DE2426394A1

DE2426394A1 - Saegezahngenerator

Info

Publication number: DE2426394A1
Application number: DE19742426394
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Ahmed
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-06-01
Filing date: 1974-05-31
Publication date: 1975-01-02
Also published as: JPS5227022B2; IT1014659B; FR2232136A1; FR2232136B1; US3831113A; GB1465540A; AU6939674A; DE2426394B2; JPS5033754A; NL7407050A

Description

77o6-74 / Dr. G/kr 2 A 26 39 4

RCA 66 787
Filing Date:
l.Juni 1973

RCA Corporation, New York, N.T.,V.St.A.

Sägezahngenerator

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Sägezahngenerator mit einer Spannungs-Vergleichsschaltung, die einen ersten und einen zweiten Eingang, sowie einen Ausgang aufweist, und ein Ausgangssignal mit einem ersten oder zweiten Spannungswert in Abhängigkeit davon liefert, welcher der Eingänge in Bezug zueinander auf einem positiveren Potential liegt, mit einem Kondensator, der mit dem ersten Eingang verbunden ist, mit Schaltungsexnrichtungen, die dem zweiten Eingang eine Bezugsspannung zuführen, wobei die Bezugsspannung in Abhängigkeit vom Spannungswert des Ausgangssignals entweder einen ersten oder einen zweiten Spannungswert aufweist, und mit Steuerschaltungen, die im einen Schaltungszustand den Kondensator aufladen und im anderen Schaltungszustand den Kondensator entladen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Sägezahngenerator, der in monolithischer, integrierter Bauweise hergestellt werden kann.

Es sind Sägezahngeneratoren bekannt, bei denen die Spannung, die über einem zeitbestimmenden Kondensator, der periodisch

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aufgeladen und entladen wird, mit einer Bezugs- Signalspannung verglichen wird, um ein Aus gangs signal zu erhalt b±l. Das Ausgangssignal weist in Abhängigkeit davon, ob die Spannung über dem zeitbestimmenden Kondensator positiver oder negativer als die Bezugs-Signalspannung ist, einen ersten oder zweiten Wert auf. Wenn das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung den Spannungswert ändert, wird dadurch auch eine Spannungswertänderung der Bezugssignalspannung verursacht. Dementsprechend legt ein Steuersignal, das vom Ausgangssignal der Vergleichsschaltung abhängt, fest, ob der zeitbeatimmende Kondensator während des nachfolgenden Teils dex· Schwingungsperiode aufgeladen oder entladen wird.

Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß diese Festlegung nach einer geeigneten zeitlichen Verzögerung vorgenommen werden muß, nachdem das Bezugssignal den Spannungswert geändert hat. Wenn eine derartige Verzögerung nicht vorhanden ist, kann ein Gleichgewichtszustand auftreten, bei dem keine weiteren Schwingungen mehr entstehen. In diskreten Schaltungen ist diese Verzögerung naturgemäß durch die Kapazität der Elektroden der "albleiterelemente und durch die Leitungsinduktivitäten vorhanden. Infolgedessen treten bei diskreten Schaltungen diese unerwünschten Gleichgewichtszustände nicht in Erscheinung. Dies ist wahrscheinlich auch der Grund, daß beim Bau diskreter Schaltungen keine Verzögerung benötigt wurde. In integrierten Schaltungen sind diese Voraussetzungen für eine Verzögerung nicht vorhanden und es müssen zusätzliche Maßnahmen vorgesehen werden, um eine derartige Verzögerung zu schaffen.

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Es ist daher Aufgabe.der vorliegenden Erfindung, in einem in integrierter Bauweise aufgebauten Sägezahngenerator eine derartige Verzögerung zu schaffen. Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Schaltungszustand dieser Steuorschaltungen durch das Ausgangssignal einer aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung gesteuert wird, wobei die Verzögerui^pschaltung in Abhängigkeit von einer Spannungswert-Änderung entweder der Bezugsspannung oder des von der Vergleichsschaltung gelieferten Ausgangssignals das die Steuerschaltungen steuernde Signal verzögez-t.

Weitere Ausgestaltungen und Merkmale der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert.Es zeigen:

Figur 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Schaltung, in der die vorliegende Erfindung enthalten sein kann,

Figur 2 ein Zeitdiagramm, anhand dessen die Erfordernisse für die zeitliche Verzögerung bei der Betriebsweise der Schaltung beschrieben wird,

Figur 3 die Ansprechcharakteristik eines Schwellwertdetektors, der so vorgespannt ist, daß er die erforderliche Verzögerung schafft,

Figur 4 ein Zeitdiagramm, das die Betriebsweise des Schwellwertdetektors bei der Erzeugung der erforderlichen Zeitverzögerung darstellt,

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Figur 5 ein Schaltschema einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und

Figur 6 ein Schaltschema einer weiteren Schaltungsanordnung, die im Sägezahngenerator , der in Fig. 5 dargestellt ist, verwendet werden kann, wenn die Frequenz des Ausgangssignals dieses Sägezahngenerators moduliert werden soll.

In Fig. 1 ist ein zeitbestimmender Kondensator 10 mit einer "Auflade"Schaltung 12 verbunden. Der Kondensator 10 kann über einen Schalter lk mit einer "Entlade"Schaltung l6 verbunden werden. Der Schalter l4 wird elektrisch gesteuert, wie dies nachfolgend beschrieben werden wird. Die von den Schaltungen 12 und l6 gelieferten Gleichströme weisen entgegengesetzte Polarität auf und es sei angenommen, daß der Gleichstrom von der Schaltung 12 positiv und von der Schaltung l6 negativ ist. Der von der Schaltung l6 gelieferte Strom weist einen größeren Wert auf als der von der Schaltung 12 gelieferte Strom.

Wenn der Schalter lk im "offenen" Zustand ist, wenn die Schaltung l6 also nicht mit dem Kondensator 10 in Verbindung steht, liefert die Schaltung 12 an den Kondensator Io einen Strom positiver Polarität. Als Folge davon wird dem Kondensator 10 Ladung zugeführt, sodaß sich die Spannung ^cAP ^am Kondensator 10 gemäß dem Coulomb·sehen Gesetz erhöht.

Wenn der Schalter l4 geschlossen ist bzw. sich im "Entlade^u-Zustand befindet, wird nur ein Teil des von der Schaltung aufgenommenen Stromes von der Schaltung 12, die einen kleineren Strom liefert, zugeführt. Der übrige von der Schaltung

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aufgenommene Strom muß vom Kondensator 10 kommen. Als Folge davon wird Ladung vom Kondensator 10 entfernt, so daß sich die Spannung ^r>Ap S^emäß dem Coulomb' sehen Gesetz verringert.

