DE2725387A1

DE2725387A1 - Korrekturanordnung fuer ein datenuebertragungssystem

Info

Publication number: DE2725387A1
Application number: DE19772725387
Authority: DE
Inventors: Michel Levy; Cesar Prof Macci; Geb Danjon Odile Macci
Original assignee: Agence National de Valorisation de la Recherche ANVAR
Current assignee: Bpifrance Financement SA
Priority date: 1976-06-04
Filing date: 1977-06-04
Publication date: 1977-12-15
Also published as: FR2354003B1; US4184129A; FR2354003A1

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Wüickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke

DiPL.-Ing. F. A.WeiCKM ANN, Dl P L.-C H EM₀Il₇ Hu B

2?25

XI

8 MÜNCHEN 86, I)HN

POSTIACH 860 820

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 9Sl"»21/22

AGENCE NATIONALE DE VALORISATION QET LA RECHERCHE

(ANVAR)

13» rue Madeleine Michelle F-92522 Neuilly-sur-Seine, Frankreich

Korrektiiranordnung für ein Datenübertragungasyatem

7098&0/11 SO

27253S7

01« vorliegend« Erfindung bezieht sich auf Systeme zur Datenübertragung, bei denen Daten in Fora von aufeinanderfolgenden quantitativen Symbolen zwischen zwei voneinander entfernt liegenden Stellen unter Verwendung eines Ubertragungakanals übertragen werden. Die vorliegende Erfindung bezieht sich inabesondere auf eine Korrekturanordnung, die so ausgebildet 1st, daß sie zwischen der Ausgangeseite des Datenübertragungskanala und einem Modulator-Demodulator oder Mode» angeordnet ISt₁UUd die Verzerrungen des Signals korrigiert, wodurch die Zuverlässigkeit des Systems gesteigert wird.

Bevor die Erfindung beschrieben wird, dürfte es nützlich sein, gewisse Eigenschaften derartiger Datenübertragungssysteme zusammenzustellen und die Bezeichnungen aufzuführen, die im folgenden benutzt werden.

Die System«, auf die sich die Erfindung bezieht, dienen zur Übertragung einer Folge von Daten, die bezeichnet werden durch die Form { ·····* ···· 1 » ⁰⁰J- ^{der es ßich} um irgendeinen Datengegel aus einer Vielzahl von quantitativen Datenpegeln (in typischer Welse die Pegel + 1) handeln mag. Der Index J bezeichnet das J-te Datensymbol.

üblicherweise wird das j-te Datensignal a. als ein proportionaler Impuls übertragen, der wie folgt bezeichnet ist ι

), t£ [ϊα, (d+1)/| (D

Hierin bedeuten ι

a. dar quantitative Pegel eines Datensignals, _Λ das Zeltintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Daten bzw· Datensignalen, d.h. das

709850/115 0

Zeltintervall, welches für die Übertragung des Datensignals a. zugelassen ist, d ist ein schmaler Impuls.

Bei der Übertragung wird ein Träger alt einer Frequenz J _c benutzt. Die Anfangsphase des Trägersignals wird mit M^ _Q bezeichnet. Derzeit werden zwei Modulatione_Ar_ten benutzt. 1. Bei der Quadratur-Amplitudenmodulation, die im folgenden auch als QAM-Modulation bezeichnet werden wird, werden zwei Datenfolgen (»'..» ^a"_i) über den Übertragungskanal Übertragen, wobei jede dieser Datenfolgen einen der beiden Quadraturträger moduliert. Sodann kann das übertragene Signal durch einen realen Teil des nachstehend angegebenen komplexen Signals dargestellt werden, welches folgender Beziehung genügt:

-D(t) - 2j aj d(t-d) Δ ) exp i (2 TT v?_c t - f _Q) (1) dabei gilt:

d(t) ist eine reale Funktion.

2. Bei der Einseitenbandmodulation, die derzeit als SSB-Modulation bezeichnet wird, ist das Datensignal a. ein reales Signal, welches durch zwei Quadraturfilter geleitet wird. Sodann besitzt das übertragene Signal ebenfalls die durch die Gleichung (1) oben angegebene Form, wobei allerdings d(t) eine komplexe analytische Funktion ist.

Schließlich sei noch auf die Doppel- oder Zwei sei tenbandmodulation, als DSB-Modulation bezeichnet, hingewiesen, bei der ein einziger Träger verwendet wird. Auch in diesem Fall trifft die Gleichung (1) noch zu, wobei allerdings

dann a" ■ 0 ist und wobei d(t) eine reale Funktion ist. 0

709850/11S0

Der Ubertragungskanal wirkt als Filter, welches eine Verzerrung in de* Übertragenen Signal hervorruft und zwischen den Symbolen Interferenzen, die als ISI-Störungen bezeichnet werden, erzeugt. Die ISI-Störung ist dabei Überhaupt umso bedeutsamer, Je höher die Bitrate ist. Bei der derzeit benutzten Bitrate von 9600 Bits/s sind die Systeme dieser Störung sehr stark ausgesetzt, was zu ungenauen Ergebnissen führen kann.

Bei derartigen Systemen führt die Demodulation durch den Modem am Ausgang des Kanals zur Erzeugung von zwei QuadratürSignalen, also zu zwei um 90° gegeneinander verschobenen Signalen, und zwar zumindest bei den QAM-Systemen. Dies wird unter Anwendung irgendeines Verfahrens von mehreren Verfahren erreicht.

Gemäß einer ersten Lösung, die als völlig konventionell bezeichnet wird, wird eine Demodulation dadurch erreicht, daß eine Multiplikation mit zwei Quadraturträgern und eine Tiefpaßfilterung vorgenommen werden, wie dies weiter unten noch ersichtlich werden wird. Bei den Einseitenband- und Zweiseitenbandsystemen wird eine Demodulation nicht immer mit zwei Quadraturträgern ausgeführt, sondern zuweilen mit lediglich einem Träger, um den Empfänger zu vereinfachen, wie dies bezüglich eines Systems mit Zweiseitenbandmodulation in Fig. 1 veranschaulicht 1st. Diese Vereinfachung beeinflußt jedoch nachteilig die Leistungen des Systems, wenn eine starke Interferenzstörung zwischen den Symbolen auftritt.

