DE2407601B1

DE2407601B1 - Steuereinrichtung zur Ab?- der Drehzahl eines wec?selstrom?e?ei von Reihenschlussmotors im Leerlaufoetrieb

Info

Publication number: DE2407601B1
Application number: DE19742407601
Authority: DE
Inventors: Friedrich Dipl-Ing Hornung; Fritz Ing Schaedlich
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1974-02-16
Filing date: 1974-02-16
Publication date: 1975-07-24
Also published as: FR2261649A1; GB1505734A; DE2407601C2; IT1031547B; US4002959A; CH580883A5; FR2261649B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung für einen Elektromotor zur Absenkung der Drehzahl im Leerlaufbetrieb.

Eine Einrichtung zur Absenkung der Drehzahl eines Elektromotors im Leerlaufbetrieb ist bekannt aus der DT-OS 17 63 810, um zu verhindern, daß sich im Leerlauf eines Elektromotors eine unnötig hohe Drehzahl einstellt. Bei dieser bekannten Einrichtung steht die Leistungssteigerung durch Anhebung der Drehzahlkennlinie im Vordergrund. Bei ansteigendem Drehmoment wird stetig die Betriebsspannung für den Elektromotor erhöht, um die Drehzahl möglichst konstant zu lassen. Es handelt sich um eine stetige Regelung zwischen zwei vorgewählten Spannungen (Zweipunktregler).

Der Erfindung liegt die demgegenüber etwas anders geartete Aufgabe zugrunde, die Drehzahl eines Elektromotors im Leerlauf sprungartig stark abzusenken, um eine Geräuschminderung zu erreichen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Meßvorrichtung zur Leerlauferkennung des Elektromotors vorgesehen ist, daß die erhaltene Meßgröße zur Steuerung von Schaltmitteln verwendbar ist, welche bei Erreichen eines festgelegten Werts der Meßgröße die Klemmspannung für den Elektromotor sprunghaft auf einen anderen Wert umschalten.
Eine besonders einfache Lösung ergibt sich in weiterer Ausgestaltung der Erfindung dadurch, daß als Schaltmittel ein steuerbarer Halbleiterschalter vorgesehen ist und daß ein Stromwandler zur Erfassung des durch den Elektromotor fließenden Stroms vorgesehen ist.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der Elektromotor im Leerlauf sprungartig auf eine niedrigere Drehzahl umschaltet, wodurch eine wesentliche Geräuschminderung erreicht wird. Dies ist besonders bei hochtourigen Elektrowerkzeugen vorteilhaft, deren Leerlaufdrehzahl nicht genutzt wird, wie z. B. rotierenden Schleifer und Kreissägen, und bei denen die Einhaltung eines bestimmten Leerlaufgeräuschpegels gesetzlich gefordert ist. Als weitere Vorteile ergeben sich ein geringerer Verschleiß von Lager, Getriebe, Kollektor und Bürsten sowie eine Energieersparnis.

Drei Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispieis,

F i g. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Steuereinrichtung,

F i g. 3 das Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels und

F i g. 4 das Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels.

COPY

In dem in F i g. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel liegt eine Wechselspannung an zwei Klemmen 10, 11 an. Die Klemmen sind über die Reihenschaltung eines Universalmotors 12 mit der Schaltstrecke eines Thyristors 13 miteinander verbunden. Ein parallel zum Thyristor 13 geschalteter Zweig enthält die Reihenschaltung einer Diode 14 mit der Primärwicklung eines Stromwandlers 15. Dabei sind die Diode 14 und der Thyristor 13 antiparallel geschaltet. Parallel zu der einseitig an die Klemme 10 angeschlossene Sekundärwicklung des Stromwandlers 15 ist ein einstellbarer Spannungsteiler 16 geschaltet. Der Mittelabgriff des einstellbaren Spannungsteilers 16 ist über eine zweite Diode

17 sowohl mit dem Gate des Thyristors 13, wie auch über einen Kondensator 18 mit der Klemme 10 verbunden.

