DE2035422B2

DE2035422B2 - Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals

Info

Publication number: DE2035422B2
Application number: DE2035422A
Authority: DE
Inventors: Auf Nichtnennung Antrag
Original assignee: American Optical Corp
Current assignee: Warner Lambert Co LLC
Priority date: 1969-08-13
Filing date: 1970-07-16
Publication date: 1980-01-10
Also published as: NL167812B; DE2035422C3; NL167812C; FR2059928A5; DE2035422A1; GB1309828A; US3534282A; NL7008986A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals in einem große Spannungsspitzen aufweisenden Gesamtsignal mit Unterdrückung der Spannungsspitzen, insbesondere zur Verarbeitung von EKG-Signalen, mit einer ersten und einer zweiten Verstärkerstufe, einem zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe und dem Eingang der zweiten Verstärkerstufe liegenden kapazitiven Schaltungsteil, und einem Schwellenwertdetektor, der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe aktiviert wird, um auf viren Punkt zwischen den beiden Verstärkerstufen im Sinn einer Unterdrükkung der Spannungsspitzen einzuwirken.

Auf vielen Anwendungsgebieten ist es erforderlich, ein kleines Signal bei Anwesenheit von hohen Impulsen zu verstärken. Ein typischer derartiger Fall liegt vor, wenn ein elektrokardiographisches Signal (EKG) zwecks Wiedergabe auf einem Oszillographen, auf einem Schreiber usw. verstärkt werden soll.

Häufig findet man, daß in dem gesamten EKG-Signal hohe Impulse oder Spannungsspitzen auftreten. Zum Beispiel kann ein gerade untersuchter Patient mit einem eingepflanzten Schrittmacher versehen sein, und die •?chrittmacherimpulse erscheinen dann in dem EKG-Signal vor jeder QRS-Wellenform.

Diese Spannungsspitzen haben üblicherweise eine im Vergleich zur Amplitude der EKG-Wellenform wesentlieh größere Amplitude. Stellt man die Verstärkung der Meßvorrichtung so ein, daß eine Wiedergabe des EGK-Signals fast über den garnen Wiedergabebereich erfolgt, so hat offensichtlich jede Spannungsspitze ein Verlassen des Wiedergabebereiches zur Folge. Dies ist an sich von geringer Bedeutung. Die Hauptschwierigkeit ist die, daß jede Spannungsspitze den Verstärker in solcher Weise beeinflußt, daß das der Spannungsspitze folgende EKG-Signal einige Sekunden lang sich ebenfalls außerhalb des Wiedergabebereichs befindet.

Aus der FR-PS 13 59 691 ist ein Verstärker für die Aufzeichnung von EKG-Signalen bekannt, der beim Auftreten von Störspannungsspitzen mittels Schaltern kurzgeschlossen werden kann. Während des Kurz-

Schlusses ist keine Signalaufzeichnung möglich.

Aus der FR-PS 15 33 419 ist eine Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art bekannt, bei der zwischen zwei Verstärkerstufen eine RC- Kupplungsschaltung angeordnet ist, deren Widerstände durch leitend geschaltete Feldeffekttransistoren überbrückt werden, wenn von einem Schwellenwertdetektor festgestellt wird, daß das Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe einen bestimmten Schwellenwert überschreitet Durch dieses Oberbrücken der Widerstände wird die Zeitkonstante der AC-Kupplungsschaltung derart verkürzt, daß der Eingang der zweiten Verstärkerstufe während des Andauerns des Störsignals hinsichtlich des interessierenden Nutzsignals kurzgeschlossen wird. Während der Dauer des Störsignals ist somit keine Aufzeichnung des EKG-Signals möglich.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art so zu verbessern, daß kleine Nutzsignale auch bei Anwesenheit von ampütudenmäßig wesentlich größeren impulsen verstärkt und damit registriert werden können.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben und in den weiteren Ansprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird also während des Auftretens von Störsignalen großer Amplitude nicht einfach »blind« gemacht, wie es bei den genannten bekannten Schaltungsanordnungen der Fall ist, sondern sie behält auch beim Vorhandensein solcher Störsignale großer Amplitude die Möglichkeit, das Nutzsignal weiter zu verarbeiten, beispielsweise für eine Aufzeichnung verfügbar zu machen. Damit ist beispielsweise die Möglichkeit gegeben worden, bei der Herzsignalüberwachung auch unregelmäßige einzelne Aussetzer des Herzschlages sicher zu erfassen. So müssen beispielsweise bei der ärztlichen Überlegung, ob ein Herzschrittmacher erforderlich ist, solche unregelmäßigen Herzaussetzer mit Sicherheit wahrnehmbar gemacht werden. Wenn aber, wie bei bekannten Schaltungsanordnungen, beim Vorhandensein von Stör-Signalen eine Signalunterdrückung, auch des aufzuzeichnenden Herzaktionssignals durchgeführt wild, ist die Wahrscheinlichkeit, daß während einer vernünftigen Meßdauer unregelmäßige Herzaussetzer erfaßt werden, gering.

Die Erfindung wird nun an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 einen üblichen EKG-Verstärker zur Veranschaulichung des der Erfindung zugrunde liegenden Problems,

Fig. 2 zwei Spannungswellenformen, die die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung von F i g. 1 charakterisieren,

F i g. 3 ist eine Schaltungsanordnung, die früher ./ur größtmöglichen Herabsetzung der Wirkung einer am Eingang auftretenden Spannungsspitze vorgeschlagen wurde,

Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 5 veranschaulicht die Wirkungsweise der Schaltungselemente 19,24 und 32 in F i g. 4,

F i g. 6 ein mehr ins Einzelne gehendes Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 7 und 8 stellen verschiedene Ausgangssignale dar. die bei Anwesenheit von großen Eingangsimpulsen o5 durch die Schaltungsanordnung von Fig.6 erzeugt werden.

