DE2626122A1

DE2626122A1 - Anordnung zum verarbeiten von hilfssignalen in einem frequenzmultiplex-uebertragungssystem

Info

Publication number: DE2626122A1
Application number: DE19762626122
Authority: DE
Inventors: Maurice Georges Bellanger; Georges Bonnerot; Michel Coudreuse
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date: 1975-06-24
Filing date: 1976-06-11
Publication date: 1977-01-20
Also published as: FR2315809A1; SE7607049L; JPS5821454B2; CH608670A5; FR2315809B1; US4101738A; CA1075837A; DE2626122C2; GB1550673A; BE843256A; DK277476A; JPS56128044A; JPS5210612A; AU506733B2; NL7606692A; AU1511776A; JPS5718736B2

Description

Dr. Hcrhcrt Rrholz

r...ju!-. λ .-.. -μ VViY. 7 5

_Arr„u.,. T /ζ J _ WIJ/FF '' ,^'..,pi-fP^.S-sM' 1-6-1976

"Anordnung zum Verarbeiten von Hilfssignalen in einem Frequenzmultiplex-Uebertragungssystem"

(Α) Hintergrund der Erfindung.

(Al) Gebiet der Erfindung.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Verarbeiten angebotener Hilfssignale in Form räumlich getrennter Signalisierungssignale und Pilotsignale für eine gegebene Anzahl Hauptinformatxonssxgnale zum Ueberträgen dieser Hilfssignale zusammen mit den Hauptinformationssignalen in einem FDM-Format.

Auch bezieht sich die Erfindung auf eine Anordnung zum Verarbeiten von Hilfssignalen einer gegebenen Anzahl Hauptinformatxonssxgnale zum räumlichen Trennen und Zurückgewinnen dieser Hilfssignale in Form von SignalisierungsSignalen und Pilotsignalen, die zusammen mit den Hauptinformationssignalen in einem FDM-Format angeboten werden.

(A2) Beschreibung des Standes der Technik.

Bekanntlich ist ein FDM-Signal für Sprachsignale aus einer Anzahl FDM-Kanäle aufgebaut, die je eine. Bandbreite von h kHz beanspruchen. In jedem dieser Kanäle gibt es einen Sprachkanal zur Uebertragung

eines Sprachsignals. Dieser Sprachkanal hat dabei eine Bandbreite von 3»IkHz und der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sprachkanälen im FDM-Signal beträgt 900 Hz. Die jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sprachkanälen vorhandenen Frequenzräume

6 0 9 8 8 3/0771

-%- " PHF.75550

1-6-1976

von 900 Hz, werden zur Uebertragnng von Signalisierungssignalen und gegebenenfalls Pilotsignalen benutzt. Insbesondere wird dazu jedem Sprachkanal ein Hilfskanal zugeordnet zur Uebertragung der zu diesem Sprachkanal gehörenden SignalisierungHsignale. Es sei bemerkt, dass die Bandbreite derartiger Signalisierungssxgnale nicht mehr als einige zehn Herz (beispielsweise 20 Hz) beträgt

Die obenstehend beschriebene Lage der Signalisierungssxgnale gegenüber dem zugehörenden Sprachsignal wird als "ausserhalb-des-Bandes-Signalisierung" bezeichnet. Dies im Gegensatz zur sogenannten "innerhalbdes-Bandes-Signalisierung", wobei die Signalierungssignale innerhalb des Frequenzbandes des Sprachsignale liegen.

Die in der Praxis angewandten Signalierungssignale sind alle in Form einer Reihe von Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz von beispielsweise 10 Hz. Damit diese Signale in den Hilfskanälen des FDM-Signals untergebracht werden können, wird jedes dieser Signalisierungssxgnale mit Hilfe eines Tiefpassfilters gefiltert und danach einem Träger mit einer geeignet gewählten Frequenz aufmoduliert. Damit umgekehrt aus einem angebotenen FDM-Signal die Signalierungssignale wieder räumlich getrennt und in Basisbandlage verfügbar werden, wird das FDM-Signal einer Anzahl paralleler Kanäle zugeführt. In jedem dieser Kanäle wird das FDM-Signal mit einem Träger einer geeignet gewählten Frequenz demoduliert. Aus jedem der auf diese Weise erhaltenen

609883/0771

-3- ■ PHF.75550

.1-6-1976

demodulierten Signale wird wieder mit Hilfe eines Tiefpassfilters ein Signalierungssignal gewählt. Zur guten Wirkung der beiden Anordnungen sollen die Grenzfrequenzen der verwendeten Tiefpassfilter niedrig sein, beispielsweise 50 Hz. Dies führt jedoch zusehr grossen und aufwendigen Filtern.

Zusammen mit den Signalierungssignalen werden mit einem FDM-Signal ein oder mehrere Pilotsignale mitübertragen. Für eine primäre FDM-Gruppe, die im Frequenzband von 60 - 108 kHz liegt, werden ein oder mehrere Pilotsignale mit den Frequenzen von 84,080 kHz, 84,14O kHz beziehungsweise 1O4,8O kHz untergebracht. Von einem derartigen Pilotsignal wird beispielsweise an der Empfangseite des FDM-Uebertragungssystems der Pegel zur automatischen Stärkenregelung der Sprachsignale benutzt. Wegen der Genauigkeit, die für diese Stärkenregelung erforderlich ist, müssen von diesen Pilotsignalen die Frequenz sowie die Amplituden sehr stabil sein, während empfangsseitig'im FDM-Uebertragungssystem äusserst selektive Filter verwendet werden müssen, damit diese Pilotsignale aus dem FDM-Signal gewählt werden. So hat beispielsweise ein derartiges Filter eine Bandbreite von 20 Hz, wobei die Zwischenfrequenz dieses Filters mit der Pilotfrequenz zusammenfällt. In der Praxis werden zum Erzeugen der Pilotsignale Quarzoszillatoren verwendet, während zum Wählen der Pilotsignale aus dem FDM-Signal sehr kostspielige Quarzfilter verwendet werden.

60988 3/0771

-k- ' PHF.75550

1-6-1976

In der Praxis bedeutet das obenstehende, dass etwa kO°/> der Kosten eines FDM-Multiplex- oder Demultiplexanordnung durch die notwendige Uebertragung von SignalierungsSignalen und Pilotsignalen bestimmt wird.

(Β). Zusammenfassung der Erfindung.

Die Erfindung bezweckt eine andere Konzeption der eingangs beschriebenen Anordnungen zu schaffen, womit eine wesentliche Kostenverringerung erhalten wird.

Auch bezweckt die Erfindung Anordnungen zu schaffen, die völlig in digitaler Technik ausgebildet werden können.

Die Anordnung zum Verarbeiten angebotener räumlich getrennter Hilfssignale in Form räumlich getrennter Signalierungssignale für eine gegebene Anzahl Hauptinformationssignale zum Uebertragen dieser Hilfssignale zusammen mit den HauptinformationsSignalen in einem FDM-Format, wobei diese Anordnung mit einer Anzahl Eingangskreisen die der Anzahl Hauptinformationssignale entspricht und mit einem Ausgangskreis versehen ist, enthält nach der Erfindung:

- Mittel zum Digitalisieren der Hilfssignale,

- Mittel die mit den genannten Digxtalisierungsmitteln gekoppelt sind und zwar zum Begrenzen der Bandbreite jedes der Hilfssignale,

- eine Digitalfilterbank, der die genannten digitalen Hilfssignale zugeführt werden und die eine für jedes der Hilfssignale kennzeichnende Banddurchlasskennlinie aufweist, deren Zwischenfrequenz mit der des Hilfs-

609883/0771

-5- PHF.75550

1-6-1976

kanals für das betreffende Hilfssignale zusammenfällt. Die Anordnung zum Verarbeiten von HilfsSignalen in Form von Signalierungssignalen einer gegebenen Anzahl Hauptinformationssignale zum räumlichen Trennen und Zurückgewinnen dieser Signalierungssignale, die zusammen mit den Hauptinformationssignalen in einem FDM-Format angeboten werden, wobei diese Anordnungen mit einem Eingangskreis versehen ist, dem das genannte FDM-Signal zugeführt wird, sowie mit einer Anzahl Ausgangskreisen, die der Anzahl Hauptinformationssignalen entspricht, enthält nach der Erfindung:

- Mittel zum Digitalisieren des FDM-Signals,

- eine erste Digitalfilterbank, der das genannte digitalisierte FDM-Signal zugeführt wird und die eine für jedes der Signalierungssignale kennzeichnende Banddurchlasskennlinie aufweist, wobei die Zwischenfrequenz eines des Durchlassbänder mit der Zwischenfrequenz des betreffenden Hilfskanals zusammenfällt,

- eine zweite Digitalfilterbank, der die digitalen Ausgangssignale der ersten Digitalfilterbank zugeführt werden und die für jedes der Hilfssignale eine Tiefpasskennlinie aufweist.

