DE2721850C2

DE2721850C2 - Filter- und Demodulationsanordnung

Info

Publication number: DE2721850C2
Application number: DE2721850A
Authority: DE
Inventors: Rudolf Alexander Van Doorn; Hendrik Arie Van Eindhoven Essen; Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-05-28
Filing date: 1977-05-14
Publication date: 1983-06-09
Also published as: NL175575B; BE855101A; US4130806A; FR2361772B1; JPS52146156A; DE2721850A1; FR2361772A1; NL175575C; SE413273B; AU2548577A; CA1089028A; AU514328B2; GB1529544A; NL7605726A; SE7706093L

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches.

Bei Übertragung von Information auf elektromagnetischem Wege wird sendeseitig oft ein Träger moduliert, um ein Bandpaßsignal (digitalisiertes moduliertes Trägersignal) zu erhalten, das an die Eigenschaften der Übertragungsstrecke gut angepaßt ist. Empfangsseitig wird das der Übertragungsstrecke entnommene Signal demoduliert, nachdem in der Übertragungsstrecke erzeugte unerwünschte Signalanteile mittels eines Bandpaßfilters (des sogenannten Vormodulationsfilters) unterdrückt worden sind. Unerwünschte Signalanteile, die beim Demodulationsprozeß entstehen, werden oft mittels eines Tiefpaßfilters (des sogenannten Nachmodulationsfilters) unterdrückt

Die Erfindung ist hervorgegangen aus Untersuchungen auf dem Gebiete eines 2400 Baud-AM-Modems zur Übertragung von Datensignalen, ist jedoch nicht darauf beschränkt, da dieselben Grundlagen für andere Datengeschwindigkeiten, für andersartige informationstragende Signale und für andere Modulationsmethoden, wie Restseitenband-, Phasen- und Quadraturmodulation angewandt werden können, Obschon nachstehend von diesem 2400 Baud-AM-Modem die Rede sein wird, soll dies nicht als eine Beschränkung der Aftwendungsmög-Henkelten der Grundlagen nach der Erfindung betrachtet werden,

Beschreibung des Standes der Technik

Aus der DE-OS 22 01 391 ist eine eingangs genannte

ίο Anordnung bekannt Insbesondere wird mittels zweier transversaler Vormodulationsfilter und zweier analoger Modulatoren der Einfluß derjenigen Verzerrung in der Übertragungskenniinie dieser Vormodulationsfilter rückgängig gemacht, die durch eine Beschränkung der

is Dauer der Stoßantwort dieser Filter verursacht wird und in bezug auf die zentrale Frequenz dieser Filter asymmetrisch ist; weiter wird dadurch erreicht, daß kein Nachmodulationsfilter erforderlich ist

Die Struktur dieser bekannten Anordnung ist von hybrider Art, & h, daß zwar in den Transversalfiltem digitale Verzögerungselemente benutzt werden, daß aber im übrigen analoge Schaltungselemente wie Widerstände für die Gewichtungsnetzwerke, in denen die Filterkoeffizienten festgelegt sind, und analoge Modulatoren benutzt werden. Ein Nachteil dieser hybriden Struktur ist die Tatsache, daß, wenn eine derartige Anordnung einmal in einem Halbleiterkörper völlig integriert ausgebildet ist, gewisse Parameter wie Filterkennlinien schwierig geändert werden können und die Anordnung folglich nicht programmierbar ist Ein weiterer Nachteil dieser Hybridstruktur ist die Tatsache, daß für eine genaue Korrektur des Einflusses der asymmetrischen Verzerrung in der Übertragungskennlinie des Vormodulationsfilters bezüglich Gleichspannungsverschiebung (»dc-offset«) und anderer Unzulänglichkeiten, die bei analogen Schaltkreisen schwer vermeidbar sind, an die Modulatoren hohe Anforderungen gestellt werden, während es nicht möglich ist, hinter den Filtern digitale Modulatoren zu verwenden ohne Hinzufügung zusätzlicher Analog-Digital-Wandler.