Fig. I zeigt im wesentlichen in Blockdarstellung einen üblichen EKG-Verstärker. Die Eingangsklemrre IS ist mit einer am Patienten befestigten Elektrode gekoppelt. Die Ausgangsklemme 16 ist mit der Wiedergabeeinheit gekoppelt Der Verstärker enthält zwei Verstärkerstufen, 17 und 21. Jede dieser Stufen ist üblicherweise ein Gleichstromverstärker, weil das EKG-Signal niedrige Frequenzen enthält die im vorliegenden Fall interessieren; ein typisches Frequenzband des Gesamtverstärkers liegt zwischen 0,05 bis 50 Hz. Zwischen den beiden Stufen wird jedoch vorzugsweise an Stelle einer Gleichstromkopplung eine Wechselstromkopplung vorgesehen. Der Zweck dieser Wechselstromkopplung ist es, Gleichstromkomponenten zu entfernen, die auf Versetzungen des Eingangssignals beruhen.

Das EKG-Signal, welches von der Elektrode aufgenommen wird, kann Wellenformen mit Amplituden in der Größenordnung eines Bruchteils eines mV aufweisen. Jedoch kann die Gleichstrr akomponente des Signals sehr viel größer sein, und zsvar um einige Größenordnungen. Der Ausgang des Verstärkers 17 kann einen Bereich von 10 V in beiden Richtungen vom Erdpotential aus haben. Typischerweise kann die Verstärkung des Verstärkers 17 derart sein, daß die Schwingung einer EKG-Wellenform am Verstärkerausgang in der Größenordnung von 5 mV liegt. Der Rest des Bereichs ist für das variierende Gleichstromniveau vorgesehen. Es ist nicht zweckmäßig, Jen Ausgang des Verstärkers 17 direkt mit dem Eingang des Verstärkers 21 zu koppeln, weil die Gleichstromverschiebung sich auf Grund von Bewegungen des Patienten, von Umschaltungen der Elektroden usw. ständig ändert. Wenn keine Möglichkeit vorgesehen wird, die Gleichstromkomponente des Gesamtsignals zu subtrahieren, bevor dieses dem Eingang des Verstärkers 21 zugeführt wird, wird sich offenbar der Durchschnittswert des Ausgangssignals an der Klemme 16 ständig ändern. Wenn zum Beispiel ein Oszilloskop dazu benutzt wird, das EKG-Signal wiederzugeben, wird man finden, daß sie.1 das Signal auf dem Bildschirm auf- und abbewegt und sich häufig aus dem Bereich herausbewegt. Dies könnte zwar durch Einstellung des Gleichstromanteils auf Null korrigiert werden; für kontinuierlich durchgeführte Aufnahmen wäre es aber weit besser, die Gleichstromkomponente am Ausgang des Verstärkers 17 automatisch zu entfernen. Ferner kann eine Sättigung des Verstärkers 21 auftreten, wenn die Gleichstromkomponente nicht vor dem Eingang in den Verstärker 21 entfernt wird und wenn die Gleichstromkomponente groß genug wird.

Die Gleichstromkomponente wird durch den Kondensator 18 und den Widerstand 20 entfernt. Jede Gleichstromkomponente am Ausgang des Verstärkers 17 hat einen Stroi ischluß durch den Kondensator und den Widerstand zur Folge, wobei sich der Kondensatoi auf den dem Gleichstrom entsprechenden Wert auflädt. Dementsprechend sind die einzigen Signale, die arn Eingang des Verstärkers 21 erscheinen, die EKG-Wellenformen ohne Gleichstromverschiebungen der Basislinie derselben. Bei jeder Änderung des Gleichstromniveaus erfolgt ferner eine Ladung oder Entladung des Kondensators über den Widerstand 20, so daß so der Durchschnittswert des Eingangssignals in den Verstärker 21 wiederum gleich Null ist.

Der Kondensator 18 hat keine Wirkung auf die Hochfrequenzkomponenten des EKG-Signals; für relativ hohe Frequenzen ist der Kondensator kurzgeschlossen. Jedoch kann der Kondensator die sehr niedrigen

Frequenzen schwächen. Das Produkt des Widerstandswertes R des Widerstandes 20 und der Kapazität C des Kondensators 18 ist die Zeitkonstante der Schaltungsanordnung und bestimmt die Frequenz an dem Niedrig-Frequenzende der Gesamtcharakteristik, an dem die Verstärkung auf 3 db von dem maximalen Wert abfällt. Vorzugsweise ist auch ein weiterer /?C-Kreis vorhanden, bei dem die Positionen des Widerstandes Lind des Kondensators vertauscht sind, um die Verstärkung an dem Hochfrequenzende der Charakteristik zu begrenzen. Nur wenn die genannte Grenzfrequen/ auf der Niederfrequenzseite ζ. Β. 0.05 Hz beträgt, muß das Produkt RCm der Größenordnung von 3.5 See. sein Die Zeitkonsiante iäi nämlich gleich dem Reziproken der genannten Grenzfrequenz, multipliziert mit'/>.

Die Wirkung eines groben Impulses an der Klemme 15 kann unter Bezugnahme auf dip Wellenformen der F i g. 2 verständlich gemacht werden. Aus Gründen der Anschaulichkeit sei angenommen. daß die EKGWellenamplitude am Ausgang des Verstärkers 17 5 mV beträgt und daß die Verstärkung des Verstärkers 21 derart ist, daß ein Eingangssignal von 5 mV bei der Wiedergabe den ganzen Bereich ausfüllt. Es ist wohl bekannt, daß die Spannungsspitze, die an der Klemme 15 bei einem üblichen EKG-Verstärker erscheinen kann, eine Amplitude haben kann, die größer ist als die sonst auftretende maximale Amplitude des EKG-Signals, und zwar um mehrere Größenordnungen. In einem derartigen Fall kann die Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 17 eine Amplilude von 10 V haben, da dies die maximale Spannungsschwankung um Ausgang des Verstärkers 17 ist. Die Spannungsspitze kann typischerweise eine Dauer von 5 msec haben, wie in der Zeichnung gezeigt ist. Dies ist im Vergleich zur Zeitkonstante der Schaltungsanordnung ein derartig kurzes Zeitintervall, daß die Aufladung des Kondensators 18 näherungsweise durch eine gerade Linie dargestellt werden kann. Die Spannung am Kondensator krnn sich nicht sofort ändern, und somit springt die Spannung am Verbindungspunkt des Kondensators 18 und des Widerstandes 20 auf 10 V. sobald die Spannungsspitze erscheint. Geht man von einer linearen Annäherung für kurze Zeitintervalle aus. so lädt sich der Kondensator gemäß der Gleichung

V, = EURC

u f. «Aobei

v; die Spannung am Kondensator.

