DE2706574A1 - Spannungsgesteuerte schaltung mit variablem verstaerkungsgrad - Google Patents

Description

Spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad

üie Erfindung betrifft eine spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad, bei welcher der Verstärkungsgrad in Abhängigkeit von der Gleichstrom-Verstärkung·- gradregelspannung vtrifert.

Line Rauschunterdruckungsschaltung fUr eine Audio- bzw. Tonfrequenzvorrichtung, wie sie unter der Handelsbezeichnung "dbx" von der dbx corporation, USA geliefert wird, erfordert eine spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad, die ausgezeichnete Werte bezüglich Frequenzgang, Verstärkungsgradregelbereich, Rauschkurve, Klirrfaktor und dgl. besitzt. Das dbx-System 1st In den US-PSen 3 739 143, 3681 618 und 3 714 462 Im einzelnen erläutert, so daü sich eine nähere Beschreibung dieser Konstruktion an dieser Stelle erübrigt.

Es ist sehr schwierig, eine Schaltung der genannten Art herzustellen, welche den Anforderungen bezüglich dieser verschiedenen Eigenschaften voll genügt. Eine spezielle Entwicklung einer derartigen Schaltung 1st in der US 3 714462

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beschrieben, bei welcher alle verwendeten Transistoren die gleichen Sättigungsströme besitzen müssen, weil sonst gradzahlige Oberwellen auftreten· Solange einzelne dzw. getrennte Transistoren verwendet werden, ist es nahezu unmöglich, die Abweichung der Sättigungsströme der einzelnen Transistoren auf weniger als einige Prozente festzulegen.

Ein anderer Lösungsversuch besteht in oer Verwendung eines integrierten Schaltkreises für die spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad· Hierdurch wird jedoch ein Problem bezüglich der Erhöhung des Eingangsabweichstroms (input offset current) eines Operationsverstärkers durch den integrierten Schaltkreis aufgeworfen, durch welche der variable Verstärkungsgradbereich begrenzt wird, üiese Erhöhung muß also vermieden werden. Eine Verringerung des Eingangsabweichstroms erfordert aber eine Vergrößerung der Chip- bzw. Plättchenoberfläche des integrier· ten Schaltkreises. Wenn dieser Strom durch Vergrößerung der Plättchenoberfläche verringert wird, zeigt es sich, daß der Schaltkreis in unerwünschter Weise nicht-linear arbeitet.

Aufgabe der Erfindung 1st damit die Schaffung einer spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad, bei welcher der E1ngangsabwe1chstrom ohne Vergrößerung der Plättchenoberfläche des Integrierten Schaltkreises verringert wird. Dies wird durch eine Konstruktion erreicht, bei wicher ein pn-Obtrgangseiement mit einem Widerstandselement 1n Reiht geschaltet 1st, das mit der Ausgangs klemme eines Stroaspiegels (current mirror) mit einem Operationsverstärker verbunden 1st« wobei sich die Summe der Widerstände beider Elemente praktisch 1n Abhängigkeit vom Verstärkungsgrad einer Schaltung ändert.

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üiese Aufgabe wird also bei einer spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad, bestehend aus einem ersten Operationsverstärker, an den ein Eingangssignal anlegbar ist, vier an die Ausgangskieinme des ersten Operationsverstärkers angeschlossenen Transistoren jeweils gleicher Polarität zum Dividieren des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers durch eine Gleichstrom-Verstärkungsgradregelspannung, zwei Rückkopplungsschaltungen zum phasengleichen Gegenkoppeln der Ausgangsströme von zwei der vier Transistoren an'den Eingang des ersten Operationsverstärkers, einer Summiereinrichtung zum phasengleichen Summieren der Ausgangsströme der beiden anderen Transistoren, einem zweiten Operationsverstärker, dessen invertierende Eingangsklemme und desseipusgangsklemme in die erste Rückkopplungsschaltung eingeschaltet sind, und zwei Widerstandselementen, die zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen des zweiten Operationsverstärkers sowie zwischen die Ausgangsklemme des zweiten Operationsverstärkers und die Eingangsklemme des ersten Operationsverstärkers geschaltet sind, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schaltung mindestens ein mit dem ersten Widerstandsetement in Reihe geschaltetes erstes pn-Obergangselement und mindestens ein mit dem zweiten Widerstandselement in Reihe geschaltetes zweites pn-Obergangselement aufweist.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer speziellen AusfUhrungsform

einer spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad gemäß der Erfindung,

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Fig. 2 eine graphische Darstellung der Strom/Spannung-Kennlinie eines pn-Obergangs,

Fig. 3 ein Schaltbild einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 4 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung gemäß Fig. 3.

