DE2009507A1 - Codiereinrichtung - Google Patents

Description

Anmelder: Stuttgart, den 28.Februar 197O

Nippon Electric Company, Limted P 2261 7-15» Shiba Gochome, Minato-Ku
Tokyo / Japan

Vertreter:

Dipl.-Ing. Max Bunke Patentanwalt

7000 Stuttgart 1

Schloßstraße 73 B Codi ereinrichtung

Die Erfindung betrifft eine Codiereinrichtung in Kaskadenform mit einem Kompensationssystem und ersten, zweiten, dritten, ... . , m-ten, .*. und η-ten in Kaskadenform geschalteten Codierstufen zur Umwandlung eines Analog-

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signals in ein n-Ziffern-Binärsignal, wobei jede der zweiten bis η-ten Codierstufe eine Einrichtung zum Vergleich eines Bezugsgleichspannungspegels und eines ankommenden Analogsignals besitzt, das von einer der vorhergehenden Stufen gpLiefert wird, um ein digitales Ausgangssignal in Form einer Ziffer des Binärsignals zu erzeugen, das charakteristisch für das Ergebnis des Vergleichs ist, wobei der Gleichspannungspegel der er*ten Codierstufe auf Null ist, um einen für die Polarität des Analogsignals charakteristischen digitalen Wert zu erzeugen.·

Eine Kaskadencodiereinrichtung muss, selbst wenn sie ausgezeichnete Eigenschaften hinsichtlich der Genauigkeit und der Geschwindigkeit besitzt, eine höhere Arbeitsleistung erbringen, wenn die analoge Eingangsinformation, die zu verarbeiten ist, verschiedenartig ist und von Sprachsignalen bis zu Frequenzmultiplex-Sprachsignalen, Fernsehvideosignalen, Faksimilesignalen, Dateninformationen u.dgl. reicht. Da einige dieser Informationen, z.B. die Videosignale und die Datensignale, Gleichspannungskomponenten enthalten, wird die Gleichspannungsdrift in der Abtasthalteschaltung, die in der Stufe angeordnet ist, die der Codierschaltung vorangeht, ein Verschlechterungsfaktor der Gesamteigenschaften des Systems.

Eines der bekannten Systeme zur Kompensation der Gleichspannungsdrift besteht darin, dass die Gleichspannungsdrift in jeder Funktionsverstärkerstufe in jeder Einheitscodierstufe kompensiert wird. Bei einem anderen System wird der Bereich der Gleichspannung sdrift eines jeden Funktionsverstärkere im voraus geschätzt und die Gleichspannungsdrift wird

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±n dem geschätzten Bereich kompensiert. Da die Wirkung der Gleichspannungsdrift in der Abtasthalteschaltung od.dgl. dem Eingangssignal überlagert wird, und da die Drift allgemein in einem ziemlich weiten Bereichswert auftritt, kann das letztere Eompensationssystem in manchen Fällen der Drift nicht folgen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde,·eine Kaskadencodiereinrichtung mit einem Driftkompensationssystem zu schaffen, in dem die Fehler der Codiereinrichtung kompensiert werden, die auf die in der Eingangsabtasthalteschaltung erzeugte Gleichspannungsdrift, die Gleichspannungsdrift in dem Funktionsverstärker einer jeden Stufe und andere Fehler zurückzuführen sind, die in deder Codierstufe erzeugt werden (diese Fehler werden später beschrieben).

Gelöst wird diese Aufgabe durch eine an die erste Codierstufe gekoppelte Einrichtung, um ihr analoges Ausgangssignal in der Ruheperiode, in der kein Analogsignal zu ihrem Eingang geliefert wird, auf dem Nullpegel zu halten, eine Einrichtung, um ein vorbestimmtes Analoges Bezugssignal zu der zweiten Codierstufe in einer Periode innerhalb der Ruheperiode zu liefern, wobei das analoge Bezugssignal einen solchen Wert besitzt, daß kein Vergleichs vor gang für die zweite bis (m-i)-te Codierstufe erforderlich ist, jedoch für die m-te Codierstufe, eine logische Schaltung, der das digitale Aus gangssignal der zweiten bis m-ten Codierstufe zum Vergleich des gelieferten digitalen Wertes mit einem Bezugswert, der charakteristisch für das analoge Bezugssignal ist, zugeführt wird, und eine auf das Aufgangssignal der logischen Schaltung ansprechende Einrichtung zur Änderung des Bezugsgleichspannungspegels der zweiten Codierstufe, um das der logischen Schaltung zugeführte digitale Ausgangssignal in Übereinstimmung mit dem digitalen Bezugswert zu bringen.