E die Spannung am Ausgang des Verstärkers 17

(10 V) und
RC die Zeitkonstante der Schaltungsanordnung

ist. Am Ende der Spannungsspitze, nachdem 5 msec vergangen sind, beträgt die Spannung V_c am Kondensator, 10 (5 χ 10-3)/33. d. h. etwas über 14 mV. Wie durch die obere gestrichelte Linie in F i g. 2 gezeigt wird, beträgt am Ende der Spannungsspitze die Spannung am Eingang des Verstärkers 21 10 V weniger 14 mV. An der rückwärtigen Ranke der Spannungsspitze fällt die Spannung am Kondensator 18 unmittelbar um 10 V, und das Eingangssignal zum Verstärker 21 beträgt minus !4 mV. Wenn die Verstärkung des Verstärkers 21 so eingerichtet ist, daß eine EKG-Wellenform von 5 mV eine Wiedergabe über den ganzen Bereich zur Folge hat. dann erzeugt offensichtlich das negative 14-mV-Signal ein über den Bereich hinausgehendes Signal. Das Ausgangssignal bleibt so lange außerhalb des Bereiches, bis der Kondensator 18 sich über den Widerstand 20 entlädt. Bei einer Zeitkonstante von 3,5 see ist jedoch offensichtlich, daß das Ausgangssignal eine beträchtliche Zeitspanne lang außerhalb des Bereiches bleibt, wie in F i g. 2 durch die untere gestrichelte Linie angedeutet wird. Es vergehen einige Sekunden, bis sich der Kondensator 18 entlädt. Während dieser Zeit befindet sich das Ausgangssignal außerhalb des Meßbereiches, und die aufzunehmende Information gehl verloren

in In fast allen Fällen weist der Verstärker eine einstellbare Verstärkung auf. so daß er in Verbindung mit verschiedenen Arten von Wiedergabegeräten benutzt werden kann, wobei die Verstärkung so gewählt wird, daß eine EKG-Wellenform ein den Wiedergabe-

ii bereich des jeweiligen Wiedergabegerätes fast ganz ausfüllendes Signal zur Folge hat Wenn sich der Kondensator i» wahrend einer Spannungsspitze um einen Cetrag auflädt, der größer ist als die normale EKG-Amplitude am Ausgang des Verstärkers 17 und

:o wenn die Wiedergabeverstärkung auf optimale Wiedergabe des EKG-Signals eingestellt ist. dann wird offensichtlich das Wiedergabesignal sich für einige Sekunden außerhalb des Wiedergabebereichs befinden. Das Problem wird in einigen Fällen verschärft, in denen

:i eine große plötzliche Änderung des Ausganges des Verstärker.·; 17, d. h. des Einganges zum Verstärker 21. das für den Verstärker 21 veranschlagte Eingangssignal übersteigt. In solchen Fällen können die Eingangstransistoren im Verstärker 21 in Sättigung übergehen oder zusammenbrechen und als Dioden arbeiten: die gewöhnlich hohe Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 wird bedeutend herabgesetzt, ein hoher Stromfluß tritt auf, und der Kondensator 18 lädt sich in noch größerem Maße auf.

Die erwähnten Schwierigkeiten treten auch dann auf. wenn die Spannungsspitzen den Ausgang des Verstärkers 17 nicht auf seinen maximalen Wert von 10 V bringen. Es sei angenommen, daß ein mit einem Schrittmacher versehener Patient untersucht werden soll und jeder Schrittmacherimpuls den Ausgang des Verstärkers 17 auf 1 V bringt, während im Vergleich dazu die EKG-Wellenformen (QRS-Impuls) Amplituden von 5 mV aufweisen. Am Ende einer 5 msec dauernden Spannungsspitze dieser Art ist der Kondensator 18 auf 1.4 mV aufgeladen, während die entsprechende Spannung bei einer Spannungsspitze von 10 V 14 mV betrug. Die nächste EKG-Wellenform von 5 mV wird dann wiedergegeben. Während der nächsten Pause von ungefähr 1 Sekunde zwischen Jen Schrittmacherimpulsen entlädt sich der Kondensator 18 jedoch nur um 25%, d. h. auf eine Spannung von ungefähr 1 V. Der nächste Schrittmacherimpuls fügt der Kondensatorspannung 1,4 V hinzu, so daß die Gesamtspannung 2,4 V beträgt Der Kondensator entlädt sich um 25%, und ein weiterer Spannungsschritt von 1,4 V wird hinzugefügt Die Spannung am Kondensator 18 baut sich auf, sobald der Schrittmacher in Betrieb gesetzt wird und hat bald ein Wiedergabesignal zur Folge, das außerhalb des Wiedergabebereichs liegt.

go Eventuell stellt der Kondensator das Gleichstromniveau neu ein, so daß die Wiedergabe nicht außerhalb des Wiedergabebereichs liegt Jedoch verschwindet die Wiedergabe jedesmal für einige Sekunden, wenn der Schrittmacher eingeschaltet wird. Ein ähnlicher Wiedergabeverlust tritt auf, wenn der Schrittmacher abgeschaltet wird.

Zur Lösung dieses Problems ist bereits ein eigener älterer Vorschlag gemacht worden, siehe DE-AS

20 03 040.

