DE2618080C2

DE2618080C2 - Verfahren und Einrichtung zur Fehlerortsbestimmung auf einer Leitung

Info

Publication number: DE2618080C2
Application number: DE2618080A
Authority: DE
Inventors: Otto Dipl.-Ing. Niederrohrdorf Lanz (Schweiz)
Original assignee: BBC Brown Boveri AG Switzerland
Current assignee: BBC Brown Boveri AG Switzerland
Priority date: 1976-03-25
Filing date: 1976-04-24
Publication date: 1978-04-27
Also published as: GB1582002A; SE411398B; SE7703211L; CA1063174A; CH613570A5; SE411398C; FR2345728B1; FR2345728A1; US4128805A; DE2618080B1

Description

R(W ■ k-h ■ h')+U\· ■ h- W R(h ■ k'-h' ■ ft)4 Lh ■ h'-lk · /1'

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unier Verwendung des Gewichtungsfaktors R miteinander verknüpft werden.

17. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßströme (i_m) und Meßspannungen (u_m) relativ zueinander in einem einstellbaren Verhältnis (Ttygewichtet werden.

18. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, umfassend eine Meßstation mit Meßeinrichtungen für die am Meßort herrschenden Leitungsströme und Leitungsspannungen sowie mit Wandlern zur Umsetzung dieser Größen in dem Meßstrom bzw. der Meßspannung entsprechende Signale und umfassend eine Multiplizier- oder Dividierschaltung zur Gewichtung von Strom- und Spannungssignalen relativ zueinander sowie ein? Auswerteschaltung für die Fehlerlagerichtungs- bzw. Fehlerdistanzbestimmung, die mindestens einen Phasendetektor aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß für die Gewichtung der Strom- bzw. Spannungssignale (im, u_m; I, U) eine wenigstens annähernd phasendrehungsfreie Multiplizier- oder Dividierschaltung (3) vorgesehen ist.

19. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß eine mit einem Meßstromsignal (i_m) und/oder mit einem Meßspannungssignal (u_m) beaufschlagte Multiplizier- oder Dividierschaltung (3) sowie mindestens eine additive oder subtraktive Überlagerungsschaltung (4, 5) für die Bildung mindestens eines aus relativ zueinander gewichteten Meßstrom- und Meßspannungssignalen (R ■ im, u_m bzw. im, MR ■ u_m) zusammengesetzten Hilfssignals (a, b) sowie mindestens ein mit einem solchen Hilfssignal und ein-?m Referenzsignal i_m bzw. b oder a) beaufschlagter Phasendetektor (6, 7) vorgesehen ist.

20. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor mindestens eine Integradonsschaltung (S'\, S'2; 5", S"i) zur Bildung von angenäherten, vorzugsweise orthogonalen Amplitudenkomponenten (A\, A₂; B\, B₂) wenigstens eines Hilfssignals (a bzw. b) sowie wenigstens eine Auswerteschaltung zur Bildung mindestens eines Zählerterms einer durch Amplitudenkomponenten ausgedrückten Winkelfunktion eines Hilfssignal-Phasenwinkels (<p.,.t>. (p., ^aufweist.

21. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens zwei Integratoren für die Bildung von Zeitintegralen (I, U) von ι·=. Meüstrom- unJ Meßspannungssignalen (i,„ bzw. u,„) sowie wenigstens eine Multiplizier- oder Dividiersehalning für die Gewichtung der Meßstrom- oder Meßspannungsintegrale (I, £/J vorgesehen ist

22. Einrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Paar von Meßstromintegratoren und mindestens ein Paar von Meßspannungsintegratoren vorgesehen ist und daß zwischen den Integratoren eines jeden Paares eine wenigstens annähernd einer Viertelperiode der Auswertefrequenz (ωο) entsprechende Integirationsintervall- bzw. Integradensignal-Zeitverschiebung vorgesehen ist.

23. Einrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei Paare von Meßstromintegratoren und/oder Meßspannungsintegratoren mit einer gegenseitigen Integrationsintervall- bzw. fntegranden-Zeitverschiebung zwischen diesen Paaren entsprechend einem Referenz-Phasenwinkel vorgesehen ist.

Di«. Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Fehlerortsbestimmung auf einer Leitung, bei dem aus Leitungsstrom und Leitungsspannung an einem Meßort entsprechenden Meßsignalen relativ zueinander gewichtete Strom- und Spannungssignale gebildet und nach Überlagerung zu einer Phasendetektion verwendet werden. Die Erfindung bezieht sich ferner auf eine Einrichtung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Ein Verfahren der vorgenannten Art ist aus »Brown Boveri Mitteilungen«, !966, Bd. 53, Nr. 11/12, S. 784 — 790 durch die Arbeitsweise des dort dargestellten elektronischen Distanzrelais bekannt. Dieses Verfahren beruht auf der subtraktiven Überlagerung eines der Leitungsspannung und eines dem Leitungsstroin (abgesehen von einer etwaigen Summenstromkomponente in Drehstromsystemen) entsprechenden Signals, wobei aas Stromsignal mit einer überwiegend induktiven Impedanz, die als Leitungsnachbildung bemessen ist. multipliziert und damit relativ zum Spanm:ngssignal in einem entsprechenden (komplexen) Verhältnis ijewichtet wird. Durch die Bemessung der Nachbildungsimpedanz ist eine Auslösegrenze auf der Leitung bestimmt. Wenn man sich den Kui'zschlußort über dieses Auslösegrenze wandernd denkt, so springt der Phasenwinkel zwischen dem aus gewichtetem Stromsignal und Spannungssignal gebildeten Überlagerungssignal einerseits und dem Spannungssignal andererseits zwischen 0° und 180°, sofern der Phasenwinkel der Nachbildungsimpeoanz mit demjenigen der wirklichen Leitungsimpedanz übereinstimmt. Anderenfalls passiert der Phasenwinkel zwischen Überlagerungssignal und Spannungssignal beim Wandern des Kurzschlußortes über die Auslösegrenze den Wert 90°. Eine Detektion des Phasenwinkels nnd ein Vergleich mit dem Grenzwert 90° liefert die Fehlerlagerichtung bezüglich der Auslösegrenze.

Ein Nachteil des bekannten Verfahrens besteht darin, daß durch die einer zeitlichen Differentiation entsprechende, induktive Gewichtung des Meßstroms die in diesem neben r'er auszuwertender, sinusförmigen Komponente vorhandenen, höherfrequenten Komponenten relativ verstärkt werden und daher einen unerwünscht hohen Filteraufwand sowie eine Ver-

c υ ι ο KJ ου

schlechterung des Einschwingverhaltens des Filters im Hinblick auf eine möglichst verzögerungsarme Fehlerlokalisierung verursachen. Ferner ist die Verwendung - insbesondere stufenlos - einstellbarer Induktivitäten wie auch die Justierung von Induktivitäten auf vorgegebene Festwerte mit vergleichsweise hohem Aufwand und Herstellungsproblemen verbunden. Eine solche Induktivitätsbemessung ist bei dem bekannten Verfahren unumgänglich, weil es sich um eine Leitungsnachbildung handelt.

Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung einer Fehlerortsbestimmung, die ohne Induktivitäten für die Gewichtung der Strom- und Spannungssignale relativ zueinander auskommt. Das erfindungsgemäße Verfahren ;iur Lösung dieser Aufgabe und die entsprechende Einrichtung kennzeichnen sich durch die im Patentanspruch 1 bzw. 18 angegebenen Merkmale.

