DE2211376B2 - Digitalfilter - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H17/0607—Non-recursive filters comprising a ROM addressed by the input data signals
Description
Die Erfindung betrifft ein Digitalfilter, bei dem eine digitale Transformation zwischen einem Eingangssignal
und der Filterübertragungsfunktion durchgeführt wird.
Dabei wird ein Produkt der Spektren des Eingangssignals und der Impulswiedergabe des Filters gebildet.
Di? Herstellung der genannten Transformation erfolgt digital durch Annäherungen der periodischen Abtastung
des Eingangssignals und der Impulswiedergabe. Bei dieser Operation wird in bekannter Weise
eine bestimmte Anzahl von Faktoren, sogenannten Gewichtungsfaktoren, gebildet.
Die mathematische Theorie zeigt, daß die Genauigkeit der Filterung durch die Anzahl oder die Genauigkeit
der Gewichtungsfaktoren definiert ist. Mit steigender Abtastfrequenz nimmt auch die Bedeutung
dieser Größen zu. Man erkennt jedoch bereits die Schwierigkeiten, die auf technologischem Gebiet auftreten,
wenn man die Anzahl der Gewichtungsfaktoren oder ihre Genauigkeit erhöhen will. Insbesondere
bei Transversal- oder Rekursivfiltern ergeben sich diese Schwierigkeiten auf Grund der erforderliehen
Anzahl von Abgriffen an den verwendeten Verzögerungsstrecken und auf Grund der Kapazitäten
der erforderlichen Speicher.
Es ist die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe, ein derartiges Digitalfilter anzugeben, bei dem die
ίο Genauigkeit der Filterung erhöht wird, ohr.:: daß die
genannten Schwierigkeiten auftreten.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß eine die Abtastfrequenz für das Eingangssignal
verändernde Modifiziereinrichtung zur Simulation der Anzahl der Gewichtungsfaktoren vorgesehen
ist. Insbesondere bei Digitalfiltern des Transversaloder Rekursivtyps, bei dem eine digitale Wechselbeziehung
zwischen dem abgetasteten Eingangssignal und der digitalen Filteransprache hergestellt ist, bein steht die Erfindung darin, daß die Modifiziereinrichtung
durch Wiederholung der einzelnen Abtastwerte eine Erhöhung der Abtastfrequenz simuliert.
Man erreicht also eine Filterung, deren Genauigkeit durch eine höhere Anzahl von Gewichtungsfaktoren
definiert ist als tatsächlich Abgriffe an den Verzögerungsstrecken vorhanden sind.
Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Zeichnungen nähert erläutert. Es zeigt
F i g. 1 eine frequenzmäßige Übersicht,
ω F i g. 2 den erfindungsgemäßen Filterprozeß,
ω F i g. 2 den erfindungsgemäßen Filterprozeß,
F i g. 3, 3a u. 3b ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Filters,
F i g. 4a u. 4b ein ausführliches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Filters und das zugehörige Zeit-
!5 diagramm und
F i g. 5 das Ansprechverhaltcn eines erfindungsgemäßen
Filters.
