DE2606825A1 - Anordnung zur ausbildung einer vorbestimmten wellenform bei dem einer elektrischen last zuzufuehrenden wechselstrom - Google Patents

Anordnung zur ausbildung einer vorbestimmten wellenform bei dem einer elektrischen last zuzufuehrenden wechselstrom

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DE2606825A1 DE19762606825 DE2606825A DE2606825A1 DE 2606825 A1 DE2606825 A1 DE 2606825A1 DE 19762606825 DE19762606825 DE 19762606825 DE 2606825 A DE2606825 A DE 2606825A DE 2606825 A1 DE2606825 A1 DE 2606825A1
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Description

ROBAND ELECTRONICS LIMITED, Charlwood Works, Charlwood, Horley, Surrey (Großbritannien)
Anordnung zur Ausbildung einer vorbestiiumten Wellenform bei dem einer elektrischen Last zuzuführenden Wechselstrom
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Ausbildung einer vorbestimmten Wellenform bei dem einer elektrischen Last zuzuführenden Wechselstrom.
Viele der modernen elektronischen Geräte arbeiten mit optimaler Leistung und Zuverlässigkeit nur dann, wenn ihnen eine zufriedenstellend genau sinusförmige Wechselspannung zugeführt wird. In vielen Fällen haben jedoch die verfügbaren Wechselspannungsquellen eine sehr unbefriedigende Wellenform. Dies kommt besonders häufig dann vor, wenn man es für notwendig hält, einen Konstantspannungs-Transformator zu verwenden, um sicherzustellen, daß die einem Gerät zugeführte Spannung innerhalb enger Toleranzen konstant bleibt.
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Auch ist es in einigen Anwendungsfällen erwünscht, eine Versorgungsspannung zu liefern, deren Frequenz von der normalerweise üblichen abweicht.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Anordnung der oben genannten Art zu schaffen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Gleichstromquelle und Schaltregeleinrichtungen, von denen jede zur Kopplung eines Anschlusses der Last mit einem Pol der Quelle in einem periodischen Arbeitszyklus ausgebildet ist; eine Referenzspannungsquelle, die zur Abgabe einer Wechselspannung eingerichtet ist, welche die vorbestimmte Wellenform sowie den Anschlüssen der Last entsprechende Phasenlagen aufweist; und eine Einrichtung zur Erzeugung von der Differenz zwischen einem Lastanschluß und der betreffenden Phasenlage der Referenzspannung entsprechenden FehlerSignalen, von denen jedes geeignet ist, den Arbeitszyklus der betreffenden Schaltregeleinrichtung so zu beeinflussen, daß die Differenz kleiner wird.
Vorzugsweise sind die Schaltregeleinrichtungen so ausgebildet, daß sie mit einem Arbeitszyklus arbeiten, dessen Periodizität ein hohes Vielfaches der Frequenz der Wechselspannungsquelle, d.h. mindestens den 4 0-fachen Wert der Frequenz der Referenzspannungsquelle beträgt.
Wird eine erdsymmetrische WechselSpannungsquelle benötigt, dann sollte die Leistungsquelle so symmetrisch zur Erde liegen, daß ihr positiver und negativer Pol gleiche Potentiale mit entgegengesetztem Vorzeichen zum Erdpotential aufweist.
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Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird jeder Anschluß der Last über eine separate Transistorschalteinrichtung mit dem entsprechenden Pol der Gleichstromquelle verbunden, und diese Schalteinrichtungen werden in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen dem Potential an dem Lastanschluß und den betreffenden gegenphasigen Referenzspannungen gesteuert.
Nachfolgend werden einige bevorzugte Ausführungsbeispxele der Erfindung unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Fig, 1 ein Ausführungsbeispiel als schematisches Blockschaltbild;
Fig. 2 einen zur Stromversorgung einer Widerstandslast geeigneten Ausschnitt aus der Anordnung von Fig. 1 in Form eines detaillierten Schaltbildes;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer vorteilhaften Weiterbildung einer Einheit von Fig. 1;
Fig. -4 ein detailliertes Schaltbild eines zur Stromversorgung einer Reaktanzlast geeigneten Teils der Anordnung von Fig. 1;
Fig. 5 ein Logik-Schaltbild zu einem Teil der Anordnung von Fig. 4; und
Fig. 6 ein Blockschaltbild für ein Ausführungsbeispiel mit dreiphasigem Ausgang.