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In den Figuren 1 bis 12 der Zeichnungen ist der Gegenstand der Erfindung beispielsweise dargestellt und nachstehend näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer üblichen PCM-Kaskadencodiereinrichtung;

Fig. 2 bis 4 ein Blockschaltbild, aus dem die Arbeitsweise der Einheitscodierstufe der Kaskadencodiereinrichtung hervorgeht;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Beispiels eines bekannten Gleichspannungsdriftkompensationssystems mit einem Verstärker;

Fig. 6 bis 8 ein Blockschaltbild eines Driftkompensationssystems gemäß der Erfindung;

Fig. 9 ein Diagramm, aus dem beispielsweise Eigenschaften einer Codiereinrichtung hervorgehen;

Fig.10 bis 12 ein Schaltbild eines Beispiels einer logischen Schaltung, die in Fig. 6 enthalten ist.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer üblichen n-Ziffern-Kaskadencodiereinrichtung. Sie besitzt einen Eingangsanschluß für ein Analogsignal, eine erste Zifferneinheitscodierstufe 11, eine zweite Ziffereneinheitscodierstufe 12, eine k-te Zifferneinheitscodierstufe 1k und eine n-te Zifferneinheitscodierstufe 1n. Die Zifferneinheitscodierstufen werden im folgenden als

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Codierstufen bezeichnet. 110, 120, ..., 1kO, ..., 1ηΟ bezeichnen jeweils Eingangsanschlüsse der ersten, zweiten, k-ten und η-ten Codierstufe, 111, 121, ..., 1k1, ...., 1n1 bezeichnen Ausgangsanschlüsse jeweils der ersten, zweiten, ...·, k-ten, ...., η-ten Codierstufe, 112, 122, ...., 1k2, ...., 1n2 bezeichnen Abtastimpulseingangsschlüsse und 113» 123» ···» 1k3, ..., 1n3 bezeichnen Digitalcodeausgangsanschlusse der Codierstufen.

Die Codiereinrichtung, die in Fig. 1 gezeigt ist, arbeitet in der folgenden Weise: Ein Eingangssignal χ wird auf den Eingangsanschluß 10 gegeben. Die Polarität dieses Signals wird durch die erste Codierstufe (Polaritätsfeststellstufe) festgestellt. Das Signal wird dann als Unipolaritätssignal A₂ (die Bezeichnung für ein normiertes Signal), ein Spannungsoder Stromsignal, mit einem Wert von 0 bis 1 geliefert. Das Signal A„ wird in Form eines Signalstroms Ip in Fig. 1 zu der zweiten Codierstufe übertragen. In die zweite Zifferneinheitscodierstufe wird ein Vorstrom entsprechend I₂ geleitet, wodurch unterschieden wird, ob das Eingangssignal A₂ größer oder kleiner als T₂ (Schwellenwert der zweiten Zifferneinheitscodierstufe) ist. Das Ergebnis wird als der zweite Ziffern-PCM-Code geliefert. Gleichzeitig

wird ein Schalter betätigt, um eine Berechnung durchist zuführen, wie in Fig. 3 in der Weise gezeigt/; wie in Verbindung mit dem Prinzip der Arbeitsweise der Einheitscodierstufe der Fig. 2 erläutert wird. Somit wird ein Analogsignal A„ (normierter Wert entsprechend Ι«), ein Spannungs- oder Stromsignal, der dritten

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Codierstufe erhalten. Dann wird ein Vorstrom entsprechend T_ (Schwellenwert der dritten Codierstufe) der dritten Codierstufe zugeführt und der gleiche Vorgang wie in der zweiten Codierstufe wird durchgeführt. Auf diese Weise wird aufeinanderfolgend bis zu der η-ten Ziffer eine Codierung durchgeführt.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel der k-ten Codierstufe, die eine der Einheitsstufen ist, aus der sich die in Fig. 1 gezeigte n-Einheitsbinärcodiereinrichtung zusammensetzt. Die Einheitscodierstufe, die in Fig. 2 gezeigt ist, besteht aus einem Funktionsverstärker A₁ mit einer hohen Verstärkung zur Verstärkung eines Breitbandsignals und zur Umkehrung der Polarität des Breitbandsignals, Rückkopplungswiderständen R₁, und