Fig.3 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Systems zum Abschwächen von auf der linken Seite des Kondensators 18 auftretenden Spannungsspitzen. Tatsächlich dient die Schaltungsanordnung von Fig. 3 einerir breiteren Zweck als nur dem Zweck, die Sättigung des Verstärkers durch hohe Spannungsspitzen zu verhindern. Die Schaltungsanordnung dient dazu, alle hochfrequenten Störsignale abzuschwächen. Die maximale interessierende Frequenz in einem EKG-Si- in gnal beträgt typischerweise ungefähr 50 Hz. Hochfrequente Störungen können von einer Reihe von Quellen herrühren, und es ist erwünscht, derartige Signale abzuschwächen. Der Ausgang des Verstärkers 2t wird zum Eingang eines Differenziergliedes 25 geführt. Der Ausgang des Differenziergliedes wird dem Eingang des des Kondensators t8 und Erde eingeschaltet. Dies ergibt eine abrupte Änderung des Gleichspannungsniveaus des Verbindungspunktes. Die resultierende Spannungsschwankung des Ausgangssignals kann eine außerhalb des Wiedergabebereiches liegende Wiedergabe während einer Zeit von mehreren Sekunden zur Folge haben.

Ein weiteres Problem ergibt sich bei dem Schaltkreis der Fig. 3, soweit die Unterdrückung von Spannungsspitzen betroffen ist, durch die Tatsache, daß die Empfindlichkeit der Rückkopplungsschleife durch die Verstärkung des Verstärkers 21 beeinflußt wird. Die Höhe des Anstiegs der absorbierten Spannungsspitze am Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 23 ist nicht von der Verstärkung des Verstärkers 21 abhängig, und daher wird das am

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wert eines Hochfrequenzsignals ist viel größer als der Differenzialwert eines Niederfrequenzsignals derselben Amplitude, und der Schwellenwertdetektor wird so eingestellt, daß er zwischen diesen beiden Fällen unterscheidet. Wenn der Schwellenwertdetektor in Betrieb ist, ist der Schalter 24 geschlossen. Bei Abwesenheit eines hochfrequenten Störsignals wird der Ausgang des Verstärkers 17 direkt über den Widerstand

22 dem Kondensator 18 zugeführt. Bei Anwesenheit eines hochfrequenten Störsignals wird der Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 üb^r den Kondensator 23 mit Erde verbunden. Der Widerstand 22 und der Kondensator 23 bilden ein jo integrierendes Netzwerk, das sich schwächend auf hochfrequente Signale auswirkt. Dies beruht auf der Tatsache, daß der Kondensator 23 hochfrequenten Signalen gegenüber einen niedrigen Widerstand darstellt, so daß die hochfrequenten Signale nach Erde J5 kurzgeschlossen werden.

Die Schaltungsanordnung von Fig. 3 hat außer der Wirkung, daß sie hochfrequente Störsignale abschwächt, auch die Wirkung, daß sie die Amplitude einer über den Verstärker 17 gelangenden Spannungsspitze unterdrückt; der ansteigende Teil der Spannungsspitze ist so steil, daß der Ausgang des Differenziergliedes 25 den Schwellenwertdetektor 19 triggert. so daß der Schalter 24 geschlossen wird und die Spannungsspitze über den Kondensator 23 nach Erde kurzgeschlossen wird. Jedoch hat die Verwendung der Integrierstufe 22,

23 einen gewissen Nachteil, jedenfalls insoweit, als die Unterdrückung von Spannungsspitzen betroffen ist. Es sei angenommen, daß ein hochfrequentes Signal in dem EKG-Eingang anwesend war und daß der Kondensator 23 durch den Schalter 24 mit Erde verbunden wurde. Während sich der Kondensator im Stromkreis befand, wurde er auf das Gleichspannungsniveau des Verbindungspunktes des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 aufgeladen, wobei dieses Gleichspannungsniveau wiederum eine Funktion des Gleichspannungsniveaus des Eingangssignals war. Es sei angenommen, daß die hochfrequenten Störsignale dann aufhörten und daß der Schalter 24 geöffnet wurde. Die Spannung am Kondensator 23 verbleibt auf dem vorherigen Niveau, ω jedoch kann das Gleichspannungsniveau vom Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 sich ändern, und zwar sogar um einige Größenordnungen, da sich das Gieichspannungsniveau des EKG-Signals kontinuierlich ändert Wenn das nächste Mal der Schalter 24 auf Grund eines hochfrequenten Störsignals geschlossen wird, wird der Kondensator 23 zwischen Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und

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von dessen Verstärkung abhängig sein. Bei einem typischen Anwendungsfall kann z. B. die Verstärkung zwischen 8,3 und 166, d.h. in einem Verhältnis von 1 : 20. variiert werden.

Die oben erläuterten Schwierigkeiten werden gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch überwunden, daß ein nicht linearer Rückkopplungskreis an Stelle eines Elements vorgesehen wird, welches einfach an den Stromkreis an- und abgeschaltet wird.

In Fig. 4 bilden der Kondensator 26 und der Widerstand 27 ein Differenzierglied entsprechend dem Differenzierglied 25 von F i g. 3, dessen Ausgang an dem Verbindungspunkt der zwei Schaltelemente proportional zu der Steigung des Ausgangssignals des Verstärkers 21 ist. Das Differenzierglied dient in der Schaltungsanordnung von F i g. 4 zwei Zwecken. Zunächst wird das differenzierte Signal dem Eingang des Schwellenwertdetektors 19 zugeführt, so daß ein Hochfrequenzsignal, ζ. B. die anfängliche Spannungsstufe einer Spannungsspitze ein Ausgangssignal des Differenziergliedes zur Folge hat, das ausreicht, den Detektor zu aktivieren. Mit der Aktivierung des Detektors wird der Schalter 24 geschlossen in ähnlicher Weise wie bei der Schaltungsanordnung von F i g. 3. Der Schalter zieht die Schwellenwertspannung von dem differenzierten Signal an der Verbindungsstelle des Kondensators 26 und des Widerstandes 27 ab und gibt sie auf den Spannung-Strom-Wandler 32. Der Strom am Ausgang des Wandlers wird der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 zugeführt.

Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß das Integrier-Netzwerk mit dem Widerstand 30 und dem Kondensator 31, welches ständig im Stromkreis liegt, eine andere Funktion ausübt als das Integrier-Netzwerk mit dem Widerstand 22 und dem Kondensator 23 bei dem Schaltkreis von F i g. 3, wie noch beschrieben wird.