Aufgabe der Erfindung ist es, eint «rollständig digitale Ausbildung einer Filter- und Demodulationsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, in der eine möglichst niedrige innere Bearbeitungsgeschwindigkeit verwendet wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentanspruches angegebenen Maßnahmen gelöst
Auf diese Weise wird eine digitale Filter- und Demodulationsanordnung erhalten, die sich für eine vollständige Integration in nur einem Halbleiterkörper durchaus eignet Andererseits kann durch eine getrennte Durchführung der Speicherung der Filterkoeffizienten leicht eine Anordnung erhalten werden, die programmierbar ist, d. h„ daß nach Integration gewisse Parameter auf eine Art und Weise geändert werden können, die an sich bekannt ist Weiter sind die Nachteile, die analoge Demodulatoren mit sich bringen, durch die digitale Ausbildung der Demodulationsmittel

eo umgangen.

Ausführungsbeispiele

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 eine blockschernattsche Darstellung einer Filter- und Demodulationsanordnung entsprechend dem Stand der Technik;

F i g. 2 eine blockschematische Darstellung einer

erfindungsgemäßen digitalen Filter- und Demodulationsanordnung.

In der folgenden Beschreibung werden nachstehende Abkürzungen verwendet;

AM — Amplitudenmodulation

ADC — Analog-Digital-Umsetzung

DAC — Digital-Analog-Umsetzung

QAM — Quadratur-Amplitudenmodulation

L Allgemeine Beschreibung

In Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zum Filtern und zum kohärenten Demodulieren eines Bandpaßsignals dargestellt, das über eine Übertragungsstrecke übertragen wird. Das der Übertragungsstrecke entnommene Signal erscheint an einem gemeinsamen Eingang 1 zweier Bandpaßfilter 2 und 3. Das gefilterte Bandpaßsignal am Ausgang des Filters 2 wird im Modulator 4 mit Hilfe eines normalphasigen Trägers, der an einem Ausgang 71 einer Ortsträgerquelle 7 verfügbar ist, demoduliert. Auf gleiche Weise wird das gefilterte Bandpaßsignal am Ausgang des Filters 3 im Modulators mit Hilfe eines Quadratnrträgers, der an einem Ausgang 72 der Trägerquelle 7 verfügbar ist, demoduliert. Die demodulierten Signale am Ausgang der Modulatoren 4 und 5 werden in einem linearen Kombinationskreis 8 addiert

In der DE-OS 22 01 391 ist dargelegt, daß durch eine spezielle Beziehung zwischen den Übertragungskennlinien des Filters 2 und 3 am Ausgang 9 des Kombinationskreises 8 unmittelbar das gefilterte informationtragende Basisbandsignal verfügbar ist, das auf der Sendeseite der Übertragungsstrecke zur Modulation eines normalphasigen Trägers zum Erhalten des Bandpaßsignals benutzt worden ist In diesem Fall erübrigt sich ein Nachmodulationsfilter, um unerwünschte Frequenzanteile zu unterdrücken, und außerdem ist dann der durch Beschränkung der Dauer der Stoßantwort des Filters 2 verursachte Einfluß der Verzerrung in der Amplitudenkennlinie Α^ω) des Filters 2 rückgängig gemacht worden, die in bezug auf die zentrale Frequenz ü)„, des Filters 2 asymmetrisch ist, und zwar dadurch, daß die Amplitudenkennlinie Α£ω) des Filters 3 eine entgegengesetzte asymmetrische Verzerrung aufweist Aus der mathematischen Erläuterung in der genannten Offenlegungsschrift geht hervor, daß die gewünschte Beziehung zwangsläufig erhalten wird, wenn die Stoßantworten lh(t) und lh(t) der Bandpaßfilter 2 und 3 den nachfolgenden Gleichungen entsprechen:

= hu(0 cos <ü_mt

wobei hi/t) die Stoßantwort des gegebenen Tiefpaßfilters ist.