Der Phasenwinkel des aus gewichteten Strom- und Spaiinungssignalen bestehenden Hilfssignals gegenüber

Phasenwinkel abhängige Auswertefunktion, insbesondere die einfache Tangensfunktion oder eine aus Tangensfunktionen zusammengesetzte Auswertefunktion, stellen unter verschiedenen, für die Praxis zulässigen Voraussetzungen ein eindeutiges Maß für die Distanz des Fehlerortes von einem vorgebbaren, nämlich der Referenzphasenlage zuordenbaren Referenzort auf der Leitung dar. Mit einer zusammengesetzten Auswertefunktion gilt dies zunächst unter der Annahme vernachlässigbarer Leitungskapazitäten und Isolationsverluste, wobei der (einfach gespeisten) Leitung ein Ersatz-Serienstromkreis mit zur Leitungslänge proportionaler Induktanz (X₁ . ω * ■ L'mit * = Leitungslänge und L' = Induktivitätsbelag) und ebensolcher Leitungsresistanz (Ri = χ ■ R' mit R' = Längswiderstandsbelag) sowie einer Kurzschlußresistanz (Lichtbogenwiderstand) Ri entspricht. Wird hierin der Längswiderstand vernachlässigt, so gelangt man zu einer Auswertefunktion, die zum Tangens des Phasenwinkels sowie zur Summe oder Differenz aus einer Gewichtungsresistanz R und der Kurzschlußresistanz Ri proportional ist und daher durch entsprechend große Bemessung der ersteren auch zur Vernachlässigung der letzteren berechtigt. Im übrigen kann gegebenenfalls auch die Sinusfunktion an Stelle der Tangensfunktion verwendet werden, jedoch ist letztere im allgemeinen einfacher zu gewinnen. Für die wichtige und meistens zur Fehlerlokalisierung ausreichende Bestimmung der Fehlerlagerichtung gegenüber dem Referenzort braucht nur ein Zählerterm der Auswertefunktion bzw. dessen Vorzeichen oder Nullstelle bestimmt zu werden, wobei sich für Tanrens und Sinus übereinstimmende Zähierterme ergeben.

Wenn andererseits unter der Annahme einer verlustlosen Leitung die Leitungskapazität berücksichtigt werden soll, so kann das durch Verwendung des nun reellen Weilenwiderstands der Leitung als Gewichtungsfaktor geschehen, wobei die Fehlerdistanz vom Referenzen zurr; genannten Phasenwinkel selbst proportional wird. Die damit an sich erforderliche Bildung der Arcustangens- oder Arcussinusfunktion kann aber in Anbetracht der praktisch immer geringen W;nkelwerte unterbleiben zugunsten der Verwendung des Tangens oder Sinus ais distanzproportionale Ajswertefunktion. Für die Bestimmung der Fehlerlagenchtung gilt dies weger, der bloßen Vorzeichensignifi- *anz sogar streng. Für die Annahme einer verlustlosen Leitung faiien die Auswertefunktionen der Fehlerlagerichtung also unabhängig von der Leitungskapa/itäi im Hinblick auf die Winkelfunktion zusammen, so daß man von der Einhaltung des Wellenwiderslands als Gewichtungsfaktor frei ist. Dies ermöglicht nicht nur die bereits erwähnte Bemessung zur Vernachlässigung der Kur/ schlußresistanz, sondern auch eine Einstellung bzw. Veränderung des dem Referenzphasenwinkel zuzuordnenden Referenzortes auf der Leitung, so daß mit dem gleichen Referenzphasenwinkel für beliebige Referenzorteinstellungen gearbeitet werden kann. Dies ist meß- und schaltungstechnisch oft vorteilhaft.

Für die Bestimmung des Phasenwinkels oder dessen Tangens, insbesondere zur Nullstellen- und Vorzeichenbestimmung dieser Größen, bieten sich grundsätzlich zwei Wege, nämlich einmal die tatsächliche Bildung eines Hilfssignals vom Typ R- i„,± u,„ mit Gewichtungsfaktor R. Meßstrom ;'„, und Meßspannung ti,,, oder mehrerer solcher Hilfssignale mit anschließender Phasendetektion und zum anderen die Bildung von mindestens *e zwei Ζ?!*ίπί?^σΓΒ!?π für Meßstrorn und Meßspannung mit anschließender Gewichtung und Verknüpfung dieser Integrale durch eine Auswertefunk tion, die mindestens angenähert einem Zählerterm einer Winkelfunktion, vorzugsweise des Tangens oder Sinus, des Phasenwinkels eines Hilfssignals vom Typ R- i,„± u., entspricht, welch letzteres aber selbst nicht gebildet zu werden braucht. Es werden also in beiden Fällen Strom- und Spaiinungssignale, die den Meßströmen und Meßspann ngen zugeordnet sind, gewichtet und überla gert sowie zur Bestimmung eines Hilfssignal-Phasen winkeis ausgewertet, wobei diese Strom- und Spannungssignale entweder die Meßströme und Meßspannungen selbst oder Zeitintegrale der letzteren sein können.

Die Referenzphasenlage ist in der algorithmischen Signalverarbeitung im allgemeinen durch ein sinusförmiges Referenzsignal verkörpert, vorzugsweise durch eines von zwei Hilfssignalen (R-i_m+u,,, gegenüber R-im— u_m) oder die Meßspannung oder den Meßstrom selber, vorteilhaft z. B. durch letzteren. Mit dem ersten der vorgenannten Lösungswege wird das Referenzsignal dann im allgemeinen explizit gebildet, mit dem zweiten Lösungsweg dagegen nicht oder nur in Form von Zeitintegralen. Außerdem kann die Referenzphasenlage mit Hilfe von Steuer- oder Schaltungsparametern zusätzlich in definierter Weise verändert und der Referenzort damit verstellt werden.

Beide Lösungswege beruhen auf der Auswertung von sinusförmigen Signalen bzw. Signalkomponenten und erfordern daher eine Filterung der mit Störsignalen sowie gerade im Kurzschlußfall mit starken, transienten Komponenten anderer Frequenz behafteten Meßsig.a-Ie. Grundsätzlich kann dies durch eine übliche Eingangsfilterung berücksichtigt werden. Andererseits bietet jedoch die Bildung von Zeitintegralen eine einfache Anwendungsmöglichkeit der an sich bekannten Korrelationsfilterung durch Multiplikation von Meßstrom und Meßspannung innerhalb der Integrandensignale mit Zeitfunktionen von geeigneter spektraler Zusammensetzung (s. »IEEE Transactions on Power Applications and Systems«, Vol. PAS-93, No. 5, S. 1522-34, Sept./Okt. 1974, Aufsatz »Sampling for Computer Protection of Transmission Lines« von G. S. Hope). Vorzugsweise kann eine Zeitfunktion bzw. ein entsprechendes Signal mit einem Frequenzspektrum verwendet werden, das ein wenigstens relatives Maximum im Bereich der Frequenz der auszuwertenden, sinusförmigen Signalkomponente aufweist.

Im übrigen kann die Auswertung auch bei Bildung von Hilfssignalen des Typs R-i,„+ii„, an Stelle einer sonstigen, anschließenden Phasendetektion auf dem Wege der Bildung von mindestens je zwei Zeitinlegralcn der Hilfssignale mit Verknüpfung der Zcilintegralc * durch eine phasenwinkelabhängige Auswertefunktion vorgenommen werden. Auch hier bietet sich dann eine entsprechende Anwendungsmöglichkeil der Korrelationsfili'-.-ung.