Untenstehend wird die erstgenannte Anordnung, die dazu eingerichtet ist, die räumlich getrennten Signalierungssignale in ein FDM-Format zu bringen, als FDM-Modulationsanordnung bezeichnet. Die zweite Anordnung, die zum Rückgewinnen und räumlichen Trennen in einem FDM-Format angebotener Signalierungssignale

609883/0771

-6- PHF.75550

1-6-1976

eingerichtet ist, wird als FDM-Demodulationsanordnung bezeichnet.

In einer Ausführungsform ist in der FDM-Modulationsanordnung die Abtastfrequenz der Hilfssignale gleich der Kanalsignalbandbreite von h kHz. Weiter werden die Digitalfilterbänke in den FDM-Modulations- und Demodulationsanordnungen hauptsächlich durch die Kaskadenschaltung eines diskreten Fourier-Transformators und eines Polyphasennetzwerkes gebildet. In dieser Ausführüngsform ist die Rechengeschwindigkeit in allen Rechenanordnungen gleich 4 kHz.

In einer anderen Ausfuhrungsform wird die Rechengeschwindigkeit bei vielen Rechenanordnungen wesentlich verringert und zwar dadurch, "dass die Hilfssignale mit einer wesentlich niedrigeren Abtastfrequenz (mit beispielsweise 500 Hz) abgetastet werden. In der FDM-Modulationsanordnung wird nun zwischen jedes Polyphasennetzwerk und den dem Fourier-Transformator entsprechenden Ausgang ein interpolierendes Filter aufgenommen und zwar zum Erhöhen der Abtastfrequenz. In der FDM-Demodulationsanordnung wird zwischen jedes Polyphasennetzwerk und den betreffenden Ausgang des Fourier-Transformators ein extrapolierendes Filter zum Verringern der Abtastfrequenz aufgenommen. In dieser

Ausführungsform arbeiten die Fourier-Transfprmatoren und dadurch auch die zweite Digitalfilterbank mit einer niedrigen Rechengeschwindigkeit.

609883/0771

-7- PHF.75550

. 1-6-1976

(c) Kurze Beschreibung der Figuren.

Die Figuren 1 und 2 zeigen eine FDM-Modulationsanordnung bzw. eine FDM-Demodulationsanordnung nach der Erfindung;

In Fig. 3 ist das Spektrum des Multiplexsignals angegeben für eine Primärgruppe von 12 Fernsprechsignalen.

In. Fig. h zeigt das Diagramm ka. die Dämpfungskennlinie eines Tiefpassfilters und die Diagramme hh bis einschliesslicl. 4f zeigen verschiedene Dämpfungskennlinien von Bandpassfiltern, die zusammen die Uebertragungskennlinie einer Digitalfilterbank bilden: das Diagramm hg zeigt das Spektrum der multiplexbehandelten Hilfssignale.

In Fig. 5 zeigt das Diagramm 5& das Spektrum des Signals am Ausgang der Digitalfilterbank in der FDM-Demodulationsanordnung und das Diagramm 5t> zeigt die Kennlinie des Filters zum Selektieren der Signalierungssignale. Das Diagramm $c zeigt die Kennlinie des Filters zum Selektieren eines Pilotsignals.

In Fig. 6 ist eine Ausführungsform eines digitalen Phasenscheibers angegeben.

Die Figuren 7 und 8 zeigen die FDM-Modulationsbzv. Demodulationsanordnung einer Abwandlung der erfindungsgemässen Anordnung.

(p) Beschreibung der Ausführungsbeispiele.

In Fig. 1 ist eine FDM-Modulationsanordnung nach der Erfindung dargestellt. Diese Anordnung ist zum

09883/0771

-&- PHF.75550

1-6-1976

Uebertragen von Regel- und SignalierungshilfsSignalen eingerichtete, die einer Gruppe im Frequenzmultiplex zu übertragender Fernsprechsignale zugeordnet werden. Untenstehend wird vorausgesetzt, dass das FDM-Signal durch eine Primärgruppe aus 12 Fernsprechsignalen gebildet wird.

Das Spektrum einer derartigen Primärgruppe ist in Fig. 3 dargestellt. Dieses Spektrum enthält die Sprachkanäle T₁ bis einschliesslich T₁₉, die den 12 Fernsprechsignalen entsprechen und je ein Frequenzband-, mit einer Breite von 3100 Hz beanspruchen. Diese Sprachkanäle liegen jeweils zwischen den Vielfachen von h kHz im Frequenzband von 60 - 108 kHz. Die Intervalle I bis einschliesslich I₁ ρ mit einer Breite von 900 kHz, die ausserhalb der Sprachkanäle um die Vielfachen von h kHz herum liegen, werden als Uebertragungskanäle für die Hilfssignale verwendet.

Zu diesen Hilfssignalen gehören die Signalierungssignale. Dies sind logische Signale mit einer Eigenfrequenz von 10 kHz, die je einem Kanalsignal zum Versorgen der Kommunikation in diesem Kanal zugeordnet sind. Damit die Signalierungssignale in die Intervalle zwischen Sprachkanälen eingeführt werden können wird die Bandbreite jedes dieser Signalierungssignale auf einige zehn Hz beschränkt, wonach die auf diese Weise begrenzten Signale einem Träger aufmoduliert übertragen werden. In beispielsweise den sogenannten Gleichstromsignalierungssystemen werden Trägerfrequenzen verwendet,

609883/0 771

-9- PHF.75550

1-6-1076

die im Frequenzband .von 6k - 108 kHz liegen und die je ein Vielfaches von h kHz sind. Diese Trägerfrequenzen sind in Fig. 3 durch die gezogenen Pfeile S₁ bis einschliesslich S₁,, bezeichnet.

Einer Gruppe von Kanalsignalen werden zugleich ein oder mehrere Regelsignale in Form von Pilotsignalen mit einer sehr stabilen Frequenz und einer sehr stabilen Amplitude zugeordnet. Diese Amplitude wird in der FDM-Demodulationsanordnung zur automatischen Pegelregelung der Sprachkanäle verwendet. In einer Primärgruppe von 12 Kanalsignalen mit Gleichstromsignalierung wird ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 84,14O Hz verwendet. Dieses Pilotsignal ist in Fig. 3 durch den gezogenen Pfeil P bezeichnet. Aus Fig. 3 geht hervor, dass im Interval Ig, das um die Frequenz von 84 kHz herum liegt, ein Signalierungssignal und ein Pilotsignal vorhanden ist.