Nach Demodulation kann das komplexe empfangene Signal

x(t) - X¹Ct) ♦ i - x"(t) O)

wie folgt geschrieben werden:

x(t) - Σ. a. s(t-J4) exp if + b(t)

709850/11SO

27253S7

Hierin bedeuten*

H¹ der Phasenfehler ^₁-Y₀ wiachen dem empfangenen Träger und der deaodulierenden Bezugswelle}

b(t) das koaplexe Qeräusch auf den beiden Quadratur» kanälen, die durch den Ubertragungaakanl zuaammengefafit sind;

s(t) ein koaplexea Iepulsverhalten dea Kanals, unter Einbeziehung der Modulations- und Daaodulations-Tilter.

Venn e(t) koaplex ist, was Üblicherweise der Fall ist, stören sich die beiden Quadratureignale gegenseitig. Ls sind bereite Versuche unternoaaen worden, im diese Störungen und die Interferenz zwischen den Symbolen (ISI — Störung) durch Verwendung eines Filters zu unterdrücken, das als "Entzerrer" bekannt ist und das eine übertragungsfunktion besitzt, die so nahe wie Möglich den inversen Verlauf des Kanalfiltere entspricht. Dieser Entzerrer enthält Üblicherweise eine Abtastschaltung und ein digitales Transversalfilter. Die Abtastphase T _q wird bei eines Wert gewählt» der nahe des Zeitpunktes liegt, bei des e(t), d.h. die Charakteristik des Kanals, ein MaxlauB aufweist. Auf dies« Weise wird versucht, die Abtastphase so nahe wie eöglich bei T (_das ist die auf den Kanal zurückgehende Verzögerung) zu legen. Das abgetastete Signal kann dann wie folgt angegeben werden:

..., x_o - χ ( r_o),..., Xj - χ ( r_o ♦ j & ), ... (5)

und das entzerrte Signal istι ^ ^

y. - τ h^J. χ - H. . X. (6)

^J k - -N k J-k ^{J J}

Hierin sind!

(x· + ix»

70985D/1150

H. ist der Abgriffvektor des Entzerrers zur Zeit

Η, 1st «in komplexer Vektor; N+M+1 ist die Zahl der Abgriffe des Entzerrers; sie beträgt etwa 20 für Telephonleitungen bei einer Bitrate von 96ΟΟ Bits/s.

Die Demodulation bei der Einseitenband-oder Zweiseitenbandmodulation kann bei lediglich einem Träger vorgenommen werden. Dann gilt:

^x"k * ^Ö>
H"d * °-

2. Eine andere Lösung, die als"Pnasenteiler"-Lösung bekannt geworden ist, 1st in dea "The Bell System Technical Journal", Nr. 2, Februar 1973, Seiten 219 bis 238 von R.D. Gitlin unter dem Titel""Passband equalisation for differentially phase modulated data signals" veröffentlicht worden.

Gemäß dem Phasenteilungsverfahren wird das empfangene Signal in einem 90°-Phasenschleberfliter verarbeitet, welches ein zweites Signal liefert, das um 90° gegenüber dem empfangenen Signal am Eingang eines Demodulators phasenverschoben ist. Auf der Ausgangeseite des Modulators sind eine Abtastschaltung und ein komplexer Entzerrer vorgesehen. Die betreffende Schaltungsanordnung arbeitet dabei in derselben Richtung wie der Entzerrer gemäß dem ersten Verfahren, um ein komplexes Ausgangesignal abzugeben. Sodann wird die Demodulation digital vorgenommen, indem eine komplexe Multiplikation dieses Ausgangseignais mit folgendem Ausdruck vorgenommen wirdt

709850/1150

Eine derartig« Verfahrensweise wird generell als Durchlaßbereichs-Entzerrung bezeichnet. Ein entsprechendes Netzwerk wird weiter unten unter Bezugnahme auf Fig. 9a weiter ins einzelne gehend erläutert werden. Gemäß Fig.9b wird die Entzerrung nach einer komplexen Multiplikation Bit e"'^{21/T v1} c^"^ilfr vorgenommen. Durch die Systeme gemäß Fig. 9a und 9b werden äquivalente Ausgangssignale für den Fall geliefert, daß die komplexen Koeffizien-

1 2

ten h. und h> der Durchlaßbereichs- und Basisband-Entzerrer entsprechend folgender Beziehung zusammenhängen: _Ί

¹ I**⁰** »ltk.-N Ο,)

κ > (1U)

Das zuletzt genannte System weist einen Basisband-Entzerrer wie in dem herkömmlichen System (nach dem zuerst genannten Verfahren) auf. Dieses Verfahren wird unter Bezugnahme auf Fig. β vollständig beschrieben werden.

Die oben beschriebenen Entzerrer funktionieren in zufriedenstellender Weise mit einem adaptiven oder lernenden Algorithmus, der gegeben ist durch

I ""*£ " Ρζ^Η ^(yk " ^k* '¹¹⁾

in dem System gemäß Fig. 8, oder mit einem äquivalenten Algorithmus bei dem Phasenteilungsverfahren, und zwar wenn und nur wenn die Änderungen in den Kanal-Charakteristiken (und die Änderungen in der Trägerphase) gering sind. Als praktische Regel ist anzumerken, daß zufriedenstellende Ergebnisse dann erzielt werden können, wenn das Signal-Stör-Verhältnis hoch ist

709850/1 150

(2OdB oder höher) und wenn die Phasenabweichung gering und langsam veränderbar ist.

In den «eisten Fernsprechnetzwerken zeigt jedoch der Phasenfehler f , der in der Gleichung (4) auftritt, schnelle Änderungen, und zwar aufgrund des Phasenzitterns oder Böglicherweise aufgrund einer Frequenz-Versetzung. Nunmehr ist die Geschwindigkeit der Anpassung oder des Lernens gemäß dem Algorithmus (11) eine Funktion der Anzahl der Abgriffe. Diese Geschwindigkeit ist für einen Entzerrer mit einer großen Anzahl τοη Abgriffen niedrig. Oa eine derart große Anzahl von Abgriffen notwendig isx, um eine zufriedenstellende Entzerrung zu erreichen, können herkömmliche Entzerrer das Phasenzittern nicht beseitigen, welches mit einer höheren Frequenz als 100 Hz und mit einer großen Amplitude (30° oder höher) auftreten kann.

Es sind bereits verschiedene Versuche unternommen worden, um das Problem zu lösen. Eine Lösung ist in der Zeitschrift "The Bell System Technical Journal", Vol. 55, No. 4, April 1976, Seiten 409 bis 428 von D.D.Falconer unter der Bezeichnung "Analysis of a gradient algorithm for simultaneous passband equalization and carrierphase recovery" beschrieben worden. Gemäß dieser Lösung erfolgt eine Bewertung des Phasenfehlers (f und die Einführung des abgeschätzten Wertes in den Demodulationsprozeß. Durch diese Lösung können Phasenfehler kompensiert werden, wobei allerdings die betreffende Lösung außerstande ist, Amplitudenverzerrungen zu korrigieren, die auf eine veränderbare Dämpfung zurückgehen. Die für diese Ausführung erforderliche Hardware ist relativ teuer.