Wenn der Schalter l4 mit sich wiederholenden Intervallen gleicher Zeitdauer geschaltet wird, wird die Wellenform der Spannung über dem Kondensator 10 sägezahnförmig sein. Es wird eine Spannungs-Vergleichsschaltung 20 verwendet, um die Spannung über dem Kondensator 10 abzufühlen und zu bestimmen, wenn das Schalten durchgeführt werden soll. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 beettzt einen Anschluß 22 , um die KxHBchwingungen vom Oszillator zu anderen Schaltungsteilen zu führen. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 ist weiterhin mit einer Ausgangsleitung 2k versehen, an der ein Signal V,_ÜSG auftritt, das weiteren Teilen des Sägezahngenerators zugeführt wird. Insbesondere wird das Signal V,™« dem Schalter 30 zugeführt, um dessen Schaltzustand zu steuern. Wenn die Spannung V_CAp am Eingang 25 der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 größer ist als die Spannung V_ , die zwischen dem Bezugspoteiitial und der Eingangs leitung 26 an der Spannungsvergleichsschaltung 20 liegt, weist die Spannung V.„__G einen ersten Zustand auf; wenn die Spannung V_ größer ist

als V-,.-., weist die Spannung V._TT__ einen zweiten Zustand CAP AuSG

auf. Der erste und der zweite Zustand kann beispielsweise einem ersten bzw. einem zweiten Spannungspegel entsprechen, wobei der erste Spannungspegel positiver als der zweite Spannungspegel ist. Das auf der Leitung 2k liegende Signal V_ATTC;r wird weiterhin über die Leitung 28 vom Schalter 30 an die Verzögerungsschaltung kO gelegt. Um die Wirkungsweise von Fig. 1 zu beschreiben, sei angenommen, daß das Signal V.„„p auch an der Leitung 28 anliegt. Bei einer in Fig. schematisch dargestellten tatsächlichen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Verzögerungsschaltung 40 einen Schwellwert-Detektor auf, dem das Signal ^V*USG ^nicnt

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direkt als Eingangssignal zugeführt wird, bei dem das Eingangssignal vielmehr dem Schalterzustand des Schalters 30 entspricht, d.h; das Eingangssignal entspricht dem Spannungswert der Spannung V_ , die an der Eingangsleitung 26 der Vergleichsschaltung auftritt.

Um die Wirkungsweise der Schaltung zu beschreiben, sei angenommen, daß der Schalter lk sich zunächst im " offenen " Zustand befindet , und daß der Kondensator 10 von der Aufladeschalrung 12 aufgeladen wird. Im Zeitdiagramm gemäß Fig. 2 entspricht dies einer Zeit vor der Zeit t .

Zum Zeitpunkt t , wenn die Spannung V_rAp über dem Kondensator 10 über eine erste Schwellwertspannung V ansteigt, schaltet die SpannungswVergleichsschaltung 20 die Spannung V_AUS(, von einem ersten Signalausgangs-Zustand in einen, zweiten Sig nalausgangs-Zustand. Diese erste Schwellwertspannung ent spricht einer oberen Vorspannung, die üb-er den Schalter 30 an die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 angelegt wird, wenn sich der Schalter 30 im " oberen " Schaltzustand befindet. Diese obere Vorspannung wird von der Versorgungsschaltung 32 geliefert.

Der Schalter 30 befindet sich im " oberen " Zustand, wenn das Ausgangssignal an der Leixung 24 den ersten Signalzustand aufweist. Wenn das Aus gangs signal an der Leitung 2.k zum Zeitpunkt t in den zweiten Zustand gebracht wird, geht der Schalter 30 in den " unteren " Zustand über, wie dies im Zeitdiagramm gemäß Fig. 2 dargestellt ist.

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Befindet sich der Schalter 30 im " oberen " Zustand, so wird der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 von der Versorgungsschal tung 3^ eine untere Vorspannung zugeführt, die weniger positiv als die obere Vorspannung ist. Infolgedessen weist die Vergleichsschaltung 20 nunmehr infolge der Zustandsänderung des Ausgangssignals eine niedrigere Schwellwertspannung V auf, mit der die Spannung V_._p verglichen wird. Dies bedeutet eine positive Rückkopplung in dem Sinne, als zum Zeitpunkt t die Spannung ^CAP ^{nur um e}*ⁿ Geringes größer ist als die Bezugsspannung ( die die " obere " Bezugsspannung V. ist ) , wogegen die Spannung V_CAp ( die sich in ihrem Spannungswert nicht viel geändert hat ) unmittelbar nach dem Zeitpunkt t sehr viel größer als die Bezugsspannung geworden ist ( weil der Schalter 30 betätigt wurde und die Bezugsspannung in den " unteren " Spannungswert Yj übergegangen ist ). Diese Rückkopplung führt das Ausgangssignal an der Leitung 2*t in den zweiten Signalzustand über. Das bedeutet, daß beim Übergang des Ausgangssignals von der Vergleichsschaltung vom ersten in den zweiten Signalzustand ein " Zittern " vermieden wird ( das " Zittern " bedeutet eine Unsicherheit bzw. Ungenauigkeit beim Übergang eines Signals von einem Zustand in einen anderen )·

Die Verzögerungsschaltung 40 gibt über die Leitung 42 ein Steuersignal an den Schalter ik ab, wobei das Steuersignal von der Spannung V-_USG abhängt, jedoch Signalübergänge aufweist, die in Bezug auf die Signalübergänge der Spannung ^ATISG ^Verzögert sind. Da der Schalter 30 in Abhängigkeit der Signalübergänge , die an der Leitung 2k auftreten, schaltet, und da der Schalter ±k in Abhängigkeit der gleichen Signalübergänge, die um einen festgelegten zeitlichen Betrag verzögert sind, schaltet, schaltet der Schalter 30 zum Zeitpunkt t und der Schalter l4 zu einem späteren Zeitpunkt t , wie

J- Ci

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dies in Fig. 2 anhand des dort dargestellten Zeitdiagramms dargestellt ist.

Infolge der zuvor beschriebenen Verzögerung lädt der von der Aufladeschaltung 12 gelieferte Strom den Ladekondensator 10 in einem Zeitraum weiter auf, und zwar in dem Zeitraum zwischen dem Zeitpunkt t bis t , nachdem der Schalter 3o in den " unteren " Zustand geschaltet wurde, wie dies in der Darstellung der Spannung V._p in Fig. 2 zwischen den Zeitpunkten t und t dargestellt ist. Diese zeitliche Verzöge-

X dt

rung vom Zeitpunkt t zum Zeitpunkt t_o ermöglicht es, daß

χ &

das Ausgangssignal von der Spannungs-Vergleichsschaltung sicher in den neuen zweiten Signalzustand übergeführt wird, bevor der Schalter l4 be-tätigt wird. Es ist daher nicht möglich, daß der Schalter l4 in den " Entlade " Zustand geschaltet wird, bevor die Rückkopplungsschloifen-Verstärkung dieser positiven Rückkoppel-Schaltoperation abgenommen hat, dem auf diese Weise wird das System in einen unerwünschten Gleichgewichtszustand gebracht, in dem Schwingungen nicht auf tr*eten.

Nachdem der Schalter l4 zum Zeitpunkt t in die " Entlade "-Stellung geschaltet worden ist, leitet die Entladeschaltung l6 Ladung vom zeitbestimmenden Kondensator 10 ab. Die über den Kondensator 10 auftretende Spannung V . nimmt ab und

Kj AlT

wird schließlich zum Zeitpunkt t„ kleiner als die zweite Schwellwertspannung V . Die Spannungs-Vergleichsschaltung spricht auf die Spannung V an, die kleiner wird als die

CAr
zweite Schwellwertspannung V , und bringt die Spannung V. aus dem zweiten Zustand in den ersten Zustand zurück. Dies führt zum Zeitpunkt t dazu, daß der Schalter 30 iⁿ den "oberen" Zustand zurückgesetzt wird. Auf diese Weise führt der Schalter 30 wiederum die obere Vorspannung von der

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_ 9 —

Schaltung 32 an die Spannungs-Vergleichsschaltung 20, und zwar als Folge der Zustandsänderung des Ausgangssignals von der Vergleichsschaltung 20, so daß die Vergleichsschaltung 20 mit einer größeren Schwellwertspannung beaufschlagt wird, mit der die Spannung V_c*p verglichen werden soll. Dies stellt eine positive Rückkopplungs-Betriebsart dar, die das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung in den ersten Signalzustand bringt.

