zwischen dem Frontend der bevorzugten Ausführungsform von 6 und anderen hier beschriebenen Ausführungsformen sind:

• die Erzeugung des Gleichstrom-Offsetsignals für das Summierglied unter Verwendung des DSP 144 und eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) 150 (vgl. das Gleichstrom-Offset-Summierglied 104 und die Gleichstrom-Offsetquelle 105 von 5); und
• die Hinzufügung eines dritten Tiefpassfilters LPF3I 146, dem Ent-Aliasing-Filter für den darauf folgenden Analog-Digital-Wandler (ADC) 148. Die Auslegung dieses LPF3I 146 hängt von den Systemvorgaben und der Auslegung ab.

Die Auslegung des Frontends für die Quadraturphase des Eingangssignals folgt in der gleichen Weise mit den Komponenten 152, 154, 156, 158, 160, 162, 164, 166 und 168, die zu den Komponenten 132, 134, 136, 138, 140, 142, 146, 148 bzw. 150 komplementär sind. Die Eingangssignale dieser Komponenten sind auch Quadraturphasen-Ergänzungen zu den Inphasen-Signaleingängen.
Es wird bevorzugt, die Eingangssignale für die vier Mischer 132, 134, 152, 154 in der in 6 vorgestellten Weise zu erzeugen. Konkret erzeugt der Block 170 für die Erzeugung von φ_1I und φ_1Q die Signale φ_1I und φ_1Q, während der Block 172 für die Erzeugung von φ_2I und φ_2Q die Signale φ_2I und φ_2Q erzeugt. Der Eingang für diese Erzeugungsblöcke 170, 172 ist ein Oszillator, der bei der Frequenz des HF-Signals keinen signifikanten Betrag an Signalleistung besitzt. Die Konstruktion der für diese Komponenten erforderlichen Logik wäre aus der hier gegebenen Beschreibung für einen Fachmann offensichtlich, insbesondere bei Bezugnahme auf 3. Solche Signale können mit elementaren Logikgattern, vor Ort programmierbaren Gate-Arrays (FPGA), Festwertspeichern (ROM), Mikrocontrollern oder anderen fachbekannten Vorrichtungen erzeugt werden. Eine weitergehende Beschreibung und weitere Mittel für die Erzeugung solcher Signale werden in der mithängigen Patentanmeldung, Seriennummer PCT/CA 00/00996 unter dem Patentzusammenarbeitsvertrag, vorgestellt.
Es sei bemerkt, dass die Ausgangssignale des Erzeugungsblocks 170 für φ_1I und φ_1Q direkt zu den Mischern 132 und 152 sowie auch zum Block 174 für die Verzögerung und Korrektur der Taktflanke gehen, der die Signale φ_2I und φ_2Q korrigiert. Der Block 174 für die Verzögerung und Korrektur der Taktflanke empfängt ferner auch die I- und Q-Ausgangssteuersignale vom DSP 144, die durch DAC 176 und 178 digitalisiert und in Blöcken 180 und 182 zeitlich korrigiert werden. Die Korrekturblöcke 180 und 182 modifizieren die digitalisierten Signale von den DAC 176 und 178 wie erforderlich, um für den Block 174 für die Verzögerung und Korrektur der Taktflanke geeignet zu sein. Ferner kann eine Verbindung zwischen dem Block 170 für die Erzeugung von φ_1I und φ_1Q und dem Block 172 für die Erzeugung von φ_2I und φ_2Q bestehen, die erforderlich sein kann, wenn Signale φ_1I und φ_1Q unter Verwendung der Signale φ_2I und φ_2Q erzeugt werden. Natürlich kann diese Steuerleitung auch in der entgegengesetzten Richtung verlaufen.
Im beispielhaften System von 6 erfolgt die Berechnung der Leistung in der DPS-Einheit, und ein Korrektursignal wird erzeugt. Das Verfahren für die Korrektur des Fehlers im LO-Signal ist unter Bezugnahme auf 5 beschrieben worden.