In Fig. 1 sind die Quellen für logische Signalierungs signale durch Kontakte C₁ bis einschliesslich C₁₂ dargestellt, die von einer Gleichspannung V gespeist und mit einer Frequenz von 10 Hz durch in der Figur nicht näher bezeichnete Mittel betrieben werden. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet einen Pilotsignalgenerator. Der Kreis 2, der an den Regel-und SignalierungsSignalen Filter- und Trägermp.dulationsbearbeitungen durchführt, liefert die Hilfssignale in einem FDM-Format, das in einem Verstärkeraddierer 3 dem von den Sprachsignalen S gebildeten Multiplexsignal überlagert wird, von

609883/0771

-10- PHF.75550

1-6-1976

welchem letzteren Signal vorausgesetzt wird, dass es durch in der Figur nicht dargestellte Mittel gebildet wird. Das auf diese ¥eise gebildete Gesamtmultiplexsignal der Sprachkanäle und der Hilfssignale wird über die Leitung k übertragen.

Die FDM-Demodulationsanordnung aus Fig. 2 ist mit einem Verstärker 5 versehen, dem das über die Leitung 4 übertragene FDM-Signal zugeführt wird. Dieser Verstärker 5 hat einen" veränderlichen Verstärkungsfaktor und wird vom empfangenen Pilotsignal gesteuert, das der Steuerklemme 6 dieses Verstärkers zugeführt wird. Das FDM-Signal das am Ausgang des Verstärkers 5 auftritt, wird einerseits der Klemme 7 zur räumlichen Trennung der Sprachkanäle auf eine Art und Weise, die in Fig. 2 nicht näher angegeben ist, zugeführt. Auch wird dieses FDM-Signal einem Kreis 8 zugeführt, in dem die Demodulations- und Filterbearbeitungen durchgeführt werden und zwar zur räumlichen Trennung der empfangenen Hilfssignale. Die Signalierungssignale werden den Leitungen I₁ bis einschliesslich 1 _ entnommen und zum Inbetriebsetzen der Kontakte C¹.. bis einschliesslich C'_1? benutzt, die den Kontakten C₁ bis einschliesslich C₁P aus Fig. 1 entsprechen. Das ausgesendete Pilotsignal wird der Leitung 1 entnommen um der Steuerklemme 7

des Verstärkers 6 zugeführt zu werden.

Zur Zeit werden noch immer in Frequenzmultiplexübertragungssystemen die Filter- und Modulationsbearbeitungen sowie die Demodulations- und Filterbear-

609883/077 1.

-4Λ- .PHF. 75550

1-6-1976

beitungen für die Hilfssignale mit analogen Signalverarbeitungstechniken durchgeführt. Wie bereits erwähnt sind diese Anordnungen dadurch gross bemessen und aufwendig. Die Anordnung nach der Erfindung ermöglicht es, diese Nachteile weitgehend zu verringern.

Die FDM-Mc-dulationsanordnung nach der Erfindung (Fig. 1) enthält dazu Mittel zum Erzeugen digitaler Signale, die den Hilfssignalen im Basisband entsprechen.

Was die Signalierungssxgnale anbelangt, werden diese Mittel durch eine Steueranordn- ig 9 und einen Speicher 10 gebildet. Der Steueranordnung 9 werden die Signalierungssxgnale S₁ bis einschliesslich ^si? zugeführt. Wie bereits erwähnt wurde, werden diese Signalierungssxgnale durch Reihen von Impulsen bezeichnet, die mit einer Frequenz von 10 Hz auftreten. Zum Einführen dieser Signale in die Intervalle zwischen den Sprachkanälen ist es notwendig, diese Signale zu filtern, damit ihre Bandbreite auf einige zehn Herz beschränkt wird. Dies könnte mit Hilfe digitaler Tiefpassfilter vorgenommen werden, die eine geeignet gewählte Sprungsignalantwort haben. In Fig. 1 wird diese Filterbearbeitung auf eine einfachere Weise durchgeführt. Im Speicher 10 werden in digitaler Form die Abtastwerte der Stopstossantwort des erforderlichen Tiefpassfilters gespeichert. Infolge jedes der Signalierungsimpulse werden von der Steueranordnung 9 Abtastwerte der Stopstossantwort aus dem Speicher 10 auf eine Art und Weise ausgelesen, die an Hand der Fig. 9 noch näher erläutert

609883/0771

-12- PEF.75550

1-6-1976

wird. lasbesondere liefert ein Signalierungsimpuls am Eingang S₁ der Steueranordnung eine Reihe von Abtastwerten am Ausgang b₁ dieses Speichers 10, ein Signalierungsimpuls am Eingang S^- eine Reihe von Abtastwerten am Ausgang b,- usw. Die Frequenz, mit der die Abtastwerte der Stopstossantwort beispielsweise am Ausgang b des Speichers 10 auftreten, wird durch die Zeitbasis 11 bestimmt.

Das Pilotsignal, das im FDM-Signal untergebracht werden muss und beispielsweise eine Frequenz von 84,14O Hz hat, wird dadurch erhalten dass von einem Basisbandpilotsignal s mit einer Frequenz von 1-40 Hz ausgegangen wird. Dieses Signal wird in digitaler Form vom Generator 1 geliefert. Dieser Generator wird beispielsweise durch eine ROM gebildet, in dem die Abtastwerte eines sinusförmigen Signals mit einer Frequenz von 14O Hz in digitaler Form gespeichert sind. Diese Abtastwerte werden mit einer Frequenz ausgelesen, die von der Zeitbasis 11 bestimmt wird.

Damit dieses Pilotsignal in dem FDM-Signal untergebracht werden kann, enthält die Anordnung nach Fig. 1 weiter eine Addierschaltung 12, von der ein Eingang an den Ausgang a,- des Speichers 10 angeschlossen ist und von der der andere Eingang an den Ausgang des Speichers 1 angeschlossen ist. Das Signalierungssignal s^ und das Pilotsignal s sind Hilfssignale, die in demselben Kanal übertragen werden müssen. Insbesondere werden diese Signale im Intervall Ig aus Fig. 3 über-

609883/0771

-1^- PHF.75550

ι -6-1976

tragen. Am Ausgang des Addierers 12 tritt auf diese Weise das digitale Signal s,- + s auf.

Die FDM-Modulationsanordnung aus Fig. 1 enthält weiter eine Digitalfilterbank 13 zum in FDM-Format bringen der Hilfssignale. Insbesondere enthalten die 12 Intervalle I ... I₁₂ auf Fig. 3 bzw. die digitalen Signale S₁, ..., s,- + s , ... s_1?. Die Filterbank 13 hat eine Uebertragungskennlinie, die durch Bandpasskennlinien gebildet wird, deren Zwischenfrequenzen, die mit denen der Hilfskanäle zusammenfallen, leder in den Hilfssignalen untergebracht sind. Diese Kennlinien werden von der Kennlinie eines Tiefpassfilters abgeleitet , das zur Uebertragung der Hilfssignale im Basisband sorgt.

Die Dämpfungskennlinie dieses Tiefpassfilters ist im Diagramm 4a_ aus Fig. 4 dargestellt. Aus dieser Kennlinie geht hervor, dass in der Nähe der Frequenz 0 eine sehr geringe Dämpfung auf ein Signalierungssignal ausgeübt wird. Dieses Signalierungssignal mit einer Bandbreite von beispielsweise 50 Hz ist in diesem Diagramm ha. durch ein schraffiertes Dreieck dargestellt. Zugleich sind in diesem Diagramm 4a die beiden Basisbandpilot signale mit den Frequenzen Hh AhO Hz durch zwei Pfeile angegeben. Wie aus diesem Diagramm ha. hervorgeht, ist der Dämpfungsverlauf des Filters für alle Vielfachen von h kHz unendlich hoch.

DerDämpfungsverlauf der jeweiligen Bandpasskennlinien der Filterbank 13 ist in den Diagrammen 4b

609883/0771

· PHF. 75550

1-6-1976

bis einschliesslich 4f_ dargestellt. Die Kennlinien der Diagramme 4b_, 4£, . . . 4d. . . . 4e_, 4f_ werden aus der Kennlinie 4a durch Verschiebungen über 12 χ 4 kHz, 11 χ 4 kHz, ... 7x4 kHz, ... 2 x,4 kHz, bzw. 1x4 kHz erhalten.