Allgemein ist noch anzumerken, daß die CJcwichtting t< > der Strom- und Spannungssignale relativ zueinander in jeder Art dieser Signale entsprechenden Form erfolgen kann, die eine Überlagerung der gewichteten Signale ermöglicht. Werden z. B. als Meßströme und Meßspannungen Signale mit der Dimension eines Stroms bzw. is einer Spannung verwendet, wie sie von üblichen Slrom- und Spannungswandlern geliefert werden, so kann die Gewichtung einfach durch Einfügen eines dem vorgesehenen Gewichtungsfaktor entsprechenden Widerstands in den FvieuMiumkreis und Abgreifen des Spaimuiigsau- m falls hieran als gewichtetes Meßstromsignal - nun mit der Dimension einer Spannung - vorgenommen werden. Letzteres eignet sich dann unmittelbar für eine additive oder subtraktive Überlagerung mit der Meßspannung. Sinngemäß umgekehrt kann aus der 2s Meßspannung durch Serieschaltung mit einem entsprechenden Widerstand in einem ausreichend niederohmigen Anschlußstromkreis ein Signal mit der Dimension eines Stroms gewonnen werden, daß aber der gewichteten Meßspanniing entspricht und auf Grund y> seiner Dimension unmittelbar - z. B. in einem genügend niederohmigen Schaltungselement - rr.it dem Meßstrom überlagert werden kann. Weiter geht daraus hervor, daß dem Meßstrom und der Meßspannung entsprechende Signale bei Verwendung geeigne· ter Meßaufnehmer oder Wandler mit beliebiger Dimension auftreten können, sofern diese nur eine relative Gewichtung und Überlagerung der beiden Signale ermöglicht, und zwar unmittelbar oder nach Integration über der Zeit und gegebenenfalls zusätzlichen Verknüpfungen.

Die Erfindung wird weiter an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Hierin zeigt

Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer ersten Ausführung der erfindungsgemäßen Fehlerortsbestimmung mit Meöstrom und Meßspannung als zu gewichtenden Strom- und Spannungssignalen.

F i g. 2 ein Ausführungsbeispiel einer Phasendetektion von aus gewichteten Meßströmen und Meßspan- so nungen überlagerten Hilfssignalen gegeneinander oder gegen den Meßstrom als Bezugssignal mittels gebildeter Hilfssignal-Zeitintegrale,

F i g. 3 ein Ausführungsbeispiel einer indirekten Phasendektion für fehlerortsrelevante, selbst aber nicht gebildete Hilfssignale mit Hilfe von Meßstrom- und Meßspannungs-Zeitintegralen als zu gewichtenden Strom- und Spannungssignalen.

Fig.4 ein Hinzelschaltbild einer Integrationsschaltung mit Korrelationsfilterung für eine Phasendetektion *o gemäß F i g. 2 oder 3,

Fig. 5 eine andere Ausführung einer Integration:;-schaltung mit angeschlossener Auswerteschaltung,

F i g. 6 eine weitere, vereinfachte Ausführung einer Integrationsschaltungund fts

F i g. 7a bzw. 7b den Zeitverlauf bzw. das Frequenzspektrum von für die Korrelationsfilterung von Meßstrom und Meßspannung oder von Hilfssignalen beispielsweise anwendbaren Zeitfunktionen.

In Fig.! ist schernatisch eine einphasige Wechsel-Stromleitung I mit einer Meßstation 2 angedeutet Die vom Meßort v = Onach rechts gemessene Leitungslänge ist mit χ bezeichnet. Am Leitungsendc χ = χ,- ist ein Lastwiderstand Rc beim lehlerort χ = /ein gegenüber R, vernachlässigbar kleiner Kurzschlußwiderstand Ri, angenommen. Weithin sei ein Referenzort bei x = x_r vorgegeben.

I )ie Meßstation 2 umfaßt einen Stromwandler 2a und einen Spannungswandler 2b. Diese Wandler erzeugen dem Leitungsstrotn bzw. der Leitungsspannung am Meßort x = 0 entsprechende Meßströme und Meßspannungen, die insbesondere nach Fehlereintritt einen mehr oder weniger starken Gehalt an von der Netzfrequenz verschiedenen Frequenzkomponenten aufweisen. An beide Wandler sind daher übliche Filter 2c bzw. 2c/ angeschlossen, die eine vorgegebene Frequenzkomponente, vorzugsweise die Netzfrequenzkomponente, der uürCinnui

LIUIIgCI

oder weniger stark dämpft. Im wejteren kann die Signalverarbeitung daher unter der Annahme eines netzfrequenten Meßstroms i_m und einer ebensolchen Meßspannung u_m betrachtet werden. Der Meßstrom /„, fließt durch einen einstellbaren Widerstand 3, der einem vorgegebenen Widerstand-Gewichtungsfaktor R entspricht. An den Schaltungspunkten Mi und M2 liegen somit der gewichtete Meßstrom Ri_n, bzw. die Meßspannung U_n. Es folgen zwei Summicrschaltungen 4 und 5, in denen die beiden vorgenannten Signale additiv bzw. subtraktiv zu einem ersten bzw. zweiten Hilfssignal a= + U_n, + Ri_n, bzw. b= -U_n,+ R- /_m überlagert werden. Die beiden so erhaltenen Hilfssignale liegen an den Schaltungspunkten M'und M", während der gewichtete Meßstrom gesondert an den Schaltungspunkt Mgeführt ist. Es folgen weiter zwei Phasendetektoren 6 und 7, deren Eingänge durch die Schaltungspunkte M und M' bzw. M'und M"gebildet sind und deren Ausgänge somit jeweils ein Analogsignal entsprechend dem Phasenwinkel zwischen den sinusförmigen Signalen a und i_m bzw. a und b liefern. Für die vorgenannten Phasendetektoren kommen grundsätzlich bekannte Schaltungen in Betracht, etwa solche gemäß der eingangs genannten Literaturstelle aus »Brown Boveri Mitteilungen» (s. Abschnitt »Phasenvergleich«, S. 785, 786 mit Bild 3). Andere, speziell im vorliegenden Zusammenhang vorteilhafte Detektorschaltungen werden noch behandelt.

Im folgenden wird die Zuordnung der nach Betrag und/oder Richtung (Vorzeichen) gegenüber einem Referenzort gesuchten Fehlerdistanz zu den ermittelten Phasenwinkeln erläutert:

Zunächst sei unter Vernachlässigung der Leitungskapazitäten und der Isolationsverluste für die Leitung ein einfacher Ersatzstromkreis als Serienschaltung aus der distanzproportionalen Leitungsinduktanz, der ebenfalls distanzproportionalen Leitungsresistanz und der Kurzschlußresistanz (Lichtbogen) angenommen. Die dann geltenden Beziehungen werden unter Verwendung folgender Symbole erläutert:

m_n = Kreisfrecuenz der auszuwertenden Signal-

komponenten.
L = Induktiv:tätsbelag,
χ ■ 1Of₁L' = Leitungsinduktanz.

1°' = Rcsistiviiätsbdag.
χ ■ R' = Leitungsresistanz.

Ii
•„I-'

Ig'// Tangens des leitiingswinkcls.

R_k Kur/schlußrcsistanz.

ν Fchlcrdistanz vom Meßoit.
.v„ _h -- Fehlerdistanz als Funktion des l'hasen-

winkels von α bzw. h gegen /,„.
.ν,,,,, -- Fohlerdistanz als Funktion des Pliasen-

winkels von α gegen h. α. h ■- R ■ /„, H »_m =-- Hüfssignale.

i_m = Meßstrom.

"m - Meßspannung,

R = Gewichtsfaktor (Resistanz),
'/„./> - Phasenwinkel von α bzw. h gegen /„.
q_alh = Phasenwinkel von α gegen h.