Γ I

R₀, einem Vorspannungswiderstand R„, der an eine Bezugsenergiequelle -E angeschlossen ist, die den Schwellenstrom 1^₁. (dieser Strom bestimmt den Codebewertungspunkt der k-ten Ziffer) von dem Eingangsanalogsignalstrom I abzuziehen hat, Übertragungs-

A.

widerständen R und R„, um die Ausgangsspannung, die von dem k-ten Ziffernfunktionsverstärker A₁ erhalten wird, in ein Stromsignal umzuwandeln und um dieses Signal zu der nächsten ( k + i)-ten Codierstufe zu schicken, Dioden D₁ und D„ zur Bestimmung des Rückkopplungeweges des Funktionsverstärkers A₁ durch R__n oder

ι r ι

R_₂ in Abhängigkeit von der Polarität des Ausgangssignals des Funktionsverstärkers, einem Verstärker A„, in dem die Ausgangsspannung des Funktionsverstärkers A₁ in dem Bereich kleiner Pegel verstärkt

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und die Ausgangs spannung in dem Bareich großer Pegel begrenzt wird, einem Flip-Flop, das aus NAND-Gattern G , Gp, G„ und G^ besteht und 1- oder O-Impulse durch Steuerung des Flip-Flops durch den Abtastimpuls 1K2 in Abhängigkeit davon erzeugt, ob das Ausgangssignal des Verstärkers A₀ positiv oder negativ ist, einem Impulstrennverstärker A„ und einem Schalter, der aus den Dioden Dl und Dl besteht, die von dem Verstärker A„ und einem Widerstand R_g betrieben werden.

Die Konstanten R_D, RF₁, RF₀, R₁, R₀ und R₀ werden in der folgenden Weise bestimmt. Da der Verstärker A. eine hohe Spannungsstromverstärkung besitzt, wie oben beschrieben wurde, kann die Spannung an dem Eingang 1kO als im wesentlichen O angesehen werden.

Aus der Figur folgt:

R_B =

Tk

Es wird hier angenommen, daß der veränderbare Bereich des analogen Eingangssignalstroms I. gleich (θ, +1) ist und daß der Eingangsstrom des Verstärkers A₁ in Abhängigkeit davon, ob 1. größer oder kleiner als

I-,— ist, positiv oder negativ ist. Dabei ist O — XK.

Da I. = I, - I_. ^=. O, nimmt das Potential an den Ausgang Ik4 des Verstärkers A₁ um den Strom-.-I. nach

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positiven Werten hin zu. Daher fließt der Strom I. durch den Rückkopplungsweg RF₁ und D.. In diesem Falle fließt kein Strom durch den anderen Rückkopplungsweg RF _ und D„, da die Diode D„ in Sperrichtung vorgespannt ist. Nimmt man daher an, daß die Spannung an dem Ausgang 1k5 V ist und daß die Spannung des Ausgangs 1k6 V„ ist, erhält man die folgenden G1e i chungen:

-R_F1 χ (i_k - i_Tk)

= ο

Daher wird der Ausgangsstrom I (Fig. Z) ausgedrückt durch

(^{1 1}) <²>

Die Spannung an dem Ausgang 1k4 ist positiv oder O. Dieses positive Signal wird von dem Verstärker A„ verstärkt. Wenn der Signalwert groß ist, wird die Amplitude begrenzt, und seine Polarität wird umgekehrt. Das Signal wird dann dem Flip-Flop zugeführt, das aus den NAND-Gattern G₁, G„, G_ und Gr besteht. Dieses Flip-Flop wird von dem Analogsignal, das von A₂ geliefert wird, wenn der Abtastimpuls 1k2 "1" ist, gesetzt oder zurückgesetzt. Der Zustand des Flip-Flops, der unmittelbar bevor der Abtastimpuls vonn1 nach 0 umgekehrt wird, festgelegt ist, wird während der Periode, in der der Abtastimpuls 0 ist,

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gehalten. Es wird angenommen, daß, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers A₁ positiv oder O ist, das Flip-Flop zurückgesetzt wird, die Polarität des Eingangssignals des Impulstrennverstärkers A„ negativ wird, und das Ausgangssignal 1k3 ebenfalls negativ wird.