Die Wirkungsweise des in F i g. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiels ist im folgenden an Hand des in F i g. 2 dargestellten Diagramms erläutert. Das Diagramm stellt die Abhängigkeit des Drehmoments M von der Drehzahl η des Universalmotors 12 dar. Im Schaltzustand I läuft der Motor mit einer durch die Steuereinrichtung reduzierten Spannung. Es ergibt sich die Motorkennlinie I. Der Motor dreht mit der Leerlaufdrehzahl im Bereich A der Kennline. Bei Belastung wird die Drehzahl η erniedrigt bis zu einer ersten kritischen Drehzahl, die dem Drehmoment M1 entspricht. Bei dieser Drehzahl ist der Motorstrom so weit angestiegen, daß die Steuereinrichtung auf eine höhere Spannung umschaltet. Der Motor springt von der Kennlinie I auf die Kennlinie II, d. h. er läuft mit sprunghaft erhöhter Drehzahl. Die der Kennlinie II entsprechende Versorgungsspannung des Universalmotors 12 entspricht praktisch der Netzanschlußspannung. Der Kennliniensprung ist mit einer Erhöhung der abgegebenen und aufgenommenen Motorleistung verbunden. Bei weiter ansteigendem Drehmoment bewegt sich der Motor entlang der Kennlinie II bis zum Stillstandsmoment. Bei einer Entlastung des Motors steigt die Drehzahl η bis zu einer zweiten kritischen Drehzahl an, die dem Drehmoment M2 entspricht. An diesem Punkt springt der Betriebszustand des Motors von der Kennlinie II wieder auf die Kennlinie I zurück. Der Motor 12 dreht jetzt wieder mit verminderter Drehzahl im Leerlauf. Die Schalthysterese muß unerwünschte Schaltvorgänge zwischen den Kennlinien verhindern, die nicht durch Lastwechsel, sondern durch kommutierungs- und netzbedingte Stromunregelmäßigkeiten ausgelöst werden könnten.

Die verminderte Spannung für die Kennlinie I wird dadurch erreicht, daß zunächst der Thyristor 13 gesperrt ist. Über die Diode 14 fließt jeweils nur eine Halbwelle der an den Klemmen 10, 11 anliegenden Wechselspannung durch den Motor 12. Der Motor läuft gegenüber dem Vollwellenbetrieb mit einer auf etwa 70° reduzierten Drehzahl. Die Steuerung des Thyristors erfolgt durch den Stromwandler 15, der vom Strom der vorangegangenen, durch die Diode 14 fließenden Halbwelle durchflutet wird. Die Sekundärwicklung wird durch den Spannungsteiler 16 stark gedämpft. Es tritt an ihr eine gegenüber dem Primärstrom um 90° nacheilende Spannung auf, die ein Maximum im anschließenden Null-Durchgang des Primärstroms aufweist und danach abklingt. Ein Teil dieser Sekundärspannung, deren Größe vom Primär- und damit vom Motorstrom abhängt, wird am Spannungsteiler 16 abgegriffen und lädt über die Diode 17 den Kondensator

18 auf. Erreicht die Spannung an dem Kondensator 18

bei Belastung des Motors einen ausreichend großen Wert, dann zündet der Thyristor 13 und die anfängliche, durch die Diode 14 erzeugte Halbwelle wird durch den Thyristor 13 zur Vollwelle ergänzt. Dies ist beim Drehmoment M1 der Fall und es erfolgt der Sprung von der Kennlinie I auf die Kennlinie II. Der umgekehrte Vorgang wird bei Entlastung des Motors erreicht, wobei die Kondensatorspannung unter den zum Zünden des Thyristors notwendigen Wert absinkt.

Die in F i g. 3 dargestellte Schaltung eines zweiten Ausführungsbeispiels entspricht im wesentlichen in Aufbau und Wirkung dem ersten Ausführungsbeispiel. Unterschiede ergeben sich dadurch, daß die Kathode der Diode 17 nicht direkt, sondern über die Basis-Kollektorstrecke eines Transistors 20 mit dem Gate des Thyristors 13 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 20 ist mit der Klemme 10 verbunden. Die Kathode der Diode 17 ist weiterhin über einen Widerstand 21 und der Kollektor des Transistors 20 über einen Widerstand 22 mit der Anode des Thyristors 13 verbunden. Die übrige Schaltung entspricht dem ersten Ausführungsbeispiel.

