DE2807578A1

DE2807578A1 - Verfahren zur entfernungsmessung zwischen einer hauptstation und einer nebenstation

Info

Publication number: DE2807578A1
Application number: DE19782807578
Authority: DE
Inventors: Hanspeter Kuepfer
Original assignee: Siemens Albis AG
Current assignee: Siemens Schweiz AG
Priority date: 1977-04-07
Filing date: 1978-02-22
Publication date: 1978-10-12
Also published as: IN148153B; AT358632B; AU3488578A; NL7802995A; ATA349077A; FR2386825B1; GB1602681A; ZA781743B; CH614051A5; SE7803721L; FR2386825A1; AU512544B2; US4315260A; CA1116731A

Description

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SIEMENS-ALBIS AKTIENGESELLSCHAFT

Zürich

Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen einer Hauptstation und einer Nebenstation

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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen einer Hauptstation und einer Nebenstation, welche je eine Antenne für die Ausstrahlun··· und den Empfang von massstabmodulierten Dauerstrichsignalen aufweisen, wobei die Entfernung in der Hauptstation als zum Quotienten aus dem Phasenunterschied zwischen den Massstabsignalen der ausgesendeten und der empfangenen Signale und der Massstabfrequenz proportionale Grosse ermittelt wird.

Für die Entfernungsmessung zwischen einer Hauptstation und einer Nebenstation können neben optischen oder im Impulsbetrieb arbeitenden radarähnlichen Einrichtungen auch solche Einrichtungen eingesetzt werden, bei denen die Entfernung durch Modulation einer Mikrowelle■ermittelt wird. Ein solcher Mikrowellen-Entfernungsmesser ist beispielsweise aus der deutschen Fachzeitschrift "Allgemeine Vermessungs-Nachrichten" 2/1971, Seiten 50 bis 60 bekannt und besteht aus zwei Stationen mit je einem Sender, einem Empfänger, einer Parabolantenne, einem Mischer, einer Steuereinrichtung, einer Messsignal-Quelle und einer Sprecheinrichtung, wobei zusätzlich die Hauptstation einen Phasenmesser und die Nebenstation eine Impulsschaltung sowie eine Synchronisationsschaltung aufweisen. Eine solche Einrichtung eignet sich besonders für mittlere und grosse Entfernungen, da ihre Reichweite durch schlechte Wetter- und Sichtbedingungen kaum beeinträchtigt wird. Dieser bekannte Mikrowellen-Entfernungsmesser arbeitet in der Weise, dass nach dem Aufbau einer Verbindung zwischen den beiden Stationen das Trägersignal in ader Station mit einem Massstabsignal moduliert und als Massstabwelle in Richtung Gegenstation ausgesendet wird, und dass jede Station die verzögerte Massstabwelle der Gegenstation empfängt und die jeweilige Phasenlage bezüglich der eigenen ausgesendeten Massstabwelle ermittelt, wobei die jeweilige Phasenlage der Nebenstation in Form eines zusätzlich modulierten Signals an die Hauptstation weitergeleitet und dort mit deren eigener Phasenlage verglichen wird. Da die Differenz zwischen den in Haupt- und

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Nebenstation ermittelten Phasenlagen proportional zur Entfernung ist, wird diese Differenz durch den.Phasenmesser der Hauptstation bestimmt, in ein digitales Entfernungε-resultat umgewandelt und dann angezeigt.

Der Aufbau eines solchen Mikrowellen-Entfernungsmessers erweist sich als relativ aufwendig, insbesondere im Hinblick auf die Nebenstation, die ja im wesentlichen aus den gleichen Einheiten wie die Hauptstation besteht. Ausserdeiti ist eine solche Nebenstation wegen ihres relativ hohen Gewichtes nicht bequem tragbar.

Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht nun darin, ein Verfahren zur Entfernungsmessung anzugeben, das einen wesentlich geringeren Aufwand, insbesondere der Nebenstation erfordert.