Ee gehört ferner bereits zum Stand der Technik (US-PS 3 935 535), eine Korrekturanordnung mit einem Entzerrer vorzusehen, der die Verzerrung zwischen

709850/1150

- yf-

Symbolen beseitigt. Diese bekannte Anordnung weist ferner ein Phasenkorrekturnetzwerk auf» welches eine Phasenverriegelungsschaltung für eine Fehlerbewertung enthält. Die Anordnung basiert auf der Operation der periodischen Übertragung einer speziellen Folge von Daten. Hierin liegt aber eine erhebliche Einschränkung la Einsatz dar betreffenden Anordnung.

Eine noch weitere bekannte Korrekturanordnung (FR-PS 2 283 606) weist einen Entzerrer auf« der in Serie bezüglich eines Phasendetektors und eines Phasenfilters angeordnet ist, ohne daß dabei Anpassungseigenschaften vorliegen. Weitere Systeme (siehe beispielsweise die Zeltschrift "ILEl. International Conference on Communications", 11.-13.6.1973, Selten ?-31 bis 2-38) entsprechen da« System, wie es aus der US-PS 3 935 335 bekannt ist.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Korrekturanordnung zur Korrektur von Verzerrungen zu schaffen, die auf die Ubertragungskanäle in DatenUbertragungssystemen zurückgehen. Die neu zu schaffend· Anordnung soll die Möglichkeit mit sich bringen, die Phasenbewertung einzusparen und durch Anwendung lediglich einer linearen Verarbeitung ausgeführt werden können. Überdies soll die neu zu schaffende Anordnung eine genaue Datenübertragung beim gleichzeitigen Vorhandensein «Ines schnellen Phasenzittarna und einer Interferenz zwischen Symbolen ermöglichen.

Gelüst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegeben· Erfindung.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung 1st eine Korrekturanordnung für ein DatenÜbertragungssystern geschaffen.

7098ΒΠΜ 150

welches Daten zwischen an voneinander entfernt liegenden Stellen und dgl. zu Übertragen gestattet, wozu ein Ubertragungskanal benutzt wird, dessen übertragungsfunktion eine Hauptkomponente, die sich nicht oder langsam ändert, und zumindest eine weitere Konponente enthält, deren Zeitkonstante wesentlich geringer ist und deren Auswirkung schwächer 1st. Die Anordnung ist zwischen dem Ausgang des Kanals und den Detektorschaltungen vorgesehen. Sie umfaßt in einer Kaskadenanordnung ein Entzerrerfilter und ein digitales selbstadaptierendes Netzwerk, welchem ein Steuersystem zugeordnet ist, das entsprechend einem Lernalgorithmus arbeitet. Das Sntzerrerfilter ist so ausgelegt, daß es die Auswirkungen der genannten Hauptkomponente beseitigt. Das digitale Netzwerk stellt/adaptives Transversalfilter dar, welches eine geringe Anzahl von Abgriffen und eine kleine Zeitkonstante im Vergleich zu der Geschwindigkeitsänderung der anderen Komponente aufweist. Das Steuersystem für das digitale Netzwerk benutzt einen linearen Algorithmus vom ^NGradienten^M-Typ, um eine Anpassung an die Abgriffkoetitizlenten zu erreichen.

Wenn das digitale Netzwerk dazu dient, die Auswirkungen des Phasenzitterns auf Fernsprechleitungen zu Überwinden, genügt es im allgemeinen, mit lediglich einem (möglicherweise komplexen ) Koeffizienten auszukommen. In anderen Fällen kann es bevorzugt sein, das Filter mit zwei oder drei Abgriffen zu versehen oder sogar zwei Netzwerksstufen oder noch mehr Netzwerkestufen in Kaskade geschaltet zu verwenden. In dem Fall wird die Anzahl der Abgriffe der Stufen üblicherweise abnehmen, wenn sie weiter in dem Datenweg entfernt vorgesehen sind. Die Erfindung 1st dabei nicht in ihrer Anwendbarkeit auf das Phasenzittern beschränkt, das auf Fernsprechleitungen vorhanden ist. Sie ist vielmehr anwendbar, wenn

709850/1150

in einem Ubertragungskanal zumindeat zwei Arten einer linearen Verzerrung eingeführt sind, die unterschiedliche Bereiche in der Änderungageechwindigkeit mit alch bringt, wobei die eine vorherrechende Verzerrung sich langaamer ändert.

Ee kann sein, daß der Haupteffekt oder wesentliche Lffekt unveränderbar oder konstant lets In diesem Fall kann dann die Zwischensymbolstörung (ISI) dadurch unter drückt werden, daß ein Entzerrerfilter verwendet wird, welcheβ kein digitales und adaptiveβ Filter zu sein braucht· Im Falle einer sehr langsamen Änderung kann eine periodische Einstellung durch eine Bedienperson genügen. Dies ist der Fall für die übertragung auf Kabeln. Sodann erfolgt eine solche Anpassung des adaptiven Netzwerks, daß Jeder schnellen Änderung der Übertragungsfunktion des Kanals gefolgt oder nachgelaufen wird, beiepielsweise zur Korrektur von zeitlichen Schwankungen bzw. von Zeltzitterfehlern auf Kabeln, die mit Zwischenverstärkern ausgerüstet sind.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt In einem vereinfachten Blockdiagramm ein mit ^Zweisej.tenbandmodulation arbeitendes Übertragungssystem, bei dem ein einziger Träger verwendet wird und das fur eine Basisbandentzerrung ausgelegt sein kann. Flg. 2 zeigt in einem Blockdiagramm einen Entzerrer, der in dem System gemäß Fig.1 verwendet werden kann, wobei eine Demodulation bei einem einseinen Träger ausgeführt wird.

Fig. 3 zeigt in einem Blockdiagramm einen aus dem System gemäß Flg. 1 herausgenommenen Empfänger, der allerdings entsprechend einer weiteren AusfUhrungsform der Erfindung aufgebaut 1st.

709850/1150

- ιΚ-

Fig· 4 zeigt in einem Blockdiagranm ein digitales adaptive« Netzwerk für die Vervendung in dem Empfänger gemäß Fig. 3 zum Zwecke der Korrektur des Phasenzitterns.