In Fig. 1 sind die entsprechend gekennzeichnete positive Klemme 11 und die negative Klemme 1" über je einen individuellen Schaltregler 2 bzw. 3 an je eine Wechselspannungs-Ausgangsklemme 4 bzw. 4' angeschlossen. Von einer Referenzspannungsquelle 5 erhalten die beiden Schaltregler 2 und 3 gegenphasige Referenzspannungen mit einer für die Wechselstromversorgung gewünschten Wellenform. Dadurch erhält die
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an den Ausgangsklemmen 4, 4' anliegende Wechselspannung genau die gewünschte Wellenform, welcher Art auch immer die nachgeschaltete Last sein mag. Soll die an den Ausgangsklemmen 4, 4' anliegende Wechselspannung symmetrisch zum Erdpotential sein, dann wird eine in Verbindung mit Fig. 2 weiter unten näher erläuterte Symmetrierschaltung 6 über ein Widerstandspaar 7, 71 einerseits an die Ausgangsklemmen 4, 4' und andererseits an Erde angeschlossen, um bei Feststellung eines unsymmetrischen Zustands an den Ausgangsklemmen einzugreifen.
Für den Fachmann ist es nicht schwer, nach der erfindungsgemäßen Lehre eine mehrphasige Wechselspannungsguelle aufzubauen; man braucht dafür nur je zwei Schaltregler für jede Phasenleitung, und diese Schaltregler müssen mit gegenseitig phasenverschobenen Referenzspannungen der gewünschten Wellenform versorgt v/erden.
Der in Fig. 2 detaxlliert dargestellte Schaltungsabschnitt umfaßt beispielsweise den Schaltregler 2 und einen Teil der Symmetrierschaltung 6 von Fig. 1. Die positive Eingangsklemme 11 ist durch einen Kondensator 11 geerdet. Als die Regelfunktion übernehmender Schalter dient hier ein npn-Transistor 12, dessen Kollektor-Emitter-Strecke durch eine entgegengesetzt gepolte Diode 13 überbrückt ist. Ferner ist der Emitter 12e des Schalttransistors 12 über eine Induktivität 14 mit der Ausgangsklemme 4 und eine gegenläufig gepolte Diode 15 mit Erde verbunden.
Von einem Treiber-Transformator 17 kommende Impulse steuern die Basis 12b positiv an und schalten den Schalttransistor 12 durch, der vom Treiber-Transformator 17 auf dem Weg über einen als Schnellabschalt-Einrichtung arbeitenden Transistor 18 gespeist wird. Eine Sekundärwicklung 17b ist mit einer
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zwischengeschalteten Diode 16 zwischen Basis 12b und Emitter 12e angeschlossen und wird am Ende jedes Impulses über den Transistor 18 mit einem Kondensator 19 verbunden, dessen entgegengesetztes Ende mit dem Emitter 12e des Schalttransistors 12 verbunden ist und zu diesem Zeitpunkt negativ geladen ist. Dadurch werden Ladungsträger sehr schnell von der Basis 12b abgezogen, und der Schalttransistor 12 schaltet sehr schnell ab.
Der Transistor 18 wird durchgeschaltet durch positive Impulse, die seine Basis 18b über eine Diode 20 von einer Tertiärwicklung 17c des Treiber-Transformators 17 erhält; die Tertiärwicklung liegt gegenphasig zur Sekundärwicklung 17b und gibt dadurch am Ende jedes Durchschaltimpulses für den Schalttransistor 12 über eine Diode 20 eine positive Spannung ab. Die Durchschaltimpulse selbst erzeugen in der Tertiärwicklung 17c negative Spannungen, und diese werden über eine Diode 21 mit richtiger Polarität dem Ladekondensator 19 zugeführt.