Da der Schalter 30 in Abhängigkeit des an der Leitung 24 auftretenden Signalübergangs.schaltet und da der Schalter l4 in Abhängigkeit des gleichen, jedoch verzögerten Signalübergangs, der an der Leitung 42 auftritt, schaltet, ist das Schalten des Schlaters 30 in Abhängigkeit von einem Signalübergang an der Leitung 24 zum Zeitpunkt t beendet, und zwar bevor der Schalter l4 zum Zeitpunkt t. auf den gleichen Signalübergang anspricht. Infolge der Verzögerung vom Zeitpunkt t_ zum Zeitpunkt t^ , die durch die Schaltung 4θ hervorgerufen wird, wird der Kondensator 10 von dem Entladestrom , der durch die Entladeschaltung l6 geliefex-t wird, während des Zeitraumes zwischen dem Zeitpunkt t_ und dem Zeitpunkt t. , nachdem der Schalter 30 in den " oberen " Zustand geschaltet worden ist, weiterhin entladen. Diese Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt t„ und dem Zeitpunkt t. stellt sicher, daß das Ausgangssignal von der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 sicher in den ersten Signalzustand zurückgebracht wird, bevor der Schalter l4 schaltet und die Entladeschaltung l6 vom Kondexisator 10 trennt. Nach dem Zeitpunkt t. , wenn der Schalter l4 also in den " offenen " Zustand geschaltet worden ist, lädt der Ladestrom von der Aufladeschaltung 12 den Kondensator 10 von neuem auf, so daß die Spannung V_CAp ansteigt, und der zuvor beschriebene Schwingungsvorgang beginnt von neuem.

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Wenn die Aufladeschaltung 12 eine GIeichspannungsVersorgung ist, wird der Kondensator 10 linear aufgeladen. Wenn die Entladeschaltung l6 eine Gleichstrom-Versorgungsschaltung ist, wird der Kondensator 10 linear entladen. Die Spannung V__AD weist dann die lineare Sägezahnform gemäß Fig. 2 auf, wenn die Schaltungen 12 und l6 Gleichströme liefern. Q±_e Aufladung und Entladung kann jedoch auch nicht linear vorgenommen werden. Beispielsweise kann eine exponentielle Aufladung und Entladung über Widerstände vorgenommen werden.

Bei einer bevorzugten Ausführung form der vorliegenden Erfindung enthält die Verzogerungsschaltung 40 - wie bereits erwähnt - einen Schwellwert detektor. Die Ste.uerspannung , die am Ausgang eines solchen Schwellwertdetektors anliegt, is"t in ^ig. 3 über der Eingangsspannung , die am Eingang der Detektorschaltung anliegt, aufgetragen. Wenn ein Schwellwertdetektor, als Verzögerungsschaltung kO verwendet wird, entspricht die Eingangsspannung dem Bezugs-Spannungssignal, der der Spannungs- Vergleichsschaltung 20 vom Schalter 30 zugeführt wird, d.h. die Verbindung 28 ist direkt mit der Verbindung 26 verbunden.

Bei einem Schwellwertdetektor, der als Verzögerungsschaltung k0 verwendet werden kann, liegt dessen Schwellwertpotential ^uiiBTTiimvn zwischen der oberen und unteren Vorspannung, die von der Schaltung 32 bzw. 3^ geliefert wird. Wenn der Schwellwertdetektor eine Hysteresis in der Detektorcharakteristik aufweist, muß die Schwellwertspannung sowohl für die ansteigende Eingangsspannung als auch für die abnehmende Eingangsspannung zwischen der oberen und unteren Vaspannung liegen ( ein Schmitt-Trigger oder eine automatische Spannungs-Vergleichsschaltung ( wie die Schaltung 2o ) würde eine

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derartige Hysteresis in der Detektorcharakteristik zeigen, wenn eine derartige Schaltung als Schwellwertdetektor benutzt wird ).

Figur 4 zeigt ein Zeitdiagramm, um darzustellen, wie der Schwellwortdetektor die Verzögerung schafft. Der Dezugs-Eingangssignalimpuls entspricht einem Impuls, der den Zustand des Schalters 30 anzeigt, wie dies im Zeitdiagramm gemäß Fig. 2 dargestellt ist. Die Übergänge des Signals zwischen dem oberen und dem unteren Vorspannungszustand benötigen eine Zeitspanne, in denen sie von dem einen Zustand in den anderen Zustand vollständig übergehen, sie weisen also keine idealen sofortigen Übergänge auf.

Wenn die Bezugs-Signalspannung den oberen Vorspannungszustand aufweist, befindet sich das Steuersignal im unteren oder " offenen " Zustand. Der Übergang.des Bezugsspannungssignals von der oberen Vorspannung zur unteren Vorspannung beginnt am Zeitpunkt t.. Der Übergang des Steuersginais am Ausgang des Schwellwertdetektors beginnt nicht vor dem Zeitpunkt t_o, an dem die ßezugs-Signalspannung die Spannung ^VSCHWELLWERT kreuzt. Zum Zeitpunkt t beginnt der Übergang des Steuersignals , da die Bezugs-Eingangsspannung jetzt nicht mehr positiv genug ist, um das Steuersignal in dem Zustand zu halten, der die Entladung des Kondensators 10 bewirkt. Dieser Übergang des Steuersignals ist abgeschlossen, wenn die Bezugs-Signa !spannung zur unteren Vorspannung hin abfällt.

Zum Zeitpunkt t„ , bei dem das Bozugs-Spannungssignal mit dom Übergang beginnt, ist das Bezugs—Spannungssignal nicht positiv genug, um das Steuersignal, das vom Schwellwertdetektor gebildet wird, in den Zustand überzuführen, in dem es

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die Entladung des Zeitkondensators 10 bewirkt. Zu einem späteren Zeitpunkt t» ist der Übergang weitgehend abgeschlossen, so daß das Bezugs-Spannungssignal die Spannung ^vschhellweRT kreuzte Danach liegt am Eingang des Schwellwertschalters eine genügend positive Spannung an, um einen Übergang des am Ausgang auftretenden Steuersignals einzuleiten· Dieser Übergang des Steuersignals ist abgeschlossen, wenn das Bezugsspannungssignal zur oberen Vorspannung hin ansteigt.

In Fig. 5 ist ^ein Sägezahngenerator 500 dargestellt, der die vorliegende Erfindung enthält, und der für einen Betrieb mit Versorgungsspannungen bis hinunter zu 3 Volt , die zwischen der Klemme 501 und der Erdklemme liegen, geeignet ist.