Unter dieser Bedingung fließt der Strom I_g der Bezugsenergiequelle -E durch die Diode D_ und nicht durch die Diode D^. Das Heißt, daß, wenn die Diode Dl gesperrt ist, der Schaltstrom I_c von dem Ausgang der k-ten Eedierstufe abgezogen wird. Demgemäß wird das Übertragungsanalogausgangssignal für die nächste, (k + i)-te Stufe ausgedrückt durch die folgende Gleichung:

= ¹O - ¹S

Diese Gleichung gilt für I_Tk < I_k ^. 1.

Da I. = I. - I_,, > 0, wird das Potential an dem Ausgang 1k4 des Verstärkers A₁ negativ, wodurch der Strom I. veranlasst wird, durch den Rückkopplungsweg R₂ und D„ zu fliessen. Dagegen fliesst kein Strom durch den anderen Rückkopplungeweg R₁ und D₁, da die Diode D₁ gesperrt ist. Deshalb sind die Spannungen V₁ und V₂ an den Ausgängen 1k5 und 1k6:

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Daher ist der Ausgangsstrom I ;

sf" ' (\ - ¹Tk'

Unter dieser Bedingung tritt eine negative Spannung an dem Ausgang 1k4 auf. Dieses Signal wird von dem Verstärker A„ verstärkt. Wenn dieses Signal groß ist, wird es in der Amplitude begrenzt und in der Polarität umgekehrt. Als Ergebnis wird eine positive Spannung zu dem Flip-Flop geliefert. Somit wird das Flip-Flop von dem Abtastimpuls gesetzt, das Eingangssignal des Impulstrennverstärkers A„ wird positiv und gleichzeitig wird das Ausgangssignal an 1k3 positiv. Unter dieser Bedingung öffnet Dl, D„ wird gesperrt und der Schaltstrom I_c wird von diesen Codierstufenausgang getrennt. Demgemäß ist das analoge Übertragungsausgangssignal für die nächste, (k+i)-te Stufe:

¹ if

K ♦ 1 - - if

Der Ausgangssignalstrom (i. ₁) wird durch die Gleichungen (3) und (5) in Abhängigkeit davon bestimmt, ob der Wert des EingangsSignalstroms I. größer oder kleiner als Ι_, ist. Da der Funktionsverstärker A₁ aus einem gegengekoppelten Verstärker mit an seinem Ein- und Ausgang gegenseitig umgekehrter Polarität gebildet wird, müssen dagegen die folgenden Bedingungen für die Gleichungen (3) und (5) erfüllt sein, um

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mit den normierten Eingangs- und Ausgangskennlinien übereinzustimmen, wie sie in Fig. 3 gezeigt sind.

In Gleichung (3): Wenn I_k = °» ¹^ ₊ 1 =

Wenn I_k = I_Tk, 3^₊₁ = -1

In Gleichung (4): Wenn I, = I™, I₁, ₁ =

Wenn I = 1, I_k = -1.

Schließlich muß, um die normierten Auegangskennlinien zu erhalten, die Polarität des Ausgangssignals umgekehrt werden. Insbesondere muß

^UF1

⁰ = ⁺ ^f- ¹Tk - ¹S

¹ = ¹S

57 (v-

erfüllt sein; ordnet man die obigen Gleichungen neu, so gilt:

1S	= 1
RF1	= 1
R1	1Tk
RF2	= 1
R2	1 - 1Tk

(6)

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Auch	gilt:	E O
	RB =	1Tk

(7)

Wenn die Öffnungsspannung der Diode D„ zu E^ angenommen wird, gilt:

^Es

Da I in normierter Form gegeben ist, erhält man die χ ic

folgende Beziehung, wenn die Widerstandswerte so bestimmt werden, daß sie die Gleichungen (6), (7) und (8) erfüllen.

Wenn 0 £-- I_fc ^ 1^, ^ ₊ , _a - Jk- (₉)

Wenn I^ < I_fc ^ 1, I_fc+, = < ¹⁰>

Tk unter der Voraussetzung normiert ist, daß die Polarität umgekehrt ist, wird das Ergebnis gleich dem in Fig. 3 gezeigten und man erhält die in Fig. 3 gezeigte Kennlinie. Ein Beispiel eines digitalen Ausgangssignals 1k3 mit Bezug auf das Eingangssignal I, ist in Fig. k gezeigt.

