DE2540473A1

DE2540473A1 - Modulations- und filtervorrichtung

Info

Publication number: DE2540473A1
Application number: DE19752540473
Authority: DE
Inventors: Hendrik Arie Van Essen; Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders; Nicolaas Alphonsus M Verhoeckx
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-09-12
Filing date: 1975-09-11
Publication date: 1976-04-01
Also published as: NL168099C; DE2540473C3; SE7509996L; AU496789B2; SE404118B; DE2540473B2; CA1063178A; US4003002A; NL168099B; FR2285032A1; BE833281A; IT1042394B; JPS555942B2; JPS5153444A; AU8460775A; FR2285032B1; NL7412095A

Description

Anmeldet: O. Philips' GloeÜampenfobrteba PHN .7727

Akten Nr.: f/jN "^ ? 2 ^ ' Va/EVH.

Anmeldung vom: y^J . $£/? / - H^S 19.8.1975

"Modulations- und Filtervorrichtung"

Die Erfindung "bezieht sich auf eine Modulations- und Filtervorrichtung für digitale Signale, die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf eine Modulationsträgerwelle enthält.

Datensignale, die aus einer Reihenfolge von Signalelementen gleicher Dauer bestehen, deren Amplitude eine binäre "0" oder eine binäre "1" darstellt, eignen sich nicht ohne weiteres zur übertragung über z.B. einen Fernsprechkanal. Es ist in der Praxis denn

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auch, üblich geworden, sogenannte "Modems" zu verwenden, in denen die Datensignale beim Aussenden einer Trägerwelle aufmoduliert und bei Empfang des modulierten Signals demoduliert werden»

Jede der bekannten Modulationstechniken, wie FSK, PSK, AM-DSB, AM-SSB, AM-VSB, können zur Erzielung eines derartigen Frequenzspektrums verwendet

so
werden,/dass dieses über einen Fernsprechkanal übertragen

werden kann.

Die Erfindung gründet sich, auf Untersuchungen auf dem Gebiet eines 24OO Baud-AM-VSB-Mod ems, aber beschränkt sich nicht auf eine solche Vorrichtung, weil dieselben Prinzipien für andere Datengeschwindigkeiten und für andere lineare Modulationsverfahren, wie AM-DSB, AM-SSB, FSK, (Modulationsindex ^) und PSK, verwendet werden können. Obgleich nachstehend von einem 2400 Bit/sec-AM-VSB-Modem und von der Erweiterung desselben zu einem 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem die Rede sein wird, soll dies nicht als eine Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten der Prinzipien nach der Erfindung interpretiert werden.

Nach einem in üblichen AM-VCB-Modems vielfach angewandten Verfahren werden die Datensignale zunächst in einem Tiefpass gefiltert. Die gefilterten Signale werden in der Amplitude einer Trägerwelle aufmoduliert ,

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und von den Seitenbändern des modulierten Signals wird ein Seitenband zuzüglich eines Teiles des anderen Seitenbandes von einem Restseitenbandfilter ausgewählt, dessen Ausgangssignal ausgesandt wird»

Der Tiefpass führt eine Begrenzung des

Frequenzspektrums der Datensignale auf der Seite der hohen Signalfrequenzen herbei. Bei der in bezug auf die höchsten Datensignalfrequenzen niedrigen Trägerfrequenz von Datenmodems für Fernsprechkanäle verhindert der Tiefpass auch die "fold over"-Erscheinung, die auftritt, wenn hohe Signalfrequenzen nach Aufmodulierung auf die Trägerwelle in dem· Bereich zu liegen kommen, den die niedrigeren Signalfrequenzen nach Modulation einnehmen,.

Der Tiefpass wird gewöhnlich als das Vormodulationsfilter und das Restseitenbandfilter als das Nachmodulationsfilter bezeichnet. Zwischen diesen, beiden Filtern erfolgt die Modulation-,

Das Ausgangssignal des Vormodulationsfilters ist ein analoges Signal, sogar wenn das Eingangssignal ein binäres Signal ist, sodass ein analoger Modulator verwendet werden muss·

Es wurde vorgeschlagen, den analogen Modulator durch eine einfache Logikschaltung zu ersetzen und die Schritte von Vormodulationsfilterung und Modulation zu vertauschen , um die binäre Form des Eingangs signals

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auszunutzen« Es hat sich gezeigt, dass Vortauschung dieser Schritte nur dann möglich ist, wenn die Trägerfrequenz gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz des digitalen Eingangssignals ist. Nur in diesem Falle kann die auftretende "fold-over"-Verzerrung von einem linearen Netzwerk ausgeglichen werden.