Der Sägezahngenerator weist eine Stromquelle 50 auf, die im einzelnen in der US-Anmeldung Nr. 365 833 beschrieben ist, und den Titel " Teil-Stromversorgung " trägt. Die Widerstände 5o2, 5°3 und 5°4 leiten einen Strom durch die als Dioden geschalteteu Transistoren 5o5 und 5o6, sowie einen größeren ( wie in der Schaltung dargestellt, vier mal größeren ) Strom durch die als Dioden geschalteten Transistoren 5o7 und 5°8. Die V„ - üb ergangs sp annungen über den als Dioden geschalteten Transistoren 5«5 und 5o6 sind nicht ganz so groß wie die V„„ - Übergangsspannungen über den als Dioden geschalteten !transistoren 507 und 5o8, und zwar aus den folgenden Gründen:

1) Die Basis-Emitterbereiche der Transistoren 5o5 und sind um einen Faktor η größer als die Basis-Emitterbereiche der Transistoren 5o7 und 508 und

2) die Emitterströme der Transistoren 5o5 und 5o6 sind kleiner als die Emitterströme der Transistoren 5o7 und 508 ( im vorliegenden Beispiel sind die Emitterströme der Transistoren 5o5 und 5°6 ein Viertel der Emittcrströme der Tran-

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sistören 5o7 und 5o8 ).

Diese Spannungsdifferenz wird zwischen die Basis des Transistors 5Io und den gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren 511» 512, 5131 51^ und 515 gelegt ( die V_„- Übergangsspannung ist die Spannung, die über dem Basisemifcter-Übergang eines Transistors auftritt, wenn dieser Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und diese Übergangsspannung besitzt für Silizium-Transistoren einen Wert von etwa 0,6 Volt ).

Eine Spannung, die etwa dem Spannungsabfall über der Basis Eraitterverbindung entspricht, tritt über dem Transistor 516 auf und bestimmt gemäß dem Ohm¹sehen Gesetz den hindurchgehenden Strom« Wenn Silizium-Transistoren und ein Widerstand 516 mit sechs Kilo-Ohm verwendet wird, beträgt der Strom etwa 100 Mikroampere. Wenn der Strom an die in Verbindung stehenden Emitter der Transistoren 510, 511, 512, 513 1 51^ und 515 gelegt wird, teilt er sich in die entsprechenden Emitterströme auf. Die Schaltungsanordnung kann als ein emittergekoppelter Transistor-Differentialverstärker angesehen i/erden, der aus dem Transistor 5I0 und einem weiteren " zusammengesetzten " Transistor besteht, dessen Basisemitter-Schaltkreis durch die in Parallelschaltung verbundenen Basisemitterschaltkreise der Transistoren 511, 512, 513» 51^ und 515 gebildet wird, Der wirksame Basisemitter-Übergangsbereich des Transistors 5I0 und des " zusammengesetzten " Transistors sind willkürlich gleichgemacht.

Infolgedessen, daß die Spannung an der Basis des Transistors 5I0 weniger positiv als die Spannung an den miteinander in V-orbindung stehenden Basen der Transistoren 511,512,513,51^ und 515 ist, ist der Kollektorstrom des Transistors 5I0 um

den Faktor 4n größer als die gemeinsamen Kollektorströme

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- Ik -

dei- Transistoren 511, 512, 513, 5lk und 515. Der Kollektorstrom I des Transistors 51° ist daher praktisch gleich dem Strom, der durch den Widerstand 5l6 fliesst^ Die gemein ■ samen Kollektorströme der Transistoren 511, 512, 513, 5ik

ο und 515 bilden einen Strom mit einem Wert von I /kn Die wirksamen Basis-Emitter-Übergangsbereiche der Transistoren 511,512,513, 5l4 und 515 weisen ein Verhältnis von ( 1 - a ): a:1:1:1 auf und die Kollektroströme weisen dementsprechend das gleiche Verhältnis auf. Bei einem in der Praxis ausgeführten Schaltungsbeispiel weist η und a den Wert k bzw. l/k auf, und die Kollektor ströme der Transistoren 5I0, 5II, 512, 513, 5Ik und 515 haben einen Wert von etwa 99 bzw. 0,3 bzw. o,l bzw. o,4 bzw. o,4 und bzw. o,k Mikroampere.

Der Kollektorstrom des Transistors 512 wird über einen als Diode geschalteten seitlichen Transistor 517 dem zeitbestimmenden Kondensator Io zugeführt. Die Klemme 518 am Kollektor des Transistors 511 kann geerdet oder mit der Klemme 519 verbunden sein, um die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators 10 um einen Faktor l/a zu erhöhen ( was gemäß den zuvor gemachten Annahmen einem Faktor k entspricht ). Diese Schaltung entspricht der in Fig. 1 dargestellten Aufladeschaltung 12. Sdfange der Transistor 520 sich im nichtleitenden Zustand befindet, ladet der Kollektor strom des Transistors 512 ( und des Transistors 5H, wenn die Klemmen 518 und 519 verbunden sind ) den zeitbestimmenden Kondensator 10 auf.

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Der Kollefctorstrom des Transistors 513 wird im Falle, daß sich die Transistoren 521 und 522 im nichtleitenden Zustand befinden, den in Serie geschalteten Transistoren 523 » 524 zugeführt, die als Diode verdrahtet sind. Ein Stromverstärker 525 Wird durch die Parallelschaltung der Basisemitter-Übergänge der Transistoren 524 und 520 und durch die negative Kollektor-Basis-Rückkoppelverbindung 526 des Transistors 524 gebildet. Der Stromverstärker 525 \*eist eine Verstärkung auf, die dem Verhältnis zwischen den wirksamen Bereichen des Basisemi-cter-Übergangs des Transistors 52o und dem Basisemitter-Übergang des Transistors 524 gleich ist. In einem praktischen Ausführungsbeispiel weist diese Stromverstärkung den Faktor 4 auf. Der Kollektorstrom des Transistors 520 bildet den Entladestrom der in Pig. I dargestellten Endladeschaltung 16 „

Im Schaltungsbeispiel gemäß Fig. 5 wird der Schalter, der die Entladung des Kondensators 10 unterbricht, durch den Transistor 520 dargestellt. Eine derartige Unterbrechung des Entladevorganges wird dadurch erreicht, daß die Basis des Transistors 520 auf einen genügend niedrigen Spannungspegel gebracht wird, sodaß über den Emitter-Kollektorweg des Transistors praktisch kein Strom fliesst, wodurch der Entlade-Schaltkreis des Kondensators , wie in Fig. 1 dargestellt, geöffnet wird.

Die Unterbrechung des Entladungsweges wird folgendermaßen vorgenommen. Eine genügend positive Spannung wird an die Basis des Transistors 521 gelegt, um diese mit einer Vorspannung zu versehen und der Transistor 522 wird stai"k leitend. Wenn der Transistor 521 leitend ist, befindet sich der Kollektor auf der V_RTJX - Übcrgangsspannung, die an der

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Basis des Transistors 522 auftritt. Diese Spannung ist genügend groß, um die in Reihe geschalteten und als Dioden verdrahteten Transistoren 523» 524 in den leitenden Zustand zu versetzen. Dementsprechend ist die Basisemitter-Spannung, die dem Transistor 52o zugeführt wird, zu klein, als daß ein merklicher Kollektorstrom im Transistor 520 fliessen kann.