Die Kurzschlußresistanz kann im allgemeinen als so "enn" sn^eriornrnen V^f^n d^a^ d**r ^v^rn N^'^^or' »i>s gesehen) hinter dem Fehler liegende Leitungsabschnitt in seinem Einfluß auf die Verhältnisse vor dem Fehler vernachlässigt werden kann. Dies gelte auch für eine etwaige Stromeinspeisung vom fernen Leitungsende mit dem entsprechenden Spannungsabfall an der Kurzschlußresistanz. Es wird also im folgenden mit einfacher Einspeisung in den betrachteten Leitungsabschnitt von der Meßortseite gerechnet.

Wird nun mittels des Phasendetektors b gemäß F i g. I der Phasenwinkel des Hilfssignals a oder auch derjenige des Hilfssignals b gegen den Meßstrom i_m ermittelt, so entspricht dies einem mit dem Meßort zusammenfallenden Referenzort bzw. einem auf Null festgesetzten Referenzwinkel. Es gilt dann für die Fehlerdistanz — ermittelt aus a//_m bzw. b/i_m — die Beziehung:
R ± R_k ± tg7„ _h

,L' I - tg 7 ,. · tg τ-,,. „ ' Nacheilung gegenüber dem Vektor /',„ bzw. cntspre chcnd einer Feluerortslage vor oder hinter dem Meßort einzusetzen.

Die Beziehung zeigt folgendes:

1. Der Einfluß von /?* auf die Fehlerortbestimmung kann durch geeignete Bemessung von R vermindert und gegebenenfalls vollständig vernachlässigt werden.

2. Der Tangens des Leitungswinkels und derjenige des Hilfssignalwinkels sind im allgemeinen gering gegen eins, ihr Produkt um so mehr.

3. Der Hilfssignalwinkel ist im allgemeinen so gering, daß in guter Näherung der Winkel φ statt des Tangens für die Bestimmung des Distanzbetrages ausgewertet werden kann. Hinsichtlich der Nullstelle besteht ohnehin Übereinstimmung.

Es ergeben sich also folgende, meist ausreichende Beziehungen:

bzw.

O_n/.

x„ h = -

(1)

Hierin sind die Größen φ und χ Vorzeichen- bzw. richtungsgerecht entsprechend einer Voreilung oder

²? f.

Weiterhin wird hieraus ersichtlich, daß der Tangens des Leitungswinkels additiv neben eins quadratisch auftritt und daher ebenfalls mit noch geringerem resultierenden Fehler zu Null gesetzt werden kann. Der Ausdruck in der eckigen Klammer in Gleichung (Ziffer 4) wird dann zum Tangens des halben Phas-.'nwinkels zwischen a und b, was zu der einfachen Beziehung Der Ausgang des Phasendetektors liefert dann also in Form eines winkelproportionalen Analogsignals die Fehlerdistanz nach Brtrag und Vorzeichen bzw. Richtung.

Der Einfluß der Kurzschlußresistanz auf den Phasenwinkel ist für die beiden Hilfssignale a und b gegensinnig. Wird daher die Fehlerdistanz vom Meßort mittels des Phasenwinkels zwischen a und b ermittelt, wie dies gemäß Fig. 1 mit dem Phasendetektor 7 geschieht, so kompensieren sich die durch Vernachlässigung der Kurzschlußresistenz bedingten Fehler teilweise. Die Vernachlässigung der Kurzschlußresistanz ist hier also um so mehr zulässig, und es ergibt sich die Beziehung

punkten /Vi bzw. N₂ als Ausgängen der genannten Differenzverstärker treten somit folgende Signale auf:

bzw.

Xt — X., k — Xt

^xJb =

• tgf.y.,,6/2)

(5)

bzw. mit Auswertung des Winkels anstelle des Tangens

2 n)₀ L

7 'falb

(6)

als vorteilhaft einfacher und mit besonders geringen Fehlern behafteten Auswertefunktionen führt

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, kann nun weiter ein vom Meßort abweichender Referenzort x_r durch einfache subtraktive Überlagerung eines φ_Γ bzw. 2φ- entsprechenden Analogsignals zum Ausgangssignal dss Phasendetektors 6 bzw. 7 eingestellt werden. H,:rz;i sind Differenzverstärker 8 bzw. 9 mit je einem Potentiometer 10 bzw. 11 und zugehöriger, durch » + « argedeuteter Spannungsquelle vorgesehen. An den Senaltungs-Diese Signale werden bei Zusammenfall des Fehlortes mit dem eingestellten Referünzort zu Null und weisen bei Fehlcrortslagen beiderseits des Referenzortes gegensinnige Vorzeichen auf, während der Betrag jeweils der Fehlerdistanz vom Referenzort entspricht. Damit ist die Aufgabe der Fehlerortsbestimmung gelöst. In F i g. 1 sind noch Vorzeichendiskriminatoren 12 und 13 mit je einem von beiden gegeisinnigen Vorzeichen zugeordneten Schaltern 12a, 120 bzw. 13a, 136 und zugehörigen Ausgängen vorgeseher, deren jeder einer Fehlerlagerichtung bezüglich des Referenzortes zugeordnet ist.

Die Schaltung gemäß F i g. 2 kann im wesentlichen die Funktion der Phasendetektc -en 6 und 7 gemäß

6- Fig. 1 und zusätzlich diejenige if Filter 2c und 2d übernehmen. Sie isi zwischen der Seiiäiiungspunkien M. M', M" einerseits sowie M, W: andererseits gemäß Fig. 1 anzuschließen und ersetzt c: ;ΐίπ die de·"', zwischen

IO UOU

diestn Punkten angeordneten Schaltungsteile.

An jedem der Schaltungspunkts M, M', M" ist je ein Paar von f;ingangsseitig parallelgeschalteten Integratoren Si, S₂ bzw. S'i, S'2 bzw. S"\, S"2 mit hier nicht näher dargestellten Integrationsintervall-Schalteinrichtiingen angeschlossen. Die an Hen genannten Schaltungspunkten zugrführten Signale, d. h. /'„, bzw. a bzw. b, bilden entweder unmittelbar oder nach Multiplikation mit einem Zeitsignal von noch zu erläuternder Beschaffenheit die Integrandensignale. Zwischen den in den Integratoren jeweils eines Paares ausgeführten Integrationen wird in noch zu erläuternder Weise eine Zeitverschiebung eingeführt, und zwar derart, daß die erhaltenen Paare von Zeitintegralen, nämlich /,, I₂ bzw. Λ ι, Λ₂ bzw. B], Bi, den Amplituden von je zwei phasenverschobenen, vorzugsweise orthogonalen Komponenten der auszuwertenden, sinusförmigen Spektralkomponente von der vorgegebenen Frequenz (1)11 innerhalb des betreffenden Eingangssignals (i,„ bzw. a bzw. b) annähernd entsprechen. Die Amplituden dieser — im folgenden angenommenerweise orthogonalen Komponenten werden anschließend in der aus F i g. 2 ersichtlichen Weise zu je zwei Paaren zusammengefaßt und einer Multiplizier- und Summierschaltung Q\ bzw. Q2 zugeführt, die mit üblichen Schallungsmitteln Auswertefunktionen beispielsweise der Form

H₁ I₁ If, I₁ A₁B_x - I₂H₁

(9 b)
(H))

oder
bzw.

bilden.

Im Schaluingsbeispiel nach F i g. 2 wird am Eingang der Integratoren Si und S₂ über M das gewichtete Stromsignal /?·/,„zugeführt, was an sich nicht notwendig wäre und zur Folge hat, daß zu dem gesamten Produktpolynom gemäß Gleichung (9) der Faktor R tritt. Letzterer hat also an dieser Stelle nicht die Wirkung einer Gewichtung von Strom- und Spannungssignalen relativ zueinander, sondern nur diejenige eines jedenfalls für die Bestimmung der Fehlerlagerichtung bedeutungslosen Skalierungsfaktors, während die relative Stromspannungsgewichtung in den Hilfssignalen a, b bzw. den entsprechenden Zeitintegralen enthalten ist.