Das erfindungsgemässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass von der Hauptstation ein mit einem in der Massstabfrequenz seinerseits frequenzmodulierbaren Massstabsignal moduliertes Dauerstrichsignal ausgesendet wird, dass ferner in der Nebenstation dieses modulierte Dauerstrichsignal durch ein Markiersignal zusätzlich moduliert und zur Hauptstation als Empfangssignal reflektiert wird, und dass in der Hauptstation aus dem gefilterten Mischprodukt aus dem von der Nebenstation reflektierten Signal und dem Lokaloszillatorsignal der Hauptstation ein von der Dauerstrichfrequenz und von der Massstabfrequenz befreites Nutzsignal· gewonnen wird, aus dem durch Amplitudendemodulation ein von der Markiersignalfrequenz befreites Auswertesiganl gewonnen wird, wobei dieses vom Phasenunterschied zwsichen den Massstabsignalen der ausgesendeten und der empfangenen Signale abhängige Auswertesignal derart in einem Regelkreis für eine Aenderung der mittleren MassStabfrequenz des Massstabsignals des ausgesendeten Signals ausgenützt wird, dass zumindest der mittlere Phasenunterschied zwischen den Massstabsignalen der ausgesendeten

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- ar- -

Signale und der reflektierten Signale im jeweiligen eingeschwungenen Zustand einen vorgegebenen Wert annimmt. Dieses Verfahren zeichnet sich in" vorteilhafter Weise durch seine hohe Empfindlichkeit und Genauigkeit aus und gestattet dadurch die Präzisions-Entfernungsmessung bis zu relativ grossen Entfernungen.

Zur Durchführung dieses Verfahrens wird von einer aus einer aktiven Hauptstation und einer einfach aufgebauten und leistungssparenden Nebenstation bestehenden Schaltungsanordnung ausgegangen, bei der die Hauptstation einen Dauerstrichoszillator , eine Antenne, einen Hauptmodulator, einen Mischer und einer Mikrowellenkoppelschaltung aufweist. Diese Schaltungsanordnung zeichnet sich· dadurch aus, dass der Mischer mit einer Entfernungs auswertes chaltjing verbunden ist, in welcher ein ausgangsseitig einerseits mit dem Hauptmodulator und andererseits mit einer Messvorrichtung verbundener Massstabfrequenzerzeuger vorhanden ist, welcher einen gesteuerten Oszillator aufweist, der die Frequenz des Massstabsignales moduliert und im Mittelwert steuert, wobei der Eingang des Massstabfrequenzerzeugers über ein Bandpassfilter mit dem Mischer verbunden ist.

Diese Schaltungsanordnung erlaubt in vorteilhafter Weise die Verwendung einer Nebenstation ^von geringem fertigungstechnischen Aufwand, bietet zudem eine hohe Empfindlichkeit und gestattet dadurch die Messung von Entfernungen mit einer Reichweite, die diejenige optischer Entfernungsmesser insbesondere bei Allwetterbetrieb um ein Vielfaches übertreffen.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann nach dem erfindungsgemässen Verfahren die Entfernung dadurch sehr genau und eindeutig als zur mittleren Periodendauer des Massstabsignals proportionale Grosse bestimmt werden, dass als Anfangsbedingung für das Einschwingen des Frequenzregelkreises zunächst eine genügend tiefe mittlere MassStabfrequenz gewählt wird und nach dem Einschwingen des Regelkreises die Genauigkeit der Entfernungsmessung unter Fortführung der Regelung auf einen vorgegebenen Wert des mittleren Phasenunterschieds durch

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schrittweise, Eindeutigkeitsverluste vermeidende Erhöhungen der mittleren Massstabfrequenz um ganzzahlige Sprungfaktoren verbessert wird. Ein nach einem solchen Verfahren arbeitender Entfernungsmesser kann bei entsprechender Automatisierung in vorteilhafter Weise von unqualifiziertem Personal bedient werden.

Ein solches Verfahren kann mit einem Massstabfrequenzerzeuger durchgeführt werden, der einen dem Hauptmodulator vorgeschalteten Frequenzteiler mit wählbarem Teilerverhältnis aufweist, der von einer Steuereinrichtung angesteuert ist, welche im Zuge der stufenweisen Massstabsfrequenzänderung schrittweise jeweils bei Vorliegen eines eingeschwungenen Zustandes des Regelsystems das Frequenzteiierverhältnis um einen ganzzahligen Sprungfaktor verkleinert.

Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen derselben werden im folgenden anhand der in Zeichnungen wiedergegebener Ausführungsbeispiele im einzelnen erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Prinziperläuterung des erfindungsgemässen Entfernungsmessers,

Fig. 2 eine treppenförmige Näherung der Phasenfunktion einer idealen Einseitenbandmodulation bei der sich die Phase kontinuierlich gemäss (P₂ (t) ⁼ 2<7*f t ändert,

^pig. 3 einen als programmierte ümtastschaltung aufgebauten Massstabfrequenzerzeuger PUS,

Fig. 4 einen typischen Verlauf der Demodulationsfunktion Z = Zph bei rechteckiger Phasenmodulation mit endlicher Flankensteilheit, und

Fig. 5 eine Variante für die Fehlersignalbildeschaltung FSB des Massstabfrequenzerzeugers PUS von Fig. 3.