Fig. 5 zeigt in einem Blockdiagramm eine Anordnung mit einem Entzerrerfilter als erste Stufe und einem zur Unterdrückung des Phasenzitterns dienenden adaptiven Netzwerk als zweite Stufe für einen Empfänger, in dem eine Demodulation bei einem einzigen Träger erfolgt. Fig. 6 zeigt in ähnlicher Ansicht wie Fig. 5 eine Anordnung mit einem zweistufigen komplexen Entzerrer für ein mit Quadratur-Amplitudenmodulation arbeitendes System, bei dem mit herkömmlicher Demodulation gearbeitet wird.

Fig. 7 zeigt das bei der AusfUhrungsform gemäß Fig. 6 verwendete adaptive digitale Netzwerk. Fig. 8 zeigt in einem Blockdiagramm einen für Quadratur-Amplitudenmodulation ausgelegten Empfänger, bei dem eine Demodulation von Trägern erfolgt, die in Phase und um 90° phasenverschoben sind, wobei eine komplexe Basisbandentzerrung erfolgt.

Fig. 9a und 9b zeigen in Blockdiagrammen zwei AusfUhrungsformen eines für die QuadraiJbur-Amplitudenmodulation ausgelegten Smpfängers mit einer Phasenteilung sowie mit einer komplexen Entzerrung im Durchlaßbereich bzw. im Basisband.

Fig. 10 zeigt in einem entsprechenden Blockdiagramm wie Fig· 8 einen Empfänger für ein Einseitenband- oder Zweiseitenbandsystem, bei dem eine Demodulation des in Phase befindlichen Trägers bzw. des um 90° phasenverschobenen Trägers erfolgt.

Fig. 11 zeigt in einem Blockdiagramm einen zweistufigen adaptiven Basisbandentzerrer für Einseitenband- oder Zwelseitenbandsysteme mit einer Phasenteilerdemodulation.

709850Π 150

Fig. 12 zeigt in einem Blockdiagramm einen zweistufigen komplexen Entzerrer für ein mit Quadratur-Amplitudenmodulation arbeitendes System, bei dem eine Durchlaßbereich-Entzerrung erfolgt.

Fig. 13 veranschaulicht den PrUfbereich für die Anpassung der Koeffizienten der zweiten Stufe des Entzerrers. Flg. 14 zeigt in einem Blockdiagramm einen zweistufigen komplexen Entzerrer für ein mit Quadratur-Amplitudenmodulation arbeitendes System, welches hinsichtlich der Begrenzung der Schwankungen der Koeffizienten der zweiten Stufe verbessert ist.

Im folgenden werden bevorzugte AusfUhrungsfomen der Erfindung näher beschrieben, die speziell angepaßt sind an unterschiedliche Arten von Modulationsverfahren· Zunächst werden Einseitenband- und Zweiseltenbandsysteme mit einem einzigen Demodulationssignal beschrieben.

In Fig. 1 ist ein mit einem einzigen Träger arbeitendes Zweiseitenband-Ubertragungssystem veranschaulicht, welches einen Sender, einen Übertragungskanal und einen Empfänger umfaßt.

Der Sender mag folgende Elemente umfassens Eine quantisierte Daten abgebende Datenquelle 10, die eine Datenfolge a. erzeugt; ein zur spektralen Formung dienendes Filter 11, von dessen Ausgang die Impulsfolge a.d(t-3 Δ ) mit einer Bitrate abgegeben wird, die beispielsweise 9600 Bits/s beträgt; einen Modulator 12, der die Datensymbole an einem Eingang und die Trägerwelle cos (2 TrO _ct -'-f_o) an einem weiteren Eingang aufnimmt.

Der Übertragungskanal 13 (bei dem es sich beispielsweise um eine Fernsprechleitung handeln mag) erhält die ein-

709850/1150

treffenden Daten und gibt Daten ab, die durch die ZwischensymbolstOrung (ISI) und durch die Stoning b(t) beeinflußt sind.

Der Empfänger umfaßt folgende Elementes Einen Deaodulator, der an der Auegangeseite des Kanals angeschlossen ist und der einen Synchrondemodulator 14 sowie ein Tiefpaßfilter 15, eine Abtastschaltung 16, ein £ntzerrerfilter 17 und eine Schwellwertdetektorelnrichtung 18 umfaßt.

Ia Falle des Elnseitenbandaystems unterscheidet sich der Sender von des beschriebenen Sender, während der Empfänger Üblicherweise mit dem gerade beschriebenen EmpfHnger Ubereinatlsert.

£s ist bekannt, daß ein optimaler Abgriffsvektor für den Entzerrer 17 herkusnllcher Art vorhanden ist. Auf diese Weise wird die mittlere quadratische Abweichung zwischen den übertragenen Daten und dem Ausgangssignal des Entzerrers 17 minimiert. Dieser Abgriffevektor kann durch einen lernenden Algorithmus bestimmt werden, der von entsprechender Art 1st wie dies in der Gleichung (11) angegeben ist. Dabei sind die Größen X^, H^, Y^ und a^ reale Parameter und nicht komplexe Parameter·

In Fig. 2 1st als Beispiel ein adaptiver digitaler Entzerrer 17 gezeigt, dessen Eingang 19 das abgetastete Signal aufnimmt. Die Abtastsignale gelangen in eine Reihenschaltung von N ♦ M Verzögerungsleitungen 20 (N und M sind ganze Zahlen). Jede Verzögerungsleitung 20 ruft eine Verzögerung Δ hervor. Somit stehen gleichzeitig N -f M Abtasteignale, die als x._+(j, .... χ.···, ζ., χ bezeichnet sind, zur Verfügung. Diese ADtastslgnale kOnnen gleichzeitig entsprechenden

709850/1150

digitalen Multiplikatoren 21 zugeführt werden. Jeder Multiplikator erhält an seinem anderen Eingang den entsprechenden Koeffizienten h__N»...» h ,...., h^ ; diese Koeffizienten werden von einer Steuerschaltung geliefert. Die Ausgangssignale sämtlicher Multiplikatoren werden eines Summationsakkumulator 23 zugeführt, dessen Ausgangssignal

^yJ " k - -N V

einem Schwellwertdetektor 18 zugeführt wird. Das bewertete bzw. geschätzte Datensignal ft. wird am Ausgang 2k des Detektors 18 verfügbar gemacht.