Die so gebildeten Auswertefunktionen stellen jeweils den Zählerterm des Tangens bzw. Sinus des Phasenwinkels zwischen den Signalen a und i_m bzw. a und b dar. Damit ist nicht nur die erforderliche Herausfilterung einer auszuwertenden Spektralkomponente durchgeführt, sondern auch eine Auswertefunktion erzielt, die mit ihrem Vorzeichen die Fehlerlagerichtung bezüglich des Meßortes wiedergibt. Für die Auswertung können wieder die Diskriminatoren 12 und 13 gemäß Fig. I verwendet werden.

Soll die Auswertefunktion auch den Betrag der Fehlerdistar.z wiedergeben, so sind die Schaltungen Q\ und Q₂ mit an sich üblichen Schaltungsmitteln für die Bildung zusätzlicher Produktpolinome und jeweils für eine zusätzliche Quotientenbildung gemäß folgenden Beziehungen einzurichten:

K A_x I₂ - A₂I_x

A₁B,

aJ-,

Ul)

(12)

sin 7,,

si" '/,1

A_x I₁ A₇ I₁

I₁ B₂ -A₂B₁

(13)

(14)

Die hierauftretenden Faktoren Rbzw. R² kürzen sich entweder in der angegebenen Weise fort oder haben nur die Bedeutung von Skalierungsfaktoren. Es ergibt sich also für die Distanzbestimmung die jeweils vollständige Tangens- bzw. Sinusfunktion, ausgedrückt durch Orthogonalkomponenten.

Die Ausführung der Rechenoperationen mit analogen oder oft digitalen Schaltungsmitteln ist an sich üblich und bedarf hier keiner näheren Darstellung oder Erläuterung.

Es versteht sich weiterhin, daß der Melistrom ;,„ als Referenzsignal in der Phasendetektion des Hilfssignals a grundsätzlich auch durch andere geeignete Referenzsignale ersetzt werden kann, insbesondere durch solche von gegenüber /„, verschiedener Phasenlage, womit un vom Meßort abweichender Referenzort bestimmt wäre. Ein solches Referenzsignal ρ kann in F i g. 2 einfach an Stelle von /,„ zugeführt werden und liefert dann ein Paar entsprechender Zeitintegrale P\, P₂, die an Stelle von /1, h in die Auswertefunktion eingehen.

Ein vom Meßort verschiedener Referenzort kann bei der Schaltung nach F i g. 2 mittels einer zusätzlichen Zeitverschiebung zwischen den Integrationen der beiden in ihrer Phase zu vergleichenden Signale eingestellt werden. Diese Zeitverschiebung, deren Betrag über die Kreisfrequenz einem entsprechenden Phasenwinkel zugeordnet ist, betrifft also im der Schaltung nach F i g. 2 jeweils gemeinsam ein Paar von Integratoren, während die bereits erwähnte Zeitverschiebung für die Gewinnung von orthogonalen Komponenten jeweils eii.en Integrator eines solchen Paares in bezug auf den anderen Integrator des gleichen Paares betraf. In F i g. 2 ist die Einführung einer Referenzort-Zeitverschiebung T_r bzw. 2 77 mit einem jeweils für das Integratorpaar Si, S₂ bzw. 5"i, S'? gemeinsamen Stelleingang angedeutet. Einführung und Wirkung dieser Zeitverschiebung werden ebenfalls noch näher erläutert.

Weiterhin kann eine Referenzortverschiebung auch bei der Schaltung nach F i g. 2 an Stelle oder zusätzlich zu der Einführung einer Zeitverschiebung in die Integrationen durch additive oder subtraktive Überlagerung eines Analogsignals zu den Tangens- bzw. Sinus-Auswertefunktionen oder deren Zählertermen erfolgen. Hierzu wären die Ausgänge der Multiplizier- und Summierschaltungen Q\ bzw. Q₂ an die Eingänge der Differenzverstärker 8 bzw. 9 in Fi g. 1 vorzuverlegen. Die überlagerte Signalkomponente entspricht dann der betreffenden Winkelfunktion bzw. deren Zählerterm, nicht aber einem Phasenwinkel. Dies kann von Vorteil sein, da die Fehlerdistanz bei vernachlässigten Leitungskapazitäten unmittelbar eine Funktion des Tangens oder Sinus, insbesondere proportional zum Tangens des Phasenwinkels und nur bei weiteren Vernachlässigungen proportional zum Phasenwinkel selbst ist.

Bei der Ausführun" nach F i ". 3 treten als relativ zueinander zu gewichtende Strom- und Spannungssignale die Zeitintegrale des Meßstromes und der

Meßspannung auf. Die relative Gewichtung erscheint im Beispielsfall in Form des WiderstandsfaMors R bei den Meßstrom-Zeitintegralen l\. h- Dieser Gewichtungsfaktor ist wiederum nur beispielsweise unter insoweit unveränderter Anwendung der Schaltung nach F i g. 1 bereits eingangsseitig durch Multiplikation des Meßstromes mit dem Widerstandsfaktor R herbeigeführt, jedoch könnte in der Eingangsschaltung grundsatzlich auch ein anderer geeigneter Signalwandler zur Oberführung des Meßstromes in ein entsprechendes Signal mit Spannungsdimension verwendet und der Gewichtungsfaktor R später, vorzugsweise innerhalb der Auswerteschaltungen und insbesondere innerhalb der Multiplizier- und Summierschaltungen am Ausgang der Integratoren, über entsprechende Multiplikatoren eingeführt werden. Im übrigen können, wie bereits einleitend Ellgemein erwähnt, Meßstrom und Meßspannung selbstverständlich in Form von Signalen mit beliebiger Dimension verarbeitet werden, so daß auch bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 mit eingangsseitiger Relativbewegung von Strom- und Spannungssignalen die entsprechende Multiplikation bereits anders als durch Abnahme eines Spannungsabfalls an einem vom Meßstrom durchflossenen Widerstand zu erfolgen hat Bei der Schaltung nach F i g. 3 mit Verwendung von Zeitintegralen des Meßstromes und der Meßspannung als Strom- und Spannungssignale kommt es daher nur auf die resultierende Wirkung des Ge.Wchtungsfaktors in den aus den Zeitintegralen gebildeten Auswertefunktioneu an.

Nach Fig.3 werden wiederum jeweils Paare von Integrationen mit gegenseitiger Zeitverschiebung zur Gewinnung von vorzugsweise orthogonalen Signalkomponenten durchgeführt. Die Integratoren sind durch die ausgangsseitig angegebenen Symbole für die ZeitiPtegrale eindeutig gekennzeichnet und daher der Einfachheit halber in Fig.3 für sich nicht mehr besonders bezeichnet.

Es werden insgesamt 2 Sätze von orthogonalen Strom- bzw. Spannungs-Zeitintegralpaaren gebildet, nämlich R-I], R- h und U\. t/2 sowie R- /Ί. /?/'2und U\, Wi. Diese beiden Zeitintegralsätze weisen gegeneinander — sinngemäß wie zu F i g. 2 bereits erwähnt — eine Referenzort-Zeitverschiebung 7> mit entsprechendem gemeinsamem Eingang für die betreffenden Integratorpaare auf. Die so erhaltenen Zeitintegrale sind in der aus F i g. 3 ersichtlichen Weise zu je drei Paaren an den Eingängen von zwei Multiplizier- und Summierschaltungen Wi, Wj zusammengefaßt, welche alternativ oder auch nebeneinander verwendet werder können und Rechenoperationen mit an sich üblichen, analogen oder auch digitalen Schaltungsmitteln gemäß folgender Auswertefunktionen durchführen (s. Gl. 9a bzw. 9b):

-(R¹ (/; I₁-I₁ I₁) + u;-R-I₁-U;-R-1₁)für W₁

(15)

bzw.