In der Praxis hat dies eine beschränkte Bedeutung, wie aus einem vorläufigen Vorschlag der CCITT für einen 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem hervorgeht, gemäss dem dieser Modem eine Trägerfrequenz von 2100 Hz aufweisen muss, die nicht in dem genannten Verhältnis zu der Taktfrequenz (in diesem Falle 2400 Hz bei Vierpegelkodierung) steht«

Die Vertauschung =?- der Schritte von Vormodulationsfilterung und Modulation, die nur in einer beschränkten Anzahl von Fällen zulässig ist, hat zur Folge, dass nur noch ein einziges Filter, und zwar das Nachmodulationsfilter, erforderlich ist. Dieses Filter kann derart entworfen sein, dass darin die "fold-over"-Verzerrung ausgeglichen wird.

Indem das Nachmodulationsfilter als binäres Transversalfilter ausgebildet wird, kann auf die vorgeschlagene Weise ein Datenmodem mit integrierten Schaltungen erhalten werden,

"~ Nach einem anderen Entwicklungsgang und mit

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der Absicht, die Anforderungen für das Nachmodulationsfilter zu verringern, wurde vorgeschlagen, das Vormodulationsfilter als Bandfilter auszubilden. Dieser Vorschlag basiert auf der Tatsache, daß durch Anwendung kurzer Impulse für die Darstellung der binären Information die Signalenergien bei den höheren Frequenzen, die ebenfalls die binäre Information vollständig darstellen, verstärkt werden. Durch das Auswählen dieser Signalkomponenten mit höheren Frequenzen wird ein derartiges Signal erhalten, daß nach Modulation die dann erhaltenen Seitenbänder auf einfache Weise getrennt werden können.

Die Erfindung bezweckt, einen Digitaldatensender zu schaffen, bei dem die Leitungsträgerfrequenz nicht gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz zu sein braucht, und der mit einer Mindestanzahl technischer Mittel zu verwirklichen ist und der insbesondere die Anforderungen für das Nachmodulationsfilter derart verringert, daß man mit einem einfachen RC-Netzwerk auskommen kann.

Die Modulations- und Filtervorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mit

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einer ersten Abtastfrequenz auftreten_fin einem Digitalfilter, in Signalabtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, die zweimal höher als die Modulationsträgerfrequenz ist, umgewandelt werden, während die Signal— abtastwerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem Modulator mit Signalabtastwerten der Modulationsträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten, wobei das Digitalfilter als Bandfilter ausgebildet ist.

In diesem Digitalsender wird die Modulatorträgerwelle mit einer Frequenz abgetastet, die zweimal höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, so dass die Abtastwerte der Trägerwelle in Zahlenform durch die Zahlen +1, —1, +1, —1, ... dargestellt werden können. Der Modulationsvorgang beschränkt sich dann auf eine alternierende Inversion der Signalabtastwerte, die von dem Digitalbandfilter von dem. digitalen Eingangssignal abgeleitet sind.

Diese digitale Modulation ist in bezug auf ihre Einfachheit mit der "Modulation vergleichbar, die in dem bei dem Stand der Technik genannten System verwendet wird, in dem die Schritte von Modulieren und Filtern vertauscht ·- wurden. In dem Digit al send er nach der Erfindung wird jedoch an die Trägerfrequenz in bezug auf die Taktfrequenz oder Abtastfrequenz des digitalen

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Eingangssignals keine besondere Anforderung gestellt.

Das Verhältnis zwischen der zweiten und der ersten Abtastfrequenz kann eine ganze Zahl sein, in welchem Falle das Sigitalfilter als interpolierendes Filter ausgebildet werden kann. Wenn das Verhältnis nicht eine ganze Zahl ist, in welchem Falle das Verhältnis durch M/L ausgedrückt werden kann, wobei M und L aufeinander nicht teilbare ganze Zahlen sind, kann das Digitalfilter durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden Filters mit einem Interpolationsfaktor M und eines extrapolierenden Filters mit einem Extrapolationsfaktor L gebildet werden. Auch ist es möglich, ein interpolierendes Digitalfilter mit einem Interpolationsfaktor M/L zu verwenden, wie in der deutschen Patentanmeldung Nr. P 25 39 532 .8 der Anmelderin beschrieben ist.

Referenzen.

"Digital filtering of band-limited signals": Interpolation, extrapolation and distortions due to various truncations. Reduction of Computation speed in digital filters", von M. Bellanger, J.L. Daquet, G. Lepagnol, ICC Juni, 11-13, 1973, S. 23-11 bis 23-15.