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Die Ilauptstation HS des in Fig. 1 dargestellten Entfernungsmessers weist einen ein unmoduliertes Triigorsignal G₁ der Frequenz f _η und der Amplitude ^s ₀ ^erzGU9^cnc^^en Dauers';.richoszillator DOS, beispielsweise einen Halbleiteros?:illator auf, der über den ersten Pfad Z, des Zirkuiators "■ einer Mikrowellenkoppelschaltung MS mit einem l'auptmcduiator .'IM verbunden ist, in dem das Trägersignal S-, mit einer ^r.lodisehen Funktion ρ der Wiederholungsfrequenz f., boi.-.p'. . .yv:;:.so amplitudenmoduliert und als Sendesignal r._v über den -.woiten Pfad Z₂ des Zirkulntors Z zur Abstrahlum* an die Λην;:ρ:κ· /\'l geführt wird.

Das von der Antenne AH der Ilauptstation ausgestrahlt'".¹ Signal

S_A = S_H = S₁(I + p(2iTf₃t))

= S_A0(cos 2TTf₁^ (1 + p(2'Tff₃t) worin ρ eine periodische Funktion mit Periode 2¹TT, ::.^!3.

p(2fff₃t) = e cos(2Tff₃t)

ist, wird über die Reflektorantenne AN der Nebenstation zum Modulator NM geführt, welcher das Signal mit einer Phasenmodulation mit einer Markiersignalfrequenz f₂ nodulJ c-rt und über die Antenne AN zur Hauptstation HS zurückwirft. Dabei wird als Phasenmodulation vorteilhafterweise zumindest angenähert eine Einseitenbandmodulation gewählt. Eine selche Modulation in der Nebenstation vorzunehmen, ermöglicht beim Messverfahren in der Hauptstation in vorteilhafter und einfacher Weise einerseits das von der Nebenstation reflektierte Nutzsignal von den durch innerhalb der Antennenstrahibreite liegende Gegenstände erzeugten reflektierten Störsicnalen zu trennen und andererseits eine Zwischenfrequenz mit der Markiersignalfrequenz f- ohne zusätzlichen Lokaloszillato-r, d.h., nur mit Hilfe des Senderoszillators als LokaloHzillator, zu bilden.

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3AD ORIGINAL

Bei einer idealen Einseitenbandmodulation würde sich die Phase kontinuierlich gemäss

(t) = «i»₂t = 21ff₂t

ändern. Dabei kann ohne grundsätzlichen Nachteil für das Entfernungsmessverfahren eine passende Näherung dieser Funktion angewendet werden. Vorzugsweise wird eine viel einfacher realisierbare Näherung nach Fig. 2 angewendet, bei der die Funktion LP^(t) durch eine treppenförmig°, in Quantisierungsschritten realisierte Funktion U?₂ (^) mit derselben Periode 1/fp angenähert wird. Der Modulator NM der Nebenstation NS kann zwecks Realisierung einer Treppenfunktion beispielsweise von einem Referenzoszillator RO über einen Frequenzteiler FTN und eine Treiberschaltung TR gesteuert werden, welche eine kombinatorische Logik, einen Digital-Analog-Wandler und einen Treiber enthält.

Das gedämpfte, von der Reflektorantenne AN ausgestrahlte und von der Antenne AK empfangene einseitenbandmodulierte Signal

S_E = S_AOr^Ia(cos(2'Tf₁t - If₂ (t) -

worin r' die Zweiweg-Funkfeiddämpfung und a die Dämpfung der Nebenstation durch Abweichung von der idealen Einseitenbandmodulation ist, enthält neben der für die Einseitenbandmodulation verantwortlichen Phasenfunktion (ö„ (t) noch die Trägerphase

(D₁ = 4 TT f -j^d/c

und die Ilodulationsphase, bzw. den Phasenunterschied zwischen den Massstabsignalen der empfangenen und ausgesendeten Signalen

= 41Γ f₃d/c

wobei d die zu messende Entfernung zwischen Haupt- und Nebenstation und c die Ausbreitungsgeschwindigkeit ist.