Eine Adaption wird dadurch ausgeführt, daß das Signal y. von a. in einem Addierer 25 subtrahiert wird. Die bewertete bzw, berechnet« Abweichung wird sämtlichen Schaltungen 22 Als Steuersignal zugeführt, um die sich mit N+M+1 wiederholenden Koeffizienten zu berechnen. Als Ergebnis der J-ten Iteration wird der Koeffizient h^ vom Wert hg zum Wert hg entsprechend folgender Gleichung modifiziert:

Hierin bedeutet /U einen festgesetzten positiven Schritt.

Die Adaptionsgeschwindigkeit der üblichen Entzerrer steht in direkter umgekehrter Beziehung zur Anzahl der Abgriffe (die gro0 genug sein sollte, um eine zufriedenstellende Entzerrung sicherzustellen). Während ein derartiger Entzerrer die langsamen Zitterkomponenten ein wenig vermindert, kann er insgesamt Jedoch nicht schnellen Änderungen folgen.

709850/1150

Die Erfindung überwindet die Schwierigkeit, indem sie lediglich einfache Änderungen des Aufbaus erfordert. Dabei wird in vorteilhafter Weise die Tatsache ausgenutzt, daß nach erfolgter Anpassung der Entzerrer ein Ausgangssignal liefert, welches weitgehend frei von einer Zwischensyabolstörung (ISI) ist. Demgemäß kann dieser Entzerrer als erste Stufe einer zusammengesetzten Anordnung wirken und alt einer zweiten Stufe zusammenwirken, die einige wenige Koeffizienten (beispielsweise einen) besitzt, da lediglich die Zwischensymbolstörung zwischen benachbarten Symbolen verbleibt und vollkommen gedämpft worden ist. Es kann eine Anzahl von AusfUhrungsformen benutzt werden, während der grundsätzliche Aufbau, wie er in Fig. 3 gezeigt ist, erhalten bleibt.

a) Gemäß einer ersten Ausfuhrungsform werden die beiden Stufen (das sind der Entzerrer und das das Signalzittern unterdrückende digitale Netzwerk) unabhängig gesteuert. In diesem Fall haben die erste Stufe und ihre zugehörige Steuerschaltung denselben allgemeinen Aufbau wie der Entzerrer 17 nach dem Stande der Technik. Die zweite Stufe und ihre Steuerschaltung können im Zusammenhang mit einer AusfUhrungsform, die einen einzigen Abgriff besitzt, aus Fig. k ersehen werden.

Bezugnehmend auf Fig. 3 sei bemerkt, daß die beiden Stufen 17 und 26 an die Stelle des herkömmlichen Entzerrers 17 für ein Übertragungssystem des in Fig. 1 dargestallten Typs treten, wobei ein Empfänger bei Demodulation eines einzigen Trägers betrieben wird. Die Anordnung braucht zwei Schwellwertdetektoren, und zwar einen je Stufe.

709850/11S0

2725397

In Fig. 3 haben der Einfachheit halber diejenigen Komponenten, die bei dem System gemäß Fig. 1 vorgesehenen Komponenten entsprechen, dieselben Bezugszeichen wie in Fig. 1. Die Anpassungsgeschwindigkeit der zweiten Stufe 26, welche einen Koeffizienten besitzt, kann sehr hoch sein und in Übereinstimmung mit den üblichen Zitterfrequenzen stehen.

In der in Fig. 4 dargestellten zweiten Stufe finden sich entsprechende Komponenten wie bei dem herkömmlichen Entzerrer 17. In einem Addierer 27 wird die bewertete bzw. abgeschätzte Abweichung e. zwischen dem Ausgangssignal \. des Schwellwertdetektors und dem Ausgangssignal z. des Netzwerks 16 gebildet. Die Abweichung e. wird in dem Multiplikator 28 mit dem Inkrementschritt multipliziert und sodann mit dem Eingangswert y. in dem Multiplikator 29. Ein Summierungsakkumulator 30 nimmt die aufeinanderfolgenden Ausgangssignale des Multiplikators 29 auf. Das von dem Lingangs impuls y. abhängige Ausgangssignal z. wird von dem Multiplikator 31 abgegeben.

Damit durfte ersichtlich sein, daß die zweite Stufe entsprechend dem nachstehenden Algorithmus arbeitet:

wobei a. von Zj mittels des Schwellwertdetektors 18 abgeleitet ist. Die Schrittgröße Λ ist größer gewählt als die Schrittgröße /U gemäß Gleichung (13), beispiels weise zehn- oder zwanzigmal größer. Eine derartige Schrittgröße macht es möglich, schnellen Änderungen in den Kanaleigenschaften zu folgen, beispielsweise einem schnellen Phasenzittern. Da die Stufe 2 einen

709850/1150

Koeffizienten besitzt, wird die betreffende Stufe von einfachem Aufbau und billig sein (etwa ein Zehntel der Kosten der mit 17 bezeichneten Stufe Eins).

b) Während der vorstehende Fall sich auf die Einfügung eines adaptiven Filters hinter einem klassischen Entzerrer bezogen hat, wobei die beiden Filter unabhängig voneinander arbeiteten, trifft dies bei anderen AusfUhrungsformen nicht zu. Die Leistungseigenschaften können häufig dadurch gesteigert werden, daß die beiden Filter in einer abhängigen Weise betrieben werden, d.h. durch eine Korrelation ihrer Operationen, wie dies nunmehr beispielsweise erläutert werden wird.

Gemäß einer zweiten Ausführungsform wird die erste Stufe in Abhängigkeit von der Stufe Zwei gesteuert. Dies kann dadurch erreicht werden, daß die entsprechend der Gleichung (13) arbeitende Steuerschaltung durch eine Schaltung ersetzt wird, die entsprechend anderen Algorithmen arbeitet (während die Bedingungen entsprechend der Gleichung (15) erhalten bleiben).

Eine erste Möglichkeit besteht darin, folgender Beziehung zu genügen:

3+1 3

/^{u (a}3 * V * ^x3-k

Eine weitere Möglichkeit ergibt sich durch folgende Gleichung:

3+1 3 _Λ
\ - *k + /^{u (a}3 " ^Z3> ^x3-k ⁽¹

Dabei bedeutet ä das Ausgangssignal des Schwellwertdetektors, der der Stufe zwei folgt. Sodann stellen die beiden adaptiven Filter mit ihrer Steuerschaltung

709850/1150

ein einziges adaptives System 33 dar, welches in Blockdiagrammform in Fig. 5 für den Fall der Gleichung (17) veranschaulicht ist.