Um das gewünschte Ergebnis zu erhalten, wird in Wirklichkeit die Anzahl der Gewichtungsfaktoren des
simulierten Filters nicht modifiziert, aber die Modifikationen werden in Verbindung mit der Tastfrequenz
des zu filternden Eingangssignals durchgeführt. Zum besseren Verständnis sei zunächst auf einige Tatsachen
aus der Abtasttheorie und der konventionellen •f"' Signalverarbeitung hingewiesen. Wird ein Analogsignal
bei einer Frequenz F abgetastet, so erscheint das Spektrum des resultierenden Signals periodisch,
d. h. also in kammartiger Verteilung. Das bedeutet, daß bei der Darstellung des abgetasteten Signals das
>o Spektrum des originalen Analogsignals jeweils um
jede Harmonische der Abtastfrequenz herum wieder erscheint. Dies gilt nicht nur im Hinblick auf das
Eingangssignal selbst, sondern sie erleichtern auch das Verständnis im Hinblick auf die Digitalisierung. In
diesem Zusammenhang ist es von Vorteil, sich ein transversales Filter in Erinnerung zu rufen, bei dem
die erwähnten Gewichtungsfaktoren durch Abtasten der Impulswiedergabe erhalten werden. Das heißt die
Impulswiedergabe erfolgt nicht fortlaufend. Die Bandbreite ist kammartig unterbrochen, so daß das durch
die Impulsansprache definierte Spektrum des Filters jeweils bei jeder Harmonischen der Abtastfrequenz
erscheint. Wie bereits angedeutet, ergibt sich das Spektrum des gefilterten Signals aus dem Produkt des Spek-(^
trums des Eingangssignals und des Spektrums des Filters. Da das Eingangssignal und die Impulswiedergabe
abgetastet worden sind, ergibt sich das Signal selbst als Abtastwerte und sein periodisch auftretendes
Spektrum, Bei der Modifikation der Abtastfrequenz sollten die nicht erforderlichen Bereiche der kammartigen
Frequenzbereichsfolgen eliminiert und die, die der neuen Abtastfrequenz entsprechen, erhalten werden.
Da das Spektrum des resultierenden Signals gleich dem Produkt zweier kammartiger Spektren ist,
ist es für eine korrekte Filterung erforderlich, daß die einzelnen Bereiche der Spektren der beiden kammartigen
Folgen jeweils an den gleichen Stellen im Frequenzbereich erscheinen und sich nicht überlappen.
Dies ist die Erklärung dafür, warum die Abtastfrequenzen des Eingangssignals und der Impulswiedergabe
identisch sind. Diese Frequenz sollte bekanntlich gleich der das zu filternde Originalsignal
betreffenden Nyquistfrequenz sein. Theoretisch ist es aber nicht erforderlich, die gleiche Abtastfrequenz für
das Eingangssignal und die Impulswiedergabe zu wählen. Da das resultierende Spektrum gleich dem
Produkt zweier Spektren ist, ist es möglich, unabhängig voneinander die Abtastfrequenz eines der beiden
Produktanteile zu modifizieren, um die Abtastrate zu modifizieren. Sollen demnach Filt.°rbedingungen verbessert
werden, so muß die Abtastfrequenz der Impulswiedergabe erhöht werden, aber es kann dasselbe
Ergebnis auch durch Erhöhung der Abtastrate des Signals erreicht werden. Aus der Frequenzübersicht
gemäß F i g. 1 ist das Ergebnis der Filterung eines Eingangssignals zu ersehen, das durch ein mit einer
Frequenz 2F getastetes Filter mit einer Frequenz F abgetastet wird. Der Durchlaßbereich des Filters ist
auf F/2 begrenzt. Dieser Darstellung ist klar zu entnehmen, daß die Rückgewinnung des gefilterten
Analogsignals leichter erreicht werden kann, da die kammartig angeordneten Spektralbereiche weiter auscinanderliegen.
Wichtiger ist aber die Tatsache, daß dasselbe Ergebnis dadurch erreicht werden kann, daß
nicht die Impulswiedergabe, sondern das Eingangssignal herangezogen wird. Wird die Abtastfrequenz
beim Eingangssignal erhöht, ohne daß die Anzahl der Gewichtungsfaktoren verändert wird, so verschwinden
bestimmte Spektralbereiche des resultierenden Signals, Das Ergebnis ist also etwa dem Ergebnis
ähnlich, das durch Verwendung eines Filters erreicht werden könnte, dessen Impulswiedergabe durch eine
höhere Anzahl von Abtastpunkten definiert werden würde. Dies entspricht also einer virtuellen Erhöhung
der Anzahl der Gewichtungsfaktoren, und zwar einer Erhöhung, die der Erhöhung der Abtastfrequenz des
Eingangssignals entspricht.