Unterschiede in der Wirkungsweise ergeben sich dadurch, daß der Stromwandler 15 gegenüber dem ersten Ausführungsbeispiel umgekehrt gepolt ist. Der Transistor 20 verhindert den Zündvorgang des Thyristors 13 zunächst, da er während der gesamten Halbwelle, die durch die Diode 14 fließt, durch den Basiswiderstand 21 in leitendem Zustand gehalten wird und den Zündstrom zur Kathode des Thyristors 13 abführt. Bei ausreichender Belastung des Motors, also bei genügend hohem Strom, wird im Strom-Null-Durchgang auf der Anodenseite der Diode 17 ein negatives Potential erzeugt, das den leitenden Zustand des Transistors 20 kurzzeitig aufhebt und den Strom durch den Widerstand 22 zur Zündung des Thyristors 13 freigibt. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß ein wesentlich kleinerer Stromwandler 15 benötigt wird, da nicht unmittelbar die zum Zünden des Thyristors notwendige Leistung von ihm aufgebracht werden muß. Weiterhin kompensieren sich die Basis-Emitter-Diode des Transistors 20 und die Diode 17 im Temperaturgang, so daß die Schaltpunkte auf den Kennlinien des in Fig.2 dargestellten Diagramms von der Temperatur der Schaltanordnung unabhängig sind.

Bei den ersten beiden Ausführungsbeispielen beträgt der Faktor der Spannungsabnahme beim Sprung von der hohen zur niedrigen Motorspannung 30% und ist wegen der Halbwellen-Vollwellen-Prinzips unveränderlich. Will man eine stärkere Leerlauf-Geräuschminderung eines Motors erzielen, dann sind Spannungsabnahmen um den Faktor 50 bis 80% erforderlich. Dies ist durch symmetrischen Vollwellenphasenanschnitt möglich, wie es im dritten Ausführungsbeispiel gezeigt ist. Durch den Einsatz eines Triacs oder antiparalleler Thyristoren, die symmetrisch durch Zündimpulse angesteuert werden, werden deren Zündzeitpunkte bzw. Zündwinkel von etwa 90 auf 0° sprunghaft in Abhängigkeit vom Motorstrom umgeschaltet

In dem in F i g. 4 dargestellten dritten Ausführungsbeispiel sind die Klemmen 10,11 über die Reihenschaltung des Stromwandlers 15, der Schaltstrecke eines Thyristors 30 und des Elektromotors 12 miteinander verbunden. Eine aus vier Dioden 31 bis 34 bestehende Gleichrichterbrückenschaltung ist wechselstromseitig mit einem Anschluß über einen Widerstand 35 mit der Anode des Triacs 30 und mit dem anderen Anschluß sowohl mit dem Gate des Triacs 30, wie auch über

einen Widerstand 36 mit der Kathode des Triacs 30 verbunden. Der Widerstand 35 bildet zusammen mit einem weiteren Widerstand 37 einen Spannungsteiler, der parallel zur Schaltstrecke des Triacs 30 geschaltet ist. Parallel zum Widerstand 37 ist ein Glättungskondensator 38 geschaltet. Der Pluspol der Gleichrichterbrückenschaltung 31 bis 34 ist sowohl über die Anoden-Kathoden-Strecke eines Thyristors 39, wie auch über die Reihenschaltung eines Kondensators 40 und der Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode 41 mit dem Minuspol der Gleichrichterbrückenschaltung 31 bis 34 verbunden. Die Diode 41 ist durch die Reihenschaltung eines Stellwiderstands 42 mit der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 43 überbrückt. Der Kollektor des Transistors 43 ist sowohl mit dem Gate des Thyristors

39, wie auch über einen Widerstand 44 mit der Anode des Thyristors 39 verbunden. Die Sekundärwicklung des Stromwandlers 15 hat eine Mittelanzapfung, die an den Emitter des Transistors 43 angeschlossen ist. Die beiden Wicklungsenden der Sekundärwicklung sind je über die Kathoden-Anoden-Strecke zweier Dioden 45, 46 mit der Basis des Transistors 43 verbunden, wodurch eine Vollwellengleichrichtung erreicht wird. Die beiden Wicklungsenden der Sekundärwicklung sind weiterhin über einen einstellbaren Dämpfungswiderstand 47 kurzgeschlossen.