Es wird bei einer Codiereinrichtung, bei der die Einheit scodie rs tuf en, wie oben erwähnt wurde, in Kaskade geschaltet sind, angenommen, daß eine Gleichspannungs-

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drift /-Λ auftritt, die bei der Umwandlung in der zweiten Codierstufe erzeugt wird. Es wird angenommen, daß die Gleichspannungsdrift, die an dem Eingang der zweiten Codierstufe beobachtet wird, ein äquivalenter Wert fttr eine Gesamtdrift von mehreren Codierstufen ist, von denen jede eine Eingangsspannungsdrift aufweist. Infolge, der Drift ^J wird die Kennlinie der zweiten Codierstufe verschoben, wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 3 gezeigt ist, da der Vorstrom von I'. verändert wird. Insbesondere in der Nähe von O des Eingangssignals I, wird ein Fehler /\ erzeugt. Wenn allgemein das Sprachsignal od.dgl. einer PCM-Umwandlung unterworfen wird, ist der Vert des Quantisierungsschrittes in der Nähe von O des analogen Eingangssignals sehr klein in der Cordiereinrichtung mit einer nicht linearen Kompandierungskennlinie, wodurch das Signal/Quantisierungs-Störverhältnis bei einem niederen Pegel wirksam verbessert wird. Dies führt dazu, daß die Kennlinie infolge der Gleichspannungsdrift stark verschlechtert wird.

Es wurden verschiedene Verfahren vorgeschlagen, um die Genauigkeit der Codiereinrichtung im Bereich niedriger Pegel zu erhöhen. Z.B. wird die Gleichspannungsdrift eines jeden Funktionsverstärkers von jeder Einheit vermindert, oder die Gleichspannungsdrift wird in jedem Funktionsverstärker einer jeden Codierstufe kompensiert. Außerdem wird bei einem anderen Verfahren, wie in "An Approach to Logarithmic Coders and Decoders" ■von CL. Daraman (1966 Nerem-Record S. 196 bis 197) gezeigt wird, ein Bezugsstrom zu dem Eingang der zweiten Codierstufe während einer Ruheperiode der Codierung geleitet und das von der fünften Codferetufe festgestellt· Ausgangssignal wird zur Kompensation

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der Drift verwendet. Dieses Verfahren wird nun mit dem der Erfindung verglichen.

Flg. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines üblichen Kompensationssystems zur Kompensation der Gleichspannungsdrift einer einzelnen Einheit eines Gleichspannungs-FunktionsVerstärkers. 30 ist ein Signaleingangsanschluss, 31 ein Gleichspannungsverstärker mit der Verstärkung -G. Eine Gegenkopplung führt zu dem Eingang 32 von dem Ausgang 33 über einen Widerstand R . R ist ein Widerstand zur Umwandlung der Spannung des Eingangssignals in ein Stromsignal und 3k ist eine Spannungsvergleichsschaltung, wie z.B. ein Flip-Flop, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Ein Abtaebimpuls wird dieser Schaltung über einen Anschluß 37 zugeführt. 35 ist ein Tiefpaßfilter. Ein Rückkopplungskreis ist von dem Ausgangsanschluß 36, den Widerstand R. und dem Eingangsanschluß 32 des Verstärkers gebildet. Die Vergleichsschaltung 3k erzeugt ein Ausgangssignal 1 (Hochspannungsseite), wenn die Spannung, die an dem Ausgang 33 auftritt, positiv ist, oder ein Ausgangssignal O (Niederspannungsseite), wenn es negativ ist. Dieses Ausgangssignal wird zu dem Tiefpaßfilter geleitet. Während der Periode, in der kein Signal zu dem Verstärker 31 geführt wird, wird dem Eingangsanschluß 3Ö kein Signal zugeführt und dieser Anschluß bleibt auf der Spannung O. Unter dieser Bedingung, wenn der Ausgang 33 des Verstärkers 31 positiv ist, wird dieser positive Zustand von dem Abtastimpuls gelesen und das Flip-Flop Jk wird gesetzt, um das Ausgangs signal 1 zu halten, bis der nächste Abtastimpuls ankowat. Wenn dar Ausgang 33 in dem positiven Zustand