Aus dem Vorstehenden ergibt sich die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Filters, bei dem eine
bessere Filterbedingung erreicht wird, indem die Anzahl der Gewichtungsfaktoren relativ niedrig gehalten
und die Abtastfrequenz des Eingangssignals erhöht wird. In der Praxis kann bei vielen Anwendungen die
Abtastfrequenz nicht gesteuert werden. Dies gilt beispielsweise bei Digitalfiltern in Empfängern von Übertragungssystemen.
Es ist aber möglich, die Erhöhung der Abtastfrequenz dadurch zu simulieren, daß jede
Tastung während der gleichen Periode mehrmals wiederholt wird und daß mit Hilfe des Filters durch
Interpolationen zwischen aufeinanderfolgenden Tastungen Ungleichmäßigkeite::; eliminiert werden.
Auf mathematischem Wege kann gercigt werden, daß die genannten Ziele nicht nur durch Beeinflussung der
Wiederholungsfrequenz einer Tastung, sondern auch durch Beeinflussung der Anzahl der Wiederholungen
erreicht werden kann, die schließlich während jeder Periode erhalten werden. Um dies zu zeigen, kann
man von folgender Hypothese ausgehen: Ein Eingangssignal X(t) liefert Tastungen X{NT), wobei
JV = 1, 2, 3 usw. ist. Bei einer Frequenz F = γ wird
das Signal zwischen X(NT) und X[NT + T) »-mal
wiederholt, also mit einer Frequenz-^, und es werden
i) '
effektiv nur in Wiederholungen durchgeführt. Nimmt
man an, daß die Amplitude der ersten Tastung gleich einer Einheit ist, dann hat die diese Operation ausführende
Einheit eine übertragungsfunktion (p ist die 4ii Laplace Carson Variable):
C1 (/7) =
+ e"
- - ή p+ ■■
+ c
- I [m- Up
da das Zeitintervall zwischen /vci aufeinanderfolgenden Wiederholungen — ist. Durch Multiplikation von (I)
mit c η p. erhält man
i'+c
Durch Kombination von (I) und (2) erhält man:
G1
I - e - ■„_
τ
1 - C" π
(3)
hO Gleichung (4) kann auch geschrieben werden:
s:-/'» . "lT\
s:-/'» . "lT\
G1 ijm) =
sin
Gleichung (3) gestattet die Bestimmung des Spektrums,
des durch Wiederholung der Tastung X(NT) deshalb·
erhaltenen Signals (/»< für ρ eingesetzt)
(4)
. ( m in T \
7(\"",„t\
sin I — · -— )
V" 2 J
V" 2 J
22 W
F i g. 2 enthüll cine Darstellung dieser Zusammenhiingc
für den Fall, daß η - 5 und m = 3 und 5 ist.
I- i g. 2a zeigt den zeitlichen Zusammenhang für ein
mit einer Frequenz t = ψ abgetastetes Fingangssignal.
Nach Wiederholung jeder Tastung mit einer Frequenz 5 F und Verwendung von nur drei Wiederholungen
ergibt sich das in F i g. 2b dargestellte Signal Das durch Filterung durch Wiederholung der
Tastungen erhaltene Spektrum ist aus Fig. 2c zu ersehen. Fs ist ein Spektrum, dessen Finhüllende aus
Haupt-Spektralbereichen besteht, die sich jeweils nach 5 7' wiederholen. Außerdem sind sekundäre
Spektralbereiche vorhanden. Die Finhüllende ergibt sich aus der Gleichung:
sin 3-, T IO
sin ,;T 10
sin ,;T 10
Soll die Bedeutung der sekundären Spektralbereiehe vermindert werden, so ist es erforderlich, das
Verhältnis m η zu beeinflussen. In Fig. 2b ist der
lall für m = η - 5 dargestellt. Welcher Wert auch
immer für m gewählt wird, wesentlich für die Frfindunji
ist die Periodmtät insbesondere der Haupt-Spektralhereiche. Wird folglich ein Signal Λ (ί) in der
beschriebenen Weise verarbeitet, so wird das gewünschte Frgebnis erreicht. Im betrachteten Fall
wird dieses Signal durch ein Filter geschickt, dessen Ansprechen durch um 7 getrennte Punkte definiert
ist. Der Ablauf ist so. als lauen diese Punkte um T 5
2 7
auseinander und ihre Häufigkeit betrage deshalb da; Fünffache. Wie anschließend gezeigt wird, wcrdcr
die Wiederholungen der gleichen Tastung durch mehrmalige Zirkulationen im gleichen Register herbeigeführt.