Ss sei darauf hingewiesen, daß die Steuerung gemäß der Gleichung (17) die besten Leistungseigenschaften mit sich bringt und das einfachste System erfordert, da die betreffende Steuerung einen einzigen Schwellwert-

veEwendet

detektor/(und zwar anstatt eines solchen Schwellwertdetektors in der Stufe 17 und eines weiteren in der Stufe 26, wie dies bei der AusfUhrungsform nach Fig. 2 und 4 der Fall ist) und da überdies eine einzige Abweichung (a. - z.) erfaßt ist anstatt eine Abweichung 2 · y in der Stufe 17 und eine Abweichung ä - ζ in der Stufe 26. Die Steuereinrichtung 32 arbeitet wie die Einrichtung 22, allerdings mit einer Schrittgröße, die gegeben ist durch λ und nicht durch ,u. Die anderen Bezugszeichen in Fig. 5 entsprechen jenen in Fig. 2 und 4.

Im folgenden werden Einseitenband-und Zweiseitenband-Hodulationesysteme mit Quadratur-Demodulationssignalen erläutert. Wird eine Quadratür-Demodulation benutzt, so können Systeme des in Fig. 10 und 11 dargestellten Typs ausgewählt werden.

Wenn der Kanal eine erhebliche Verzerrung mit sich bringt, kann es sein, daß die Empfänger, die mit einer Einfachtragerdemodulation arbeiten, nicht zufriedenstellend arbeiten und daß es erforderlich wird, zwei Quadratursignale bzw. Signale mit einer Phasenverschiebung von 90° zu verwenden. Diese beiden Signale können durch eine herkömmliche Quadratur- bzw. 90°-Demodulation gewonnen werden, wie dies in Flg. 10 die mit 34 bezeichnete Anordnung bewirkt, oder durch Ver-

709850/1150

Wendung einer Phasenteilereinrichtung, wie sie in Fig. 11 gezeigt ist.

Die erste Stufe 17 ist dann eine komplexe Stufe, die zwei reale Eingangssignale x', x" und zwei reale Ausgangssignale yV» y" besitzt. Die zweite Stufe 26 ist als zwei reale Koeffizienten besitzende Stuf· dargestellt (ein komplexer Koeffizient) Diese Stufe besitzt lediglich ein reales Ausgangssignal z* welches folgender Beziehung genügt:

^z'k ^{= y}'k ^g'k " ^y"k ^g"k

Zur Verkürzung der Beschreibung wird lediglich auf den Schaltungsteil eingegangen werden, in welchem die mit 17 bezeichnete Stufe eins in Abhängigkeit von der mit 26 bezeichneten Stufe zwei gesteuert wird (wie dies in Fig. 10 gezeigt ist), und die unabhängige Steuerung wird lediglich kursorisch behandelt werden.

Die Adaptionssysteme 22* und 32' für die beiden Stufen werden durch die reale Abweichung (a. - z·) entsprechend folgenden Gleichungen gesteuert:

Die Gleichung (19) kann ersetzt werden durch folgende Gleichung:

Das Steuersystem 22* kann als ein System betrachtet werden, welches zwei Systeme des vorhergehenden

709850/1150

a*

Steuersystems 22 gemäß Fig. 2 und 5 umfaßt. Eines dieser Systeme verarbeitet den realen Teil H* . von H und benutzt den realen Teil X' von X.. Das andere System verarbeitet in entsprechender weise den imaginären Teil von H, , allerdings entgegengesetzt zu dem imaginären Teil von X... Dasselbe trifft auch für den Fall zu, daß die Anordnung 32* von der Anordnung abgeleitet wird.

Die Systeme der Erfindung, die soweit beschrieben worden sind und die für die Verwendung in Verbindung mit der herkömmlichen Quadraturdemodulation vorgesehen sind, können in Verbindung mit einer Quadratur- bzw. 9O^C-Phasenteilung verwendet werden. Dies ergibt sich aus einem Vergleich der Fig. 10 und 11. In Fig. 11 ist in einer vereinfachten Darstellung ein Empfänger gezeigt, der mit einer Phasenteilungs- und Basisbandentzerrung arbeitet?^ Besdreibumg der in Fig. 11 dargestellten Anordnung (hierbei sind dieselben Bezugszeichen verwendet wie in Fig. 10, um entsprechende Bauelemente zu bezeichnen) dürfte mit Rücksicht auf/direkten entsprechenden Verhältnisse entbehrlich sein.

Im folgenden werden Systeme mit Quadraturamplitudenmodulation unter Bezugnahme auf die Fig. 6, 7, 8, 9 und 12 erläutert. Bezugnehmend auf Fig. 6 bis 9 und 12 werden Einrichtungen für Systeme mit Quadraturamplitudenmodulation beschrieben, wobei ersichtlich werden wird, daß diese Systeme jenen Systemen ähnlich sind bzw. entsprechen, die für die Verwendung in Verbindung mit Einseitenband- und Zweiseitenband-Systemen verwendet werden. Die Empfänger geben jedoch zwei Ausgangssignale z'_k und z"k an die Schwellwertdetektoren 18* und 18" ab. Darüber hinaus werden der adaptive Entzerrer, der von herkömmlicher Art sein kann, und die zweistufige An-

709850/1150

Ordnung durch zwei Abweichungen gesteuert anstatt durch eine reale Abweichung in den Einseitenbandeysteinen. Wie in einem Einzelträger-Übertragungssystem können die beiden Stufen der £ntzerreranordnung unabhängig gesteuert werden» oder aber die Stufe eins kann in Abhängigkeit von der Stufe zwei gesteuert werden. Die beiden Lösungen werden nacheinander beschrieben werden.

a) Bei der Ausfuhrungsform gemäß Fig. 7 werden die beiden Stufen unabhängig voneinander gesteuert. Die erste Stufe umfaßt zwei zusätzliche Schwellwertdetektoren, und die Steuerschaltung benutzt die Abweichung zwischen den Ausgangssignalen der zusätzlichen Detektoren und einem entsprechenden Ausgangssignal der ersten Stufe.

Die Gleichungen, die kennzeichnend sind für die Operation der ersten Stufe und der zugehörigen Steuerschaltung, 3ind die oben angegebenen Gleichungen (6) und (11). Der entsprechende komplexe Entzerrer ist in Fig. 7 nicht dargestellt worden, da er bereits beschrieben worden ist und da er Überdies lediglich eine Kodifikation des in Fig. 2 dargestellten Aufbaus in Anpassung an komplexe Werte besitzt.