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Bei idealer Einseitenbandmodulation ist a = 1. In der Nebenstation kann das Signal zusätzlich verstärkt werden, wodurch die Reichweite erhöht wird. Das empfangene Signal S_F gelangt über die Mikrowellenkoppelschaltung MS zusammen mit einem Lokaloszillatorsignal S_L an den Mischer MDS woraus das Mischprodukt

entsteht, aus dessen normiertem Kreuzprodukt das gewünschte Nutzsignal

^SN ^{= 28}LV^{r 5}AO ⁼

^{= S}Eo^Za ⁽⁽P³⁾ ' ^s ((^(t) ⁺ ψ ^ gewonnen wird. Hierin bedeutet
S_F = S_AO r'a die Nennempfangsamplitude,

Z (φτ) = 1 + R ((Λ ) die Demodulations funktion bei einem ^a T P j 3 amplitudenmodulierenden Kauptmodulator u.

R ((P^) die Autokorrelationsfunktion von p,

wobei bei der oben angenommenen cosinusförmigen periodischen Funktion

^RP = ΊΓ ' ^cos ψ₃

Dabei kann beispielsweise das modulierte Trägersignal S, über eine dem zweiten Pfad Z„ des Zirkulators nachgeschaltete Stossstelle ST geführt werden. Ein als Lokaloszillator- und Modulationsphasenreferenzsignal S = r ° S_H zu betrachtender Bruchteil r des Sendesignals S„ wird an der Stossstelle ST

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zurückgeworfen und gelangt über den dritten Pfad Z₃ des Zirkulators Z an den Mischer MDS, der beispielsweise eine Mischdiodenschaltung sein kann.

Selbstverständlich sind auch andere Mikrowellen — schaltungen anwendbar, welche ein moduliertes Signal erzeugen, abstrahlen und anteilmässig zu einem Mischer führen.

Anstelle einer Amplitudenmodulation des Trägersignales S₁ kann analog eine Phasenmodulation mit

S = S cos (2TTf₇ t + ρ (21Tf t) )

³N ^{= 3}EO²Ph ^{(f3⁾ ^{COS ((}P₂ ^{(t) +} ψΓ> verwendet werden; dabei gilt schliesslich

^{= (R}co_S p^3» ^+Rsinp^(lf3⁾

als Demodulationsfunktion bei einem phasenmodulierenden Hauptmodulator
oder ²Ph ^3* Ä 1 - R (0) + R ( CP₃) für

mit R = Autokorrelationsfunktion von cos ρ cos ρ

R . = Autokorrelationsfunktxon von sin ρ sxn ρ

Selbstverständlich kommt für die Erzeugung eines Nutzsignales S„ nach dem vorgeschlagenen Verfahren ebenfalls eine Anordnung in Frage, welche im Gegensatz zu der bisher beschriebenen Anordnung einen Teil des unitiodulierten Sendersignales als Lokaloszillatorsignal dem Mischer zuführt. Das als Phasenreferenzsignal zu betrachtende Modulationssignal hat dann nicht nur das abzusendende, sondern auch das empfangene Signal in gleicher Art zu modulieren. Vorzugsweise kann dies mittels eines reflexionsarmen, dem Antennenanschluss vorge-

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schalteten Durchflussmodulators als Hauptmodulator durchgeführt werden. Der Hauptmodulator wird demnach sowohl von der abzusendenden Welle, als auch von der empfangenen Welle durchlaufen. Es ist leicht nachzuweisen, dass auch bei einer solchen Anordnung ein Nutzsignal S„ der bisher abgeleiteten Form entsteht.

Das Nutzsignal S_n wird durch ein schmalbandiges Bandpassfilter BP von unerwünschten Mischproduktsignalen, insbesondere von Signalen der Frequenzen f und f sowie von Rauschsignalen getrennt und an einen Massstabfrequenzerzeuger PUS geführt, der an seinem Eingang (Fig. 3) einen Amplitudendemodulator DEM aufweist, der bei beispielsweise linearer Demodulationscharakteristik aus dem beispielsweise mittels eines geregelten Verstärkers GV um den Faktor ν verstärkten Nutzsignal v.S das demodulierte Amplitudensignal

(mit Z = Z bzw. Z=Z, für Amplituden bzw. für Phasenmodulation) liefert. Zur Vermeidung von Störsignalen kann jedoch der Demodulator besser eine logarithmische Charakteristik aufweisen.