Der Schwellenwertdetektor 19, der Schalter 24 und der Spannungs-Strom-Wandler 32 haben eine Gesamtübertragungscharakteristik, wie in F i g. 5 gezeigt wird. Die horizontale Achse in F i g. 5 stellt die Spannung am Verbindungspunkt des Kondensators 26 und des Widerstandes 27 dar, d. h. die Steigung des Ausgangssignals. Die vertikale Achse stellt den Strom dar, der aus dem Wandler 32 fließt Der Schwellenwertdetektor dient dazu, den Schalter 24 am Schließen zu hindern, wenn ein Schwellenwert VV der Spannung in irgend einer der beiden Polaritäten überschritten wird (vgl. F i g. 5). Sobald der Schalter 24 geschlossen ist ist der Ausgangsstrom proportional zur Größe der differenzierten Ausgangsspannung an der Klemme 16 vermindert am den Schwellenwert Es sei darauf hingewiesen,

daß der Spannung-Strom-Wandler 32 so beschaffen ist, daß bei positiven Eingangsspannungen ein Strom in das Schaltelement fließt.

Der Widerstand in Richtung des Ausganges einer Stromquelle oder -senke gesehen, insbesondere in Richtung des Ausganges des Spannungs-Strom-Wandlers 32 gesehen, ist sehr hoch. Dementsprechend ist die Spannung am Eingang des Wandlers nicht maßgebend für die Spannung am Ausgang. In der Schaltungsanordnung von Fig. 4 wird dementsprechend die Spannung am Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 nicht durch das An- und Abschalten der Rückkopplungsschleife beeinflußt, sondern wird lediglich durch den Signalstrom beeinflußt, der von dem Spannungs-Strom-Wandler 32 herkommt. Der Strom fließt von dem Wandler 32 aus über die Widerstände 22 und 30 in den Alisgangskreis rlps Vprstärkprs 17. wpil Hie Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 viel größer ist als die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 17. Der Widerstand 20 stellt dabei die Gesamtimpedanz des Verstärkers gegen Erde dar, da er viel geringer ist als die Eingangsimpedanz des Verstärkers. Es sei z. B. angenommen, daß eine hohe Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 17 erscheint. Anfänglich tritt ein Spannungssprung an der Klemme 16 auf. Aber sobald der Schwellenwert des Detektors 19 überschritten wird, wird der Schalter 24 betätigt. Bei einer positiven Spannungsspitze zeigt die Charakteristik von Fig.5, daß in den Wandler 32 Strom fließt. Der Wandler 32 gibt dann einen Strom durch den Widerstand 22 in einer zu der Spannungsspitze entgegengesetzten Richtung, was auf eine Auslöschung desselben gerichtet ist. In ähnlicher Weise ist in dem Falle einer negativen Spannungsspitze der Strom durch den Widerstand 22 von entgegengesetzter Polarität zu dem Spannungsspitzenstrom, was wiederum die Amplitude der Spannungsspitze an der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 herabsetzt.

Fig. 7 zeigt die Ausgangswellenform als Funktion einer Eingangsspannungsspitze. Die Eingangsspannungsspitze soll dabei sehr hoch sein und ist aus diesem Grunde nicht in ihrer vollen Höhe gezeigt. Mit dem ansteigenden Teil der Spannungsspitze springt die Spannung am Ausgang an der Klemme 16 sofort auf den Schwellenwert VY, da vor Erreichen dieses Wertes die Rückkopplungsschleife nicht geschlossen wird. Sobald die Spannung an der Klemme 16 auf den Wert VV springt, da sich die Spannung am Kondensator 26 nicht plötzlich ändern kann, wird der Schwellenwertdetektor 19 getriggert. Die Spannung am Ausgang des Verstärkers 21 erhöht sieh dann linear. Am Ende der Spannungsspitze, für die eine Dauer von T angenommen werde, fällt die Spannung schnell ab. Wenn V_M die maximale am Ausgang erwünschte Spannung ist, wird der Wert für VV vorzugsweise so gewählt, daß er die Hälfte dieser Spannung beträgt Der Übertragungsfaktor des Spannungs-Strom-Umwandlers, d.h. die Neigung der beiden Teile der Charakteristik von F i g. 5 an den Stellen, an denen ein Stromschluß stattfindet, ist derart daß die Ausgangsspannung den Wert V_M am Ende der Zeitperiode T erreicht welche die übliche Dauer einer Spannungsspitze bei einem gegebenen Anwendungsfall darstellt Wenn die Spannungsrpitze eine Dauer von 5 msec aufweist ihr Einfluß auf das Ausgangssignal praktisch ungefähr 10 nüec nach Beendigung des Eingangsimpulses verschwunden. Tatsächlich fällt bei Beendigung der Spannungsspitze die Ausgangsspannung abrupt in einem gewissen Ausmaß, bevor ihr exponentieller Abfall beginnt. Dies beruht auf der Wirkung des Widerstandes 22.

Fig.8 zeigt eine übliche elektrokardiographische Wellenform, die an der Ausgangsklemme 16 erscheinen könnte. Wie oben erwähnt, ist eine übliche Quelle von Spannungsspitzen ein Schrittmacher, der in den Patienten eingepflanzt sein könnte. Der Schrittmacherimpuls wird eine kurze Zeitspanne, bevor die QRS-Welle in der EKG Wellenform erscheint, erzeugt. Die vom Schrittmacher herrührende Spannungsspitze erscheint an der Ausgangsklemme 16, wie durch die Buchstaben PS in Fig. 8 gezeigt wird. Die Spannungsspitze PS ist dieselbe wie die in F i g. 7 gezeigte Spannungsspitze, außer daß die Zeitskala in F i g. 8 komprimiert ist, dar>it das zeitliche Verhältnis der EKG-Wellenform bezüglich der Dauer der Spannungsspitze offenbar wird. Die 5vnannung<;<;nit7p in Fig 8 prgiht Wpinpn Narhtpil·. im Gegenteil ist es erwünscht, die Beziehung zwischen den Schrittmacherimpulsen und dem Schlagen des Herzens des Patienten sehen zu können.