Die Frfindung kann bei der Verwirklichung digitaler Filter beliebiger Art angewendet werden. Rs
kann sich um bereits vorgeschlagene Rekursiv- odei Transversalfilter handeln, bei denen Verzögerungsstrecken und Modulatoren oder Speicher verwendet
werden, um darin die gewichteten Tcileruebnisse zu
speichern.
Insbesondere beim zweiten, mit Speichern ausgestatteten
Filtertyp kann die Frfindung in einfachei Weise zur Anwendung gelangen. Fs genügt, der
Speicherinhalt zu modifizieren und einige externe Register hinzuzufügen, um die Tastwiederholungen zi
speichern. Die Wiederholungsoperalionen könner insbesondere dadurch ausgeführt werden, daß cini
Anordnung mit einem Speicherelement verwende! wird, in welchem der zu wiederholende Tastwert ge
speichert ist. Sind die Tastwerte digital codiert, sr umfaßt das Speicherelement eine einem Register ent
sprechende Stcllenzahl.
Die Frfindung läßt sich an Hand eines einfacher Beispiels leicht erklären: Fs sei ein Transversalfiltei
mit vier GcwLhtungsfaktoren betrachtet, bei dcrr
/?i = I i-nd Ii -- 2 ist. Die Gewichtungsfaktorcn seicr
mit ·>. /ι'. ;.· und λ und die Tastwertc des Signals X(t) zi
den Zeiten NT seien mit Λ'. Λ'2 usw. bezeichnet. D;
m = I und η = 2 ist. liegt zwischen Abtastwerten eint
Null. Damit ergibt sich folgende Zusammenstellung
\ | I) | I) | Λ |
A'1 | A'1 | I) | I) |
π | (I | A" | O |
A2 | V2 | I) | I) |
I) | V2 | A | |
A" | A'-' | (I | I) |
O | U | -Vs , | •v |
W | V, | (I | Il |
I) | Y | ||
V;
X2 ι ; .V
.V2 λ A1
Yi ../.Y-' ' λ A'2
\ I
Fs ergib! sich cine zyklische Operation. Der Abtastwerl
des gefilterten Signals is; YA und Y8 abwechselnd.
Wenn, allgemein ausgedrückt, ein Abtastwert X" dem Filter zugeführt wird, so liefert dieses einen Abtastwert
des gefilterten Signals
v;
N ■ ;-.VV '
N - Λ X" '
XX + yXs
(5)
Ehe dann der Abtastwert Λ"ν ' zum Eingang gelangt, liefert die Anordnung einen zweiten Abtastwert
des gefilterten Signals YB:
Y* = ft χ" + Λ χ*
(6)
Die Ausdrücke (5) und (6) zeigen, daß zwischen YA
und Yg nur die Gewichtungsfaktoren modifiziert sind. Mit anderen Worten, es genügt bei der genannten
Filterart, den gleichen Wert im Adressenregister des als Speicher dienenden ROM gespeichert zu lassen
und ein Adressenbit ADR.-Selcktionsbit zu verwen
den, welches abwechselnd den Wert I und 0 annimm
und dabei abwechselnd YA und YB wählt.