Die DemodulationsfunktionZ ( U)-,) ist eine gerade und periodische Funktion von (p _ , da sie aus Autokorrelationsfunktion von Funktionen der periodischen Funktion p^'H'f-t) zusammengesetzt ist. Sie hängt von der Amplitude und vom Verlauf der Funktion ρ sowie davon ab, ob der Hauptmodulator ein Phasen- oder Amplitudenmodulator ist. Einen typischen Verlauf von Z = Z_p, bei rechteckiger Phasenmodulation mit endlicher Flankensteilheit im Hauptmodulator (HM) zeigt Fig. 4.

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Zur Erleichterung des Verständnisses wurde bisher von einer zeitlich konstanten Massstabfrequenz f und -Phase ^? _ ausgegangen. Nun ist aber im Massstabfrequenzerzeuger ein gesteuerter Oszillator VCO vorhanden, welcher derart init einem Signal

der relativ tiefen Frequenz f^ aus einer Modulationssignaiquelle, beispielsweise einem Sinusoszillator, gesteuert wir el, dass sein Ausgangssignal frequenzmoduliert wird. In der Fig. 3 ist beispielsweise der Massstabfrequenzerzeuger als eine programmierte ümtastschaltung PUS ausgebildet, in welcher der Oszillator VCO spannungsgesteuert und die Modulat ions signs. 1-quelle ein Taktgeber TG mit der Freguenz ±_A ist. So wird das Au; gangssignal im selben Takt zwischen den Frequenzen -¹^₂ und £'·}■] umgritastet. Dabei kann der Oszillator VCO eine eroorieribialle Charakteristik aufweisen, wodurch das Frequenzverhältnis zumindest angenähert unabhängig vom Arbeitspunkt des spannungsgesteuerten Oszillators wird. Die am Ausgang eines Frequenzteiles FT bei Rechteckmodulation im Takt abwechslungsweise entstehenden Massstabfrequenzen f^_o = f'-,ρ/Ν und f~, = f' /N sind um das von der Steuereinrichtung STS eingestellte Teilerverhältnis N des Frequenzteilers FT niedriger und schalten somit die Modulationsphase zwischen den Werten

C/? ₃₂ = 4iTf₃₂d/c und Cf₃₁ = 4iff₃₁d/c

um. Dadurch wird das Argument der periodischen Funktion Z

umgetastet (siehe Fig. 3); demzufolge nimmt die demodulierte

Amplitude S abwechselnd die Werte

■'r-.-ctJI Ί "1Τ.-Λ " "-¹^VII/ Und

Uijrl X ÜO

⁷ = S V

■M 2 Eo

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Die Verstärkung ν wird mit der automatischen Verstärkungsregelung durch die Rückführung des Mittelwertsignals

³R ^{= (S}DEM 1 ^{+ S}DEM 2^)/2

aus der Mittelwertbildeschaltung MBS so geregelt, dass sich als Mittelwert S_n ein Normwert einstellt, welcher unabhängig

XS.

von der entferrungsabhängigen Nennempfangsamplitude S„ des von der Nebenstation einfallenden Signals gehalten wird. Vorzugsweise kann die Mittelwertbildeschaltung MBS im wesentlichen aus einem Tiefpassfilter bestehen.

Damit kann über den Hochpass C ein Differenzsignal·

S = U .σ = ü . ⁸DEM 2 - ⁵DEM 1 _{= y} , ^Z < ⁽γ 32⁾ - ^{2 (} Ψ 31>

in einer Differenzbildeschaltung DBS gewonnen werden, wobei U der Signalmassstab für S_ und Q"_ das normierte Differenzsignal ist. Der Hochpass C kann vorzugsweise aus einem Koppelkondensator bestehen.

Zur Bildung des Differenzsignals - S_n wird wahlweise mittels eines Regelsinusschalters RSS das aus dem Taktgeber TG gelieferte Rechtecksignal T. für + S oder sein invertiertes T. für -S_n herangezogen, um damit vorzugsweise eine Multiplizierstufe oder Vorzeichenumschaltstufe als Differenzbildeschaltung DBS anzusteuern.