Da» über dem zeitbestimmenden Kondensator anliegende Potential ¹^cAP tritt an der Klemme 519 auf und wird über den als Diode geschalteten Transistor 570 der Spannungs-V rgleicheschaltung 20 zugeführt. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 ist bei diesem Ausführungsbeispiel ein Emittergekoppelter Transistor-Differentialverstärker, der hauptsächlich aus den Transistoren 531» 53β besteht und derart geschaltet ist, daß er die Spannungen an den Basen dieser Transistoren vergleicht. An die Basis des Transistors 531 wird eine Spannung gelegt, die der Spannung V"_.p plus dem Spannungsabfall V™ über der Diode 517 entspricht.

Ein Stromverstärker 536 mit den Transistoren 537 und 538 setzt die Gegentakt-Kollektorströme der Transistoren 531» 532 in einen Eintakt-Strom um, der dem weiteren Schaltkreis zugeführt wird.

Der Kollektorstrotn IrC₁C ^des Transistors 515 wird einem aus den Transistoren 53^» 535 und 5^9 bestehenden Stromverstärker 533 zugeführt und die dem Strom Ipe-l=, P^roP^ortionalen Kollektorströme fliessen in den Transistoren 535 und wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 positiver als die Spannung an der Basis des Transistors 532 ist, fließt der Kollektorstrom des Transistors 535 über den Kollektor-Emitterweg des Transistors 531. Der Kollektorstrom des Transistors 531 bewirkt, daß die Spannung an der Basis des Tran-

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sistors 5kl weniger positiv wird, so daß die Basis-Emitter-Verbindung der Transistoren 5^1$ 5^t2 leitend wird. Der Kollektorstrom des Transistors 531 fließt als Basisstrom zum Transistor 54l.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532 fließt der Kollektorstrom des Transistors 535 über den Kollektoremitterweg des Transistors 532. Dieser Strom fließt zum Eingang des Stromverstärkers 536 und bewirkt, daß Strom durch deu Transistor 538 fließt* Dadurch wird die Basis des Transistors 5^1 mit einer Sp_aniiung beaufschlagt, die an der Klemme 5ol anliegt , so daß verhindert wird, daß die Transistoren 5^1 und 5^2 in den leitenden Zustand übergehen.

Wenn sich der Transist-or 5^1 im nichtleitenden Zustand befindet, tritt am Verbindungspunkt 5^3 eine Spannung von etwa 4 V,,_ auf, die über den Widerstand 5^4 an die Basis des Transistors 532 gelegt wird. Diese Spannung mit einem Wert von ^ ^Vdu wird wie folgt festgelegt. Ein Teil des Kollektorstroms des Transistors 510 fließt über die als Dioden geschalteten Transistoren 5^5» 5^6 und über den Widerstand 5^7 zur Leitung 5^8. Ein mit dem als Diode geschalteten Transistor 53^ in Stromverstärker-Anordnung geschalteter Transistor 5^9 zieht einen kleinen Teil dieses Stromes ab, sodaß die Ladung, die an der mix dem Widerstand 5^7 in Zusammenhang stehenden Streukapazität gebildet wird, abgeleitet wird, der übrige Strom fließt aber durch die in Vorwärtsrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 551 und 552.

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Der Transistor 552 ist in Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß dessen Kollektorstrom ( der von dem Verbindungspunkt 5^3 über den Widerstand 553 und über den als Diode geschalteten Transistor 55k fließt ) den größten Anteil des Stromes I_ aufweist, der von dem Kollektor des Transistors 510 an den Verbindungspunkt 5^3 geliefert wird. Die Spannung am Verbindungspunkt 5^3 ist die Summe der Spannungsabfälle über den als Diode geschalteten Transistoren 5^5 und 5*fc6 ( jeweils ein V„_E ), über dem Widerstand 5^7 ( der hierbei auftretende Spannungsabfall ist wesentlich kleiner als 1 V„_E , da der Strom, der durch den Widerstand 5k7 fließt, nicht groß ist ) und durch den Basis-Emitter-Übergang der Transistoren 551 und 552 ( jeweils 1 V_n,, ). Diese Anordnung,

HL·

durch die der Verbindungspunkt 5^3 auf einem Potential von etwa k ν™, gehalten wird, wenn der Transistor 5^1 sich im nichtleitenden Zustand befindet, stellt einen Parallelwiderstand dar, wobei der Transistor 552 infolge der über die Bauelemente 5^5, 5^6 , 547 und 551 verhandenen Kollektor-Basisrückkopplung als Nebenschlußregler wirkt.

Über dem Widerstand 553 fällt eine Spannung von etwa o,5 V_R_ ab, da der Widerstandswert dieses Widerstandes halb so groß ist wie der Wert des Widerstandes 5l6, durch den auch ein Strom fließt, der etwa so groß ist wie I_n und an dem ein Spannungsabfall von 1 V_„ vorhanden ist. Der als Diode geschaltete Transistor 55^ weist einen Spannungsabfall von 1 V„_e auf· Wenn der Verbindungspunkt 5^3 auf einer Spannung

von k V₀- liegt, so liegt an der Basis des Transistors 555 also eine Spannung von 2,5 V„_E an, wenn der Transistor nicht leitet.

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Der Emitter des Transistors 555 wird auf einem Potential gehalten, das nicht positiver als 2 V_ß„ ist, dadurch, daß die in Reihe gesch-alteteri Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 521 und 522 an dem Emitter des Transistors 555 anliegen, wobei die Transistoren 521 und 522 infolge des Kollektorstroms des Transistors 512 im leitenden Zustand gehalten werden. Dementsprechend ist der Transistor 555 nicht leitend, wenn der Transistor 5^1 nicht leitend ist. Die große Vorspannung am Transistor 523 bewirkt, daß der Kollektorstrom an die Basis des Transistors 5&0 geführt wird, so daß der Transistor 56O derart vorgesteuert wird, daß an der Last 565 eine Spannung anliegt. Dadurch, daß der Transistor 521 leitet, wie dies zuvor beschrieben wurde, kann kein Kollektorstrom vom Transistor 52O fliessen.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 also weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532, liegen folgende Zustände vor;

1) Die Transistoren 5^1 und 5^2 befinden sich im nichtleitenden Zustande,

2) die Transistoren 521 und 522 befinden sich im leitenden Zustand,

3) der Transistor 56O ist vorgespannt und über der Last 565 tritt eine Spannung auf,

4) die Basis des Transistors 532 liegt auf einem Potential von etwa k V_ßE,

5) der Transistor 520 befindet sich im nichtleitenden Zustand und kann daher den Kondensator 10 nicht entladen, und

6) der Transistor 512 ( und der Transistor 511 im Falle, daß die Klemmen 5l8 und 519 in Verbindung stehen ) laden den Kondensator 10 auf, sodaß die Spannung über dem Kondensator 10 ansteigt.