R² (/, ■ /j - /,' ■ I₁)+ U₁ ■ R- I₁-U₁- R- i; Tür W₁.

(16)

In diesen Ausdrücken kann offensichtlich der Gewichtungsfaktor R jeweils einmal als für die

2s Vorzeichenbestimmung irrelevanter Skalierungsfaktor ausgeklammert werden. Die verbleibenden Ausdrücke entsprechen wieder den Zählertermen des Tangens oder Sinus, und zwar hier des Phasenwinkels zwischen einem selbst nicht explizit gebildeten Hilfssignal a und

jo dem zusätzlich gemäß T_r entsprechend einem vom Meßort verschiedenen Referenzort phasenverschobenen Meßstrom.

Unter Verwendung von gewichteten Meßstrom- und Meßspannungs-Zeitintegralen kann auch eine Winkel-

js funktion des mit einem Referenzwinkel (φ_Γ entsprechend Tr) überlagerten Phasenwinkel zwischen den beiden Hilfssignalen a und b als Auswertefunktion gebildet werden, und zwar unter Verwendung der mittels einer Integratorschaltung gemäß F i g. 3 erzeugten beiden Sätze von Meßstrom- und Meßspannungs-Zeitintegralen mit einem Zählerterm folgenden Typs:

κι/, · I₂ - 1;■ I₂) - i/, · U₂ + /, · U₂ - I₂ U^ - I₂- ι/,'ι + ~■ w;-U₂-U₁- U₂

Hierin kann der letzte Klammerausdruck, bestehend 4s aus subtraktiv verknüpften Produkten von Meßspannungs-Zeitintegralen, oft vernachlässigt werden, weil im Kurzschlußfall die Meßspannungen vergleichsweise gering, die Meßströme aber vergleichsweise groß werden. Der Ziihlerterm kann wieder sinngemäß durch «> Quotientenbildung mit einem geeigneten Nennerterm zur vollständigen Winkelfunktion für eine Distanz-Betragsbestimmung erweitert werden. Im übrigen kann wieder ein Gewichtungsfaktor als in den Betrag, nicht aber in die Richtungsbestimmung eingehender Skalierungsfaktor auftreten.

Zu erwähnen ist noch die Möglichkeit der vollständigen Betrags- und Richtungsbestimmung der Fehlerdistanz bezüglich des Meßortes unter Verwendung nur eines einfachen Satzes von Meßstrom- und Meßspan- (_l0 nungs-Zeitintegralen l,. h, I)-.. U_:. Hierfür ergibt sich folgende Auswertefunktion.

I ISl

Kiir die Realisierung der vorgenannten Auswertefunktionen bieten sich übliche Multiplizier- und

Summierschaltungen bzw. Quotientenbi'dner mit einei entsprechenden Mehrzahl von den verschiedener Meßstrom- und Meßspannungs-Zeitintegralen zugeord neten Eingängen an. Die Zei'integrale lassen siel· grundsätzlich immer mit einer vollständigen odei verkürzten Mehrfach-Integratorschaltung gemäC Fig.3 gewinnen. Die Zusammenfassung und dei Anschluß der Ausgänge dieser Integratoren an die zugehörige Multiplizier- und Summier- bzw. Quotien tenschaltung ergibt sich dann unmittelb?r aus dei Verknüpfung der Zeitintegrale und aus deren Gewich tung innerhalb der Auswertefunktion.

In F i g. 4 ist eine Mehrfach-Integrationsschaltung mi Integrationsintervall-Schalteinrichtung zur näherungs weisen Erzeugung der vorstehend erwähnten Orthogo nalkomponenten im einzelnen dargestellt. Die Eingang! F, und F> dieser Integfätionssehaltung sind je nach Ar der verschiedenen Integralbildungen gemäß K i g. 2 odc 3 mit den in F i g. 4 links neben den genannte! Eingängen jeweils in einer Kolonne angegebene! Signalen zu beaufschlagen. Entsprechend werden dam an den Ausgängen des Integnitorensat/es .V jeweils eini der in K i g. 4 rechts neben den Intcgratorausgängei angegebenen Kolonnen von Zeitintegralcn gebildet

Aus letzteren können ersichtlich alle in F i g. 2 und 3 angegebenen Kombinationen von Zeitintegralen für die anschließende Auswertung zusammengestellt werden. Für die Ausführungen nach Fig.3, wobei jeweils ein Satz von Strom · und Spannungs-Zeitintegralen benötigt wird, ist die Integrationsschaltung nach F i g. 4 entsprechend zu verdoppeln, was keiner näheren Erläuterung bedarf. Im übrigen sind die Eingänge E\ und F₂ selbstverständlich zusammengeschaltet zu denken, wenn sie mit den gleichen Signalen beaufschlagt '° werden. Dies ist: in F i g. 4 der Einfachheit halber durch zweimalige Angabe von /_m bzw. u_m in den beiden ersten Eingangskolonnen angedeutet

Die bereits in ihrer Auswirkung erläuterte Referenzort-Zeitverschiebung T_r bzw. 2T_r wird jeweils am Eingang £2 in einem Verzögerungsglied 41 eingeführt Das unverzögerte Signal von £Ί und das verzögerte Signal von E₂ werden in der dargestellten Weise parallel je zwei Multiplikatoren 42 und 43 bzw. 44 und 45 zugeführt, und zwar jeweils zusammen mit einem Zeitsignal g\ bzw. & als Multiplikator, jedes dieser beiden Zeitsignale wird durch die dargestellten Verzweigungen jeweils mit jedem der Signale von E₁ und E₂ in jeweils einem der Multiplikatoren multipliziert Die beiden Zeitsignale g\ und gi weisen gegeneinander eine Zeitverschiebung von vorzugsweise einer Viertelperiode der auszuwertenden Frequenz auf und haben im übrigen eine für die annähernde Orthogonalkomponentenbildung und Filterung geeignete Spektralzusammensetzupg. Sie werden von geeigneten Funktionsgenerato- ren 46 und 47 an sich üblicher Art mit einem dem gewünschten Z sit verlauf entsprechenden Aufbau erzeugt und mitenander über eine Steuerverbindung 48 synchronisiert Die gegenseitige Zeitverschiebung kann mittels ebenfalls üblicher Zeitglieder in nicht näher dargestellter Weise herbeigeführt werden. g\ kann beispielsweise ein Abschnitt einer zeitlichen Sinusfunktion sein, wobei g₂ dann infolge der Zeitverschiebung um eine Viertelperiode einem Abschnitt einer Kosinusfunktion entspricht Es kommen aber auch andere Zeitfunk- tionen in Betracht von glockenförmigen bis zu rechteckförmigen Zeitfunktionen oder entsprechenden Funktionsabschnitten.