Die Wirkungsweise des dritten Ausführungsbeispiels beruht auf einem Vollwellenphasenanschnitt im Gegensatz zum Halbwellen-Vollwellenprinzip der ersten beiden Ausführungsbeispiele. Das Gate des Triacs 30 ist mit der Gleichrichterbrückenschaltung 31 bis 34 verbunden und eine Zündung des Triacs 30 erfolgt immer dann, wenn der Gleichstromausgang der Brückenschaltung kurzgeschlossen wird, d. h. wenn der Thyristor 39 stromleitend wird. Eine Zündung des Thyristors 39 wiederum erfolgt dann, wenn sich der Transistor 43 in nichtleitendem Zustand befindet. Im leitenden Zustand des Transistors 43 würde der Zündstrom über den Widerstand 44 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 43 zur Kathode des Thyristors abfließen. Der Triac 30 ist demzufolge immer dann stromleitend, wenn sich der Transistor 43 in nichtleitendem Zustand befindet. Zur Erzeugung des Phasenanschnitts wird der Transistor 43 über die ÄC-Kombination 42, 40 zeitlich begrenzt in leitendem Zustand gehalten. Im nichtleitenden Zustand des Triacs 30 und des Thyristors 39, d. h. nach den Strom-Null-Durchgängen baut sich zwischen Anode und Kathode des Thyristors die nächste Netzhalbwelle auf. Diese hat einen durch den Kondensator

40, den Widerstand 42 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 43 fließenden, phasenverschobenen positiven Strom zur Folge. Der phasenverschobene Strom ist wegen des Kondensators 40 voreilend und kehrt sich im Zeitabschnitt zwischen Halbwellenmaximum und darauffolgendem Null-Durchgang um. Der genaue Zeitpunkt kann durch den einstellbaren Widerstand 42 festgelegt werden. In diesem Moment wird der Transistor 43 nichtleitend und der Triac 30, wie bereits beschrieben, stromleitend. Über den gezündeten Thyristor 39 und die Diode 41 wird der Kondensator 40 nun entladen, so daß der durch den Widerstand 42 eingestellte Zündwinkel in jeder Netzhalbwelle reproduzierbar auftritt. Die Durchlaßspannungen der Dioden 45,46 sind höher gewählt wie die der Basis-Emitter-Diode des Transistors 43. Dadurch kann der Basisstrom nicht über die Dioden 45, 46 und den Abgriff der Sekundärwicklung des Stromwandlers 15 nach Minus abfließen. Der Widerstand 36 verhindert die Zündung des Triacs im Zeitraum zwischen dem Nulldurchgang und dem Zündzeitpunkt durch die von den Bauteilen 40, 42 bis 44 verursachten Ströme.

Der bisher beschriebene Schaltungsaufbau bewirkt durch einen festen Phasenanschnitt den Betrieb des Motors entlang der Kennlinie I. Die Umschaltung der Kennlinie I auf die Kennlinie II wird dadurch erreicht, daß bei genügend hohem Motorstrom das Potential an den Anoden der Dioden 45,46 einen so negativen Wert erreicht, daß der Basisstrom am Transistor 43 vorbei über die Dioden 45, 46 und die Sekundärwicklung des induktiven Übertragers nach Minus abfließt. Durch Bedämpfung der Sekundärwicklung durch den Widerstand 47 wird der auslösende Impuls im Nulldurchgang durch den Stromwandler 15 verbreitert. Der Transistor 43 schaltet somit sehr kurz nach dem Nulldurchgang in den nichtleitenden Zustand, wodurch der Triac 30 sofort zündet. Der Motor wird praktisch mit unangeschnittenen Vollwellen gespeist und es ergibt sich der Sprung von der Kennlinie 1 nach der Kennlinie II.

Die durch die Ausführung der Zündschaltung erzeugte Phasenverschiebung im Phasenanschnittsbetrieb erzeugt einen Zündwinkel, der von der Amplitude der Netzhalbwellen unabhängig ist. Dies ist bei sonst üblichen Zündschaltungen mit Ladekondensator und Triggerdiode nicht der Fall. Ein von Netzunter- und Netzüberspannungen unabhängiger Zündwinkel ist jedoch Voraussetzung für die Einhaltung der Schalthysterese in den in F i g. 2 vorgegebenen engen Grenzen.