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Das Aufladen des Kondensators 10 -wird fortgesetzt, bis die Spannung an der Basis des Transistors 531 positiver wird als etwa k V_ßE, die an der Basis des Transistors 532 anliegt. Dann schaltet die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 und versetzt die Transistoren 5^1 und 5^2 in den leitenden Zustand·

Infolge des leitenden Transistors 5^1 steigt die Spannung an der Leitung 5^8 und am Kollektor des Transistors 54l jeweils etwas an. Auf diese Weise werden seinerseits die als Dioden geschalteten Transistoren 5^5 und ^k6 vorgespannt. Der Kollektorstrom des Transistors 5^1 übersteigt den Kollektorstrom - Bedarf des Transistors 5^9 und verursacht ein Ansteigen des Basisstromes am Transistor 551· Die Impedanz-Wandlerwirkung des Transistors 551 bewirkt ein Ansteigen des Basisstromes am Transistor 552 und macht auf diese Weise die NeJ₃₆J₁₃Ci₁IuB-wirkung des Transistors 552 unwirksam. Der Kollektorstrom des Transistors 552 steigt an und drängt die Basis des Transistors 555 auf Erdpotential. Der Potentialabfall über den Bauelementen 553 und 55^lt bleibt etwa 1,5 V__ , da der Strom I_Q weiterhin von dem Kollektor des Transistors 510 an diese Bauelemente geleitet wird. Auf diese Weise beginnt die Spannung am Verbindungspunkt 5^3 der Basisspannung des Transistors 555 zu folgen und fällt auf Erdpotential ab. Dies wiederum bewirkt, daß die Spannung an der Basis des Transistors 532 bezüglich der Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv wird, was zur Folge hat, daß die positive Rückkopplung zu einem Übergang des Potentials am Verbindungspunkt 5^3 von einer Spannung von k V„_E zu einem niederen Wert führt. Diese Mitkopplung verursacht das Schalten der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 wie dies in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben wurde.

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Die Spannung am Kollektor des Transistors 552 muß auf eine Spannung von etwa 1 V_ßE über Erdpotential abfallen, bevor der Basisemitter-Übergang des Transistors 555 leitend wird. Da der Spannungsabfall über den Bauelementen 553 und 554 1,5 Vjjg beträgt, muß die Spannung am Kollektor des Transistors 552 auf etwa 2,5 V__E abgefallen sein, bevor der Transistor 555 zu leiten beginnt· Während dieses Zeitraumes ist der Kollektorstrom des Transistors 5l4 an die Basis des Transistors 521 geflossen, wodurch die Transistoren 521, 522 und 560 im leitenden Zustand gehalten wurden, und der Transistor 520 im nichtleitenden Zustand war· Der zeitbestimmende Kondensator 10 wurde während dieser Zeit weiterhin aufgeladen, so daß auf diese Weise ein unerwünschter Gleichgewichtszustand, der im Sägezahngenerator auftreten kann, vermieden wird.

Wenn die Basisspannung am Transistor 555 infolge des ansteigenden Kollektorstroms am Transistor 552 unter 1 V„„ abfällt, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 555 leitend. Wenn der Transistor 552 die Spannung an der Basis des Traneistors 555 näher an das Erdpotential bringt, bewirkt deren Emitterfolgerwirkung, daß die Basisemitter-Übergänge der Transistoren 521 und 522 gesperrt werden· Der Kollektorstrom des Transistors 513 fließt über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 555· Oa der Transistor 522 nicht mehr leitet, und da der Transistor 542 leitet, wird die Spannung an der Basis des Transistors 560 positiver und sperrt den Transistor 560. Da der Transistor 521 nicht mehr leitend ist, wird der Transistor 52O in den leitenden Zustand versetzt und entlädt den zeitbestimmenden Kondensator 10.

Die Basisspannung am Transistor 555 nimmt weiterhin ab, weil die Mitkoppelschleife , die aus der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 und den Bauelementen 54l, 547, 551 , 552, 554, 553 und 344 besteht, weiterhin wirksam bleibt, und den Tran-

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sistor 552 einen ansteigenden Basistrom zuführt . Der Transistor 552 wird vollständig leitend, wobei sich die Kollektorspannung nahe am Erdpotential befindet.

Der als Diode geschaltete Transistor 554 bewirkt am Kollektor des Transistors 551 eine genügend hohe Spannung, um den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 551 nichtleitend zu halten, bis der Transistor 552 in den leitenden Zustand versetzt werden kann· Auf diese Weise geht keine Stromverstärkung im Transistor 551 verloren, bevor der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 552 genügend vorgespannt ist, daß er in den leitenden Zustand versetzt werden kann. Danach fließt der aufrechterhaltene Basisstrom vom Transistor 54l zum Transistor 551 und bringt diesen in den leitenden Zustand. Die Kollektorspannung des Transistors 551 befindet sich danach auf dem Emitterpotential ( nämlich dem Übergangs-Spannungsabfall von 1 V_n-,, der über dem Basisemitter-Übergang des Transistors 552 auftritt ). Der Kollektorstrom im Transiior 552 kann den Strom I_n , der über den Schaltungspunkt 5^3 und den Widerstand 553 zugeleitet wird, nicht übersteigen, so daß der Leistungsverlust im Transistor 522 nicht übermässig groß werden kann.

Venn die Spannung an der Basis des Transistors 531 also positiver ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532» liegen folgende Zustände vor:

1) Die Transistoren 5^1 und 5^2 sind leitend,

2) die Transistoren 521 und 522 sind nicht leitend,

3) der Transistor 56O ist vorgepsannt derart, daß an der Last 565 keine Spannung anliegt,

4) die Basis des Transistors 532 liegt auf einem Potential von etwa 1,5 ^VRg»

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5) die als Dioden geschalteten Transistoren 5^5 und sind infolgedessen_f daß deren BasLs-Emitter-Übergänge gesperrt sind, nicht leitend, wobei die' Kollektorspannung ^aes Transistors 5kl die Spannung von 2 V₁₃₁, am Schaltungspunkt 5^8 übersteigt und die Spannung am Schaltungspunkt 5^3 nur 1,5 V_ßE ist, und

6) der Transistor 520 leitet und entlädt den Kondensator 10.

Die Entladung des Kondensators 10 wird fortgesetzt, bis die Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv wird als die Spannung von 1,5 ^Vrr ^{an der Basis} **^es Transistors 532· Dann schaltet die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 den Transistor 538 in den leitenden Zustand und die Transistoren und 5^2 werden nichtleitend.

Wenn der Kollektor des Transistors 5^1. keinen Strom führt, bringt der Kollektorstrom des Transistors 5^9 den Schaltungspunkt 5^8 näher an das Erdpotential heran, so daß sich die Spannung am Schaltungspunkt 5^8 erniedrigt und die Transistoren 551 und 552 nur noch beschränkt leiten· Der Kollektorstrom I_Q des Transistors 510 übersteigt die gemeinsamen Kollektorströme der Transistoren 551 und 552. Die Spannung am Schaltungspunkt 5^3 steigt an und die Basisspannung des Transistors 555 folgt diesem Spannungsanstieg mit einem Spannungsabfall von 1,5 V_n-, , der über den Bauelementen

OEj ,

553 und 55k auftritt. Um den Transistror 555 in den nicht leitenden Zustand zu versetzen, muß dessen Basisspannung von der Kollektor-Durchlaßspannung des Transistors 552 ( die eine Spannung von nur etwa o,l Volt aufweist ) auf etwa 1 V__E ansteigen. Auf diese Weise steigt die Spannung am Schaltungspunkt 5^3 auf etwa 2,5 V__ an, bevor der

Uli,

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- 2k -

Transistor 555 beginnt nichtleitend zu werden«

Der Transistor 520 , der den Kondensator IO entlädt, bis der Transistor 555 in den nichtleitenden Zustand versetzt wird, hat die Spannung über dem Kondensator 10 auf einen Spannungswert von weniger als 1,5 V„_E verringert, während die Spannung

am Schaltungspunkt 5^3 auf 2,5 V"_B„ angestiegen, ist.