Ein Ausfühningsbeispiel des erfindungsgemäßei
Filters ist aus F i g. 3 zu ersehen. Zum Zeitpunkt Nl erscheint am Eingang ED der Wert Xs. Ein Re
gisterfll enthält den WertA"*"1. Ein Register R;
enthält den Wert Xs'2. Schalter/1 und /2 sine
geöffnet. Der Wert Xs gelangt in das Register RI
und den Wert Xs'1 wird von RegisterRi in Re
gisteri?2 übertragen, während der WertA'*"2 vor
Register R 2 abgegeben wird. Während dieser über
tragung und ADR.-Selektionsbit = 0 werden die dei
Speicher ROM mit nachfolgendem Akkumulato AKKU adressierender! Bits gleicher Gewichtung de
Werte Xs und Xs'1 zur Berechnung des Wertes Yj1
verwendet. Dann werden zwischen den Zeitpunktei
NT und (N + I)T clic Schalter /1 und Il geschlossen
und die Werte Xs und A"'v"' in die Register R 1
und Rl zurückgeführt und zur Berechnung des Wertes Yg verwendet. Zum Zeitpunkt (N + \)T werden
die Schalter / 1 und /2 wieder geöffnet, der Wert X v + 1
gelangt zum Eingang ED, und der bereits beschriebene Ablauf beginnt erneut. Dieser Vorgang dauert
so lange an, bis keine weiteren Eingangswerte mehr vorhanden sind.
Die aus dem Register R, dem Schalter / und der Steuerlogik bestehende Schaltung kann in der in
F-'ig. 3 a gezeigten Weise realisiert werden. Diese Schaltung enthält einen Dateneingang E, einen Steuereingang
G und einen Datenausgang S. Die am Eingang E ankommenden Abtast werte Xs gelangen über
eine UND-Schaltung und eine ODER-Schaltung in das Register R. Die am Ausgang S ankommenden
Daten werden auf den Eingang des gleichen Registers zurückgeführt, und zwar über eine weitere UND-Schaltung
und dieselbe ODER-Schaltung. Ein Steuersignal G = 1 öffnet die eine und das reziproke Steuersignal
G = O öffnet die andere UND-Schaltung. Um sicherzustellen, daß die beiden UND-Schaltungen zu
Zeitpunkten ( = NT oder NT > t > (N + \)T in geeigneter Folge geöffnet und geschlossen werden,
wird das Steuersignal G beiden Schaltungen zugeführt, wobei im einen Fall ein Inverter / vorgeschaltet
ist. Der Eingang des Registers R ist mit einem Anschluß E' verbunden, an dem die den Speicher ROM
adressierenden Daten abgenommen werden.
Ein derartiges Filter simuliert eine Multiplikation der Anzahl der tatsächlich verwendeten Gewichtungsfaktoren
mit dem Faktor 2. Das beschriebene Prinzip gestattet jedoch durch wiederholte Zirkulation der
Zwischenwerte des gefilterten Signals diesen Faktor exponentiell zu erhöhen. Zu diesem Zweck wird entweder
die Anzahl der Register durch parallele Anordnung oder die Kapazität der in F i g. 3 gezeigten
Register erhöht. Grundsätzlich kann man feststellen, daß bei dem beschriebenen Filter bei jedem erneuten
Umlauf eine Multiplikation der Anzahl der theoretischen Faktoren erfolgt
Das Blockschaltbild gemäß Fig. 3b zeigt diesen
Vorgang. Dieser Vorgang unterscheidet sich von dem der Filteranordnung gemäß F i g. 3 nur durch eine
Erhöhung der Kapazitä t der beiden Register R1 und Rl um den Faktor 2 (n = 2). Außerdem ist eine
logische Schaltung hinzugefügt, die die erneute Zirkulation der vom Akkumulator gelieferten Zwischenwerte
des gefilterten Signals bewirkt. Ein Register W bewirkt eine Verzögerung im Zirkulationsweg. Dabei
ist der Ausgang S über das Register W und einen Schalter lB mit dem Eingang einer UND-Schaltung A
verbunden. Die Werte X(NT) gelangen über eine UND-Schaltung A' zum Eingang ED. Ein Signal WG
steuert die Durchschaltung der UND-Schaltungen A und A' entweder direkt (im Fall von A") oder nach Invertierung durch einen Inverter / (im Fall von A). Die
Ausgänge der UND-Sdlialtungen A und A' sind über
eine ODER-Schaltung (O) mit dem Register R1 verbunden.