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ist, wird demgemäss ein positiver Gleichstrom, der durch das Tiefpaßfilter 35 geglättet wird, zu dem Eingang 32 des Verstärkers 31 rückgekoppelt, um die Spannung am Ausgang 33 des Verstärkers in der negativen Richtung zu vermindern. Wenn dieser Rückkopplungskompensationsstrom positiv erhöht wird, wird die Spannung am Ausgang 33 zu der negativen Seite hin verschoben, und somit wird ein negativer Kompensationsstrom durch den Widerstand R„ in der nächsten Abtastperiode rückgekoppelt. Somit wird eine Steuerung der negativen Richtung bewirkt, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers positiv ist bzw. es wird eine Steuerung in der positiven Richtung bewirkt, wenn die Verstärkungsausgangsspannung negativ ist. Dieser Vorgang wird wiederholt und somit wird die Gleichspannungsdrift des Verstärkers 31 kompensiert.

Fig. 6 ist ein Blockschaltbild, das das Driftkompensationssystem gemäß der Erfindung zeigt, das in einer Codiereinrichtung, z.B. einer Kaskadencodiereinrichtung, die aus mehreren Funktionsverstärkern besteht, verwendet werden kann. Bei diesem System wird ein Bezugsstrom als analoges Eingangssignal dem Eingang von zum großen Teil bewerteten Nah-Eingangsstufen der Einheitscodierer zugeführt, und dieses analoge Eingangssignal wird codiert, wodurch die Gleichspannungsdrift der Fanktionsverstärkergruppe der vorhergehenden Stufen auf digitale Weise kompensiert wird.

Es wird angenommen, daß bei einer Kaskadencodiereinrichtung zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in einen n-Einheitsbinärcode die minimale Zeit, die

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zur Codierung bis zu der m-ten Ziffer (m ist eine positive, ganze Zahl nicht größer als n) erforderlich ist, t ist, und daß die Zeit, die zur Umwandlung eines Abtastwertes des Eingangssignals in einen n-Einheitsbinär- code verbraucht wird, t ist, und daß Perioden von t

η in

periodisch (z.B. für jedes Halbbild) zusätzlich zu t erhalten werden können. Diese letztere Periode wird als Kompensationsperiode verwendet, in der die Drift kompensiert wird. Während dieser Kompenaationsperiode wird das analoge Eingangssignal der Codiereinrichtung zu O gemacht und das Driftkompensationssystem, das in Fig. 5 gezeigt ist, wird auf den zweiten Eingangsanschluß 114 der ersten Codierstufe 11 angewandt und nicht auf den Anschluß 110, dem das normale Analogeingangssignal zugeführt wird. Fig. 7 zeigt ein Beispiel eines Eingangskreises der ersten Codierstufe, die den Eingangsanschluß 114 besitzt. Ein Widerstand ist zwischen den Eingangsanschluß 114 und den Eingang des Funktionsverstärkers geschaltet. Dieser Widerstand liegt parallel zu dem Widerstand, der zwischen den Eingangsanschluß für das normale analoge Eingangssignal und den Eingang des FunktionsVerstärkers geschaltet ist. Die Abtastimpulseingangsanschlüsse 112, 122, 1k2, ..., 1n2 der Fig. 1 und 37 der Fig. 5 sind in Fig. 6 nicht gezeigt. Das Gleichspannungsausgangssignal am Ausgang 111 der ersten Codierstufe wird zu O gemacht, und ein Bezugsstrom zur Driftkompensation wird von dem zweiten Eingangsanschluß 125 der zweiten Codierstufe 12 geliefert und nicht von dem Eingangsanschluß 120 des normalen analogen Signals. Der Eingangskreis, der den zweiten Eingangsanschluß 125 und den dritten Eingangsanschluß 124 aufweist,