In der Ausführungsform nach Fig. 1 ist die Abtastfrequenz der Filterbank I3 zugeführter Signale gleich 4 kHz und diese Filterbank ist auf die Art und Weise verwirklicht worden wie diese in der

-deutschen Offerilegungsschrift- 23 29 337 und in der deutschen Offenlegungsschrift 24 55 754 beschrieben worden ist. Insbesondere v/erden die 12 digitalen Signale s.. , ..--.. s,- + s , ... S₁₂ den Eingängen b bis einschliesslich b „ eines inversen diskreten Fourier-Transformators 14 zugeführt. Der Fourier-Transformator 14 ist mit 28 reellen Ausgängen d_o bis einschliesslich d versehen und die digitalen Signale an diesen Ausgängen werden den 28 Zweigen eines Polyphasennetzwerkes zugeführt. Jeder Zweig enthält in Kaskade einen digitalen Phasenschieber T_n* ί λ ... γ r>ry und eine Verzogerungs schaltung R , R ... R07· Diese Verzögerungsschaltungen R , R ... R_?7 sorgen

27 1 für die jeweiligen Verzögerungen 0, ^g ^T> ··· ~2R ^{T =}

. Die digitalen Phasenschieber 4^_oj ψ_Λ ··· 7 p7 haben eine sägezahnförmige Phasen-Frequenzkennlinie,

τ deren Neigungen im Absolutwert denen der Phasenfrequenzkennlinien der mit diesen Phasendrehern kaskadegeschalteten Verzogerungsschaltungen R , R , ... R entsprechen

609883/07 7.1

-15- PHF.75550

. 1-6-1976

fieren Richtung jedoch entgegengesetzt ist. Alle digitalen Phasenschieber haben dieselbe Amplituden-Frequena· kennlinie und diese entspricht der im Diagram 4a dargestellten Amplituden-Frequenzkennlinie des Basisfilters. Die Ausgänge der 28 Zweige des Polyphasennetzwerkes sind alle mit der Ausgangsleitung 15 der Digitalfilterbank 13 verbunden. ¥ie in der obengenannten Patentschrift und in der genannten Patentanmeldung eingehend erläutert wurde, wird am Ausgang 15 in digitaler Form ein Multiplexsignal erhalten, das derart betrachtet werden kann, als sei es durch Abtastung jedes der 12 digitalen Eingangssignale S₁, S_?, ... S/- + S_1n, ... S₁₁, S₁₂ erhalten worden und zwar mit einer Frequenz von 4kHz, danach durch digitale Filterung dieses digitalen Signals mittels eines Digitalfilters mit einer Frenzfrequenz von 50 Hz und weiter durch Selektion dieser Spektrumwiederholungen, die die gewünschte Lage haben. Dieses Selektieren kann als das Filtern mit den in Fig. h dargestellten Kennlinien 4b_, hc_ . . . 4e_, 4f_ betrachtet werden. Auf diese Art und Weise wird ein Multiplexsignal mit einer Abtastfrequenzvon h χ 28 = 112 kHz erhalten. Das Spektrum dieses Multiplexsignals im Band mit der Frequenz 0 bis zu halben Abtastfrequenz 56 kHz ist im Diagram hg dargestellt. Es enthält, die Spektren der 12 Signalierungssignale s. bis einschliesslich s_1? um die 12 Frequenzen herum, die je ein Vielfaches von h kHz sind und ein Pilotsignal bei der Frequenz 28 kHz - 14O Hz.

609883/0771

-16- ' PHF.75550

1-6-1976

Das Ausgangssignal des Polyphasennetzwerkes 13 kann nun auf einfache Weise in ein FDM-Signal üblichen Aufbaus umgewandelt werden. Dazu wird dieses digitale FDM-Signal mit Hilfe des Digital-Analog-Fandlers 16 in ein analoges Signal umgewandelt. Bekanntlich besteht das Spektrum dieses Signals aus dem ursprünglichen Spektrum und ¥iederholungen dieses Spektrums um Vielfache der Abtastfrequenz von 112 kHz. Mit Hilfe des Bandpassfilters 17 wird das Basisband von 64 - 108 kHz selektiert. In diesem Band liegen nun die Spektren der 12 Signalierungssignale in einer Reihenfolge, die gegenüber der des Diagramms 3g 'umgekehrt ist und das Pilotsignal mit der gewünschten Frequenz von 84_S14O kHz, wie in Fig. 3 angegeben ist.

Die in Fig. 2 dargestellte FDM-Demodulationsanordnung enthält den Kreis 8, der zur räumlichen Trennung und Rückgewinnung der Hilfssignale, die in einem FDM-Format angeboten werden, bestimmt ist. Dieser Kreis 8 enthält eine Abtastanordnung 18, die unter Ansteuerung eines Ortstaktgenerator 19, der Abtastimpulse mit einer Frequenz von 112 kHz erzeugt, das übertragene Multiplexsignal abtastet. Es sei bemerkt, dass das der Abtastanordnung 18 zugeführte Multiplexsignal die Sprachkanäle sowie die Hilfskanäle enthält. Mit Hilfe des Analog-Digital-¥andlers 20 wird das abgetastete Signal in ein digitales Signal umgewandelt. Dieses digitale Signal wird über die Eingangsleitung 21 der Digitalfilterbank 22 zum Trennen der 12 Hilfs-

809883/0771

-47- iHF.75550

1-6-1976

kanäle zugeführt. Diese Filterbank ist wieder auf* die Art und Weise aufgebaut, wie in der obengenannten U.S. Patentschrift und in der französischen Patentanmeldung eingehend beschrieben wurde und enthält Elemente, deren Wirkungsweise der der Filterbank I3 der FDM-Modulationsanordnung entgegengesetzt ist. Diese Filterbank 22 enthält einen Reihen-Parallelwandler 23 mit 28 Ausgängen, der an jedem Ausgang digitale Signale liefert, deren Kodeworte mit k kHz auftreten. Diese Ausgänge sin'' mit den 28 Zweigen eines Polyphasennetzwerkes verbunden. Jeder Zweig enthält in Kaskade eine Verzögerungsschaltung R¹ , R¹ ... R¹ mit den Verzögerungszeiten

1 27 1

von 0, 2g· T, ... -jjig T, wobei T = ist und einen

digitalen Phasenschieber 4^O' 4^*1 '·' ^" 27 einer sägezahnfrmigen Phasen-Frequenzkennlinie. Auch nun entspricht die Neigung einer Phasen-Frequenzkennlinie in ihrem Absolutwert der Phasen-Frequenzkennlinie der zugehörenden Verzögerungsschaltung R¹ , R¹ oder das Vorzeichen ist entgegengesetzt. All diese

digitalen Phasenschieber haben dieselbe Amplituden-Frequenzkennlinie und diese entspricht wieder der im Diagramm 4a dargestellten Amplituden-Frequenzkennlinie des Basisfilters. Die Signale an den Ausgängen der Phasenschieber If · bis einschliesslich ty ' _ werden den Eingängen d¹ bis einschliesslich d' ~ eines diskreten Fourier-Transformators 2k zugeführt, der 12 komplexe Paare von Ausgängen enthält, die durch b' bis einschliesslich ^b'₁₂ bezeichnet sind.

609883/0771

--18-. PHF. 75550

1-6-1976

Wie in der genannten Patentschrift und in der genannten Patentanmeldung eingehend beschrieben wurde, können die Ausgangssignale, die an den Ausgängen b' bis einschliesslich b· „ des Fourier-Transformators 24 auftreten, derart betrachtet werden, als seien sie durch Filtern des Multiplexsignals mit Filtern, deren Durchlasskennlinien in den Diagrammen 4b bis einschliesslich 4f_ dargestellt sind und durch darauffolgendes Demodulieren dieser Signale zum Basisband erhalten worden. Diese Basisbandsignale sind nun digitale Signale, die mit einer Frequenz von 4 kHz abgetastet worden sind.