Auf mathematischem Wege läßt sich auf einfache Weise darlegen, daß ein Bandpaßsignal, das sendeseitig durch Modulation eines Quadraturträgers mit einem informationtragenden Basisbandsignal erhalten worden ist, empfangsseitig mit Hilfe der Anordnung nach F i g. 1 dadurch gefiltert und demoduliert werden kann, daß der Modulator 4 mit dem Quadraturträger am Ausgang 72 der Trägerquelle 7 und der Modulator S mit dem normalphasigen Träger am Ausgang 71 der Trägerquelle 7 gespeist wird und daß weiter die Ausgangssignale der Modulatoren 4 t,nd 5 im Kombinationskreis 8 zueinander addiert werden.

Bei QAM-Signalen werderr sendeseitig gleichzeitig ein normalphasiger Träger und ein Quadraturträger derselben Frequenz amplitudenmoduliert Dadurch, daß die Anordnung nach F i g. 1 doppelt ausgebildet wird, wobei die Filter 2 und 3 gemeinsam benutzt werden, kann das Basisbandsignal, das vom normalphasigen Träger getragen wird, sowie das Basisbandsignal, das vom Quadraturträger getragen wird, auf die obenstehend erläuterte Weise zurückgewonnen werden.

Ein Nachteil einer analogen Ausbildung der Anordnung nach F i g. 1 ist die Tatsache, daß das Rückgängigmachen des Einflusses asymmetrischer Verzerrungen in den Übertragungskennlinien der Filter 2 und 3 auf einer Ausgleichstechnik beruht und folglich an die Modulatoren 4 und 5 bezüglich Gleichspannungsverschiebung (»dc-offset«) und anderer Unzulänglichkeiten, die bei analogen Kreisen schwer vermeidbar sind, hohe Anforderungen stellt Ein weiterer Nachteil, auch bei einer Hybridstruktur entsprechend der genannten Patentschrift, liegt in der Tatsache, daß, wenn eine derartige Anordnung einmal in einem oder mehreren Halbleiterkörpern völlig integriert -ausgebildet ist, gewisse Parameter wie Filterkennlinien schwierig geändert werden können und die Anordnung folglich nicht programmierbar ist Diese Nachteile lassen sich durch eine digitale Ausbildung der Anordnung nach Fig. lutigehen.

Eine erste digitale Ausbildung läßt sich dadurch erhalten, daß in F i g. 1 dem Eingang 1 ein ADC-Kreis vorgeschaltet und dem Ausgang 9 ein DAC-Kreis nachgeschaltet wird und daß weiter die Teile wie Filter 2 und 3, Modulatoren 4 und 5, die Trägerquelle 7 und der lineare Kombinationskreis 8 durch ihre digitalen Äquivalente, die an sich bekannt sind, ersetzt werden. Diese unmittelbare Übersetzung von analoger in digitale Ausbildung würde jedoch zu einer digitalen Anordnung führen, m der alle Teile Signalabtastwerte verarbeiten, die mit einer Abtastfrequenz auftreten, die nach dem bekannten Abtasttheorem mindestens der doppelten höchsten Frequenz in den zu verarbeitenden Signalen entspricht, was in diesem Fall die doppelte höchste Frequenz des dem Eingang zugeführten Signals bedeuten würde. Die Anzahl Bearbeitungen pro Zeiteinheit und damit die erforderliche Rechengeschwindigkeit der digitalen Anordnung hängt unmittelbar mit der Abtastfrequenz der Sign?dabtastwerte zusammen. Bei der Verwirklichung der Anordnung als integrierte Schaltung in einem oder mehreren HaIbleiterkörpern oder bei der Verwirklichung mit Hilfe eines sogenannten Mikroprozessors ist es von größter Bedeutung, daß die erforderliche Rechengeschwindigkeit auf möglichst niedrige Werte zurückgebracht wird. In der digitalen Ausbildung der Filter- und Demodula· tionsanordnung, von der Jas Blockschaltbild in F i g. 2 dargestellt ist, wird nun im Vergleich zu der obenstehend erläuterten ersten digitalen Ausbildung eine wesentliche Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen erhalten.