Der Widerstand 30 und der Kondensator 31 dienen einfach als Verzögerungselement. Es ist erwünscht, daß das Differenzierglied in der Rückkopplungsschleife an den Stromkreis angeschaltet wird, bevor eine ankommende Spannungsspitze den Kondensator 18 überladen kann. Der Widerstand 30 und der Kondensator 31 verhindern im Ergebnis, daß die volle Spannungsspitze sofort zum Kondensator 18 gelangt. Die Spannung am Kondensator 31 kann sich nicht sofort ändern, und die

JO Spannung an der Verbindungsstelle des Widerstands 30 und des Kondensators 31 steigt exponentiell an. Die Zeitkonstante des Widerstandes und des Kondensators sind so klein, daß sie keine merkliche Wirkung auf die Vorgänge in der Schaltungsanordnung ausübt, d. h., der Kondensator 31 lädt sich auf den vollen Wert der Spannungsspitze in weniger als einer msec auf und entlädt sich bei Beendigung der Spannungsspitze in demselben Zeitintervall. Die Verzögerung ist jedoch ausreichend, um die Rückkopplungssch'.eife in den Stromkreis einzuschalten, bevor der Kondensator 18 überladen wird.

Bei der tatsächlichen schaltungsmäßigen Ausführung des Systems nach Fig.4 werden zwei Rückkopplungsschleifen vorgesehen, um positive und negative Stromwerte zu differenzieren, da es einfacher ist, zwei derartige Unipolarschleifen vorzusehen als eine einzige bi-polare Schleife. Der Transistor 7~1, Fig.6, ist mit seinem Emitter an eine positive Spannungsquelle 35 und mit seiner Basis über einen Widerstand 38a an die

so Verbindungsstelle eines Kondensators 26a und eines • Widerstandes 27a angeschlossen. Der Kondensator 26a und der Widerstand 27a stellen ein Differenzierglied dar, dessen Funktion äquivalent der des Kondensators 26 und des Widerstandes 27 in F i g. 5 ist Die Spannung am Ausgang des Differenziergliedes wird über den Widerstand 38a zu der Basis des Transistors 7"! gekoppelt um den Stromfluß durch den Transistor zu der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 zu steuern.

Zu Beginn ist der Transistor Tl nicht leitend, da der Widerstand 27a an die Quelle 35 angeschlossen ist und daher kein Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors anliegt Im Falle einer negativen Spannungsspitze geht die Verbindungsstelle des Kondensators 26a und des Widerstandes 27a ins Negative über, und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Ti wird in Durchlaß-Richtung gespannt Der Transistor leitet jedoch nicht bis die Durchlaßspannung ungefähr

0,5 V beliägt. Der Transistor 71 wirkt im Ergebnis als Schwellenwertdetektor. Er wirkt auch als Spannung-Strom-Wandler, weil der Strom durch seinen Collector direkt proportional der Ausgangsspannung des Differenziergliedes ist abzüglich 0,5 V. Der Strom in die Basis des Transistors 71 wird durch den Spannungsabfall am Widerstand 38« bestimmt. Die linke Seite des Widerstandes ist an die Spannungsquelle 35 über den Spannungsabfall von 03 V entlang des Basis-Emitter-Überganges des Transistors gekoppelt, und daher ist der Strom durch den Widerstand 38a gleich der um 5 V verringerten Ausgangsspannung des Differenziergliedes dividiert durch die Größe des Widerstandes 38a. Der Collector-Strom vom Transistor Ti ist gleich dem Basisstrom multipliziert mit der Stromverstärkung des Verstärkers. Bei negativen Spannungsspitzen leitet der Transistor Ti. und es fließt ein Strom vom Cnllprtnr zum Widerstand 22. Bei positiven Spannungsspitzen bleibt der Masis-Emitter-Übergang des Transistors Ti in Sperr-Richtung vorgespannt, und der Transistor leitet nicht.

Der Transistor T2 entgegengesetzter Polarität arbeitet in ähnlicher Weise, außer daß er nur im Falle von positiven Spannungsspitzen leitet. Anfänglich befinden sich Basis und Emitter des Transistors beide auf dem negativen Potential der Spannungsquelle 36. Wenn die Spannung an der Verbindungsstelle des Kondensators 266 und des Widerstandes 27b 0,5 V übersteigt, wird der Transistor 72 leitend, und es fließt ein Strom vom Widerstand 22 in den Collector des jo Transistors. Der Transistor T2 leitet nicht im Falle von negativen Spannungsspitzen.

Die Widerstände 38a und 38i>dienen einer maximalen Stabilisierung des Stromkreises. Die Transistoren T\ und T2 sind eher stromgesteuert als spannungsgesteuert, und die Widerstände gestatten die Erzeugung eines Basisstromes, der proportional zur Ausgangsspannung ist, um die Leitfähigkeit jedes der Transistoren zu steuern. Im übrigen sei z. B. angenommen, daß der Widerstand 38a weggelassen würde. Der Kondensator 26a und der Widerstand 27a würden kaum als Differenzierglied funktionieren; im Falle einer negativen Spannungsspitze, würde der Widerstand 27a über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Ti kurzgeschlossen werden. Tatsächlich ändert sich die Zeitkonstante jedes der beiden Differenzierglieder, nachdem der zugeordnete Transistor leitend geworden ist. Bevor der Schwellwert überschritten wird, ist der wirksame Widerstand des mit dem Transistor Ti verbundenen Differenziergliedes einfach gleich dem des Widerstandes 27a Nachdem der Transistor leitend geworden ist, wird άζτ wirksame Widerstand durch die Parallelschaltung der Widerstände 27a und 38a bestimmt. Die Schaltelemente 26, 27 und 38 des Netzwerkes und die Stromverstärkung des Transistors TX bzw. T2 bestimmen die Neigung des gesteuerten Teils der Wellenform.

Zwei wesentliche Unterschiede zwischen der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltungsanordnung von Fig.3 und der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bestehen in folgendem.

1. Bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 wird die Energie der Spannungsspitze absorbiert und gespeichert durch den Kondensator 23, während bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Energie an die Stromversorgung (35 bzw. 36 in Fig.6) über einen der Transistoren Ti oder T2 zurückgegeben wird.

2. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Differenzierglied im Rückkopplungskreis von der Spannungsspitze isoliert, während das Integrierglied in dem Stromkreis der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltungsanordnung direkt mit der Spannungsspitze gekoppelt ist.