Eine Vereinfachung der Schaltung nach F i g. 4 wäre möglich, wenn unter Weglassung der Bauteile 35,37,38 der Verknüpfungspunkt zwischen den Dioden 31, 32 mit dem Verknüpfungspunkt zwischen dem Triac 30 und dem Motor 12 verbunden wird. Ohne den Spannungsteiler 35, 37 würden dann jedoch für die Gleichrichterbrückenschaltung 31 bis 34 spannungsfestere und damit teurere Dioden nötig. Die durch den Kondensator 38 bewirkte Siebung der der Zündschaltung zugeführten Spannung würde ebenfalls entfallen, so daß Fehlschaltungen zwischen den Kennlinien 1 und II, insbesondere bei schlecht kommutierenden Maschinen, möglich würden und die Funktionssicherheit der Anordnung dadurch vermindert würde.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen wurde als Kriterium zur Erkennung der Leerlaufbedingungen des Motors der durch den Motor 12 fließende Strom genommen. Analog benutzbare Kriterien wären z. B. die Ankerspannung, die Drehzahl oder das Drehmoment.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Steuereinrichtung für einen Elektromotor zur Absenkung der Drehzahl im Leerlaufbetrieb, dadurch gekennzeichnet, daß eine Meßvorrichtung zur Leerlauferkennung des Elektromotors vorgesehen ist, daß die erhaltene Meßgröße zur Steuerung von Schaltmitteln verwendbar ist, welche bei Erreichen eines festgelegten Werts der Meßgröße die Klemmenspannung für den Elektromotor (12) sprunghaft auf einen anderen Wert umschalten.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltmittel ein steuerbarer Halbleiterschalter vorgesehen ist.

3. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromwandler (15) zur Erfassung des durch den Elektromotor (12) fließenden Stroms vorgesehen ist.

4. Steuereinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltmittel ein steuerbarer Gleichrichter (13) in Reihe zum Elektromotor (12) geschaltet ist, daß parallel zum steuerbaren Gleichrichter (13) die Reihenschaltung eines weiteren Gleichrichters (14) mit dem Stromwandler (15) vorgesehen ist und daß die beiden Gleichrichter (13,14) antiparallel zueinander angeordnet sind.

5. Steuereinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die am Stromwandler (15) auftretende Spannung zur Aufladung eines Kondensators (18) vorgesehen ist und daß der steuerbare Gleichrichter (13) durch die Kondensatorspannung steuerbar ist.

6. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung des Stromwandlers (15) durch einen Widerstand (16,47) bedämpft ist.

7. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Elektromotor (12), der steuerbare Halbleiterschalter und der Stromwandler (15) in Reihe geschaltet sind.

8. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Halbleiterschalter ein Triac (30) ist, der durch eine Phasenanschnittssteuerung steuerbar ist und daß die Phasenanschnittssteuerung ein RC-GWed (40, 42) enthält, durch das der Phasenanschnittswinkel einstellbar ist.

9. Steuereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Teil der an der Schaltstrecke der Triac (30) anliegenden Spannung über einen Brückengleichrichter (31 bis 34) der Schaltstrecke eines weiteren steuerbaren Gleichrichters (39) zuführbar ist, daß durch den Gleichstromausgang der Brückengleichrichterschaltung (31 bis 34) ein Strom über das ÄC-Glied (40,42) und die Basis-Emitter-Strecke eines Schalttransistors (43) erzeugbar ist und daß durch den Schalttransistor (43) der weitere steuerbare Gleichrichter (39) steuerbar ist.

10. Steuereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromwandlers (15) mit der Phasenanschnittssteuerung so verbunden ist, daß oberhalb eines festgelegten Stroms durch den Elektromotor (12) keine Phasenanschnittsteuerung stattfinden kann.

11. Steuereinrichtung nach Anspruch 9 oder 10,

dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärspannung des Stromwandlers (15) durch einen Gleichrichter in Mittelpunktschaltung (45, 46) gleichgerichtet und der Basis-Emitter-Strecke des Schaittransistors (43) zuführbar ist.

12. Steuereinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die am Triac (30) abgegriffene Spannung durch einen Glättungskondensator (38) geglättet ist.