Fig. 1 veranschaulicht eine spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad gemäß der Erfindung, bei welcher ein Eingangssignal, z.B. ein Audio- bzw. Tonfrequenzsignal, an eine Eingangsklemme 1 angelegt und Über einen Eingangswiderstand la und einen Schaltkreis-Verbindungspunkt 2 dar Invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 3 aufgeprägt wird, dessen nicht-invertierende Klemme an Hasse Hegt. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 3 wird an die negative Seite bzw. den Minuspol einer Gleichstrom-Vorspannungsquelle El und die positive Seite bzw. den Pluspol einer Gleichstrom-Vorspannungsquelie E2 angelegt. Der Pluspol der Vorspannungsquelle El ist dabei mit den Basen von npn-Transistoren Ql und Q2 verbunden, zwischen deren BAsen und Emitter Dioden dl bzw. d2 geschaltet sind. Der Minuspol der Vorspannungsquelle E2 1st mit den Emittern von npn-Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Die Emitter der npn-Transistoren Ql und Q2 sind an Klemmen 4 bzw. 5 angeschlossen, an welche eine Gleichstrom-Verstärkungsgradregelspannung Vc angelegt wird. Die Klemmen 4 und 5 sind mit den BAsen der npn-Transistoren Q3 bzw. Q4 verbunden. Bei dieser Schaltung wirden die Transistoren Ql und Q3 mit entgegengesetzter Phase angesteuert, während die

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Transistoren Q 2 und Q4 auf ähnliche Weise angesteuert werden. Die Transistoren Ql bis Q4 werden somit durch die Verstärkungsgradregelspannung Vc angesteuert, und der Ausgangsstrom des Operationsverstärkers 3 wird so aufgeteilt, daü er über die betreffenden Transistoren Ql bis Q4 fließt.

Der Kollektor des npn-Transistors Ql ist mit der invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 7 und dem einen Ende eines Widerstandselements ROl verbunden. Der Operationsverstärker 7, dessen nicht-invertierende Eingangsklemme an Masse liegt, ist mit seiner Ausgangsklemme über In Reihe geschaltete Dioden d3 und d4 an das andere Ende des Widerstandselements ROl angeschlossen. Die Reihenschaltung aus den Dioden d3, d4 und dem Widerstandselement ROl 1st zwischen die invertierende Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7 geschaltet, so daß ein Gegenkopplungskreis gebildet wird. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7 ist über zwei 1n Reihe geschaltete Dioden d5 und d6,ein Widerstandselement R02 und den Schaltkreis-Verbindungspunkt 2 mit der Invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 verbunden, Auf diese Welse bilden die Vorspannungsquelle El, der npn-Trans1stor Ql₁ der Operationsverstärker 7, die Dioden d5 und d6 sowie das Widerstandselement R02 einen Gegenkopplungskreis zwischen dtm Ausgang des Operationsverstärkers 3 und seiner Invertitrtnden Eingangsklemme. Der Ausgangsstrom dts Kollektors dts npn-Transistors Ql wird an die invertierende Eingangskiemae dts Operationsverstärkers 3 negativ rückgekoppelt bzw. gegengekopptlt. In diesem Zusammenhang 1st zu beachten, daß dtr Gegenkopplungskreis aus dem npn-Transistor Ql, dem Operationsverstärker 7, dtn DiodencB und d4 sowie dem Widerstandselement ROl eine einen pnp-Transistor äquivalente Arbeltswelse besitzt.

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üer Kollektor des npn-Transistors Q3 1st über den Verbindungspunkt 2 mit der Invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 verbunden, so daß die Vorspannungsquelle E2 und der Transistor Q3 einen zweiten Gegenkopplungskreis des Operationsverstärkers 3 bilden, über den der Ausgangsstroin des Transistors Q3 an die invertierende Eingangskiemine des Operationsverstärkers 3 gegengekoppelt wird. Auf diese WEise werden die Ausgangsströme der Transistoren Ql und Q3 phasengleich an die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 rückgekoppelt.

Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 8, dessen nichtinvertierende Eingangsklemme an Masse liegt, und dem einen Ende eines Widerstandselements R03 verbunden. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 8 1st mit dem anderen Ende des Widerstandselements R03 verbunden und außerdem über ein Widerstandselement R04 an die Invertierende Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 9 angeschlossen, dessen nichtinvertierende Eingangsklemme an Masse Hegt. Ein Widerstandselement 10a ist zwischen die Invertierende Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 9 eingeschaltet. Der Ausgangsstrom des Transistors Q2 1st somit invers an die Invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 9 angeschaltet.

Der Kollektor des Transistors Q4 1st unmittelbar mit der invertierenden Eingangskiemme des Operationsverstärkers 9 verbunden. Wie erwähnt, werden die Transistoren Q2 und Q4 durch die Gleichspannung Vc unter Einstellung umgekehrter Phasen (with the reaction of Inverse phase) angesteuert, und der Ausgangsstrom

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des Transistors Q2 wird im Operationsverstärker 3 invertiert. Aus diesem Grund sind die Ausgangsströme der Transistoren Q2 und Q4 phasengleich an die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 9 angekoppelt, wo diese Ströme zur Anlegung an die Ausgangsklemme 10 summiert werden.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Schaltung für den Fall erläutert, daß die spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad als apannungsgesteuerter Verstärker der dbx-Rauschunterdrlickungseinrichtung angewandt wird. Wie erwännt, müssen zur Gewährleistung einer spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad, die insbesondere bezüglich des Klirrfaktors ausgezeichnete Eigenschaften bietet, die den Schaltkreis bildenden, verschiedenen Transistoren den gleichen Sättigungsstrom besitzen, weshalb die Schaltung nach Fig. 1 als integrierter Schaltkreis ausgelegt wird. Bei einem integrierten Schaltkreis mit einem Siliziumsubstrat wird der npn-Transistor im allgemeinen durch einen Vertikaltransistor gebildet, während der pnp-Transistor durch einen Quertransistor gebildet wird. Wenn die genannte Schaltung 1n Gegentaktschaltung ausgelegt wird, sind sowohl npn- als auch pnp-Transistoren erforderlich. Der Stromverstärkungsfaktor des den ppn-Trans1stor bildenden Vertikal transistors beträgt etwa 100, während derjenige des pnfTransistors etwa 1:10 beträgt. Wenn nur diese Transistorarten verwendet werden, 1st es mithin unmöglich, eine spannungsgesteuerte Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad zu bilden, die gute Eigenschaften besitzt. Aus diesem Grund wird bei der Schaltung gemäß Flg. 1 eine kombinierte Schaltung aus dem npn-Trans1stor Ql und dem strominvertierenden Operationsverstärker 7 als Äquivalent eines pnp-Transistors verwendet. Bei dieser Konstruktion werden somit zur Bildung der

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Gegentaktschaltung als integrierter Schaltkreis nur die npn-Transistoren ohne den pnp-Quertransistor vorgesehen. Die andere kombinierte Schaltung aus dem npn-Transistor Q2 und dem strominvertierenden Operationsverstärker 8 wirkt auf äquivalente Weise als pnp-Transistor. Um die Transistoren Ql und Q4 in der Gegentakbetriebsart arbeiten zu lassen, wird die Gleichstrom-Verstärkungsregelspannung Vc an die Emitter der als pnp-Transistoren wirkenden Transistoren Ql und Q2 angelegt, während diese Spannung Vc an die Basen der Transistoren Q3 und Q4 angelegt wird. Auf diese Meise werden die betreffenden Transistorpaare Ql und Q2 sowie Q3 und Q4 in zueinander entgegengesetztem (inverse) Phasenverhältnis betrieben. Die Ausgangsimpedanz des Operationsverstärkers 3 sollte vorteilhaft hoch sein. In diesem Fall besitzen jedoch die dynamischen Impedanzen der Transistoren Ql und Q2 1m Vergleich zu denen der Transistoren Q3 und Q4 einen Wert beträchtlicher Größe. Aus diesem Grund werden die Dioden dl und d2 vorgesehen. Diese Dioden dienen nämlich zum Ausgleichen der dynamischen Impedanzen der Transistoren Ql bis Q4. Da die Verstärkungsgradregelspannung Vc die Emitter der Transistoren Ql und Q2 aktiviert, muß die Stromversorgung der Spannung Vc das Element mit ausreichend niedriger Impedanz bilden. Als Strom Versorgung derartig niedriger Impedanz kann z.B. ein Gegenkopplungsverstärker dienen.