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(die später beschrieben werden), ist in Fig. 8 gezeigt, in der diese Anschlüsse an den Eingangsanschluß des Verstärkers mittels Widerständen angeschlossen sind, die parallel zu dem Widerstand füfcrdie Übertragung des normalen analogen Eingangssignals geschaltet sind. Während der Kompensationsperiode führen die zweite bis m-te Codierstufen 12 bis 1m die Codierung durch Verwendung des Bezugsstroms als analogem Eingangssignal durch, wodurch die digitalen Ausgangssignale entsprechend dem Bezugsstrom an den jeweiligen Ausgangsanschlüssen 123 bis Tm3 erzeugt werden. Die logische Schaltung 40 beurteilt, ob dieses digitale Ausgangssignal größer oder kleiner als das digitale Ausgangssigaal entsprechend dem Bezugsstrom ist, dessen Wert vorher bekannt ist, und liefert ein 1-bzw. O-Ausgangssignal als Ausgangsinformation zu dem Tiefpaßfilter 4i. Dieses Ausgangssignal wird dem dritten Eingangsanschluß 124 der zweiten Codierstufe 12 zugeführt. Dadurch wird an dem Eingang der zweiten Codierstufe eine Kompensation durchgeführt, so daß ein korrektes digitales Ausgangssignal entsprechend dem vorbestimmten Bezugsstromeingangssignal von der zweiten bis m-ten Codierstufe erhalten wird.

Die Arbeitsweise der logischen Schaltung 4o, die ein wesentlicher Teil der Erfindung ist und die auf digitale Weise die Richtung der Driftkompensation bestimmt, wird nunmehr beschrieben.

Fig. 9 zeigt «in Beispiel der Kennlinien einer Kaskad*ncodiereinrichtung. Di· Ordinate stellt ein analoges Eingangssignal A dar, das dem Eingangeanschluß 120 der

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zweiten Codierstufe 12 der Fig. 6 zugeführt wird, und die Abszisse stellt ein digitales Ausgangssignal B entsprechend der Ordinate dar. Es wird angenommen, daß das digitale Ausgangssignal B durch die Codes (1,O) der zweiten bis fünften Ziffer ausgedrückt werden, die durch D„ bis D^ angegeben werden. Die Codes nach der fünften Ziffer sind dabei nicht gezeigt. B₁, B₂, ...., B₁- bezeichnet die Grenzpunkte zwischen den Bereichen, in denen das fünfte digitale Ausgangssignal 1 oder O wird. Diese Punkte werden im folgenden Codebewertungsarbeitspunkte genannt. A₁, A«, ...., A- sind die analogen Eingangssignale entsprechend den jeweiligen Codebewertungsarbeitspunkten. Eines von acht \2.^J ^) Eingangssignalen A-, A„, A-, A„, A_Q, A₁₁, A₁„ und A₁-, die die Codebewertungsarbeitspunkte für nur die fünfte Ziffer und nicht für die zweite bis vierte Ziffer sind, wird als Bezugsstrom gewählt. Z.B. wird A- gewählt. Das entsprechende digitale Ausgangssignal dient dann als Grenzpunkt zwischen "0100·· und "0101", die durch die zweiten bis fünften digitalen Ausgangssignale D₂ bis D- ausgedrückt werden, In diesem Falle entspricht die logische Schaltung 14 der Fig. 6 der in Fig. 10 gezeigten. Die logische Schaltung arbeitet dann so, daß ein 0-Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluß 51 erzeugt wird, wenn das digitale Ausgangssignal, das erhalten wird, auf der rechten Seite bezüglich des Grenzpunktes der Fig. 9 liegt, bezw. daß ein 1-Ausgangesignal erzeugt wird, wenn das digitale Ausgangssignal, das erhalten wird, auf der linken Seite liegt. Die in Fig. 12 gezeigten Block· entsprechen den in den Figuren 10 und 11 ge-

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zeigten, und diese Blöcke besitzen die bekannte Arbeitsweise, wie unten gezeigt wird. Die Blöcke enthalten NAND-Gatter, die Flip-Flops der in Fig. 2 gezeigten Codierstufe bilden.

INV: B=T
AND: C = Α·Β
OR: D = A + B + C "

FF: Ausgangssignal C=O, D= 1 wird von B gesetzt Ausgangssignal C= 1, D=O wird von A gesetzt

NAND: C = Α·Β

Auf diese Weise wird, wenn das digitale Aus gangssignal einen Code auf der rechten Seite des Grenzpunktes zwischen "0100" und "0101" einschließlich ¹¹OIOT" selbst erzeugt, ein negativer Kompensationsstrom zu dem dritten Eingangsanschluß 124 der zweiten Codierstufe der Fig. geleitet, wodurch das Aus gangssignal entsprechend dem Bezugsstrom, der während der Kompensationsperiode gegeben ist, gesteuert wird, so daß es den Brenzpunkt zwischen "0100" und "0101" erreicht.