Es sei bemerkt, dass obschon den Eingängen b bis einschliesslich b „ des Föurier-Transformators 14 der FDM-Modulationsanordnung reelle Hilfssignale zugeführt werden, der Fourier-Transformator 24 der FDM-Demodulationsanordnung notwendigerweise komplexe Signale liefert, denn durch das Uebertragungsmittel werden Phasenverschiebungen eingeführt, die nicht für alle Signale gleich sind.

Das Spektrum der Signale, die in digitaler Form an den jeweiligen Ausgängen des Fourier-Transformators 24 auftreten, ist in der Nähe der Nullfrequenz im Diagramm 5a aus Fig. 5 dargestellt. Für alle Ausgänge b' bis einschliesslich b' _p enthält dieseS_-Spektrums das Spektrum eines Signalierungssignals, das durch das schraffierte Dreieck dargestellt wird, das um die Nullfrequenz herumliegt und das Spektrum der Sprachsignale

609883/0771

-19- PHF.75550

1-6-1976

der angrenzenden Kanäle. Diese Sprachsignale sind durch die nicht so schwere Filterung in der Filterbank 22 nicht nennenswert gedämpft. Denn diese Filterung wird mit der im Diagramm 4a_ dargestellten Kennlinie des Basisfilters durchgeführt und beabsichtigt hauptsächlich das Trennen der Hilfskanäle. Das Spektrum der Fernsprechsignale wird durch die beiden doppelt schraffierten Teile, die sich über der Frequenz von 3000 Hz für den obersten Fernsprechkanal und unter der Frequenz -600 Hz für den untersten Fernsprechkanal erstrecken, dargestellt. Das Spektrum des Signals am Ausgang b'g enthält weiter ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 14O Hz, wie in Fig. 5^a dargestellt ist.

Damit die Signalierungssignale von den benachbarten Sprachsignalen völlig getrennt werden, sind digitale Tiefpassfilter F₁ bis einschliesslich F₁₂ an alle Paare von Ausgängen b' bis einschliesslich b' _? des Fourier-Transformators 2h angeschlossen. Diese Filter arbeiten an komplexen Signalen und werden aus zwei Filterzellen zusammengestellt, die in der Figur nicht getrennt dargestellt sind, die aber den reellen Teil und den Imaginärteil der komplexen Signale verarbeiten. Die Frequenzdämpfungskennlinie jeder Zelle hat den im Diagramm 5^ dargestellten Verlauf. Jede Zelle kann als Filter zweiter Ordnung verwirklicht werden.

Zum Erhalten des Pilotsignals mit der Frequenz von 14O Hz ist weiter ein Bandpassfilter F mit dem

609883/0771

-20- PrxF. 75550

I-6-I976

Ausgängepaar bV des Fourier-Transformators 2k verbunden, * ο

Dieses Filter F ist ebenfalls von zwei nicht in Ein-

zelheiten dargestellten Filterzellen gebildet, die den reellen Teil und den imaginären Teil des Komplexsignals an dem Ausgängepaar b' ^- bewirken. Die Frequenzdämpfungskennlinie dieses Filters F hat den im Diagramm Jjc dargestellten Verlauf. Das Durchlassband dieses Filters ist um 1hO Hz zentriert und hat eine Bandbreite in der Grössenordnung von 20 Hz.

An den Ausgängen der Signalierungsfilter F₁ bis einschliessliche F treten in digitaler Form komplexe Signale auf, die den empfangenen Signalierungssignalen entsprechen. Zum Inbetriebsetzen der Kontakte C' bis einschliesslich C'p sind jedoch nur die Amplituden dieser Signale notwendig. Die Ausgängepaare der Filter F bis einschliesslich F „ werden dazu mit Detektionsanordnungen D₁ bis einschliesslich D₁₂ verbunden, die als Ausgangssignal je die Modulen des komplexen Ausgangssignals des vorhergehenden Filters liefern. Derartige Detektionsanordnungen sind bereits in einem Artikel von Blaser und Braun "Schnelle digitale Amplitudenbildung von Quadraturpaaren" Seiten 20 bis 26, erschienen in der Zeitschrift AGEN- Zürich, Nr. 17, Dezember 197^ beschrieben worden. An den Ausgangen 1.. bis einschliesslich 1 - der Detektionsanordnung D₁ bis einschliesslich Dp treten auf diese Weise logische Signale auf zur Steuerung der Signalierungskontakte C' bis einschliesslich C'p.

60988 3/077 1

-21- PHF.75550

1-6-1976

Weil auch, zum Regeln des Pegels des Eingangs-FDM-Signals nur die Amplitude des Pilotsignals verwendet wird, ist eine Detektionsanordnung D mit dem Ausgang des Pilotfilters F verbunden. Diese Anordnung D liefert ein digitales Signal, das einem Analog-Digital-Wandler 25 zugeführt wird. Dieser letztere liefert an der Leifctmg 1 das Regelsignal zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers S.

Das digitale System nach der Erfindung zur Uebertragung der Hilfssignale ν ist wesentliche Vorteile gegenüber den bisher verwendeten analogen Systemen auf. So sind beispielsweise in der FDM-Modulationsanordnung die analogen Tiefpassfilter zur Beschränkung der Bandbreite der Signalierungssignale völlig forgefallen. Diese Filterfunktion wird nun vom Speicher verwirklicht, in dem die Koeffizienten für alle Signalierungssignale gespeichert sind. Das Pilotsignal im Basisband (ΐ4θ Hz) wird ebenfalls vnn einem Speicher 1 geliefert. Die Umwandlung des Pilotsignals in die endgültige Frequenz (84,ΐ4θ Hz) im Multiplexsignal wird gleichzeitig mit der Umwandlung der Signalierungssignale mit Hilfe der digitalen Filterbank I3 durchgeführt. Im beschriebenen System ist es äusserst einfach, ein Pilotsignal mit anderer Frequenz als 84,ΐ4θ

ν kHz zu verwenden. Wird ein Pilotsignal mit einer

Frequenz von 84,080 kHz erwünscht, so reicht es aus, die Koeffizienten des Speichers zu ersetzen. Um von der Frequenz 84,080 kHz auf die Frequenz von 1θ4,84θ kHz

609883/0771

-2Ä- PHF.75550

^überzugehen reicht es aus, die Addieranordnung 12 an einen anderen Eingang 12 (h ^) des Pourier-Transformators lh anzuschliessen.

In der FDM-Demodulationsanordnung ist die Verwendung gross bemessener Analogfilter zum Selektieren der Signalierungen vermieden worden, während zugleich keine schwer zu verwirklichende und aufwendige Quarzfilter mehr notwendig sind zum Selektieren der Pilotsignale. Die digitalen Filterverarbeitungen, die durchgeführt werden um die Hilfssignale räumlich zu trennen und in Basisbandlage zu bringen, lassen sich einfach verwirklichen und werden in zwei Schritten durchgeführt. In einem ersten Schritt, der in der Digitalfilterbank 24 durchgeführt wird, werden die Hilfskanäle getrennt und die Signale in diesen Kanälen in Basisbandlage .gebracht. In einem zweiten Schritt, der in den Filtern F₁ bis einschliesslich F₁₂ und im Filter F durchgeführt wird, werden die Signalierungssignale von den Pilotsignalen und den Sprachkanälen getrennt. Weil diese Digitalfilter F₁ bis einschliesslich F und F zum Bearbeiten von Niederfrequenzsignalen eingerichtet sind, lassen sie sich einfach verwirklichen. Letzteres gilt insbesondere für das Pilotfilter F , das um 14O Hz zentriert ist und eine Bandbreite von 20 Hz hat.

Wie bereits erwähnt, werden an die Digitalfilterbänke 13 und 22 keine hohen Anforderungen gestellt.