Die der Primärwicklung 17a des Treiber-Transformators 17 zugeführten Treiberimpulse werden erzeugt von einem npn-Transistor 22, welcher den Stromfluß durch diese Primärwicklung 17a von einer durch plus und minus gekennzeichneten Gleichstromquelle steuert. Die über einen Widerstand 23 mit dem Emitter verbundene Basis des Transistors 22 erhält über einen Widerstand 24 aus einem Impulsdauermodulator 40 ins Positive gehende Impulse von angemessen modulierter Dauer, die auch noch unterschiedliche Formen haben können. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel enthält der Impulsdauermodulator 40 eine monostabile Triggerschaltung 42, die so eingestellt ist, daß sie auf Veranlassung von aus einem Oszillator 41 empfangenen Signalen Treibimpulse
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erzeugt. Die Betriebsfrequenz des Oszillators 41 beträgt ein Vielfaches, vorzugsweise ein Hochvielfaches von der Frequenz der gewünschten Ausgangs-Wechselspannung. Liegt die gewünschte Ausgangsfrequenz bei 50, 60 oder 400 Hz, dann kann der Oszillator 41 beispielsweise mit einer Frequenz von 20 kHz arbeiten und in seinen Rücksetzzustand zurückkehren, um den Impuls am Ende einer Periode abzuschließen, die bestimmt wird durch ein an einen.Steuereingang der Triggerschaltung angelegtes Steuerpotential. Die bei jedem Zyklus des Oszillators 41 durch den Schalttransistor 12 hindurchwandernde Energie ist somit bestimmt durch den Augenblickswert des Steuerpotentials, welches in nachstehend beschriebener Weise erzeugt wird.
Ein dem Augenblickswert des Ausgangspotentials an Ausgangsklemme 4 entsprechendes Potential wird von der Anzapfung eines Teilerwiderstands 25 abgezapft, der den Ausgang des Schaltreglers 2 überbrückt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel· wird der Teilerwiderstand 25 durch zwei zwischen Ausgangsklemme 4 und Erde in Serie liegende Widerstände und 28 gebildet, die durch einen Kondensator 2 9 überbrückt sind, dessen Wert so gewählt ist, daß eine wesentliche Änderung der Ausgangsspannung während eines Zyklus1 des Osziilators 41 verhindert wird. Das an der Verbindungsstelle der Widerstände 27, 28 abgezapfte Potential wird in eine Steuerschaltung 30, und dort selbst in den invertierenden Eingang eines Verstärkers 31 eingespeist, dessen invertierender Eingang außerdem über ein Rückkoppiungsnetzwerk 32, bestehend aus einer Serienkorabination von Widerstand 33 und Kondensator 33', mit dem Verstärkerausgang verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 31 erhält von einer Klemme 35 der in Fig. 2 nicht dargestellten Referenzspannungsgue^e über einen Kondensator 34 eine
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Referenz-Wechselspannung von vorbestimmter Wellenform. Auf diese Weise erzeugt der Verstärker 31 ausgangsseitig ein Fehlersignal, welches der Differenz zwischen der Ausgangsspannung an Klemme 4 und der Referenzspannung entspricht. Dieses Fehlersignal wird dem Impulsdauermodulator zur Steuerung der Dauer seiner Ausgangsimpulse zugeführt, mit dem Ergebnis, daß mit größer werdender Differenzspannung auch die Impulsdauer größer wird.
Soll die Wechselspannung an den Ausgangsklemmen 4, 4' gegenüber Erde symmetriert werden, dann sorgt man dafür, daß das positive und negative Potential der Gleichstromquelle 1 gegenüber Erde ausgeglichen ist und legt außerdem eine dem gewünschten Potential-Mittelwert der Ausgangsklemmen 4, 4' entsprechende Gleichspannung über einen Widerstand 36 an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 31 an. Der Schaltregler 3 ist dem zuvor beschriebenen Schaltregler 2 weitgehend ähnlich, die einzigen Unterschiede bestehen darin, daß Schaltregler 3 im Strompfad zwischen Klemme 1" und 4' liegt und daß die seiner Steuerschaltung bei Klemme zugeführte Referenz-Wechselspannung gegenphasig zur Referenzspannung des anderen Schaltreglers 2 liegt.
Bei dem in Fig. 3 dargestellten vorteilhaften Ausführungsbeispiel für eine Referenzspannungsquelle 5 gibt ein spannungsgesteuerter Oszillator 51 ein zyklisches Ausgangssignal ab, dessen Wiederholrate von der einem Steuereingang zugeführten Gleichspannung abhängig ist. Ein dem Ausgang von Oszillator 51 nachgeschalteter Nur-Lese-Speicher gibt an seinem Ausgang ein zyklisch sich wiederholendes Signal ab, welches repräsentativ ist für jeden nacheinander im Speicher gespeicherten Wert. Derzeit handelsübliche Speicher dieser Art können acht Bit pro Wort und insgesamt 1024 Wörter speichern. Damit kann man in dem Speicher eine sehr genaue
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digitale Nachbildung von einem Zyklus einer Wechselspannungs-Wellenform unterbringen und wiederholt herauslesen mit jeder gewünschten Frequenz. Soll eine 50 Hz-Sinuswelle mit Hilfe eines solchen Speichers erzeugt werden, dann wird der Oszillator 51 so eingestellt, daß er eine mittlere Ausgangsfrequenz von 50,120 Hz erzeugt, und die individuellen Wörter des Speichers entsprechen den sich sinusförmig veränderr· len Digitalwerten.