"Terminology in digital signal processing", I.E.E.E. Transactions on Audio and Electroacoustics, B_and AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, S. 322 bis 337

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2 5 4 O 4 7^:3

^HA digital signal processing approach to

interpolation" von R.W. Schafer, L.R. Rabiner, Proceedings of the I.E.E.E., Band 61, Nr. 6, Juni 1973» S.692 bis 702. . USA-Patentschrift 3 611 1²O.

Liste von Abkürzungen t

FSK - "frequency shift keying"

PSK - «phase shift keying"

AM — Amplitudenmodulation

DSB - "double sideband"

VSB - »vestigal sideband"

SSB - "single sideband".

Beschreibung der Ausführungsbeispiele.

Der Digitaldateneender nach Fig. 1 enthält eine Quelle binärer Datensignale 1. Die Geschwindigkeit der Datenquelle 1 wird lediglich beispielsweise auf 2^00 Bit/sec gesetzt. Diese Datenquelle liefert 2^00 binäre Signalelemente pro Sekunde und jedes Signalelement hat eine Dauer T₁ = Λ/zkOO see.

Die Datenquelle 3 wird von einem Taktgeber gesteuert, die der Datenquelle 1 ein Taktsignal mit einer Taktfrequenz f^ = 2400 Hz zuführt.

Mit 3 ist ein Digitalfilter bezeichnet.

Dieses Filter kann auf bekannte Weise ausgebildet sein. Die Ausgangsabtastfrequenz des Digitalfilters ist gleich f^

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Diese Frequenz wird nachstehend nähe*· definiert. Ein Digitalfilter hat bekanntlich eine Uebertragungsfunktion mit einem periodischen Verlauf, deren Periode gleich der Abtastfrequenz, in diesem Falle gleich fg, ist. Der Teil der Frequenzkennlinie zwischen -i**? ^{und +}^^f2 ^{wird von} nfp-Jfp bis nfp+'g-fp wiederholt, wobei η eine beliebige ganze Zahl ist. Durch passende Wahl der Filterkoeffizienten kann erreicht werden, dass der Teil der Uebertragungsfunktion zwischen -Έ^ο ^¹¹^ ⁺^2 ^e^^ne bestimmte gewünschte Form erhält, die z.B. der eines VSB-Filters entspricht«

Eine Abtastvorrichtung h lässt Abtastwerte des Datensignals mit der Abtastfrequenz f.. = 2^00 Hz in das Digitalfilter 3 zu. Jedes Signalelement wird einmal abgetastet,· um festzustellen, ob das Signalelement eine binäre "0" oder eine binäre "1" darstellt, und der entsprechende Wert wird in dem Digitalfilter 3 angebracht.

Mit 5 ist ein Modulator und mit 6 eine

Trägerwellenquelle bezeichnet. Diese Trägerwellenquelle liefert mit der Abtastfrequenz f₂ Signalabtastwerte einer Trägerwelle mit der Trägerfrequenz ^f₂ · ^Diese Trägerwellenabtastwerte können in Zahlenform durch die Zahlen +1, -1, +1, -1, ... dargestellt werden. Der Modulator 5 multipliziert jeden Signalabtastwert des Digitalfilters 3 mit einem Trägerwellenabtastwert unf 'führt das Ergebnis dem Digital-Analog-Wandler 7

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• "19.8.75.

Signalabt astwerte werden im Digitalfilter und im Digitalmodulator 5 in Form von Kodewörtern, die Zahlen darstellen, behandelt. Diese Kodewörter werden vom Digital-Analog-Wandler 7 in einen entsprechenden Amplitudenwert eines Stroms oder einer Spannung umgewandelt und normalerweise während der Abtastperiode auf diesem Wert festgehalten» Das auf diese Weise erhaltene quantisierte Signal wird einem Tiefpass 8 zugeführt, der das Unterseitenband des quantisierten Signals durchlässt und die anderen Seitenbänder unterdrückt. Der Ausgang des Filters ist an eine Uebertragungsleitung 9 angeschlossen.

-se**"

Fig. 2a zeigt schematisch einen Teil des Frequenzspektrums eines aus diskreten' Zeitimpulsen mit gegenseitigen Abständen T- = ^/^i aufgebauten digitalen Signals, wie es am Ausgang der Abtastvorrichtung k auftritt.