In F i g. 2 sind der ADC-Kreis am Eingang und der DAC-Kreis am Ausgang nicht dargestellt, weil die Anordnung sich auch für Anwendungen eignet, in denen das Bandpaßsignal bereits in digitaler Form verfügbar ist bzw. in denen das zurückgewonnene Basisbandsignal in digitaler Form erwünscht ist. Falls erwünscht können diese Kreise auf bekannte Weise hinzugefügt werden.
Einem digitalen Eingang 10 der Anordnung in F i g. 2

wird ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz f_H = MTh zugeführt, die mindestens der doppelten höchsten Frequenz im äquivalenten analogen Signal entspricht, das der Übertragungsstrecke entnommen worden ist. Der Eingang 10 ist mit zwei interpolierenden Digitalfiltern 20 und 30 verbunden, die durch einen Steuerkreis 60 gesteuert werden. Dieser Steuerkreis 60 weist einen Ausgang 610, an dem ein Steuersignal mit einer Frequenz 4v verfügbar ist, und einen Ausgang 620 auf, an dem ein Steuersignal mit einer Frequenz 4 verfügbar ist, wobei 4 = 1/77. höchstens der doppelten Höchsten Frequenz im äquivalenten analogen Basisbandsignal entspricht. Zwischen den Frequenzen 4/und 4 gibt es ein rationales Verhältnis. Die Digitalfilter 20 und 30 sind Bandpaßfilter und haben digitale Stoßantworten hjofnTn) und Λ^λΓ«), die durch die nachfolgenden Gleichungen gegeben werden:

= hi/nTti) cos (πωπ

wobei hi/nTn) die Stoßantwort eines gegebenen digitalen Tiefpaßfilters ist und &>_m die Mittenfrequenz der Filter 20 und 30. Das digitale Ausgangssignal des Filters 20 wird in einem digitalen Modulator 40 mit einem digitalen normalphasigen Träger multipliziert, der an einem Ausgang 710 einer digitalen Trägerquelle 70 verfügbar ist. Auf gleiche Weise wird das digitale Ausgangssignal des Filters 30 in einem digitalen Modulator 50 mit einem digitalen Quadraturträger multipliziert, der an einem Ausgang 720 der digitalen Trägerquelle 70 verfügbar ist. Die Trägerquelle 70 wird durch den Steuerkreis 60 gesteuert. Die digitalen Ausgangssignale der Modulatoren 40 und 50 werden in einem digitalen linearen Kombinationskreis 80 addiert, so daß am Ausgang 90 des Kombinationskreises 80 ein gefiltertes und demoduliertes digitales Signal erhalten wird, dessen äquivalentes analoges Signal dem gewünschten Basisbandsignal entspricht.

2. Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2

Zur Beschreibung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2 wird nun beispielsweise vorausgesetzt daß der Übertragungsstrecke ein analoges Signal entnommen wird, das durch ein Bandpaßsignal im Frequenzband von 200—3200 Hz und durch Rauschen oder andersartige Störungen gebildet wird, dessen Frequenzspektrum mit Hilfe eines nicht näher dargestellten einfachen analogen Filters auf ein Frequenzband von 0—7200 Hz beschränkt ist. Dieses Bandpaßsignal kann beispielsweise von einem Sender herrühren, in dem ein normalj.!.asiger Träger mit einer Frequenz von 1700 Hz durch ein 2400 Baud-Datensignal amplitudenmoduliert ist. dessen Frequenzspektrum zunächst auf eine Maximalfrequenz von 1500 Hz begrenzt ist Mittels der Filter- und Demodulationsanordnung soll dieses Basisband-Datensignal aus dem Bandpaßsignal zurückgewonnen werden und sollen zugleich Rauschen und andersartige Störungen in den Frequenzbändern von 0—200 Hz und von 3200—7200 Hz möglichst unterdrückt werden. Die höchste Frequenz in dem der Übertragungsstrecke entnommenen analogen Signal beträgt 7200 Hz. so daß auf Grund des Abtasttheorems dieses Signal eindeutig in ein digitales Signal mitteis einer Abtastfrequenz Fh = 14,4 kHz mit Hilfe eines ADC-Kreises umgewandelt werden kann. Dieses digitale Signa! wird beiden digitalen Filtern 20 und 30 zugeführt, die ein Durchlaßband von 200—3200 Hz