Der Speicher ist so ausgebildet, daß er Ausgangspotentiale abgibt, welche den aufeinanderfolgenden Analogwerten von jedem gespeicherten Wort entsprechen. Diese Ausgangspotentiale werden über ein Tiefpaßfilter 53 an die bereits erwähnte Ausgangsklemme 35 abgegeben, von wo das so erzeugte Referenzpotential an die Schaltregler 2 und 3 abgegeben wird, wobei in einem Falle ein nicht dargestllter Inverter zwischengeschaltet ist. Soll die erzeugte Wechselspannung mit einer vorhandenen Wechselstromquelle phasengekoppelt werden, dann wird das an Klemme 35 anstehende Signal an den einen Eingang eines Phasendetektors 55 gelegt, dessen zweiter Eingang mittels einer Klemme 56 eine von der existierenden Wechselstromquelle abgeleitete Spannung erhält. Der Ausgang des Phasendetektors 55 geht über einen Verstärker 57 zum Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 51. Jede Phasendifferenz zwischen der Spannung an Klemme 56 und dem Ausgangspotential" an Klemme 35 erzeugt dadurch eine Änderung der Oszillatorfrequenz, die zur Korrektur des Phasenfehlers führt.
Die in Fig. 4 schaltungsmäßig dargestellte Anordnung hat gegenüber der von Fig. 2 den Vorzug, daß sie c-inen Strom von vorbestimmter Wellenform für eine Reaktanzlast abgeben kann. Zu diesem Zwecke ist der Schalttransistor 12 von Fig.2 hier durch ein Push-Pull-Transistorpaar 12A, 12B ersetzt,
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deren Kollektor-Emitter-Strecken in Serienschaltung die Gleichstromklemmen 11 und 1" überbrücken. Über den gemeinsamen Verknüpfungspunkt beider Transistoren ist der Emitter von Transistor 12A mit dem Kollektor von Transistor 12B verbunden, und die eine Ausgangsklemme dieses Schaltreglers kann entweder mit der positiven Gleichstromklemme 1' oder der negativen Klemme 1" verbunden werden, um die gewünschte Ausgangswellenform zu erzeugen. Die Transistoren sind durch je eine Diode 15A bzw. 15B überbrückt, und ihr gemeinsamer Verknüpfungspunkt ist über die Induktivität 14 mit der Ausgangsklemme 4 verbunden.
Beide Transistoren 12A, 12B sind zum Zwecke einer schnellen Abschaltung in gleicher Weise wie beim Ausführungsbeispiel von Fig. 2 mit je einer Schnellabschalt-Einrichtung 18A bzw. 18B verbunden.
In Fig. 4 ist die Abzapfung des am Ausgang des Schaltreglers 2 liegenden Potentialteilers 25 an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 31" einer Steuerschaltung 30' geführt, und der gleiche Eingang ist ferner über einen Widerstand 34' und einen Kondensator 34" mit dem die vorbestimmte Wellenform abgebenden Ausgang der Referenzspannungsquelle 51 verbunden. Das Rückkopplungsnetzwerk 32 dieses Verstärkers 31' besteht aus einem mit einem Widerstand 33 in Serie liegenden Kondensator 33' und ferner einem diese Serienkombination überbrückenden Kondensator 32'. Wie beim Ausführungsbeispiel von Fig. 2 gibt auch dieser Verstärker 31' an seinem Ausgang ein Fehlersignal ab, welches der augenblicklichen Differenz zwischen der tatsächlichen und der gewünschten Ausgangsspannung proportional ist. Ein dem Ausgang von Verstärker 31' nachgeschalteter Impulsdauermodulator 40' besteht bei diesem Ausführungsbeispiel von Fig. 4 aus einem Komparatorverstärker 41 und einem 50 kHz-Rampengenerator 42,
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welcher dem zweiten Eingang des Komparatorverstärkers 41 sein Ausgangssignal zuführt. Das Ausgangssignal des Modulators 40' besteht somit aus Impulsen, deren Dauer sich mit dem Betrag der Differenz zwischen dem tatsächlichen und dem gewünschten Ausgangspotential verändert. Dieses Ausgangssignal wird einer Inverterschaltung 50 zugeführt, die einen direkten und einen invertierten Ausgang zur Ansteuerung der Transistoren 12A, 12B abgibt. Zur grundsätzlichen Vermeidung der Gefahr, daß beide Transistoren 12A und 12B gleichzeitig leitend werden, weil vielleicht einer der Transistoren trotz der Schnellabschalteinrichtungen 18A, 18B nicht schnell genug abgeschaltet wird, erzeugt die Inverterschaltung 50 vorzugsweise zueinander invertierte Ausgangssignale, die nicht genau gegenphasig sind, aber ein kleines Zeitintervall von beispielsweise zwischen 1 und 2 μ3 liefern, in welchem keiner der beiden Transistoren durchgeschaltet ist. Ein geeignetes Ausführungsbeispiel hierfür zeigt Fig. 5.