Fig. 2b zeigt einen Teil der Uebertragurigsfunktion für positive Frequenzen des Digitalfilters 3 mit einer Ausgangsabtastfrequenz f₂ = 1380 Hz. Der Teil für die negativen Frequenzen ist das Spiegelbild um die Frequenz Null des Teiles für die positiven Frequenzen, Die "folding"-Frequenz -^f₂ beträgt 6900 Hz. Die Uebertragungsfunktion zwischen-^-f- und +|-f₂ hat die Form eines VSB-FiIters für eine"Trägerfrequenz" 2f₁ = 4800 Hz. In Fig. 2b ist mit einer gestrichelten Linie 20 der Teil

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des Spektrums nach Pig. 2a dargestellt, der vom VSB-Pilter umfasst wird.

Fig. 2c zeigt das Frequenzspektrum eines digitalen Signals, das aus diskreten Zeitimpulsen mit gegenseitigen Abständen T₂ = i/f₂ besteht, die abwechselnd den Wert +1 und -1 aufweisen. Dieses Spektrum besteht aus Spektrallinien in Abständen f₂ = 13800 Hz. Dies entspricht dem Spektrum der Trägerwellenabtastwerte am Ausgang der Trägerwellenquelle 6.

Fig. 2d zeigt im Frequenzbereich das Ergebnis der Multiplikation der Ausgangssignalabtastwerte des Digitalfilter 3 mit den Trägerwellenabtastwerten der Trägerwellenquelle 6 in dem Modulator 5. Die gestrichelte Linie 21 entspricht der Linie 20 der Fig. 2b und veranschaulicht die neue Lage des betreffenden Teiles des Frequenzspektrums des Datensignals.

Der Digital-Analog-Wandler 7 wandelt normalerweise jeden Ausgangssignalabtastwert des Modulators 5 in ein Signalelement mit einer Dauer T₂ und einer konstanten Amplitude während dieser Zeitdauer um» Dies führt in den Frequenzbereich einen -Formfaktor ein, dessen erster Nullpunkt bei 13800 Hz liegt. Durch diesen Formfaktor werden die Komponenten höherer Frequenz des Spektrums nach Fig. 2d bereits in bezug auf die Komponenten niedrigerer Frequenz im Band von 600 bis 2700 Hz

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geschwächt. Eine weitere Unterdrückung kann mit Hilfe des RC-Filters 8 erzielt werden, dessen Uebertragungsfunktion mit der gestrichelten Linie 22 der Fig. 2d angedeutet ist.

Vie aus Fig. 2d hervorgehen wird, weist das Ausgangssignal des Filters 8 die Form eines VSB-Signals mit einer Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz und zur Illustrierung einem Seitenband von 2100 Hz bis 600 Hz und einem Rest seitenband von 2100 bis 2700 Hz auf. 4800 Bit/sec-Datensender.

Ein 4800 Bit/sec-Datensender mit dem gleichen Frequenzspektrum wie der 2400 Bit/sec-Datensender nach Fig. 1 kann durch Anwendung von Dibitkodierung am Eingang des Datensendeis erhalten werden« Entsprechend dieser Kodierung werden die Signalelemente der Datenquelle in Gruppen von zwei Signalelementen unterteilt und werden diese in der Dibitkodiervorrichtung entsprechend der folgenden Regel kodiert:

Eingangsdibit Ausgangsdibit Zahlenwert 11 ■ - 00 +3

10 01 +1

00 10 -1

01 11 -3.

Das Digitalfilter 3 behandelt die Dibits entsprechend ihrem Zahlenwert, der in der dritten Spalte angegeben ist.

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Die Kodierung der Ausgangsdibits (a a.. ) ist derart, dass ihr Zahlenwert durch:

2.(-i)^a° + (-if¹
angegeben ist.

Die Multiplizierung eines Dibits mit einem Filterkoeffizienten C, kann nun in zwei Schritten durchgeführt werden; zunächst erfolgt nämlich eine Multiplizierung von CL Wit 2 und Zuordnung eines Zeichens

a_Q
entsprechend (-1) , dann eine Multiplizierung mit 1 und

^ai

Zuordnung eines Zeichens entsprechend (-1) · Die Multiplizierung einer binären Zahl mit 2 entspricht einer Kommaverschiebung um eine Stelle j so dass bei Anwendung des vorgenannten Kodes statt eines Multiplizierest eine einfache Kommaverschiebungsvorrichtung verwendet werden kann,

Beziehung zwischen Leitun^strägerfrequenz

und Datengeschwindigkeit a

Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass die Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz gleich dem Unterschied zwischen der Frequenz der Trägerwellenquelle 6 von 6900 Hz und der Frequenz von 4800 Hz ist, die der Mitte einer der Nyquist-Flanken des VSB-Filters nach Fig. 2b entspricht.