Die Spannungsvergleicbsschaltung 20 wird daher sicher in den Zustand gebracht, bei dem der Transistor 532 leitet , und bei dem der Transistor 555 und damit auch der Transistor 520 nicht leitet. Dies ist gerade der Mitkoppel-Zustand, der im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben worden war.

Der Kollektorstrom I₀ des Transistors 510 läßt die Spannung an dem Schaltungspunkt 5^3 weiter ansteigen, so daß die als Dioden geschalteten Transistoren 5^5 und 5^6 in den leitenden Zustand versetzt werden. Der Transistor 552 wirkt wieder als Nebenschluß-Widerstand und hält den Schaltungspunkt 5^3 auf einem Potential von etwa 4 V_o„.

DL·

Der Schwellwertdetektor wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig· 5 durch den Transistors 555 dargestellt, der feststellt, ob der Strom, der vom Kollektor des Transistors 51^ kommt, erstens an die Basis-Emitter-Dbergänge der Transistoren 521, 522 oder zweitens durch die eigene Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 51^ fließt. Der Schwellwert des Detektors wird gekreuzt, wenn die Basis des Transistors 555 die Spannung + 1 V_Rli, kreuzt. Diese Schwellwert spannung wird durch die V__p - Übergangsspannungen an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 522,521un-d 555 festgelegt.

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Die Spannung, die an der Leitung 500 erforderlich ist, um den Sägezahngenerator zu betreiben, beträgt nur etwa 5V_n,,, etwas mehr als 3 Volt, wenn Silizium-Transistoren verwendet werden. Die Basis der Transistoren 531 und 532 müssen auf eine Spannung von 4 V„, ansteigen können. Daher müssen die Basen der Transistoren. 51o und 51^ auf einer positiveren Spannung als 3 V_R„ liegen, um die Kollektor-Basisübergänge gesperrt zu halten. Die Spannung an der Leitung 5,00 ist um 2 V_BE höher als die Spannung, die durch die Übergangsspannung der als Dioden geschalteten Transistoren 5°^i 5°5» 5°6 und 5o7 vorgegeben ist. Die Betriebsströme , die für den Sägezahngenerator erforderlich sind, sind sehr gering, hauptsächlich bestehen diese Betriebsströme aus dem über dem Widerstand 5l6 fliessenden Strom von o,l Milliampere und dem Ruhestrom der Stromschaltung 50 bis zum Ruhestrom des Schaltkreises.

Bei einem Ausführungsbeispiel weist der zeitbestimmende Kondensator 10 eine Gesamtkapazität von 11 Pikofarad auf, die durch die Kollektor-Trägermaterial-Kapazität des Transistors 520 gebildet wird. Ein Impuls von 10 Mikrosekunden tritt an der Last 5^3 auf, mit einer Wiederholungsfolge von k0 Mikrosekunden, wenn die Klemme 518 an Erde liegt und einer Wiederholungsfolge von 130 Mikrosekunden, wenn die Klemme 518 mit der Klemme 519 in Verbindung steht. Mit einem äusseren Kondensator , der zwischen die Klemme 519 und einer ( nicht dargestellten ) Erdklemme gelegt ist, kann die Oszillatorfrequenz weiter verringert werden. Die Klemme 519 kann mit der Klemme 5ol kurz geschlossen werden, um die Sägezahnschwingungen anzuhalten.

Bei bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, soweit sie hier beschrieben worden sind, wurde eine konstante

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Strom- Aufladeschaltung und eine Abschaltbare Strom-Entladeschaltung verwendet. Umgekehrt kann auch eine abschaltbare Stromauflade-Schaltung und eine konstante Strom-Entladeschaltung verwendet werden. Es können auch beide Schaltungen abwechselnd angeschaltet werden, um den zeitbestimmenden Kondensator 10 aufzuladen und zu entladen. Darüberhinaus müssen die genannten Schaltungen nicht notwendig Konstantstrom-Schaltungen sein·

Der Sägezahngenerator 500 ist für die Erzeugung verschiedener Arten modulierter Trägerwellen gut geeignet, wenn er in geeigneter Weise abgeändert wird. Wenn es wünschenswert erscheint, die Frequenz des Sägezahngenerators 500 in Abhängigkeit eines modulierenden Signals zu modulieren, so werden die Transistoren 5H»512 und 513 nicht mit einer festliegenden Vorspannung von der Stromquelle 50 vorgespannt, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Die Transistoren 511,512 und 513 sind für diesen Fall vielmehr so angeordnet, daß deren Kollektorströme im umgekehrten Verhältnis zu dem modulierenden Signal moduliert werden.

Wenn es wünschenswert erscheint, daß die Impulsdauer moduliert werden soll, wird der Kollektorstrom des Transistors 513 in Abhängigkeit zum modulierenden Signal moduliert , und die Transistoren 511 und 512 sind wie in Fig. 5 angeordnet, um einen konstanten Kollektorstrom zuschaffen. Wenn eine Impulslagen-Modulation gewünscht wird, sind die Transistoren 511 und 512 so geschaltet, daß deren Kollektorströme in Abhängigkeit von dem modulierenden Signal moduliert werden, und der Transistor 513 einen konstanten Kollektorstrom führt. Im Falle, daß eine Impulsfrequenz-Modulation gewünscht wird, werden die Kollektorströme im umgekehrten Verhältnis zum modulierenden ^ignal moduliert, während der Kollektorstrom des Transistors 513 konstant gehalten wird.

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Fig. 6 zeigt eine Modulatorschaltung 60, die dazu verwendet werdeii kann, die Transistoren 5H*512, und 513 niit einer Vorspannung zu versehen, derart, daß die Frequenz oder die Periode der Sägezwahnschwingungen moduliert werden kann« Die Transistoren 5Hi512 und 513 sind in diesem Falle nicht mehr in der Stromquelle 50 enthalten, sondern vielmehr in einer Stromquelle 60. Von einem Stromgenerator 603 fließt ein Strom I. über den als Diode geschalteten Transistor 606 und es tritt über diesem Transistor 606 eine Vm*- Übergangsspannung Vg_E £ r .. auf. Von einer Stromquelle 6o4 fließt ein Strom I„ über den als Diode geschalteten Transistor 608 und über diesem Transistor 608 tritt eine V„„- Übergangsspannung V_RE r ο auf. über den als Diode geschalteten Transistor 605 fließt dementsprechend ein Strom, der aus der Summe der Ströme Ia⁺Id besteht, und es entsteht über dem Transistor 605 eine Übergangsspannung V_QE

Die Basisspannungeu der Transistoren 5H| 512, 513 und des Transistors 6I0 sind von der Spannung an der Klemme 5ol um die Spannungen V. bzw. V_ abgeändert, wobei die Spannungen V_Ä und V_n jeweils einen Spannungswert von 2 V-,, besitzen. Die Emitter-Potentiale dieser Transistoren unterscheiden sich von der Spannung an der Klemme 5ol durch den Spannungswert 1 V__« Diese 1 V_B_-Übergangsspannung , die über den Widerstand 616 aufgeprägt wird, bewirkt durch den Widerstand 616 gemäß dem Ohm¹sehen Gesetz einenStrom I„. Der Strom I_ wird in zwei Ströme aufgeteilt, wobei der Strom I über die Basis - Emitter-Übergänge der Transistoren 511,512 und 513 und der Strom I„ über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 610 fließt.