Das Zeitdiagramm gemäß F i g. 3c zeigt die Wirkungsweise des beschriebenen Filters gemäß F i g. 3 b.
Zur Zeit ti, erscheint der Wert X1 am Eingang ED
und gelangt über die durchgeschaltete UND-Schal tung A' in den linken Teil des Registers J? 1. Das
Adressen-Selektionsbit weist den logischen Pegel 1 auf. Das Filter liefert den Wert 7J, der als Zwischen-Abtastwert
verwendet wird. Damit wird dieser Wert nicht am Ausgang gesammelt, sondern über den
Schalter IB und das Register W zum Eingang der UND-Schaltung A zurückgeführt. Zur Zeit f 2 wird
-, A"1 durch Einführung von Y\ in den rechten Teil des
Registers R 1 geschoben. Das Filter liefert den Wert Z\,
wobei das Adressen-Selektionsbit den logischen Pegel 1 aufweist und der Schalter 1„ geöffnet ist. Der
letztgenannte Wert wird ausgegeben und liefert den
ίο ersten Abtastwert des gefilterten Signals. Zur Zeit r3
sind /1 und Il geschlossen, so daß in die Reihenfolge
der in den Registern R\ und Rl enthaltenen Werte eingegriffen werden kann. Zur Zeit f 4 wird das Adrcssen-Selektionsbit
Null, In wird geöffnet, eine neue
i", Zirkulation in den Registern R 1 und R 2 wird durchgeführt,
und das Filter liefert den Wert Zn. Zur
Zeit f5 ist I11 geschlossen, eine erneute Zirkulation
wird durchgeführt, und das Filter liefert den Wert Y1),
der durch das Register W um eine Abtastwertzeit verzögert wird. Zur Zeit f6 sind /I und Il geöffnet,
WG = 0, so daß A' geschlossen und A geöffnet ist, Adressen-Selektionsbit = 1, Yn gelangt in den linken
Teil von Rl und der Inhalt der Register R 1 und R2 wird um eine Position nach rechts verschoben. Darauf-
2j hin liefert das Filter den dritten Abtastwert Z\. Anschließend
wird zur Zeit ti der Schalter In geöffnet,
die Schalter /1 und / 2 geschlossen und die Register R1
und R 2 in sich rückgeführt. Zur /8 ist das Adressen-Selektionsbit
= 0, die Register RI und R 2 sind
in wiederum in sich rückgeführt, und das Filter liefert den vierten Abtastwert Z\. Schließlich zum Zeitpunkt
f9 erscheint am Eingang ED ein neuer Abtastwert X2 und der beschriebene Ablauf beginnt von
neuem.
)5 Bei dem beschriebenen Filter werden zwei Zwischen-Zirkulationen
angewandt. Wie bereits ausgeführt, kann eine beliebige Anzahl von solchen Zirkulationen
stattfinden. Die Anzahl hängt alleine von der anfänglichen Wahl von η ab. Es ist jedoch darauf hinzuweisen,
daß mit der Erhöhung der Anzahl der Zirkulationen die erforderliche Rechenzeit erhöht wird.
Da die Arbeitsgeschwindigkeiten der Rechenschaltkreise technologisch begrenzt ist, kann es von Nutzen
sein, einen Filteraufbau anzugeben, bei dem die Anzahl der erforderlichen. Operationen möglichst gering
ist. Eine derartige Lösung besteht darin, daß die Register R nicht seriell, sondern parallel angeordnet werden.
In Fig. 4a ist ein Beispiel dafür angegeben, und
so zwar für eine auf 2 begrenzte Anzahl von Zwischenzirkulationen.
Es sind demnach drei Stufen von Registern R übereinander vorgesehen, die durch Signale
KX, KY und KZ gesteuert werden.