Die Schaltung gemäß Fig. 1 ist so aufgebaut, daß sie ohne ungünstige Beeinflussung durch den Eingangs-Abweichstrom (Input offset current) zu arbeiten vermag. Der ungünstige

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Einfluß dieses Stroms kommt zum Tragen, wenn der Verstärkungsgrad der Schaltung sehr groß ist. üie dbx-Rauschunterdriickungseinrichtung ist so ausgelegt, daß in der Aufzeichnungsbetriebsart der dynamische Signalbereich auf die HÄlftei verdichtet wird, während er in der Wiedergabebetriebsart durch Dehnung in den ursprünglichen Zustand zurückgeführt wird. Infolgedessen ist der Verstärkungsgrad der spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad bei der Aufzeichnungsvorrichtung (Kodierer) sehr hoch, wenn kein Eingangssignal anliegt. Der Verstärkungsgrad dieser schaltung des Kodierers ist also außerordentlich hoch. Dieser Verstärkungsgrad erreicht z.B. 50 dB, so daß der Ausgangssirom bei einem Eingangsabweichstrom von 1 >uA etwa 300 »uA errticht. Wenn der Widerstand 10a als typischen Wert einen solchen von 5OkQ besitzt, verschiebt sich das Gleichspannungspotential an der Ausgangsklemme 10 um etwa 15 V gegenüber dem Massepotential. Dies variiert jedoch In Abhängigkeit von der Steuerspannung, so daß die Steuersignalkomponente in das Ausgangssignal einbezogen 1st. Einer der Faktoren, die für den Eingangsabweichstrom verantwortlich sind, ist der Eingangsvorspannstroin des Operationsverstärkers 3. Es 1st allerdings nicht sehr schwierig, diesen Eingangsvorspannstrom auf einen Wert unterhalb einiger zehn Nanoampere zu regeln. Die Ursache für die Zunahme des Eingangsabweichstroms Hegt in erster Linie in der Eingangsabweichspannung der Operationsverstärker 3 und Der in der Verbindung oder Verzweigung 2 über den Widerstand R02 fließende Strom 1 bestimmt sich durch die Gleichung

V2 -£ Vl)/R02

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in welcher^ Vl und ^ V2 die Abweichspannungen (offset voltages) an den Verbindungspunkten 2 und 6 bedeuten. Es 1st schwierig, das Maximum des Absolutwerts (I A ^V2 -AVl () des Unterschieds zwischen den beiden Abweichspannungen auf weniger als 2 - 3 mV zu begrenzen. Bei einem Widerstandswert des Widerstands K02 von 1 k Jl erreicht der Eingangsabweicnstrom 3 nA beim Maximum. Bei einem Widerstand R02 von 10 k/1 beträgt er 300 ,uA beim Maximum. Wenn der Stromfluß durch den Widerstand R02 kleiner 1st als der größte, von der Eingangsklemme 1 über den Widerstand la In den Verbindungspunkt 2 fließende Strom, tritt eine unerwünscht nichtlineare Arbeitsweise auf. Aus diesem Grund muß der Widerstand RO 2 einen kleineren als einen vorbestimmten Widerstandswert besitzen.

Dies bedingt eine solche Auslegung der Schaltung gernlaß Flg. 1, daß 1m bereich eines nicht so großen Verstärkungsgrads der Widerstandsiert des Widerstands R02 1m allgemeinen auf einen kleinen Wert eingestellt wird, so daß ein größerer Strom fließen kann, während Im Bereich hohen Verstärkungsgrads (40 dB oder mehr). In welchem der Eingangsabweichstrom problematisch wird, der Wert des Widerstands R02 eine beträchtliche Größe erreicht, damit die Potentialschwankung an der Ausgangsklemme 10 aufgrund der Steuer- oder Regelspannung Vc möglichst weltgehend vermindert wird. Hierbei 1st 1n dem Bereich, 1n welchem der Verstärkungsgrad sehr hoch 1st« der Eingangsstrom sehr klein, so daß ein großer WErt dts Widerstands R02 andere Schaltungen wenig beeinflußt«