Wenn nun die Leitungsträgerfrequenz mit f ,

die Frequenz der Trägerwellenquelle 6 mit ^f- und die der Mitte der Nyquist-Flanke des Filters nach Fig. 2b

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entsprechende Frequenz mit -g-Kf.. bezeichnet wird, gilt die Beziehung:

t_o = £f₂ - ^Kf₁ (1).

Bei gegebener f_n und f., ist die Beziehung

c ι

zwischen K und fp durch die Beziehung (1) vollständig bestimmt»

Wenn in die Beziehung (i) f_o = 2100 Hz und f.. = 2400 Hz eingesetzt werden, wird für K = 4 gefunden, dass f₂ = I38OO Hz ist.

Der Faktor, um den das Digitalfilter 3 die Abtastfrequenz erhöht, wird danns

JT₂Zf₁ = 23/4 (2).

Der Faktor K darf eine ungerade Zahl sein. In diesem Falle muss das Spektrum nach Fig. 2a um ein Intervall -^f₁ nach rechts verschoben werden. Dies kann dadurch erzielt werden, dass die Ausgangsabtastwerte der Abtastvorrichtung k abwechselnd mit +1 und -1 multipliziert werden.

Digitalfilter»

Das Digitalfilter 3 nach- Fig« 1 mit einer Erhöhung der Abtastfrequenz um einen Faktor r- , der im

XJ

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vorliegenden Beispiel —fr beträgt, kann durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor M erhöhenden Filters und eines extrapolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor L herabsetzenden Filters gebildet werden. Die Uebertragungsfunktion,

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die erzielt werden muss, kann dann über die beiden Filter verteilt werden.

Eine andere Möglichkeit wäre, das extrapolierende Filter durch einen Schalter zu ersetzen, der mit einer Frequenz betätigt wird, die um einen Faktor.L niedriger als die Ausgangsabtastfrequenz des interpolierende! Filter ist, welcher Schalter nur einen von jeder Gruppe von L Ausgangssignalabtastwerten dem Modulator 5 zufuhrt.

Interpolierende und extrapolierende Digitalfilter sind' an sich bekannt und es sei hier genügend, auf die unter (c) genannten Referenzen zu verweisen.

Eine geeignete Ausführungsform eines interpolierenden Digitalfilters ist in der deutschen Patentanmeldung Nr. P 25 39 532.8 der Anmelderin beschrieben, auf die hier ebenfalls verwiesen wird. "

Obgleich die Anmelderin darauf verzichtet hat, an sich bekannte Digitalfilter zu beschreiben,, sei aber bemerkt, dass, weil in Digitalfiltern Ausgangssignalabtastwerte aus Eingangssignalabtastwerten auf Basis von Zahlen errechnet werden, es dem Fachmann klar sein wird, dass das Multiplizieren der Ausgangsabtastwerte des Digitalfilters 3 mit den Trägerwellenabtastwerten der Trägerwellenquelle 6 in dem Digitalfilter 3 cüurchgeführt werden kann«

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ι.

Pilotsignal.

In der Praxis wird mit den modulierten

Datensignalen ein Pilotsignal auf* der Leitungsträgerfrequenz (2100 Hz, Fig. 2d) mitgesandt. Ein derartiges Pilotsignal kann auf verschiedene Weise erzeugt werden. Ein geeignetes "Verfahren zum Erzeugen des Pilotsignals ist folgendes:

Die Zahlenwerte der Signalabtastwerte, die von der Abtastvorrichtung 4 dem Digitalfilter 3 zugeführt werden, werden um einen festen Betrag erhöht« Infolgedessen entstehen im Frequenzspektrum nach Fig. 2a Spektrallinien bei den Frequenzen f-, 2f₁, ... . Die Spektrallinie bei 2f₁ (= 4800 Hz) verschiebt sich durch Modulation mit der Spektrallinie tei 6900 Hz der Trägerwellenquelle 6 (Fig. 2c) zu der Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz (Fig. 2d) und bildet dort das gewünschte Pilotsignal. In dem Falle des 4800 Bit/sec-Datensenders liefert eine Umwandlung der Zahlenwerte +3, +1, -1» -3 in +4, +2, 0, -2 ein Pilotsignal, das 6 dB unter dem maximalen Signalpegel liegt.

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Claims

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Patentanspruch:

Modulations- und Filtervorrichtung für

digitale Signale, die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf eine Modulationsträgerwelle enthält, dadurch gekennzeichnet, dass Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mit einer ersten Abtastfrequenz auftreten, in einem Digitalfilter in Signalabtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, die zweimal höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, umgewandelt werden, während die Signalabtastwerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem Modulator mit Signalabtastwerten der Modulatorträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten, wobei das Digitalfilter als Bandfilter ausgebildet ist«,

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