In Fig. 7 ist eine zweite Stufe gezeigt, die einen einzigen Koeffizienten mit ihrer Steuerschaltung verwendet. Die Steuerung dör zweiten Stufe bleibt dabei unabhängig davon dieselbe, wie die erste Stufe gesteuert wird. Die Stufe zwei arbeitet entsprechend den folgenden Gleichungen:

- ^gj^{+ λ (Ä}j * V V ⁽²³⁾

709850/1150

In den Gleichungen (22) und (23) sind g., ζ und

a komplexe Größen: °

_g;J « g'-j ♦ i g"^
^V¹ "

und a' ä* sind die Ausgangssignale der Schwellwertdetektoren 18* und 18" gemäß Fig. 7.

b) Bei anderen AuafUhrungsformen, wie sie in Fig. 6 und 12 dargestellt sind, wird die erste Stufe in Abhängigkeit von der zweiten Stufe gesteuert, wodurch die Leistungseigenschaften des Systems gesteigert sind und wodurch die Anzahl der Schwellwertdetektoren herabgesetzt ist.

Zu diesem Zweck wird die Operation gemäß der Gleichung (11) durch die Operation gemäß einer der Gleichungen (25), (26) und (27) ersetzt:

W / w Jd

+ _/U (a - z) g * χ * (26)

Die Gleichung (25) ist unabhängig davon anwendbar, welche Anzahl von Abgriffen der Stufe zwei vorliegt, und zwar insbesondere für den Fall, daß diese Zahl größer ist als eins. Auf der anderen Seite beziehen sich die Gleichungen (26) und (27) lediglich auf eine einen Koeffizienten besitzende zweite Stufe, die beispielsweise von dem in Fig. 7 dargestellten Typ ist.

709850/1150

-ze- 27253S7

In Flg. 6 1st gezeigt, wie die Erfindung unter Heranziehung der Gleichung (25) ausgeführt werden kann. Die Steuerungs-wirkung der Einrichtung 32" ist ähnlich der der Einrichtung gemäß Flg. 7: Die komplexen Koeffizienten N+M+1 der ersten Stufe werden durch ein System gesteuert, welches identisch dem System 32" ist, welches die Adaption von g. steuert. Aus diesem Grunde hat es sich als nicht notwendig erwiesen, die Steuerschaltung 22" zu beschreiben.

Die Steuerungen gemäß den drei Gleichungen (25) bis (27) führen zu weitgehend äquivalenten Leistungseigenschaften. Dabei wird die erste Gleichung jedoch im allgemeinen bevorzugt, da sie weniger Hardware erforderlich macht.

Im Zuge der vorstehenden Beschreibung ist angenommen worden, daß eine herkömmliche Quadratur- bzw. «^-Demodulation benutzt wird. Die Anordnung gemäß der Erfindung kann jedoch ebenso bei einer Quadratur- bzw. 90°-Phasenteilung eingesetzt werden. Es sei hler darauf hingewiesen, daß dann, wenn eine Phasenteilungs-Basisbandentzerrung ausgeführt wird, wie dies in Flg. 9b veranschaulicht ist, ein Vergleich mit der Fig. θ (herkömmliche Demodulation) es ersichtlich macht, daß der komplexe Entzerrer 17 gemäß Fig. 9b durch den zweistufigen Entzerrer ersetzt werden kann, der gerade beschrieben «orden ist, wie dies bei der herkömmlichen Modulation erfolgt ist.

Im Falle einer Durchlaßbereich-Entzerrung wird eine Gesamtbeschreibung des zweistufigen Entzerrers für unnötig gehalten, da der Aufbau abgesehen im Hinblick auf das Steuersystem für die beiden Stufen nicht

709850/11 SO

- 2725397

3?

verändert ist. Die Gleichungen (23), (25), (26) und (27) werden dann durch folgende Gleichungen ersetzt:

«J* Y

Der Klarheit wegen ist in Fig. 12 eine Blockdiagrammdarstellung der Empfänger entsprechend den Gleichungen (23*) und {23* ) gewählt worden, wobei entsprechende Bezugszeichen verwendet worden sind, üb entsprechende Bauelemente zu bezeichnen« wie sie zuvor beschrieben worden sind. Auch hier ist wieder keine Beschreibung erforderlich.

Während die zuvor beschriebenen Einrichtungen bzw. Anordnungen zufriedenstellende Ergebnisse liefern, können diese Einrichtungen bzw. Anordnungen jedoch unter Ausnahmebedingungen versagen, um eine Entzerrung zu erreichen. Dies wird unter Bezugnahme auf Übertragungssysteme mit einer Quadraturamplitudenmodulation erläutert werden, bei denen das Raumdiagramm der Daten unabhängig davon unverändert ist, daB die Drehungen gleich TT /2 oder einer ganzen Zahl von ¹Tr /2 sind. Wenn der Phasenfehler f zwischen dem empfangenen Trägersignal und dem demodulierten Bezugssignal einen Wert von TT /2 oder ^ Überschreitet, können demgemäß die Daten fehlerhaft decodiert werden, und zwar insbesondere in solchen Systemen, die einem schnellen Phasenzittem folgen können. Die Verwendung eines zweistufigen Iint-

709850/11S0

zerrers gemäß eines weiteren Aspekt der Erfindung führt zu einer Unterdrückung dieses Typs von Fehlern, während die Möglichkeit erhalten bleibt, schnellen Änderungen in dem Phasenfehler folgen zu können.

Zu dieses Zweck werden die Abweichungen bzw. Änderungen in den Kanaleigenschaften gespeichert, während die Möglichkeit, diesen Änderungen zu folgen, erhalten bleibt. Die zweite Stufe mit einer geringen Anzahl von Abgriffen weist eine geringe Zeitkonstante auf. Während sie schnellen Änderungen zu folgen vermag, kann sie die Information nicht speichern. Die Speicherung kann durch die erste Stufe sichergestellt sein, deren Zeitkonstante groß ist infolge der großen Anzahl von Abgriffen. Deshalb wird die zweite Stufe schnelle, Jedoch begrenzte Änderungen zeigen, während die erste Stufe große und langsame Änderungen speichern wird. Zur Ausführung dieser lechnik können verschiedene Algorithmen benutzt werden.

In Fig. 13 ist ein Bereich B in der komplexen Ebene veranschaulicht. Das System arbeitet entsprechend irgendeiner der Gleichungen (23) und (25) - oder sogar entsprechend der Gleichung (23) oder (26) - oder (23) oder (27) - wobei das betreffende Steuersystem durch die folgende Gleichung dargestellt bzw. ersetzt ist:

V· ⁽²⁵⁾

⁽²³⁾

1 -1 1 . ⁽²⁸⁾

wenn κ_Λ._Λ ψ- B.