Die digitalen Phasenschieber ^ bis einschliesslich ^ _p

609883/0771

-23- !-³HF. 75550

1-6-1976

und ^'_n bis einschliesslich ^' ₇ können deswegen auf besonders einfache Weise verwirklicht werden. In Fig. 6 ist ein Ausführungsbeispiel eines derartigen Phasenschiebers dargestellt. Dieser Phasenschieber ist vom herkömmlichen nicht rekursiven Typ, in dem zwei Koeffizienten benutzt werden. An den Eingang 60 dieses Phasenschiebers sind in Kaskade zwei Verzögerungsschaltungen 61 und 62 angeschlossen. An die Ausgänge von 61 und 62 sind Multiplizierer 63 und 64 angeschlossen mit Koeffizienten k und k , die ,der Dämpfungskennlinie des Phasenschiebers entsprechen. Die Ausgänge der Multiplizierer 63, 64 sind mit den Eingängen der Addierschaltung 65 verbunden, deren Ausgang den Ausgang des Phasenschiebers bildet.

In den bisher beschriebenen FDM-Modulationsanordnungen nach der Erfindung werden der Digitalfilterbank 13 digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von h kHz, d.h. dem Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kanalsignalen zugeführt; auf dieselbe Art und Weise liefert die Digitalfilterbank 22 der FDM-Demodulationsanordnung digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von ebenfalls h kHz, die mit k kHz abgetastet werden. Dadurch werden in diesen Filterbänken von allen Rechenanordnungen, wie den Fourier-Transformatoren 14 und '.2k und den Phasenschiebern γ bis einschliesslich γ _,τ' bis einschliesslich 7 ' 0-7 Berechnungen mit einer Geschwindigkeit von k kHz durchgeführt. Auch in den Digitalfiltern F₁ bis einschliess-

609883/0771

-2k- f-HF. 75550

1..6-1976

lieh F_1p und Fr- müssen dadurch Berechnungen durchgeführt werden mit einer Geschwindigkeit von k kHz. Bekanntlich ist es zur Verwirklichung digitaler Anordnungen immer günstig insbesondere zu ihrer Integration, die Anzahl pro Sekunde durchzuführender Berechnungen möglichst zu verringern.

In den Figuren 7 und 8 sind eine Abwandlung der FDM-Modulations- und FDM-Demodulationsanordnung aus Fig. 1 bzw. 2 dargestellt, mit denen eine wesentliche Verringerung der Anzahl Berechnungen pro Seiende erhalten wird. In diesen Figuren 7 und 8 sind der Fig. 1 bzw. Fig. 2 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Zu einem guten Verständnis der in Fig. 7 ^und Fig. 8 angegebenen Anordnungen sei erwähnt, dass die Abtastfrequenz der Basisbandhilfssignale viel niedriger sein kann als k kHz. Denn die höchste Frequenz, die in diesen Hilfssignalen auftritt, ist nicht viel höher als 50 Hz für die Signalierungssignale, während das Pilotsignal eine Frequenz von 14O Hz oder 80 Hz hat. In den in den Figuren 7 und 8 angegebenen Anordnungen ist die Abtastfrequenz der Hilfssignale 500 Hz.

In der in Fig. 7 dargestellten FDM-Modulationsanordnung werden nun den Eingängen b bis einschlieselich b des inversen Fourier-Transformators 14 digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von 0,5 kHz zugeführt. Diese Rechenanlage führt inverse Fourier-Berechnungen mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz

609883/0771

-25- PHF.75550

1-6-1976

durch. An den Ausgängen d_n bis einscliliesslicli d dieses Fourier-Transformators treten auf diese Weise digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von O,5 kHz auf. Die Ausgangssignale des Fourier-Transformator 14 werden danach, je einem interpolierenden Filter zugeführt und zwar zur Erhöhung der Abtastfrequenz. Dieses interpolierende Filter ist auf die Art und Weise aufgebaut, wie es in der BT-OS 24 03 233 eingehend beschrieben wurde -und

enthält insbesondere drei I_nterpolationszellen in Kaskadenschaltung, A_n bis einschliesslich A₉₇, B_n bis einschliesslich B_?7, C_n bis einschliesslich C_?_. Jede Interpolationszelle ist ein Digitalfilter, das in der DT-OS 24 03 233 als Halbbandintefpolationsfilter bezeichnet wird. Wie in der genannten Patentan— meltung angegeben ist, wird unter einem Halbbandinterpolationsfilter ein Tiefpassfilter verstanden, das eine Grenzfrequenz hat, die der Hälfte der Eingangsabtastfrequenz entspricht und das zum Liefern eines Digitalsignals mit einer Ausgangsabtastfrequenz eingerichtet ist, die der doppelten Eingangsabtastfrequenz entspricht. In Fig. J sind die jeweiligen Abtastfrequenzen angegeben, die an verschiedenen Stellen in der Schaltungsanordnung auftreten. Insbesondere beträgt die Abtastfrequenz an den Ausgängen der Zellen A_n bis einschliesslich A„_v : 1 kHz; an den Ausgängen der Zellen B_n bis einschliesslich B_?_ beträgt diese Frequenz 2 kHz und an den Ausgängen der Zellen C_n bis einschliesslich

B09883/0771

-36- PHJ?. 75550

1-6-1976

Cp_ h kHz. Die Digitalsignale an den Ausgängen der Interpolationszellen C_ bis einschliesslich Cp₇ werden den selben Zweigen des Polyphasennetzwerkes wie in Fig. 1 zugeführt, wobei diese Zweige durch die digitalen Phasenschieber IP bis einschliesslich γ gebildet werden, wobei in Reihe mit diesen Phasenschiebern die Verzögerungsschaltungen R bis einschliesslich Rp₇ angeordnet sind. Diese Phasenschieber und Verzögerungsanordnungen weisen genau dieselben Kennzeichen auf, wie die von Fig. 1 und ebenso wie in Fig. 1 beträgt die Geschwindigkeit der Berechnungen in den Phasendrehern h kHz. Am Ausgang 15 wird'auf diese Yeise dasselbe FDM-Signal wie mit der Anordnung nach Fig. erhalten.

In der FDM-Deraodulationsanordnung nach Fig. enthält die Digitalfilterbank 22 ebenso wie in Fig. an den Ausgängen des Reihen-Parallelwandlers 23 dieselben Polyphasennetzwerkzweige, die mit je einer Reihenschaltung aus einem R¹ bis einschliesslich R¹Q₇ und einem digitalen Phasenschieber ^'_n bis einschliesslich 7 ^fp7 versehen sind. Die Eingangsabtastfrequenz der Verzögerungsschaltungen R'_n bis einschliesslich R*₇ und die Ausgangsabtastfrequenz des Phasenschiebers 7* ^f bis einschliesslich V'p₇ beträgt h kHz. Die Ausgänge der Phasenschieber &'_n - ^'_?7 sind an die Eingänge der die Abtastfrequenz herabsetzenden Filter angeschlossen. Diese letztgenannten Filter, die auch als "extrapolierende" oder "decimation"-Filter bezeich-

609883/0771

1-6-1976

net verden, sind auf die Art und Weise wie es eingehend in der genannten deutschen OffenlegungS-schrift 2h 03 233 beschrieben worden ist» -Insbe«· sondere enthält auch nun jede dieser Filter drei kaskadengeschaltete Zellen C¹ bis einschliessD-ich C'p₇, B' bis einschliesslich B' _?, A' bis einschliesslich A'_. Jede dieser Zellen ist in der genannten DT-OS 24 03 233 als Halbbandextrapolationsfilter bezeichnet. Unter einem Halbbandextrapolationsfilter vird ein Tiefpassfilter verstanden, das eine Grenzfrequenz hat, die einem Viertel der Eingangsabtastfrequenz entspricht und zum Erzeugen eines digitalen Signals mit einer Ausgangsabtastfrequenz, die die Hälfte der Eingangsabtastfrequenz beträgt, eingerichtet ist. Wie in Fig. 8 angegeben, ist die Ausgangsabtästfrequenz der Zellen C¹ bis einschliesslich C'.- 2 kHz. So ist die Ausgangsabtastfrequenz der Zellen B¹ bis einschliesslich B¹ 1 kHz und der Zellen A' bis einschliesslich A ' _ 0,5 kHz. Der Fourier-Transformator 2h vird nun mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz betrieben und an den Ausgangspaaren b', ..., b'_? dieses Fourier-Transf ormators Zh beträgt die'Abtastfrequenz 0,5 kHz. Die Selektionsfilter F - F₁ für die Signalierungssignale und das Selektionsfilter F für das Pilot-

■ ^p

signal werden nun mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz betrieben.