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- 2ο -

Die Aufteilung der Ströme I und I wird erstens von den

X 2

relativen Stromwerten I. und I_R , sowie zweitens durch die Verhältnisse der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 511j512, 513»606, 608 und 6I0 bestimmt. Dabei kann angenommen werden, daß diese Transistoren gleiche Diffusionsprofile aufweisen, sodaß deren Verhältnisse bezüglich der Basis-Emitter-Übergänge durch ihre relativen Bereiche ausgedrückt werden kann· Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 606 besitzt einen Bereich A,- , , der η mal so groß ist wie der Basis-Emixter-Bereich A/- η des Transistors 608. Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 6I0 ist mit einem Bereich A/--, hergestellt, der η mal so groß ist wie die Bereiche der Basis-Emitter-Übergänge der* Transistoren 5H»512, und 513 zusammen.

Die Abhängigkeit, durch die die Dioden - Betriebsweise mit Halbleiter-Übergängen festgelegt wird, ist allgemein bekannt und lautet:

V = in (1)

in dieser Gleichung bedeutet 1

V die Übergangsspannung an der Diode ( V__p im Folie eines Traneistors )_f

k die Boltsmaim -Konstante ,
T die absolute Temperatur
q die Elektronenladung
I der Strom durch den Übergang ( im Falle eines Traneistors ist dies der Emitterstrom),

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A der Bereich ds* Halhleiterübergangs ( im Falle eines Transistors i»t dies der Bei8-E«itter-Übergangsbereich) und

TT

J di· Sättigunga·Stromdichte in dem alble it erÜbergang.

Geht nan von dieser Gleichung aus, so kann die Größe I in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 durch die nachfolgend angeführte angenäherte Gleichung ausgedrückt werden»

mn B

I. ist der StTOm₁ der die Periode der SägeZahnschwingungen in den Sägezahngenerator 500 , wie er in der Schaltungsanordnung gemuß Fig. 6 dargestellt ist, festliegt. Wenn X. konstant gehalten und I_R moduliert wird, so wird die ^ägez-ahnachwingung im Verhältnis zu den Änderungen von Ι« frequenzmoduliert. Menn umgekehrt I„ konstant gehalten und I. moduliert wird, wird die Periode der Sägezahnschwingungen XB Verhältnis zu den Änderungen von I- moduliert.

Die im vorangegangenen Absatz besprochenen Herleitungen können folgendermaßen fortgeführt werden:

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^rA ^{3 V}BE6o5 ^{+ V}BE6o6 (3)

^rB ~ ^VBE6o5 ^{+ V}BE6o8

^VA - ^VB - ^VBE6o6

^VA-	^VB	kT	- In	¹A	J O	kT	In	¹B	^Jo	(6)
^VA-	V a	kT	In ι-η	6o6o		^q	In -	^A6o8		(7)
¹A	kT	¹B

608

_lT1 ¹A

In-- ₍₈₎

q nl

Diese Gleichung legt die Spannung fest, die vom Differentialverstärker verstärkt werden soll, wobei der Differentialverstärker aus den Transistoren 5H>512 und 513 besteht, die mit dem Transistor 610 zusammenwirken.

^H6l6 ^VA ^a 1^616 + V_{BE511 (9)}

^R6l6 ^VB ⁼ V⁶¹⁶ + ^VBE6l0 (10)

V V -m V V

^VA ^VB ^VBB511 BE 610 (ll)

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I I ⁽¹²⁾

^ln (A₊A₊ AJ " q

Ά 'B - q -" (^A51J^+A512^{+ A}5l3)^Jo ^q A,, J

OXO

mnI_B

2A

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V- - V_n * -^£~ In "1 - -~- In AB q q

^A6lp ^Jo m

V_A -V_n --JSE-. in Jfi {14)

AB _T

q I

Aus den GMchungen 8 und l4 erhält man

—— ^ln ¹I = kT ' I.

_α __—.__ . . χη A

~ (15) B

Wenn I sehr viel kleiner als I gemacht wird, ist I

JL ^u

praktisch gleich I_, sodaß man den häherungsweisen Ausdruck erhält, der zuvor in Gleichung 2 angegeben wide.

Der Fehler in Prozent ist bei dieser Näherungsgleichung

100 I / I . Der Gleichung l6 ist zu entnehmen, daß dieser χ &

Fehler durch entsprechende Wahl der Größen m.n und I_A/I„

A rJ

auf jeden gewünschten Wert verringert werden kann. Diese Wahl sollte so vorgenommen werden, daß I. wesentlich kleiner als I₀ ist, d.h. I soll nur ein kleiner Bruchteil von I_ sein.

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Claims

Patentans p.r ü c h e

1J Sägezahngenerator mit einer Spannungs-Vergleichsschaltung, die einen ersten und einen zweiten Eingang, sowie einen Ausgang aufweist, und ein Ausgangssignal mit einem ersten oder zweiten Spannungswert in Abhängigkeit davon liefert, welcher der Eingänge in Bezug zueinander auf einem positiveren Potential liegt, mit einem Kondensator, der mit dem ersten Eingang verbunden ist, mit Schaltungseinrichtungen, die dem zweiten Eingang eine Bezugsspannung zuführen, wobei die Bezugsspannung in Abhängigkeit vom Spannungswert des Ausgangssignals entweder einen ersten oder einen zweiten Spannungswert aufweist, und mit Steuerschaltungen, die im einen Schaltungs-zustand den Kondensator aufladen und im anderen Schaltungszustand den Kondensator entla-den, dadurch gekennzeichnet , daß der Schaltungszustand dieser Steuerschaltungen ( 12, l4, l6 ) durch das Ausgangssignal einer aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerung sschaltung ( 40 ) gesteuert wird, wobei die Verzögerungsschaltung ( kO ) in Abhängigkeit von einer Spannungswert-Änderung entweder der Bezugsspannung oder des von der Vergleichsschaltung ( 20 ) gelieferten Ausgangssignals das die Steuerschaltungen ( 12, Ik₁ l6 ) steuernde Signal verzögert.
2. Sägezahngenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Eingang der aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung ■( ^O ) mit dem zweiten Eingang ( 26-) der Vergleichsschaltung ( 20 ) und der Ausgang mit den Steuerschaltungen ( 12, lk, l6 ) verbunden ist.

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3· Sägezahngenerator nach Anspruch 1,dadurch g e kennzei chnet, daß der Eingang der aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung ( 40 ) mit dem Ausgang (2^) der Vergleichsschaltung ( 2o ) und der Ausgang mit den Steuerschaltungeu ( 1.21 l4, l6 ) verbunden ist.

k. Sägezahngenerator nach Anspruch 1,dadurch ge kennze i chne t, daß die aus konzentrierten Schaltungselementen bestehende Verzögerungsschaltung ( kO ) einen Schwellwertdetektor ( 555 ) aufweist, dessen Eingang mit dem zweiten Eingang ( 26 ) der Vergleichsschaltung ( 20 ) verbunden ist, und daß ein Schwellwert zwischen dem ersten und zweiten Bezugs-Spannungswert liegt,

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