In Fig. 4 sind die beiden Ausgänge der Inverterschaltung jeweils an die Basis eines Treibertransistors 22A bzw. 22B gelegt, und die Kollektoren dieser Transistoren sind jeweils mit einem Ende der Primärwicklung eines Transformators 17A bzw. 17B verbinden, der als Treiber für den nachgeschalteten Transistor 12A bzw. 12B dient.
Bei der in Fig. 5 dargestellten Inverterschaltung 50 gelangen die Impulssignale vom Modulator 40' an einen Eingang eines NAND-Gatters 51, während dessen zweiter Eingang ebenso wie der zweite Eingang eines zweiten NAND-Gatters 52 durch Anschluß an eine Plus-Klemme dauernd aktiviert ist. Der Ausgang von Gatter 51 geht zum zweiten Eingang von NAND-Gatter 52 und außerdem zu dem einen Eingang eines dritten NAND-Gatters 53, dessen anderer Eingang an den Ü-Ausgang
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einer monostabilen Schaltung 55 angeschlossen ist, die eingangsseitig mit dem Ausgang des NAND-Gatters 51 verbunden ist. Der Ausgang des zweiten NAND-Gatters 52 liegt am Eingang eines vierten NAND-Gatters 54, dessen zweiter Eingang am Q-Ausgang einer monostabilen Schaltung 56 hängt, die vom Ausgang des Gatters 52 angesteuert wird.
Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung erzeugt zwei gegeneinanderinvertierte Reckeck-Signale, deren Anstiegsflanken jeweils in Bezug auf die Abstiegsflanke des anderen Signals um den Betrag verzögert sind, der durch die monostabilen Schaltungen vorgegeben ist. Die Beträge der Verzögerung sind gleich.
Das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung eignet sich zur Abgabe eines dreiphasigen Wechselstromes. Eine Gleichstromquelle 1 ist parallel an drei Schaltregler 61, 62, 63 angeschlossen, welche mit Hilfe je einer zugeordneten Steuerschaltung 64, 65 bzw. 66 je eine der drei Phasen R, B, Y eines dreiphasigen Ausgar >js liefern. Zur Steuerung der dreiphasigen Wechselspannung dient ein Oszillator 69, der mit einer Frequenz 6f arbeitet, wobei f die gewünschte Frequenz des abzugebenden Wechselstromes ist. Dem Ausgang von Oszillator 69 ist ein durch drei teilender Ringzähler 70 nachgeschaltet, von dessen drei Stufen individuelle Ausgänge abgenommen werden, die eine gemeinsame Frequenz 2f aufweisen, aber gegenseitig um 12uJ phasenverschoben sind. Die drei Ausgänge des Ringzählers 70 werden je einem Binärzähler 71, 72 bzw. 73 individuell zugeführt. Hiervon werden die direkten Ausgänge Q der Zähler 71 und 73 genommen, die zusammen mit dem invertierten Ausgang Q von Zähler 72 Ausgangssignale mit einer gemeinsamen Frequenz f ergeben, welche gegenseitig
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um 120° phasenverschoben sind. Die Ausgangssignale der Zähler 71-73 werden individuelle über je ein Tiefpaßfilter 74, 75 bzw. 76 wieder in die Steuerschaltungen 64, 65 bzw. 66 eingespeist, um dort die notwendige dreiphasige Steuerfunktion auszuüben.