Während der Perioden, in denen keine Kompensation erfolgt, wird kein Bezugsstrom geliefert. Das Ausgangssignal der logischen Schaltung ho wird während der Kompensationsperiode abgetastet und sein Zustand wird in Form eines Kompensationsgleichstroms, der durch das Tiefpaßfilter zurückgekoppelt wird, bis zu dem nächsten Abtastpunkt gehalten, wodurch die Codiereinrichtung ihre normale Arbeitsweise beibehält.

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Ein weiteres Beispiel der Arbeitsweise der logischen ■ Schaltung 4o der Fig. 6 wird anhand der Fig. 11 erläutert, in der A₁, das den kleinsten Wert von A , A.., A-, A_, A«, A₁₁, A- und A _ besitzt, als Bezugsstrom verwendet. Aus der Darstellung in Fig. 9 ergibt sich, daß die Schaltung ko bewertet, ob das digitale Aus gang s signal von ¹¹OOOO" oder von anderen Ausgangssignalen ist. Die logische Schaltung 40 kann daher in der einfachsten Weise aufgebaut sein.

Die Erfindung ermöglicht es, eine Verschlechterung der Genauigkeit einer Kaskadencodiereinrichtung zu kompensieren, welche Verschlechterung auf die Gleichspannungsdrift in ihrem Fanktionsverstärker zurückzuführen ist. Wenn nur der Ausgang D_ derfünften Ziffer kontrolliert wird, um die Drift zu kompensieren, ist der stabile Punkt des digitalen Ausgangssignals D_ zusätzlich zu B- bei B , B„, B₇, B_Q, B₁₁, B..., und B₁- vorhanden. Es ist daher unmöglich, die Drift an der korrekten Stelle von Β_ς zu kompensieren, wenn eine Drift entsprechend diesen stabilen Punkten an dem Eingang der zweiten Stufe erzeugt wird. Dieser Nachteil kann durch die Erfindung beseitigt werden, da die Richtung der Driftkompensation auf digitale Weise bestimmt wird.

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Claims (1)

1. P a t e η t a η s ρ r u c h

   Codiereinrichtung in Kaskadenform mit einem Kompensationssystem und ersten, zweiten, dritten, . ..., m-ten, ... und η-ten in Kaskadenform geschalteten Codierstufen zur Umwandlung eines Analogsignale in ein Ä-Ziffern-Binärsignal, wobei jede der zweiten bis η-ten Codierstufe eine Einrichtung zum Vergleich eines Bezugsgleichspannungspegels und eines ankommenden Analogsignals besitzt, das von einer der vorhergehenden Stufen geliefert wird, um ein digitales Ausgangssignal in Form einer Ziffer des Binärsignals zu erzeugen, das charakteristisch für das Ergebnis des Vergleichs ist, wobei der Gleichspannungspegel der ersten Codierstufe auf Null ist, um einen für die Polarität des Analogsignals charakteristischen digitalen Wert zu erzeugen, gekennzeichnet durch eine an die erste Codierstufe gekoppelte Einrichtung (34,35,113*11*0 , um ihr analoges Ausgangssignal in der Ruheperiode, in der kein Analogsignal zu ihrem Eingang geliefert wird, auf dem Nullpegel zu halten, eine Einrichtung (125)« um ein vorbestimmtes analoges Bezugssignal zu der zweiten Codierstufe in einer Periode innerhalb der Ruheperiode zu liefern, wobei das analoge Bezugssignal einen solchen Wert besitzt, daß kein Vergleichsvorgang für die zweite bis (m-i)-te Codierstufe erforderlich ist, jedoch für

   (4o)

   die m-te Codierstufe, eine logische Schaltung, JcLbt das digitale Ausgangssignal der zweiten bis m-ten Codieretufe zum Vergleich des gelieferten digitalen Wertes mit einem Bezugswert, der charakteristisch für das analoge Bezugssignal ist, zugeführt wird, und eine auf das Ausgangssignal der logischen Schaltung ansprechenden Ein-

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   richtung (41,124) zur Änderung des Bezugsgleichspannungspegels der zweiten Codierstufe, um das der logischen Schaltung zugeführte digitale Ausgangssignal in Übereinstimmung mit dem digitalen Bezugswert zu bringen.

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