Eine Variation der grundlegenden Struktur in 3a besteht darin, ein Filter 190 zwischen die beiden Mischer 72, 74 einzufügen, wie im Blockdiagramm von 7 gezeigt, um unerwünschte Signale zu entfernen, die zum Ausgangsport übermittelt werden. Dieses Filter 190 kann je nach den Empfängererfordernissen ein Tiefpass-, Hochpass- oder Bandfilter sein. Das Filter 190 muss nicht notwendigerweise ein rein passives Filter sein, d. h. es kann aktive Komponenten besitzen.
Eine weitere Veränderung besteht darin, dass mehrere Funktionen φ₁, φ₂, φ₃. ... φ_n verwendet werden können, um den virtuellen LO zu erzeugen, wie im Blockdiagramm von 8 vorgestellt. Hier besitzt φ₁·φ₂·...·φ_n einen signifikanten Leistungspegel bei der LO-Frequenz, aber jede der Funktionen φ₁ ... φ_n enthält einen insignifikanten Leistungspegel am LO.
Die elektrischen Schaltkreise der Erfindung können durch Rechner-Softwarecode in einer Simulationssprache oder in der für die Herstellung integrierter Schaltungen verwendeten Hardware-Entwicklersprache beschrieben werden. Dieser Rechner-Softwarecode kann in einer Vielfalt von Formaten auf verschiedenen elektronischen Speichermedien einschließlich Rechnerdisketten, CD-ROM, Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM) und Festwertspeichern (ROM) gespeichert werden. Ebenso können elektronische Signale, die solchen Rechner-Softwarecode darstellen, auch über ein Kommunikationsnetz übermittelt werden.
Es ist klar, dass ein solcher Rechner-Softwarecode auch mit dem Code anderer Programme, der als ein Kernprogramm oder eine Subroutine durch Programmaufrufe von außen implementiert wird, oder durch andere fachbekannte Techniken integriert werden kann.
Die Ausführungsformen der Erfindung können auf verschiedenen Familien integrierter Schaltungstechnologien unter Verwendung von digitalen Signalprozessoren (DSP), Mikrocontrollern, Mikroprozessoren, vor Ort programmierbaren Gate-Arrays (FPGA) oder diskreten Bauteilen implementiert werden. Solche Implementierungen wären für einen Fachmann offensichtlich.
Die Erfindung kann auf verschiedene Kommunikationsprotokolle und -formate angewendet werden, darunter die Amplitudenmodulation (AM), die Frequenzmodulation (FM), die Frequenzumtastung (FSK), die Phasenumtastung (PSK), Mobiltelephonsysteme einschließlich analoger und digitaler Systeme wie des Codemultiplexverfahrens (CDMA), des Zeitmultiplexverfahrens (TDMA) und des Frequenzmultiplexverfahrens (FDMA).
Die Erfindung kann auf Anwendungen wie drahtgebundene Kommunikationssysteme angewendet werden, darunter auf Rechnerkommunikationssysteme wie Lokalnetze (LAN), Richtfunkverbindungen und Weitbereichsnetze (WAN) wie das Internet, indem Systeme elektrischer oder faseroptischer Kabel verwendet werden. Ebenso können die drahtlosen Kommunikationssysteme diejenigen aus dem öffentlichen Sendebetrieb, darunter AM- und FM-Radio sowie UHF- und VHF-Fernsehen einschließen; ferner diejenigen für die private Kommunikation wie Mobiltelephone, persönliche Funkbenachrichtigungsgeräte, drahtlose Lokalschleifen, Hausüberwachung durch die Versorgungsunternehmen, schnurlose Telefone mit der schnurlosen digitalen europäischen Kommunikations-(DECT-)norm, mobile Funksysteme, GSM- und AMPS-Mobiltelefone, Mikrowellen-Backbone-Netze, unter Verwendung der Bluetooth-Norm miteinander verbundene Haushaltgeräte und Satellitenkommunikationen.
Während besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufgezeigt und beschrieben worden sind, ist es klar, dass Änderungen und Modifikationen an solchen Ausführungsformen angebracht werden können, ohne vom wahren Umfang und Geist der Erfindung abzuweichen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