F i g. 4 b gibt den zeitlichen Ablauf der Operation der Anordnung gemäß F i g. 4a wieder. Die Periode T ist in 14 Intervalle gleicher Dauer unterteilt. Zur Zeit 11 gelangt der Wert X1 an den Eingang ED und findet die UND-Schaltung A' 13 auf Grund des Steuersignals WG = 1 geöffnet. Es durchläuft beim Adres- sen-Selektionssignal = 1 die ODER-Schaltung 013 und die UND-Schaltung A14. Zu diesem Zeitpunkt ist das Steuersignal KX = 1, und X1 gelangt in das Register R1, während der Inhalt des Registers R1 in R 2 übertragen wird. Während dieser Operation wird
F i g. 4 b gibt den zeitlichen Ablauf der Operation der Anordnung gemäß F i g. 4a wieder. Die Periode T ist in 14 Intervalle gleicher Dauer unterteilt. Zur Zeit 11 gelangt der Wert X1 an den Eingang ED und findet die UND-Schaltung A' 13 auf Grund des Steuersignals WG = 1 geöffnet. Es durchläuft beim Adres- sen-Selektionssignal = 1 die ODER-Schaltung 013 und die UND-Schaltung A14. Zu diesem Zeitpunkt ist das Steuersignal KX = 1, und X1 gelangt in das Register R1, während der Inhalt des Registers R1 in R 2 übertragen wird. Während dieser Operation wird
der Wert Y\ nach Adressierung über UND-Schaltung 47, ODER-Schaltung 07, UND-Schaltung/48
und ODER-Schaltung 08 durch das Filter errechnet. -^ Er wird am Ausgang des Akkumulators zur Verfügung
gestellt, durch Register R7 verzögert und dem Eingang
der UND-Schaltung A 13 zugeführt. Das Register R 7 kann eingespart werden, wenn die Verzögerung
durch den Akkumulator herbeigeführt wird. Zur Zeil f 2 ist das Adressen-Selektionsbit = 1, WG = I
und KY = 1. Der Wert Y\ gelangt über /113, 013,
/114, -43 und 03 in das Register R3. Der Inhalt des
Registers R 3 wird in R4 übertragen, und nach Adressierung über ,49,07,/110 und 08 liefert das Filter den
Wert Z'AA. Dieser Wert wird durch Rl verzögert und
gelangt zur Zeit J 3 über A 13, 013, A 14, /15 und 05
in R 5. Dabei wird der Wert Z~AA ausgegeben. Dabei
adressiert Zj,., den Speicher ROM, so daß am Ausgang
des Filtersein Wert H^',derdieAusgangs-UND-SchaltungGO
geöffnet findet, zur Verfügung gestellt wird. Die Zirkulationsoperationen könnten theoretisch
fortgesetzt werden, sie sind jedoch durch das Verhältnis von Abtastperiode T und den Operationszyklus der Schaltkreise begrenzt. Sobald W\ das Filier
veriüßi, wird das Adiesseii-Seickiiüiisbii = 0. Daher
ist das Ausgangssignal der UND-Schaltung Az = 0, so daß infolge des Inverters /3 die UND-Schaltungen
/4 5 und Ab gesperrt sind. Zur Zeit f4
ist KZ = 1 und Z\A Z~AA wird erneut zur Selektierung
des ROM herangezogen. Da jedoch das Adressen-Selektionsbit = 0 ist, liefert der Akkumulator den
Wert Wg am Ausgang des Filters. Zu diesem Zeitpunkt
ist die UND-Schaltung GO geöffnet. Zur Zeit 15
ist K Y = 1 und das Adressen-Selektionsbit = 0. Daher wird das Filter durch die Konfiguration Y\ Y~il
adressiert und liefert Z\B. Dieser Wert findet die
UND-Schaltung GO geschlossen und wird durch Rl
verzögert. Zur Zeit f6 ist das Adressen-Selektionssignal
= 1, deshalb gelangt Zj,„ in R 5, und Zj,,, wird
zum Register R 6 übertragen. Die Konfiguration Z\B Z\A bewirkt, daß am Filterausgang bei geöffneter
UND-Schaltung GO der Wert H^ erscheint. Das Adressen-Selektionsbit wird 0, so daß A'5 und /T6
geöffnet und A 5 und A 6 gesperrt werden. Zur Zeit (7
ist KZ = 1 und das Adressen-Selektionsbit = 0. ZAB Z\A liefert W^ bei durchgeschalteter UND-Schaltung
GO. Zur Zeit (8 ist KX = 1 und das Adressen-Selektionsbit
ebenfalls gleich 1. Dadurch erhält man Vg. Der beschriebene Zyklus beginnt zur Zeit r9 erneut
und endet zur Zeit fl4 und liefert die Abtastwerte Wf, Wf, Wq und W}, des gefilterten Signals. Zur
Zeit (15 wird WG = 1, und der Wert X1 gelangt in
R 1, während X1 in R 2 gebracht wird und der Zyklus
erneut beginnt.