-> -Μ 1 1

wenn

709850/1150

Ib Falle eines Phasenzitterns und einer Frequenzversetzung wird die erste Stufe den Phasenfehler entsprechend einem konstanten und großen Wert korrigieren. Sin sich schnell ändernder Phasenfehler mit kleiner Amplitude verbleibt jedoch, um von der zweiten Stufe ermittelt zu werden. Demgemäß wird der größere Wert der Frequenzversetzung durch die erste Stufe eliminiert, und das Phasenzittern wird durch die zweite Stufe beseitigt.

Es sei darauf hingewiesen, daß das Steuersystem vereinfacht werden kann, ohne daß die Leistungseigenschaften dieses Steuersystems nachteilig beeinflußt werden. In diesem Fall werden die folgenden Gleichungen benutzt:

(a) wenn g.₊₁ C B ist, dann ist

Λα- ⁽²⁹⁾

(b) wenn &_Λ!_Λ ψ B ist, dann ist

£ine Steuerschaltung, die den beiden Stufen zugehörig ist und die entsprechend dem angegebenen Satz von Gleichungen (23) und (24) arbeitet, ist in Blockform in Flg. 14 veranschaulicht. Dabei sind entsprechende

709850/1 1SO

Bezugszeichen zur Bezeichnung entsprechender Elemente verwendet, wie sie in den übrigen Figuren benutzt worden sind.

Entsprechende Steuersysteme können aus den Steuergleichungen (26) oder (27) abgeleitet werden, und im Falle einer Durchlaßbereichs- bzw. Durchlaßband-Entzerrung können derartige Systeme von den Steuergleichungen (23¹), (25^f), (26·) und {27*) abgeleitet werden.

Dasselbe Vorgehen trifft auch für Einseitenband- und Zweiseitenbandsysteme zu, bei denen eine Quadraturbzw. 90°-Demodulation erfolgt, wie dies durch die Gleichungen (19) und (20) angegeben worden ist.

Es dürfte ersichtlich sein, daß die Erfindung die oben angegebenen Forderungen erfüllt. Die Erfindung kann sogar dann eingesetzt werden, wenn ein Entzerrer mit einer erforderlichenfalls großen Anzahl von Abgriffen vorgesehen ist (welche Anzahl größer sein kann als 100 bei einer Unterwasserleitung). Die Anordnung gemäß der Erfindung vermag durch ihre Anwendung Amplitudenschwankungen ebenso zu kompensieren wie ein Phasenzittern.

709850/1150

Claims

Patentansprüche

ft* Korrekturanordnung für ein Datenübertragungssystem, bei dem Daten zwischen voneinander entfernt liegenden Stellen unter Verwendung eines Ubertragungskanals übertragen werden, dessen Übertragungsfunktion eine Hauptkomponente, die sich nicht oder langsam ändert, und zumindest eine weitere Komponente umfaßt, deren Zeitkonstante wesentlich kleiner ist und deren Auswirkung geringer ist, wobei an der Übertragungsleitung ein Empfänger angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Empfänger ein Entzerrerfilter (17) vorgesehen ist, welches das von dem übertragungskanal abgegebene Ausgangssignal aufnimmt und welches eine solche ausreichende Anzahl von Abgriffen aufweist, daß die genannte Hauptkomponente weitgehend vollständig kompensierbar ist und daß ausgangsseitig Daten abgebbar sind, die weitgehend frei von einer Zwischensymbolstörung (131) sind, daß dem Ausgang des Entzerrerfilters (17) ein digitales selbstadaptierendes Netzwerk (26) nachgeschaltet ist, welches eine geringere Anzahl von Abgriffen besitzt als das genannte Entzerrerfilter (17) und welches eine Zeitkonstante besitzt, die in Übereinstimmung mit der Zeitkonstante der anderen Komponenten gewählt ist, und daß zumindest für das adaptive Netzwerk (26) eine Steuerschaltung vorgesehen ist, die so ausgelegt ist, daß eine Anpassung der Abgriffskoeffizienten entsprechend einem linearen Lernalgorithmus erfolgt.
2. Korrekturanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzerrerfilter manuell einstellbare, nicht adaptive Koeffizienten besitzt.

709850/1150

ORIGINAL INSPECTED
3. Korrekturanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzerrerfilter die erste Stufe einer digitalen selbstadaptierenden Einrichtung darstellt und daß das adaptive Netzwerk eine zweite Stufe dieser Einrichtung darstellt.
4. Korrekturanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgriffskoeffizienten der ersten Stufe und der zweiten Stufe durch gesonderte Steuerschaltungen anpassungsfähig sind, die entsprechend unterschiedlichen Lernalgorithmen arbeiten.
5. Korrekturanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung für die erste Stufe und die Steuerschaltung für die zweite Stufe mit unterschiedlichen Inkrementschritten betrieben sind, wobei der Inkrementschritt fUr die zweite Stufe größer ist als Jener für die erste Stufe.
6. Korrekturanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe und die zweite Stufe durch dieselbe Steuerschaltung angepaßt sind, die entsprechend einem Lernalgorithmus betrieben ist, der eine lineare Funktion der Abweichung darstellt.
7. Korrekturanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Lernalgorithmus gegeben ist durch die Beziehung:

7098 50/1150

wobei g. der komplexe Wert des einzigen Koeffizienten der zweiten Stufe für die j-te Iteration ist, wobei g. . der komplexe Wert des einzigen Koeffizienten des Netzwerks nach der J-ten Iteration,
Λ der vorliegende Iterationsschritt,

y * der konjugierte Wert von y. als komplexes Ausgangssignal des Entzerrerfilters,

$. die von dem digitalen selbstadaptierenden Netzwerk zum Zeitpunkt ;} abgegebenen Daten beim Betrieb mit dem Koeffizienten g, und

ζ. das Ausgangssignal des selbstadaptierenden Netzwerks zum Zeitpunkt j bedeuten.
8. Korrekturanordnung nach Anspruch 1 für ein System, dessen Übertragungskanal durch eine Fernsprechleitung gebildet ist, wobei ein Phasenzittern kompensiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale selbstadaptierende Netzwerk einen einzigen Abgriffskoeffizienten besitzt und daß das Entzerrerfilter ein zusätzliches digitales selbstadaptierendes Netzwerk ist, welches zwischen 10 und 30 komplexen Koeffizienten aufweist.

7Ö9850/11S0