Es wird das Verständnis der Erfindung erleichtern, wenn man die Schaltungsanordnung von Fig. 6 für beispielhaft angenommene Werte analysiert. Dabei wird nur die untere Rückkopplungsschleife betrachtet; eine identische Analyse kann für die obere Rückkopplungsschleife gemacht werden. Im folgenden werden die folgenden Symbole (vgl. F i g. 6) und die folgenden Werte für die Schaltungskomponenten benutzt:

Ki = Summe der Größen der

Widerstände 30 und 22 = 20 k
R₂ = Größe des Widerstandes 20 j RiQ = 3,5

i-sec
Q — Kapazität des Kondensators 18 J R₂Q = i,i

see

R₁ = Größe des Widerstandes 276 = 10 k
C₂ = Kapazität des Kondensators 26b = 5 χ 10-⁸ f
Ra = Größe des Widerstandes 386 = 10 k
A — Spannungsverstärkung des Verstärkers 21,

variabel zwischen 8,3 und 166
B - Stromverstärkung des Transistors Tl

bei gemeinsamem Emitter = 200
V₁ = Ausgangsspannung des Verstärkers 17
V2 = Spannung am Collector des Transistors T2
V₀ = Ausgangsspannung an der Klemme 16.

Bei der Betrachtung der Hochfrequenzschleife können wieder alle Kondensatoren so behandelt werden, als hätten sie einen Widerstand Null. Es sei angenommen, daß der Co'lector des Transistors T2 von der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 gelöst ist. Da der Verstärker 21 eine Eingangsimpedanz aufweist, die viel größer ist als R], gilt V, = V₂, wobei V₁ die Ausgangsspamung des Verstärkers 17 und V₂ die Eingangsspannung des Verstärkers ist. da die Wirkung des Kondensators 18 vernachlässigt wird. Nachdem der Transistor 72 leitfähig geworden ist, beträgt die Verstärkung der Schleife, d. h. das Verhältnis der Eingangsspannung des Verstärkers 21 zu dem Collector-Strom des Transistors 72, bei Vernachlässigung des Spannungsabfalls am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 72 ABIR4 amp/V. Wenn der Collector des Transistors 72 nun an die Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 angeschlossen wird, die sich auf dem Potential V₂ befindet, beträgt die von dieser Verbindungsstelle aus gesehene Impedanz RJAB = 10,000/ (200X83) = 6 Ohm bei dem Minimalwert von A, und 10,000/(200X166) = 03 Ohm bei dem Maximalwert von A.

Im folgenden sei angenommen, daß die Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 21 auf 1 Volt begrenzt werden soll. Da der Transistor 72 bei einer Basis-Emitter-Spannung in Durchlaßrichtung von 0,5 V zu leiten beginnt, sieht man, daß der Ausgang plötzlich die Hälfte seines maximalen Wertes ansteigt und die Schleife dann geschlossen wird. Da die rechts vom Widerstand 22 aus gesehene Impedanz höchstens 6 Ohm beträgt im Vergleich zu R\ = 20 k, kann V₂ als virtuelle Erde angesehen werden, und der gesamte durch Ri fließende Strom muß aus der

schleife entnommen werden, da die Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 so hoch ist. Für einen Impuls der Größe V_x am Ausgang des Verstärkers 17 gilt I_x = V_xZRu wobei Z₁ der Strom durch die Widerstände 30 und 32 ist. Der Bjsisstrom I₂ des Transistors T2 hat einen Wert /,/B = V_xI(R_x B).

Da A4 = A3 gilt, ist der Strom durch den Widerstand 27Zj = I₂, und die Summe der beiden Teilströme durch den Kondensator 266 = 2 V_xI(R_xB). In guter Annäherung steigt die Spannung am Kondensator 266 linear mit einer Geschwindigkeit von 2 V_xI(R_xBCi) V/sec. Wenn V_x = 10 V (maximaler Ausgang des Verstärkers 17) gilt, ist die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung am Kondensator 26Z) = 2(!0)/(2 χ 10«Χ200Χ5 χ \0~») = 100 V/sec. Wenn der Impuls eine Dauer von 5 msec hat, steigt Her Ausgang um 0,5 V von dem Zeitpunkt an, in dem die Schleife zuerst geschlossen wird bis zum Ende des Impulses. Der Anstieg ist unabhängig von der Verstärkung des Verstärkers 21.

Bei der obigen Analyse warangenommen, daß Vi = 0 bei geschlossener Schleife galt, da I_x = V_xIR_x angenommen wurde und dies nur bei V₂ = 0 gelten konnte. Jedoch steigt V₂ während des Impulses. Wenn die Spannung am Kondensator 18 vernachlässigt wird, wird der endgültige Wert von V₂ notwendigerweise gleich dem endgültigen Wert von V₀ dividiert durch Verstärkung des Verstärkers 21, da Vo = V₂A. Bei der mximalen Verstärkung 166 beträgt der endgültige Wert von V₂ 0,5/166, d.h. 3 mV. Bei der minimalen Werteverstärkung beträgt der endgültige Wert von V₂ 0^/83. d.h. 60 mW.

Der Kondensator 18 lädt sich linear auf, da das Produkt R₂C_x sehr viel größer ist als 5 msec. Bei einem konstanten V₂ von 3 mV lädt sich der Kondensator 18 auf eine Spannung auf, die gleich (3 mV) (5 msec)/(3,5 see), d. h. ungefähr 4,3 mV ist. Bei einem konstanten V₂ von 60 mV lädt sich der Kondensator 18 auf einen endgültigen Wert von 20 χ 43. d. h.86 Mikro-Volt auf.