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Das obige Erfordernis wird durch die pn-Sperrschicht- bzw. -Übergangselemente erfüllt, nämlich durch die Dioden d3, d4, d5 und d6, die mit den Widerständen ROl und RO2 in Reihe geschaltet sind, welche an die Ausgangsklemme des durch den Operationsverstärker 7 gebildeten Stromspiegels (current mirror) angeschlossen sind. Die verwendeten Dioden d3 bis d6 zeigen die gewöhnliche SPannungs/Strom-Kennlinie (Vd - Id) gemäß Fig. 2. Bei einer solchen spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad fließt von den Vorspannungsquellen El und E2 ein geringfügiger Ruhestrom über die betreffenden Transistoren Ql bzw. Q4, um die in der Nähe des Nulldurchgangspunkts des Stroms auftretende Übergangsverzerrung zu begrenzen. Die Größe des Ruhestroms beträgt bei einem Verstärkungsgrad von 0 dB etwa 1 ,uA. Wenn ein Wert von 3 .uAals typischer Wert vorausgesetzt wird, betragen die Differential-Widerstände (rd - dVd/dld) der betreffenden Dioden d3 - d6 etwa 8,7 kXI . Obgleich unter diesen Bedingungen der Eingangsabweichstrom durch die Verwendung der Dioden d3 - d6 nicht verbessert wird, wird der Ruhestrom I der Transistoren Ql und Q3 durch Aufprägung einer hohen Steuerspannung Vc um 0,3 .uA verringert, wenn der Abweichstrom problematisch ist, d.h. bei einem hohen Verstärkungsgrad von z.B. 40 dB. An diesem Punkt beträgt der Differentialwiderstand rd der einzelnen Dioden d3 - d6 etwa 87 k J7 , mit dem Ergebnis, daß der Eingangsabweichstrom im Vergleich zu dem Fall, in welchem nur die Widerstandselemente ROl und R02 verwendet werden, erheblich reduziert wird. Die Differentialwiderstände der Dioden d3 - d6 sind sehr klein, wenn der Schaltungs-Verstärkungsgrad klein ist oder ein großer Signalstrom fließt, so daß der dynamische Bereich der Schaltung nur wenig eingeschränkt 1st. Da die Spannung an einer einzelnen Diode normalerweise um etwa 0,7 V abfällt,

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müssen die Widerstandserte der Widerstände ROl und R02 vorzugsweise um den für den Ausgleich dieses Spannungsabfalls der Diode benötigten Wert verringert werden. Bei der dargestellten Ausführungsform sind mit jedem Widerstand ROl und R02 zwei Dioden In Reihe geschaltet; In der Praxis können jedoch eine bis drei In Reihe geschaltete Dioden vorgesehen werden.

Flg. 3 zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher ein Transistor mit mehreren Emittern anstelle der Dioden d3 - d6 und ein Differentialverstärker anstelle des Operationsverstärkers 7 vorgesehen sind. Der durch den gestrichelten Block umrissene Operationsverstärker 7a umfaßt einen Differential verstärker mit Transistoren Q 11 und Q 12 sowie deren Lasttransistoren Q13, Q14 und Q15. Die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 7a ist die Basia des Transistors QIl, an welche, wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1, der Kollektor des Transistors Ql und das eine Ende des Widerstandselements ROl angeschlossen sind. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7a ist ein Verbindungsoder Verzweigungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors QIl und demjenigen des Lasttransistors Q13, mit dem die Basis des Mehremitter-Transistors Q16 vom npn-Typ verbunden ist. Der Kollektor dieses Transistors Q16 ist mit der Stromquelle +V verbunden. Der erste Emitter des Transistors Q16 1st Über den Widerstand R02 mit der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 verbunden, während sein zweiter Emitter mit dem anderen Ende des Widerstands ROl verbunden 1st. Da der Mehremitter-Transistor Q16 vom npn-Typ ist, 1st zwischen Basis und Emitterelektroden eine pn-Sperrschicht bzw. ein pn-übergang vorhanden. ERsichtlicherweise entspricht der pn-übergang zwischen Basis und erstem Emitter den Dioden d5 und d6 gemäß Fig. 1, während der pn-übergang zwischen Basis und zweitem Emitter den

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Dioden d3 und d4 entspricht. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 wirkt der Mehremitter-Transistor Q16 auch als Emitterfolger.