Gegenüber den in den Figuren 1 und 2 angegebenen

6098 8-3/077 1

-38- PHF.75550

1-6-1976

Anordnungen enthalten die Anordnungen .der Figuren 7 und 8 als zusätzliches Material die Interpolationszellen A, B, C bzw. die Extrapolationszellen C', B¹, A¹. Wie in der genannten deutschen Offenlegungs-SChrift 2k 03 233 angegeben ist, können diese Zellen auf besonders einfache Weise verwirklicht werden. Insbesondere kann jede Zelle aus einem einzigen Multiplizierer und zwei Speichern aufgebaut werden, die zwei Verzögerungsschaltungen bilden. Wie jedoch aus den in den Figuren 7 und 8 an verschiedenen Stellen

angegebenen Abtastfrequenzen hervorgeht, ist nun jedoch eine wesentliche Verringerung (um einen Faktor-8) der Geschwindigkeit, mit der Berechnungen in den beiden Fourier-Transformatoren Ik und 2k und in den

Trennfiltern F, bis einschliesslich F₁₀ und F durch-1 12 p

geführt werden müssen, verwirklicht worden. Ausserdem können diese Trennfilter weniger verwickelt sein; die Trennfilter für die Signalisierungssignale beispielsweise können mit einem einzigen rekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung statt mit einer Kaskadenschaltung aus zwei rekursiven Digitalfiltern zweiter Ordnung verwirklicht werden. Es lässt sich darlegen, dass in den Anordnungen der Figuren 7 und 8 gegenüber den Anordnungen in Fig. 1 und 2 eine Verringerung der Anzahl Berechnungen pro Sekunde (hauptsächlich Multiplikationen) um einen Faktor von etwa k aufweisen, wobei die Anzahl erforderlicher Speicher um nur einen Faktor 2 erhöht wird.

60988370771

■ •29- · PHF. 75550

1-6-1976

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Steueranordnung 9 und des Speichers 10 ist in Fig. 9a. ein Impuls eines Signalierungssignals angegeben. Diese Impulse treten mit einer Frequenz von 10 Hz auf. Die Steueranordnung 9 und der Speicher 10 bezwecken den in Fig. 9a dargestellten jnpuls in eine Reihe binär kodierter Abtastwerte umzuwandeln die mit einer Abtastfrequenz von h kHz oder 0,5 kHz auftreten und die die gefilterte Version dieses Impulses kennzeichnen. Insbesondere werden im obenstehenden diese Impulse mit Hilfe eines Filters filtriert das eine Grenzfrequenz von 50 Hz hat. Die gefilterte Version dieses Impulses ist in Fig. 9^> durch die gestrichelte Kurve a dargestellt. Zugleich sind in Fig. 9h eine Anzahl Abtastwerte dieses gefilterten Impulses angegeben, von welcher Anzahl vier Stück durch b bezeichnet sind.

In Fig. 10 ist ein Ausfülirungsbeispiel der Steueranordnung 9 und des Speichers 10 dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel enthält die Steueranordnung 0 zwölf Eingangsleitungen, über die die Signalierungssignale s - s₁₂ zugeführt werden. Jede Eingangsleitung enthält einen Vorwärts-Rückwärtszähler 101-112, die mit je einem Eingang CD und einem Eingang H versehen sind. Dem Eingang CD wird nun das betreffende Signalierungssignal zugeführt und dem Eingang H Taktimpulse, die vom Taktimpulsgenerator 11 herrühren. Wenn ein Signalierungsimpuls am Eingang CD eines Vorwärts-Rückwärtszählers vorhanden ist, werden die über

609883/0771

-30- ' PHF.75550

1-6-1976

den Eingang H zugeführten Taktimpulse gezählt bis der Zähler seine Maximalstellung erreicht hat, wonach weiter zugeführte Taktimpulse keine Aenderung in der Zählersteilung verursachen. Verschwindet zu einem bestimmten Augenblick der,Signalisierungsimpuls am Eingang CD des Zählers, so wird infolge der dann auftretenden Taktimpulse der Zähler rückwärts gezählt bis er seine minimale Zählstellung erreicht hat, wonach weiter zugeführte Taktimpulse keine Aenderung der Zählstellung mehr verursachen. Der Taktimpulsgeneratc-11 liefert nun die Impulse mit der gewünschten Abtastfrequenz; also mit einer Frequenz von 4 kHz oder 0,5 kHz.

Jedem der Zähler 101 - 112 ist ein Auskodierungsnetzwerk zugeordnet. Diese Netzwerke sind in Fig. 10 durch die schraffierten Gebiete 113 - 124 angegeben, deren Ausgänge 125 - 136 dem Speicher zugeführt werden. An diesen Ausgängen tritt in paralleler Form ein Kodewort auf, das für die Zählersteilung kennzeichnend ist. Die Auskodierungsnetzwerke 125 sind mit je einem Ausgang 137 - 148 versehen, an denen ein Impuls auftritt wenn der Zähler seine minimale Zählstellung erreicht hat und mit einem Ausgang 149 - 16O, an dem ein Impuls auftritt, wenn der Zähler seine maximale Zählstellung erreicht hat. Die Ausgänge 137 - 14-8 sind über UND-Tore 161 - 172 und die Ausgänge 149 - 16O sind über UND-Tore 173 - 184 an Eingänge des Speichers 10 angeschlossen. Diesen UND-Toren 161 - 184 werden zugleich die Taktimpulse des

609883/0771

-31- PHF.75550

1-6-1976

«Taktimpulsgenerators 11 zugeführt.

Der Speicher 10 wird in diesem Ausführungsbeispiel durch zwölf Speicherzeilen I8f> - I96 je in Form eines ROM gebildet. Jede dieser Speicherzellen ist auf die Art und ¥eise, wie in der Figur dargestellt ist, einem der Zähler 101 - 112 zugeordnet. Wird vorausgesetzt, dass die Zähler 101 - 112 je N Taktimpulse brauchen um von der minimalen zur maximalen Zählerstellung zu gelangen oder umgekehrt, sind in jeder der Speicherzellen I85 - 195 N Kodew.orte gespeichert, die je einen Abtastwert kennzeichnen der Einheitsstopstossantwort des zu verwirklichenden Tiefpassfilters mit der Grenzfrequenz von 5O Hz. Infolge jedes der von einem Anskodierungsnetzwerk gelieferten Kodeworte wird aus der zugeordneten Speicherzelle ein Kodewort in paralleler Form ausgelesen und zur Parallel-Reihenumwandlung einem Parallel-Reihenwandler IO96 - IOIO8 mit den Ausgängen a₁ - a₁₉ zugeführt.