Zwischen den Ausgängen der Multiplikatoren 42-43 und dem Integratorensatz 5ist ein Kontaktsatz 49 eines Relais 50 eingeschaltet, welch letzteres von einem Rechteck-Impulügeber 51 jeweils nach Anregung über einen Steuereingang 52 für ein Zeitintervall T vorgegebener Dauer erregt wird. Dieses Zeitintervall stellt somit das wirksame Integrationsintervall dar, welches für alle Integratoren gleiche Zeitlage und Dauer aufweist. Für die genaue Bildung von Orthogonalkomponenteri durch Zeitintegration wären bekanntlich Integrationsintervalle von unendlicher Dauer erforderlich. Praktische Untersuchungen haben jedoch .<>.<< gezeigt, daß in ausreichender Näherung mit Iritegrationsintervallen von herab bis zu V₂ und sogar V₄ einer Periode der Aus'vertefrequenz gearbeitet werden kann.

Die Eingänge £Ί und Ei wie auch die hier nicht mehr näher bezeichneten Ausgänge der Integrationsschal- ta tung nach Fig 3 können in gleicher Weise beschaltet werden wie zu F i g. 4 erläutert. Aus den mit jeder dieser SehaltungsvariiiMten insgesamt zu bildenden Zeitintegralen lassen sich im übrigen insbesondere auch Auswertefunkticnen mit einem /,ählerterm dr< Typs (>·. gemäß Gleichung 17 sowie unter Fortfall der zeitverschobenen Integrale auch diejenigen für eine Auswertefunktion des Tv|k gemilß Gleichung 18 zusammenstel

Die Schaltung nach Fig.5 unterscheidet sich von derjenigen nach F i g. 4 durch Fortfall der Zeitverzögerung in einem Eingangskanal. Statt dessen tritt eine Zeitverschiebung 7>bzw. 27>an zwei anderen Stellen der Schaltung auf, nämlich einmal zwischen den multiplikativen Zeitsignalen und zum anderen zwischen den Integrationsintervallen der beiden Eingangskanäle.

Hier ist beispielsweise ein einziger Funktionsgenerator 51 für das Zeitsignal g\ vorgesehen, während das Zeitsignal gi nur durch Zeitverschiebung T₁- bzw. 27> in einem Verzögerungsglied 52 erzeugt wird. Zwei weitere Verzögerungsglieder 53 und 54 bewirken jeweils die zusätzliche, viertelperiodische Zeitverschiebung für die (annähernde) Orthogonalkomponentenbildung. Für das Integrationsintervall T sind zwei Impulsgeber 55, 56 vorgesehen, die unter Zwischenschaltung eines weiteren Verzögerungsgliedes ¹Sl, wiederum für die Referenzort-Zeitverschiebung Tr bzw. 2T_n von einem gemeinsamen Anrege-Impulsgeber 58 synchronisiert werden. Entsprechend den verschobenen Integrationsintervaiien sind zwei Kontaktsätze 59 und 60 mit zugehörigem Relais 61, 62 vorgesehen, welche die Ausgänge eines Multiplikatorsatzes Fzum Integratorsatz S durchschalten.

Der Vorteil der Schaltungsvariante nach Fig.5 gegenüber derjenigen nach F i g. 4 besteht darin, daß keine Zeitverzögerung für die hinsichtlich ihrer Spektralzusammensetzung je nach Betriebsbedingungen und Fehlerfall veränderlichen Strom- und Spannungssignale erforderlich ist Dafür werden andererseits zwei Verzögerungsglieder für die Referenzort-Zeitverschiebung sowie mehrere, besonders zu steuernde Kontaktsätze benötigt Eine dritte, nicht dargestellte Variante geht dahin, mit übereinstimmender Zeitlage der Integrationsintervalle und entsprechend gleichzeitig gesteuerten Kontakten sowie mit nur einem Referenzort-Verzögerungsglied für die multiplikativen Zeitsignale zu arbeiten, wobei jedoch für die zeitverschobenen Integrale ausgangsseitig die Bildung eines zusätzlichen Linearkombination des Typs

B'₂=-K₂

B₁, B₂

mit geeignet gewählten Koeffizienten AC₍, K₂ im allgemeinen erforderlich ist. Eine solche Linearkombination läßt sich mit einer üblichen Multiplizier- und Summierschaltung ohne Schwierigkeit verwirklichen.

Nachdem, wie bereits erwähnt, grundsätzlich auch einfache Rechteckimpulse als multiplikative Zeitsignale verwendet werden können, bietet sich die Möglichkeit, gemäß Fig.6 auf besondere Multiplikatoren zu verzichten und deren Funktion durch Schalter 71-74, welche gleichzeitig die Imegrattonsintervalle bestimmen, zu ersetzen. Die Steuerung der Schalter erfolgt dann beispielsweise über einen Mehrfach-Zeitschalter 75 mit den Schaltern zugeordneten, zeitlich gestaffelt wirkenden Impulsgeberstufen 75a-75d

F i g. 7a zeigt ein einfaches Beispiel von Zeitsignalen g\(t) und gi(t) mit rechteckigem Zeitverlauf, die zur Multiplikation mit den hinsichtlich ihrer Phasenlage zu überwachenden Signalen (Hilfssignale bzw. Strom- bzw Spannungssignale) zv/ecks Komponentengewinniing geeignet sind. FUr diese Zeitfunktion, die durch Zeitverschiebung um eine Viertelperiode der Auswertefrequenz wo ineinander überfUhrbar sind, gilt das gleiche, in F i g. 7b angedeutet«! Amplitiiden-Frequenzspektrum mit periodisch aufeinanderfolgenden, relativen Maxima.

Das erste, absolute Maximum liegt bei der Frequenz Null, jedoch ist die Amplitude bei der Auswertefrequenz ωό nur wenig geringer als das absolute Maximum und wesentlich größer als die Amplitude bei höheren Vielfachen der Auswertefrequenz. Mit solchen oder anderen geeigneten Zeitfunktionen ergibt sich eine für viele praktische Anwendungen ausreichende Näherung der gewonnenen Zeitintegrale an die Orthogonalkomponenten, und zwar mit vergleichsweise kurzen Integrationsintervallen von z. B. einer Viertelperiode der Auswertefrequenz oder weniger. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit einer besonders raschen Fehlerortsbestimmung.

Im dargestellten Beispiel ist angenommen, daß im Hilfs- bzw. Strom- bzw. Spannungssignal keine störende Gleichkomponente (ω-O) enthalten ist Anderenfalls kann auch letztere durch Multiplikation mit Zeitfunktion von geeignetem Amplituden-Frequerzspektrum (geringe oder verschwindende Amplitude bei ω=0) oder auch durch geeignete Vorfillerung unterdrückt werden.

Es ist ferner zu erwähnen, daß der durch eine Nullstelle der jeweiligen Auswertefunktion bestimmte Referenzort auf der Leitung auch Ober den Gewichtungsfaktor R beeinflußt werden kann. Hierzu wird zweckmäßig durch Zeitverschiebung oder durch additive Überlagerung eines Analogsignals - etwa: in der Art gemäß F i g. 1 - ein Referenzwinkel φ_Γ eingestellt,

dessen Zuordnung zu einem effektiven Referenzort dann durch Einstellung bzw. Veränderung des Gewichtungsfaktors R beeinflußt wird, so daß sich gerade für einen vorgegebenen Referenzort eine resultierende Nullstelle der Auswertefunktion ergibt

Die erläuterte Phasen- und Fehlerortsdetektion ist in ihrer Anwendbarkeit im übrigen nicht auf die Λ nnahme vernachlässigbarer Leitungskapazitäten beschränkt Soweit es sich um die Auswertung von Nullstellen einer Winkelfunktion als Auswertefunktion oder eines Phasenwinkels handelt, d.h. um die Detektion der Fehlerlagerichtung bezüglich eines Referenzortes, ist die Genauigkeit der Auswertung von den Leitungskapazitäten unabhängig. Bei der Bestimmung der Fehlerdistanz von einem Referenzort kehren sich die Verhältnisse in der Weise um, daß diese Distanz — im Gegensatz zu Gl. 1 — genau durch den Phasenwinkel und in linearisierter Näherung durch den Tangens gegeben ist Nachdem diese Näherung - gleichviel, ob in der einen oder anderen Richtung — praktisch immer zulässig ist, findet die angegebene Fehlerdistanzbestimmung keine Beschränkungen in dem Grad der Berücksichtigung der verschiedenen Leitungsparameter.