In Fig. 4 ist ein anderes Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem Dioden d7 und d8 zusätzlich zwischen ersten und zweiten Emitter des Mehremitter-Transitors Q16 und die Widerstände ROl und R02 geschaltet sind. Mit anderen Worten: bei dieser Ausführungsform sind zwei pn-Obergangselemente in Reihe zwischen die betreffenden Widerstände ROl und R02 sowie die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7a eingeschaltet. Durch diese Schaltkreiskonstruktion wird der Eingangsabweichstrom 1m Vergleich zur Ausführungsform gemäß Fig. 3 welter vermindert.

Wie erwähnt, kann erfindungsgemäß somit der Eingangsabweichstrom erheblich herabgesetzt werden, der bei der Integrierten, spannungsgesteuerten Schaltung mit variablem Verstärkungsgrad problematisch ist. Eine Beschränkung dieses Stroms auf unter lOO nA ist dabei einfach zu erreichen. Außerdem 1st hierbei kein übermäßig großer Widerstand des Operationsverstärkers erforderlich. Folglich wird der Höchststrom des Stromspiegels ausreichend erhöht, so daß eine nicht-lineare Arbeltswelse dieses Stromspiegels verhindert werden kann. Da zudem der E1ngangsabwe1chstrora auch ohne Verwendung eines großen Widerstands klein 1st, kann der Betriebsstrom der schaltung klein sein, so daß der Klirrfaktor bei großen Konstruktionstoleranzen verbessert wird.

Ersichtlicherweise sind dem Fachmann verschiedene Änderungen und Abwandlungen der vorstehend offenbarten Ausführungsformen möglich, ohne daß der Rahmen der Erfindung verlassen wird.

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Claims (2)

1. Henkel Kern, Feiler fr Hanzel Patentanwälte

   Nitohlstraße37 Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. D-8000München80

   Kawasaki-Shi. Japan " SUSSSiSaSKS_-

   Telegramme: ellipsoid

   16. Feb. 1977

   ANSPRÜCHE

   (1.1Spannungsgasteuerte Schaltung mit variablem Verstär- -s kungsgrad, bestellend aus einem ersten Operationsverstärker, an den ein Eingangssignal anlegbar ist, vier an die Ausgangsklemme des ersten Operationsverstärkers angeschlossenen Transistoren jeweils gleicher Polarität zum Dividieren des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers durch eine Gleichstroin-Verstärkungsgradregelspannung, zwei Rückkopplungsschaltungen zum phasengleichen Gagenkoppeln der Ausgangsstrome von zwei der vier Transisitoren an den Eingang des ersten Operationsverstärkers, einer Suuimiereinrichtung zum phasengleichen Summieren der Ausgangsströme der beiden anderen Transistoren, einem zweiten Operationsverstärker, dessen invertierende Einganjsklenme und dessen Ausgangsklemine in die erste Rückkopplungsschaltung eingeschaltet sind, und zwei Widerstandselemanten, die zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen des zweiten Operationsverstärkars sowie zwischen die Ausgangsklem.ne das zweiten Operationsverstärkers und die Eingangsklem.ne des ersten Operationsverstärkers geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dad die Schaltung mindestens ein mit dem ersten iJiderstandselsment in Reihe geschaltetes erstes pn-üoergangseiement und mindestens ein mit dem zweiten Widerstandseienient in Reihe geschaltetes zweites pn-übergangselement aufweist. 7n983A/07i3
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden pn-Qbergangselemente In einem MehrenHtter-Transistor vorgesehen sind, der eine mit der Ausgangsklemme des zweiten Operationsverstärkers verbundene Basis, einen mit dem einen Ende des ersten Widerstandselements verbundenen ersten Emitter, einen mit de« einen Ende des zweiten Widerstandselements verbundenen zweiten Emitter und einen an eine Stromversorgung angeschlossenen Kollektor aufweist.

   a Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Dioden vorgesehen sind, die In Reihe zwischen den ersten und denzweiten Emitter bzw. das erste und das zweite Widerstandselement eingeschaltet sind«

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