- GB 2329085 A [0024]
- CA 00/00996 [0074]

Claims

Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) mit reduziertem Empfängeroszillator-Restsignalanteil, zum Emulieren der Demodulation eines Eingangssignals x(t) mit einem Empfängeroszillatorsignal mit einer Frequenz f, welcher Abwärtswandler umfasst: einen Synthesizer zum Erzeugen von Mischsignalen φ₁ und φ₂, die sich über die Zeit unregelmäßig ändern, wobei: φ₁·φ₂ eine erhebliche Leistung bei der Frequenz f des gerade emulierten Empfängeroszillatorsignals aufweist; weder φ₁ noch φ₂ eine erhebliche Leistung bei der Frequenz f des gerade emulierten Empfängeroszillatorsignals aufweisen; und die Mischsignale φ₁ und φ₂ ausgelegt sind, um das Empfängeroszillatorsignal mit der Frequenz f in einer Zeitdomänen-Analyse zu emulieren; einen ersten Mischer (72), der mit dem Synthesizer verbunden ist, um das Eingangssignal x(t) mit dem Mischsignal φ₁ zu mischen, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und einen zweiten Mischer (74), der mit dem Synthesizer und dem Ausgang des ersten Mischers (72) verbunden ist, um das Signal x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂ zu mischen, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂, das die Demodulation des Eingangssignals x(t) mit dem Empfängeroszillatorsignal emuliert, eine Frequenz f aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass: der Synthesizer eine einzige Zeitbasis verwendet, um beide Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Hochfrequenz-Abwärtswandler nach Anspruch 1, wobei der Synthesizer außerdem betreibbar ist, um Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen, so dass das Produkt φ₁·φ₂ nicht in einem erheblichen Leistungsanteil innerhalb der Bandbreite eines Eingangssignals resultieren wird, für dessen Abwärtswandlung in ein Basisband der Abwärtswandler ausgelegt ist.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 2, weiterhin umfassend: eine Gleichstrom-Offset-Korrekturschaltung (104, 105).
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 3, wobei die Gleichstrom-Offset-Korrekturschaltung umfasst: eine Gleichstromquelle mit einem Gleichstrom-Ausgang (105); und einen Summierer (104), um das Gleichstrom-Ausgangssignal zu einem Ausgangssignal von einem der Mischer zu addieren.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 2, weiterhin umfassend: eine Fehler-Regelungskorrekturschaltung (118, 114).
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 5, wobei die Fehler-Regelungskorrekturschaltung außerdem umfasst: eine Fehler-Signalmessschaltung (119) und eine zeitlich veränderliche Signalmodifizierungsschaltung (114), um einen Parameter von einem der Mischsignale φ₁ und φ₂ zu modifizieren, um das Fehlersignal zu minimieren.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 6, wobei die Fehlersignal-Messschaltung (118) eine Leistungsmessung (110) umfasst.
Hochfrequenz-Abwärtswandler nach Anspruch 6, wobei die Fehlersignal-Messschaltung (118) eine Spannungsmessung umfasst.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 6, wobei die Fehlersignal-Messschaltung (118) eine Strommessung umfasst.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 6, wobei der modifizierte Parameter die Phasenverzögerung von einem der Mischsignale φ₁ und φ₂ darstellt.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 6, wobei der modifizierte Parameter die Anstiegs- oder Abfallzeit von einem der Mischsignale φ₁ und φ₂ ist.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 6, wobei der modifizierte Parameter sowohl die Phasenverzögerung als auch die Anstiegs- oder Abfallzeit von einem der Mischsignale φ₁ und φ₂ umfasst.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 2, wobei der Synthesizer außerdem umfasst: einen Synthesizer, um Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ sich mit der Zeit ändern können, um Fehler zu reduzieren.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen Filter (190), um unerwünschte Signalkomponenten aus dem Signal x(t) φ₁ zu entfernen.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei das Mischsignal φ₂ ein Rechtecksignal ist.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ die Modulation einer gleichphasigen Komponente des Eingangssignals x(t) beeinflussen, und wobei ein komplementärer Aufwärtswandler mit Mischsignalen, die um 90° außer Phase sind, dazu verwendet wird, um die Modulation einer Quadratur-Komponente des Eingangssignals x(t) zu beeinflussen.
Radiofrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ unregelmäßig sind.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ digitale Signale sind.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale und φ₂ Rechtecksignale sind.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) weiterhin umfassend: einen Empfängeroszillator, der mit dem Synthesizer verbunden ist, um ein Signal mit einer Frequenz bereitzustellen, die ein ganzzahliges Vielfaches der gewünschten Mischfrequenz ist.
Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach Anspruch 1, wobei der Synthesizer unterschiedliche Muster verwendet, um Signale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Integrierte Schaltung, umfassend den Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach einem der Ansprüche 1–21.
Computerlesbares Speichermedium, das einen Computersoftwarecode in einer Hardwareentwicklungssprache speichert, zur Herstellung einer integrierten Schaltung, die einen Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach einem der Ansprüche 1–21 umfasst.
Computerdatensignal in Form eines Trägersignals, wobei das Computerdatensignal einen Computersoftwarecode in einer Hardwareentwicklungssprache umfasst, zur Herstellung einer integrierten Schaltung, die den Hochfrequenz-Abwärtswandler (100) nach einem der Ansprüche 1–21 umfasst.