Empfehlenswert ist die Verwendung bekannter Torschalteinrichtungen, um sicherzustellen, daß die bistabilen Zähler 71, 72 und 73 immer in der richtigen Sequenz arbeiten und somit Ausgänge mit korrekter Phasenbeziehung liefern.
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Claims (9)

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1. } Anordnung zur Ausbildung einer vorbestimmten Wellen- :orm bei dem einer elektrischen Last zuzuführenden Wechselstrom, gekennzeichnet durch eine Gleichstromquelle (1) und Schaltregeleinrichtungen (z.B. 2, 3), von denen jede zur Kopplung eines Anschlusses (z.B. 4, 4') der Last mit einem Pol (11, 1") der Quelle (1) in einem periodischen Arbeitszyklus ausgebildet ist; eine Referenzspannungsquelle (5), die zur Abgabe einer Wechselspannung eingerichtet ist, welche die vorbestimmte Wellenform sowie den Anschlüssen der Last entsprechende Phasenlagen aufweist; und eine Einrichtung (z.B. 30) zur Erzeugung von der Differenz zwischen einem Lastanschluß und der betreffenden Phasenlage der Referenzspannung entsprechenden FehlerSignalen, von denen jedes geeignet ist, den Arbeitszyklus der betreffenden Schaltregeleinrichtung (z.B. 2) so zu beeinflussen, daß die Differenz kleiner wird.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Schaltregeleinrichtung mit einer Periodizität arbeitet, die ein Vielfaches von der Frequenz der Wechselspannungsquelle ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltregeleinrichtungen (z.B. 2) so ausgebildet sind, daß sie ihren zugeordneten Lastanschluß in Abhängigkeit
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von der Polarität der augenblicklichen Differenz mit dem einen oder dem anderen Pol der Gleichstromquelle (1) koppeln.
4. Anordnung nach mindestens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Schaltregeleinrichtung (z.B. 2) eine Impulsmodulatorschaltung (40) gehört, welche der Schaltregeleinrichtung Impulse zuführt, deren Dauer in Abhängigkeit von der Größe der augenblicklichen Differenz moduliert wird.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Impulsmodulatorschaltung (40) eine monostabile Schaltung (42) gehört, die durch Taktsignale von einem Taktoszillator (41) in ihren quasi stabilen Zustand triggerbar ist und in ihren stabilen Zustand nach einem Zeitraum zurückkehrt, der bestimmt ist durch ein Steuersignal, welches aus einer die Größe der Differenz repräsentierenden Komponente besteht oder eine solche Komponente enthält.
6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsmodulatorschaltung (40') einen Komparator (41) enthält, der ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Größe eines an einen Eingang desselben angelegten, sich zyklisch wiederholenden Rampensignals die Größe des an einen anderen Eingang desselben angelegten Fehlersignals überschreitet (Fig. 4).
7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem Steuersignal eine Komponente gehört, welche einer etwa vorhandenen Unsymmetrie des Lastanschluß-Potentials gegenüber Erde entspricht.
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8. Anordnung nach mindestens einem der Ansprüche 1 - 7, dadurch gekennzeichnet, daß jede Schaltregeleinrichtung (z.B. 2) mindestens einen Schalttransistor (z.B. 12), dessen Emitter-Kollektor-Strecke zwischen einem Pol der Gleichstromquelle (z.B. 1') und einem zugeordneten Lastanschluß (z.B. 4) liegt, und dessen Basis mittels eines Transformators (17), der eine über eine erste Diode (16) zwischen" Basis und Emitter des Schalttransistors angeschlossene Sekundärwicklung (17b) und eine Tertiärwicklung (17c) aufweist, deren eines Ende mit dem Emitter und deren anderes Ende über eine aus einer zweiten Diode (21) und eine Kapazität (19) bestehende Serienkombination mit dem Emitter verbunden ist, und einen weiteren Transistor (18) enthält, dessen Kollektor an die Basis des Schalttransistors und dessen Basis über eine gegenläufig zur zweiten Diode gepolte dritte Diode (20) an das andere Ende der Tertiärwicklung angeschlossen ist, so daß ein schnelles Abschalten des Schalttransistors (12) erzielbar ist.
9. Anordnung nach mindestens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der positive und der negative Pol der Gleichstromquelle (1) den gleichen Potentialbetrag, jedoch mit unterschiedlichem Vorzeichen, gegenüber Erde aufweisen, so daß die Wechselstromquelle (4) gegenüber Erde symmetriert ist.
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