Zusätzlich ist festzustellen, daß zu jedem Zeitpunkt von (I bis ί 14 die Eingänge KX, KY und KZ, deren
Pegel nicht 1 ist, bewirken, daß die Register R in sich
>ii selbst zurückgeführt werden. Dadurch lasser, sich
einige dieser Rückführungen der Register R und Rechnungen gleichzeitig durchführen, was Zeitersparnis
bedeutet.
F i g. 5 zeigt die Auswirkung der wiederholten
F i g. 5 zeigt die Auswirkung der wiederholten
2i Zirkulationen auf die Filteransprache für m = 2 und
/ι = 2. Geht man von einer Kurve aus, die man bei Verwendung einer Anordnung gemäß F i g. 3 erhält
und die etwa durch 25 Punkte definiert ist, so erhält man nach zwei Zwischenzirkulationen eine
jo durch etwa 100 Punkte definierte Impulsansprache.
Die einzige Bedingung, die bei der Wahl von m und
/i gestellt wird, ist, daß sie ganzzahlig sein müssen.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Digitalfilter, bei dem eine digitale Transformation
zwischen einem Eingangssignal und der Filterübertragungsfunktion durchgeführt wird, d adurch
gekennzeichnet, daß eine die Abtastfrequenz für das Eingangssignal verändernde
Modifiziereinrichtung zur Simulation der Anzahl der Gewichtungsfaktoren vorgesehen ist.
2. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es als Transversal- oder Rekursivfilter
ausgebildet ist, wobei die Modifiziereinrichtung durch Wiederholung der einzelnen
Abtastwerte die Erhöhung der Abtastfrequenz simuliert.
3. Digitalfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Erhöhung der Abtastfrequenz
durch Wiedereingabe der Abtastwerte in das Filter erfolgt, wobei die Frequenzerhöhung
einem WsIh für jeden Umlauf entspricht.
4. Digitalfilter nach Anspruch 3. bei dem ein Speicher für die Teilresultate vorgesehen ist, der
durch die über eine Verzögerungsstrecke geführten Abtastwerte des Eingangssignals adressiert wird,
dadurch gekennzeichnet, daß jede der Stufen der Verzögerungsstrecke über eine schaltbare Schleife
in sich selbst rückführbar ist, so daß damit eine Wiederholung seines Speicherwertes simulierbar
ist.
5. Digitalfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Selektionseinrichtung vorgesehen
ist, die m Abtastwerte bei den )i Wiederholungen jedes Abtastweuis zwischen den einzelnen
Abtastseilen selektiert und für die restlichen n — m Wiederholungen Nulle, einsetzt.
6. Digitalfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Selektion durch Personalisierung
des Speichers erfolgt.
7. Digitalfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorgesehen ist,
die bewirkt, daß die bei den einzelnen Wiederholungen erhaltenen Abtastwerte des gefilterten
Signals P-mal im Filter umlaufen, wobei jeweils der P — 1-te Abtastwert zur Adressierung des
Speichers verwendet und in gleicher Weise wie die Abtastwerte des Eingangssignals verarbeitet wird.
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GB (1) | GB1346699A (de) |
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