aufweisen. Mit Hilfe der Gleichungen (3) und (4) lassen sich die Stoßantworten dieser Filter aus der Stoßantwort hi/πΤπ) eines digitalen Tiefpaßfilters mit einer Bandbreite von 1500 Hz dadurch ableiten, daß ωJ2 η gleich 1700Hz gewählt wird. Nach diesen digitalen Filter- und Demodulationsbearbeitungen ist am Ausgang 90 das Basisbanddatensignal in digitaler Form verfügbar.

Bekanntlich kann dieses 2400 Baud-Datensignal durch ein digitales Signal mit einer Abtastfrequenz 4 = 2,4 kHz eindeutig dargestellt werden. Dies bedeutet, daß im Kombinationskreis 80 nur alle '/2400 Sekunde eine Addition der .Signalabtastwerte am Ausgang der digitalen Modulatoren 40 und 50 durchgeführt zu werden braucht. Da die Ausgangssignale dieser Modulatoren zu jedem Abtastzeitpunkt nur von den zu diesem Zeitpunkt vorhandenen Eingangssignalen abhängig sind, weil die Modulatoren keine Speichereigenschaften aufweisen, können die beiden digitalen Modulatoren 40, 50 und ihre digitale Trägerquelle 70 zum Verarbeiten digitaler Signale mit einer Abtastfrequenz 4 — 2,4 kHz statt mit einer Abtastfrequenz fn - 14,4 kHz eingerichtet werden. Die Modulatoren 40, 50 und die Trägerquelle 70 sind dazu mit dem Ausgang 620 des Steuerkreise» 60 statt mit dem Ausgang 610 verbunden. Dies bringt eine Einsparung der Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit urid folglich eine Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit mit sich, obschon diese Verringerung relativ gesehen nicht sehr groß ist, weil der größte Teil der mathematischen Bearbeitungen pro Zeiteinheit in den digitalen Filtern 20 und 30 stattfindet.

Eine wesentlich wichtigere Einsparung der Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit wird dadurch erhalten, daß diese Abtastfrequenzverringerung bis in die beiden digitalen Filter 20 und 30 fortgesetzt werden kann, weil diese Filter nun nur Signalabtastwerte mit einer Abtastfrequenz 4 = 2,4 kHz den beiden digitalen Modulatoren 40 und 50 anzubieten brauchen. Diese digitalen Filter 20 und 30 werden dazu als interpolierende digitale Fi'*er mit einer Eingangsabtastfrequenz f_H = 14,4 kHz und einer Ausgangsabtastfrequenz 4 = 2,4 kHz ausgebildet. Derartige Filter sind an sich bekannt, und an dieser Stelle genügt es auf die im Anhang angegebene Literatur hinzuweisen. Eine interessante Ausbildung eines interpolierenden digitalen Filters ist in der niederländischen Offenlegungsschrift 74 12 225 beschrieben worden, auf die an dieser Stelle ebenfalls verwiesen wird. Diese Ausführungsform ermöglicht es, jedes interpolierende Digitalfilter mit einem rationalen Interpolationsfaktor 4/4 zu verwirklichen. Die Verwendung interpolif «nder Digitalfilter in der Anordnung nach F i g. 2 ergibt eine wesentlich größere Verringerung der inneren Bearbeitungsgeschwindigkeit als die Abtastfrequenzverringerung in den digitalen Modulatoren, weil in den Filtern eine wesentlich größere Anzahl mathematischer Bearbeitungen pro Zeiteinheit erfolgt als in den Modulatoren.