Jedoch lädt sich der Kondensator 18 nicht von einem konstanten V₂ auf (3 mV bzw. 60 mV in den beiden Fällen). Statt dessen steigt V₂ um 3 oder 60 mV während des Impulses, und damit beträgt der Durchschnitt der sich ändernden Ladespannung 1,5 oder 30 mV in den beiden Fällen. Auch V₂ macht anfänglich einen Spannungssprung bei Auftreten des Impulses, und s dieser Spannungssprung hält an und bewirkt eine weitere Aufladung des Kondensators 18. Der anfängliche Spannungssprung beträgt einfach VqIA, da die Spannung am Kondensator im Vergleich zu V₂ vernachlässigbar ist, d.h. 0,5/8,3 (6OmV) bzw. 03/166 (3 mV) in den beiden Fällen. Bei einer Verstärkung von 83 beträgt damit der Durchschnittswert von V₂ 30 + 60 = 90 mV; bei einer Verstärkung von 166 beträgt der durchschnittliche Wert von V₂ 1,5 + 3 oder = 44 mV. jeder dieser Werte ist das ³/2-fache des Wertes von V₂, der dazu benutzt wird, die Maximalspannung am Kondensator 18 in den beiden Fallen zu berechnen, und damit müssen die Maximalspannungen in ähnlicher Weise um 50% erhöht werden. Die Maximalspannungen am Kondensator 18 in den beiden Fällen sind damit 43 · 1.5 = 6.4 Mikro-Volt bzw. 86 · 14 = 120 Mikro-VolL Da selbst der maximale Wert beträchtlich geringer ist als V₂, sieht man, daß die Annahme, der Kondensator 18 könne weggelassen werden, bei der Berechnung von V₂, gerechtfertigt war.

Die Bedeutung dieses Ergebnisses besteht darin, daß selbst mit minimaler Verstärkung — der ungünstigste Fall — der Kondensator 18 sich auf nicht mehr als 129 Mikro-Volt auflädt, also nur um etwa 2,6% der EKG-Wellenformamplitude von 5 mV am Ausgang des

Verstärkers 17. Große Spannungsspitzen üben daher fast keine Wirkung auf die Basislinie des Signals am Ausgang des Verstärkers 21 aus.

Es sei darauf hingewiesen, daß eine Spannungsspitze von 5 msec an der Klemme 16 unabhängig von der Verstärkung des Verstärkers 21 auf einen Wert von 1 V ansteigt da der Wert der Verstärkung in die Berechnung von Vo nicht eingeht Die Verstärkung beeinflußt lediglich die Aufladung des Kondensators 18 Damit ist die Wirkungsweise der Rückkopplungsstufe unabhängig von der Einstellung der Verstärkung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals in einem große Spannungsspitzen aufweisenden Gesamtsignal mit Unterdrückung der Spannungsspitzen, insbesondere zur Verarbeitung von EKG-Signalen, mit einer ersten und einer zweiten Verstärkerstufe, einem zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe und dem Eingang der zweiten Verstärkerstufe liegenden kapazitiven Schaltungsteil, und einem Schwellenwertdetektor, der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe aktiviert wird, um auf einen Punkt zwischen den beiden Verstärkerstufen im Sinn einer Unterdrückung der Spannungsspitzen einzuwirken, dadurch gekennzeichnet,

daß ein EMrierenzierglied (26,27) zum Differenzieren des am Ausgang der zweiten Verstärkerstufe (21) erscheinenden Ausgangssignals vorgesehen ist,
daß der Schwellenwertdetektor (19) mit dem Ausgang des Differenzierglieds (26, 27) verbunden ist und aktiviert wird, wenn das differenzierte Ausgangssignal einen vorgegebenen Schwellenwert (Vt) überschreitet, und

daß mit dem Ausgang des Differenzierglieds (26,27) ein durch den Schwellenwertdetektor (19) einschaltbarer Spannungs-Strom-Wandler (32) verbunden ist zur Liefer, ng eines von dem differenzierten Ausgangssignal abhängigen ^rotns an den Ausgang der ersten Verstärkerstufe (1).

2. Verstärker nach Aniprucl- 1, dadurch gekennzeichnet, daß der von dem Spannung-Strom-Wandler (32) gelieferte Strom proportional zu dem um den genannten Schwellenwert (Vt) verminderten differenzierten Ausgangssignal ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs-Strom-Wandler (32) bei positiven Eingangsspannungen als positive Stromsenke und bei negativen Eingangsspannungen als negative Stromsenke wirkt.

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe (17) und dem genannten kapazitiven Schaltungsteil (18) Verzögerungsmittel (30, 31) geschaltet sind.

5. Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Spannungsspitzen bei einem einen kapazitiven Kupplungsteil aufweisenden Verstärker, gekennzeichnet durch einen Schwellenwertdetektor (19), zum Anzeigen einer einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitenden Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers (17,21), durch ein Differenzier glied (26, 27), das mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist und ein differenziertes Ausgangssignal erzeugt, und durch Schaltungsmittel (32, 24) zur Einführung eines eine Funktion des genannten differenzierten Ausgangssignals darstellenden Stromes in die Vorwärtsschleife des Verstärkers (17,21) vor den genannten kapazitiven Kopplungsteil (18), wobei die genannten Schaltungsmittel (32, 24) auf die Aktivierung des Schwellenwertdetektors (19) ansprechen.

6. Verstärkeranordnung mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, gekennzeichnet durch einen Spannungsverstärker (21), einen ersten Widerstand (22), der mit seinem einen Ende mit der

Eingangsklemme verbunden ist, durch einen Kondensator (18), der zwischen das andere Ende des genannten ersten Widerstandes (22) und den Eingang des Spannungsverstärkers (21) geschaltet ist, wobei der Ausgang des Spannungsverstärkers mit der Ausgangsklemme (16) verbunden ist, durch einen zweiten Widerstand (20), der zwischen den Eingang des Spannungsverstärkers (21) und Erde geschaltet ist, durch ein Paar entgegengesetzte Polaritäten aufweisender Transistoren (Ti, T2), von denen jeder mit seinem Collector an die Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand (22) und dem Kondensator (18) und mit seinem Emitter an eine Spannungsquelle (35, 36) jeweils entsprechender Polarität angeschlossen ist, und durch Widerstände (38a, 386Jl die in Serie zu der Basis jedes der Transistoren liegen und die über je ein Differenzierglied (26a, 27a,- 26Z>, 27i^ mit der Ausgangsklemme (16) gekoppelt sind.

7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Verzögerungsnetzwerk (30, 31), das zwischen der Eingangsklemme (15) und dem genannten ersten Widerstand (22) liegt.