Die verschiedenen Signalverarbeitungen und Auswertefunktionen können endlich in an sich bekannter Weise mittels analoger oder auch in digitaler Schaltungstechnik verwirklicht werden. ,

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Fehlerortsbestimmung auf einer Leitung, bei dem aus Leitungsstrom und Leitungsspannung an einem Meßort entsprechenden Meßsignalen relativ zueinander gewichtete Strom- und Spannungssignale gebildet und nach Überlagerung zu einer Phasendetektion verwendet werden, d a durch gekennzeichnet, daß mindestens eines der Strom- bzw. Spannungssignale mit einem wenigstens annähernd phasendrehung! freien Gewichtungsfaktor (R bzw. MR) multipliziert wird und daß aus relativ zueinander gewichteten Strom- und Spannungssignalen der Phasenwinkel (φ) einer η sinusförmigen Komponente mindestens eines Hilfssignals (a, b), das der Summe oder Differenz je eines Paares von relativ zueinander gewichteten M'eßströmen und Meßspannungen (R ■ im. u„ bzw. i_m MR ■ u_w) «".ntspricht, gegenüber einer einem Referenzort auf der Leitung zuordenbaren Referenzphasenlage (φ ^bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Strom- und Spannungüsignale zur Bestimmung des Hilfssignal-Phasenwink eis (φ) dem Leitungsstrom bzw. Leitungsspannung am Meßort entsprechende Meßströme bzw. Meßspannungen (i_m bzw. Um) verwendet und nach wenigstem; annähernd phasendrehungsfreier Gewichtung paarweise additiv oder subtraktiv zu je einem Hilfssiginal (α, b) überlagert werden.

3. Verfanren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß je ein -Hilfssignal (a, b) durch additive und subtraktive Überlagerung je eines Paares von gewichteten Meßströmen · id Meßspannungen gebildet und die Phasendifferenz zwischen den beiden Hilfssignalen bestimmt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Hilfssignal (a bzw. b) du-dn additive oder subtraktive Überlagerung eines Paares von gewichteten Meßströmen und Meßspamnungen gebildet und die Phasendifferenz zwischen dem Hilfssignal und dem Meßstrom oder einem diesu-m zugeordneten Signal bestimmt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß je zwei Zeitintegrale (Au A₂ bzw. B_u B₂) mindestens eines vorzugsweise mit je einem Zeitsignal (gu g₂) multiplizierten Hilfssignals (a bzw.

b) gebildet werden, daß die Integrationsintervalle oder die Hilfssignale bzw. die mit diesen multiplizierten Zeitsignale (gu g₂) innerhalb der Intsgrandensignale der Zeitintegrale mit einer gegenseitigen Zeitverschiebung versehen werden, die vorzugsweise einer Viertelperiode der auszuwertenden, sinusförmigen Signalkomponente entspricht, und daß die so erhaltenen Zeitintegrale durch eine Auswertefunktion miteinander verknüpft werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, daduich gekennzeichnet, daß das Hilfssignal (a bzw. ^innerhalb der Integrandensignale mit einem Zeitsignal (gu gi) ^ft0 multipliziert wird, dessen Frequenzspektrum im Bereich der Auswertefrequenz (o>o) einen größeren Amplitudenwert als bei den höheren Vielfachen dieser Frequenz aufweist.

7. Verfanren nach Anspruch 5. daduich gekenn- <". zeichnet, daß zur Bestimmung des Phisenwinkds eines Hilfssignals (a, b) gegenüber einen Referenzsignal (p)oder gegenüber einem zweiter Hilfssignal b bzw, a) für jedes der hinsichtlich ihrer Phasenlage zu vergleichenden Signale zv/ei Zeitintegrale (A\, A₂ und Pu Pioder Ai, A₂ und B„ B₃) gebildet werden.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitintegrale (A₁, A₂ und Pi, P₂) durch eine Auswertefunktiou mit einem Zählerterm des Typs Ai · P₂-A₂ ■ P\ miteinander verknüpft werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Bezugssigmil (p) der Meßstrom (i_m) verwendet und neben den Hilfssignal-Zeitintegralen (Ai, A₂ oder ö,, B₂) ein Satz von zwei Strom-Zeitintegralen (Iu h) gebildet wird.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß in die Integrationsintervalle bzw. in die Inlegrandensignale der Zeitintegrale des einen der den gesuchten Phasenwinkel eingrenzenden SigTiale (Hilfssignal und Bezugssignal oder zweites Hilfssignal) eine vorgegebene Zeitverschiebung relativ zu den entsprechenden Größen des anderen Signals eingeführt wird.

11. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Strom- und Spannungssignale zur Bestimmung des Phasenwinkels eines Hilfssignals (a, b) jeweils erste und zweite 2'.eitintegrale (l\, U\ bzw. I₂, U₂) der vorzugsweise mit je einem Zeitsignal g_u g₂) multiplizierenden Meßströme unrl Meßspannungen im. Um) gebildet werden, daß in die Integrationsintervalle oder die Meßströme bzw. Meßspannungen bzw. die mit diesen multiplizierenden Zeitsignale innerhalb der Integrandensignale der ersten oder zweiten Zeitintegrale jeweils relativ zu den entsprechenden Größen der zweiter oder ersten Zeitintegrale eine Zeitverschiebung eingeführt wird, die vorzugsweise einer Viertelperiode der auszuwertenden, sinusförmigen Signalkomponente entspricht, und daß die Zeitintegrale durch eine Auswertefunktion miteinander verknüpft werden.

12. Verfahren nach A.t spruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der M :ifctrom (i_m) bzw. die Meßspannung (u_m) innerhalb des betreffenden Integrandensignals mit einem Zeitsignal (gu g₂) multipliziert wird, dessen '⁷requenzspektrum im Bereich der Auswertefrequcnz (ω₀) einen größeren Amplitudenwert als bei den höheren Vielfachen dieser Frequenz aufweist.

13. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit ntegrale (Iu Lh, h, U₂) durch eine Aiüwertefunktion mit einem Quotienten des Typs

U₁- I₂-O₂- I₁ __ R¹ ■ /f - U] + .S¹⁷Tf - U² ₂

unter Verwendung des Gewichiungsfaktors R miteinander verknüpft werde l.

14. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Sätze von jeweils wenigstens einen Teil der Me 3ströme und Meßspannungen in ihren Integrandensignalen umfassenden Zeitintegralen (h, h U₁, U₂; i\, ft, (/',, U'i) gebildet werden und daß in die Integr.itionsintervalle bzw. in die Integrandensignnle der 2'eitintegrale des einen Satzes eine vorgegebene Zeitverschiebung relativ zu den entsprechenden Größen des anderen Satzes eingeführt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitintegrale beider Sätze

durch eine Auswertefunktion mit einem Zählerterm des Typs

■ n - i;

U₁ -

unter Verwendung des Gewichtungsfaktors R > miteinander verknüpft werden.

16. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitintegrale beider Sätze, von denen jeweils einer nur Meßstrotn- oder nur Meßspannungs-Zeitintegrale umfaßt, durch eine ι ο Auswertefunktion mit einem Zählerterm des Typs