Durch die erzielte Verringerung der innerer· Bearbeitungsgeschwindigkeit in der digitalen Filter- und Demodulationsanordnung entsteht die Möglichkeit alle Multiplikationen, die zum Filtern und zum Demodulieren notwendig sind, mit Hilfe nur eines digitalen Multiplizierers durchzuführen. Alle Multiplikationen, die zum Errechnen eines bestimmten Signalabtastwertes am Ausgang der Anordnung notwendig sind, werden von diesem einen digitalen Multiplizierer auf die für den

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Fachmann bekannte Art und Weise hintereinander 11 — 13,1973, Seiten 23 — 11 bis 23 —15.

durchgeführt. L R. Rabiner et al., »Terminology in digital signal

processing«, IEEE Trans. Audio Electroacoust.,

^Llteratur: Heft AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, Seiten

M. Bellanger et al., »Digital filtering of bandlimited ■> 322—337.

signals: Interpolation, extrapolation and distortions R. W. Schafer et al., »Α digital signal processing

due to various truncations. Reduction of computa- approach to interpolation«, Proc. IEEE, Heft 61,

tion speed in digital filters«, IEEE - ICC₁ June Nr.6,Juni, 1973,Seiten692-702.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Schaltungsanordnung zum Filtern und Demodulieren von bandpaßsignalen, die durch Modulation eines Trägers mit einem auf ein gegebenes maximales Frequenzband begrenzten Basisbandsigna! (Nutzsignal) erhalten worden sind, mit einem ersten, von einem normalphasigen Träger gesteuerten Modulator und einem vorgeschalteten ersten teilweise digital ausgeführten Bandpaßfilter zum Filtern des Bandpaßsignals (digitalisiertes moduliertes Trägersignal) entsprechend einer ersten Übertragungsfunktion zum Erzeugen eines ersten gefilterten Bandpaßsignals und weiter mit einem zweiten, von einem Quadraturträger gesteuerten Modulator und einem vorgeschalteten zweiten teilweise digital ausgeführten Bandpaßfilter zum Filtern des Bandpaßsignals entsprechend einer zweiten Übertragungsfunktion zum Erzeugen eines zweiten gefilterten Bandpaßsignals, wobei die Übertragungsfunktion des ersten Bandfilters gegenüber der xtes zweiten Bandfilters, abgesehen von ihrer in bezug auf die zentrale Frequenz asymmetrischen Verzerrung, um 90° phasenverschoben ist und die aus den ersten und zweiten gefilterten Bandpaßsignalen erzeugten ersten und zweiten demodulierten Signale einem Zusammenfügungsnetzwerk zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandpaßfilter (20,30), die Modulatoren (40, 50) und das Zusammenfügungsnetzwerk (80) alle vollständig digital ausgeführt sind, wobei die Bandpaßfilter (20, 30) abtastfrequenzverringernde Digitalfilter -md und Signalabtastwerte der Bandpaßsignale, die mit einer ersten Abtastfrequenz auftreten, die höher ist als die doppelte höchste Frequenz des Bandpaßsigoals, in Signalabtastwerte der ersten und zweiten gefiltei ten Bandpaßsignale umwandeln, die mit einer zweiten Abtastfrequenz auftreten, die nicht höher ist als die doppelte höchste Frequenz des Basisbandsignals, und die Modulatoren (40,50) und das Zusammenfügungsnetzwerk (80) diese Signalabtastwerte mit dieser zweiten Abtastfrequenz digital verarbeiten.