Die Wirkungsweise der in Fig. 10 dargestellten Anordnung ist nun wie folgt. Wird ein Kontakt beispielsweise C zu einem Zeitpunkt, wo der Zähler 1001 die minimale Zählstellung hat (vorausgesetzt die Stellung θ) geschlossen, so zählt -d.er Zähler N Taktimpulse und erreicht seine maximale Zählstellung. Während dieses Zählvorganges der Taktimpulse durchläuft der Zähler N verschiedene Zählstellungen. Infolge jeder dieser Zählstellungen liefert die Speicherzelle IO85 ein Kodewort das einem Abtastwert des gefilterten

609883/0771

PHF.75550
1-6-1976

Impulses in der in Fig. 9^ angegebenen Zeitperiode
T₁ entspricht. Ist nach Erreichen der maximalen Zählstellung der Kontakt C₁ nach wie vor geschlossen, so bleibt der Zähler 1001 in der maximalen Zählstellung und die Speicherzelle IO85 liefert infolge der Ausgangsimpulse des UND-Tores 1073 in der Zeitperiode T₂ (siehe Fig. Sb) Kodeworte, die die maximale Amplitude des gefilterten Signalierungsxmpulses kennzeichnen. ¥ird der Kontakt C₁ nach der Periode T₂ geöffnet, so wird der Zähler 1001 rückwärts gezählt bis er seine minimale Zählstellung erreicht hat. In der dazu erforderlichen Zeit T (siehe Fig. 9b), liefert die
Speicherzelle IO85 dieselben Kodeworte wie in der Periode T₁, jedoch in umgekehrter Reihenfolge. Nach dem Erreichen der minimalen Zählstellung (Nullstellung) werden von der Speicherzelle IO85 keine Kodeworte mehr abgegeben.

Es sei weiterhin bemerkt, dass obschon im Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 der Speicher 10 durch zwölf einzelne Speicherzellen gebildet wird, eine einzige Speicherzelle ausreicht. Denn alle zwölf Speicherzellen enthalten dieselben Kodeworte. Diese einzige Speicherzelle kann dann mit Hilfe von Zeitschachtelungstechniken betrieben werden.

609883/0771

Claims

-33- PHF.75550

1-6-1976

PATENTANSPRUECHE:

11 Anordnung zum Verarbeiten angebotener räumlich getrennter Hilfssignals für eine gegebene Anzahl Hauptinformationssignale zur XJebertragung dieser Hilfssignale zusammen mit den Hauptinfdrmationssignalen in einem FDM-Format, wobei diese Anordnung mit einer Anzahl Eingangskreise versehen ist, welche Anzahl der Anzahl Hauptinformationssignale entspricht sowie mit einem Ausgangskreis, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung weiter mit:

- Mitteln zum Digitalisieren der Hilfssignale,

- Mitteln, die mit den genannten Digitalisierungsmitteln gekoppelt sind und zwar zum Begrenzen der Bandbreite jedes der Hilfssignale,

- einer Digitalfilterbank, der die genannten digitalen Hilfssignale zugeführt werden und die eine für jedes der Hilfssignale kennzeichnende Bandpasskennlinie aufweist, deren Zwischenfrequenz mit der des Hilfskanals für das betreffende Hilfssignal zusammenfällt, versehen ist.

2. Anordnung zum Verarbeiten von Hilfssignalen einer gegebenen Anzahl Hauptinformationssignale zur räumlichen Trennung und Rückgewinnung dieser Signalierungssignale, die zusammen mit den Hauptinformations-Signalen in einem FDM-Format angeboten werden, wobei diese Anordnung mit einem Eingangskreis versehen ist, dem das genannte FDM-Signal zugeführt wird und mit einer

609883/0771

-3H- PHF.75550

1-6-1976

Anzahl Ausgangskreise, die der Anzahl Hauptinformationssignale entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung weiter mit:

- Mitteln zum Digitalisieren des FDM-Signals,

- einer ersten Digitalfilterbank, der das genannte digitalisierte FDM-Signal zugeführt wird und die eine für jedes der Signalierungssignale kennzeichnende Bandpasskennlinie aufweist, wobei die Zwischenfrequenz eines der Durchlassbänder mit der Zwischenfrequenz des betreffenden Hilfskanals zusammenfällt,

- einer zweiten Digitalfilterbank, der die digitalen Ausgangssignale der ersten Digitalfilterbank zugeführt werden und die für jedes dez* Hilfssignale eine Tiefpasskennlinie aufweist, versehen ist.

3· Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Digitalisieren der Hilfssignale Ausgangskodeworte liefern mit einer Abtastfrequenz die kleiner ist als der Abstand zwischen den Hauptinformationssignalen im FDM-Format.

4. " Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte digitale Filterbank von einer inversen diskreten Fourier-Transformationsanordnung gebildet wird, die mit einer Anzahl paralleler Ausgänge versehen ist, die an ein Polyphasennetzwerk angeschlossen sind, dessen Ausgang mit dem Ausgangskreis der Anordnung gekoppelt ist.
5· Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich-

609883/0771

-35- PHF.75550

1-6-1976

net, dass die Polyphasennetzwerk von einer Anzahl Kanäle gebildet wird, die der Anzahl Ausgänge der genannten Fourier-Transformationsanordnung entspricht, wobei in jedem dieser Kanäle eine Reihenschaltung aus einem digitalen phasendrehenden Netzwerk und einer digitalen Verzögerungsanordnung aufgenommen ist, von welchen Verzögerungsanordnungen die Ausgänge mit dem Ausgang des Polyphasennetzwerkes verbunden sind.

6. Anordnung nach Anspruch k und 5j dadurch gekennzeichnet, dass zwischen jeden der Ausgänge der Fourier-Transformationsanordnung und den entsprechenden Eingang des Polyphasennetzwerkes ein interpolierendes Digitalfilter aufgenommen ist.

7. Anordnung nach Anspruch 1, in der die Hilfssignale durch Signaliertingssignale gebildet werden und die genannten Mittel zur Begrenzung der Bandbreite der Signalierungssignale der Anzahl Signalierungssignale entsprechender Anzahl Ausgangskanäle versehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung weiter mit einem Pilotsignalgenerator zum Erzeugen eines digitalen Pilotsignals versehen ist und wobei einer der Ausgangskanäle der genannten Mittel eine digitale Addieranordnung enthält zum Addieren des Pilotsignals zu dem am betreffenden Ausgang auftretenden Signalierungssignal.

8. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte erste Digitalfilterbank einen Reihen-Parallelwandler enthält mit einer Anzahl Ausgangskanäle, die höchstens zweimal grosser ist als die

609883/0771

-36- PHF 75550

1-6-1976

„Anzahl Hauptinformationssignale im FDM-Signal, welche Ausgangskanäle einem Polyphasennetzwerk zugeführt werden.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet dass das genannte Polyphasennetzwerk durch eine in jede der Ausgangsleitungen des Reihen-Parallel-Wandlers aufgenommene Reihenschaltung aus einer digitalen Verzögerungsschaltung und einem digitalen phasendrehenden Netzwerk gebildet wird.

10. Anordnung nach Anspruch 8 und 9» dadurch gekennzeichnet, dass die genannte erste digitale Filterbank weiter eine diskrete Fourier-Transf ormationsanord-r nung enthält, deren Eingänge mit den genannten Ausgangskanälen des Reihen-Parallelwandlers gekoppelt sind und mit einer Anzahl Ausgangskreise versehen ist, die der Anzahl Hauptinformationssignale in dem FDM-Signal entspricht und die mit Eingängen der zweiten Digitalfilterbank gekoppelt sind.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte zweite Digitalfilterbank mit einer Anzahl Kanäle versehen ist, die je ein Digitalfilter enthalten und mit je einem Eingang an einen Ausgangskreis der Fourier-TransfÖajmationsanordnung

angeschlossen sind. ♦

ν -

12. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass in die Ausgangsleitungen des Reihen-Parallelwandlers in Reihe mit dem genannten phasendrehenden

609883/0771 ORIGINAL INSPECTED

-37- PHF.75550

1-6-1976

Jtfetzwerk ein abtastfrequenzverringerndes Digitalfilter (extrapolierendes Filter) aufgenommen ist. 13· Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass an mindestens einen der Ausgangskreise der Fourier—Transformationsanordnung ein zweites Digitalfilter zum Selektieren eines im FDM-Signal mitübertragenen Pilotsignals angeschlossen ist.

609883/0771

Leerseite