Der besseren Uebersichtlichkeit halber wird das normierte Differenzsignal Ö"_ als Funktion der mittleren Modulationsphase

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AS

und des Modulationsphasensprungs

2- <P31

in "orm

geschrieben . Um die Messgenauigkeit zu erhöhen, wird vorzugsweise das Differenzsignal einem invertierenden Integrator INT mit der Zeitkonstante^f₁ zugeführt, und damit gemittelt und integriert. Die Anfangsbedingungen am Integrator wird von einem aus einer Hilfsschaltung HSA gelieferten Signal U

definiert, womit der Integrator beaufschlagt wird, um schliesslich das Ausgangssignal

^üi

zu erzeugen. In einer Additionsschaltung ADS wird dem Integratorsignal U. ein vom Rechtecksignal T. beispielsweise mittels fines Dämpfungsgliedes ATT abgeleitetes Rechtecksignal mit den Spitzenwerten + Δ U/2 und - Δ U/2 im Takt von T. addiert, so dass an dessen Ausgang ein im selben Takt zwischen U., und U.„ umgeschaltetes Signal erscheint, wobei

— ι r«

— I ~ O

U.

= U. als Mittelwert und

O.„ - ü., = Λϋ = 2kU als Differenz i2 ll ^w ο

mit den Grossen k (relativer Umtasthub) und U (Signalmassstab) definiert werden. Am Ausgang des nachgeschalteten spannungsgesteuerten Oszillators VCO, der vorzugsweise eine

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exponontielle Charakteristik aufweisen kann, erscheint beispielsweise ein Signal, das abwechslungsweise während der Dauer des Taktimpulses die Frequenz f' „ und während der Dauer der Taktpause die Frequenz f'o-, aufweist, wobei

^fJ32 ^{+ fI}31 ^Ui k²

als mittlere Oszillatorfrequenz und f'₃₂-f^I ₃₁ = &f'₃~f'₃. 2k k

als Frequenzsprung am Osζ .Ilator bezeichnet werden. Entsprechend erscheint am Ausgang des Frequenzteilers ΓΤ ein Signal der Massstabfrequenz f „ bzw. f während der Dauer des Taktimpulses bzw= der Taktpause= Dabei ist

^f32 ^{+ f}31

—— — = f_ = f'_/N

J 3

die mittlere Massstabfrequenz und

32 31 _ /ι jr _ η 2]r

der Modulationsfrequenzsprung bei der Takturnschaltung. Die daraus resultierenden Modulationsphasen sind ψ^2 ^für den Taktimpuls und [O_, für die Taktpause mit dem Mittelwert

= — d f,
c 3

und dem Phasensprung

2k

Damit ist wieder das normierte Differenzsignal (Vl,

LJ

, Λ I_n.) gegeben und der Signalkreis als Regelkreis . *-» ^ 3

geschlossen.

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Durch. Einsetzen der Beziehungen für f., des Frequenzteilers, für f-, des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und für U₁. des Integrators INT in die Ausbreitungsformei für die mittlere Modulationsphase ψ? ^kann ^₃ ^al^s Funktion des Differenzsignals S wie folgt ausgedrückt werden

<f>3~

wobei die Anfa-ngsphase durch

= -⁴— d f
3a c 3a

mit der Anfangsmodulationsfrequenz

f, U _V2
3a N *~ U * 2 *

gegeben ist.

Nach Ableitung der Gleichung für {p^ nach der Zeit entsteht die Differentialgleichung

? -S_T

te N L^T _o T₁ I D a 2 ^u

welche durch Einsetzen des Ausdruckes fürto₃ und S_D =

in der Form

d t mit

Δ Ip₃

und mit der Anfangsbedingung

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geschrieben werden kann. Für das normierte Differenzsignal gilt

z( too - ^too^ j. Z(W,- k(ö,)

Wegen der Eigenschaften von Z als mit 2ΤΓ periodische gerade Funktion, entstehen die für die eingeschwungenen Zustände des Systems erforderlichen Nullstellen von CT, für die mittleren eingeschwungenen Modulationsphasen φ_ mit

0r_D - 0 für ^₃ = <p_3e = m .TT

und m = 0, 1, 2, 3 ... (ganzzahliger Mehrdeutigkeitsfaktor)

Je nach Wahl des relativen Umtasthübes k und des Regelsinnes werden einige Nullstellen von 0L stabile, andere Nullstellen labile Zustände des Regelsystems für die Modulationsphase darstellen. Durch geschickte Wahl dieser Paramter und der Anfangsmodulationsfrequenz f_ bzw. der Anfangsmodulationspha-

•j a

se (D^ kann auch bei unbekannter Entfernung d«^d erreicht χ j3 max

werden, dass das System auf eine bestimmte gewünschte erste mittlere Modulationsphase W- ₁ einschwingt- Beispielsweise kann Kp „. —% bzw. m == In₁ =" 1 als erster eingeschwungener Zustand erzwungen werden, indem bei der Differenzbildeschaltung das positive Vorzeichen (bzw. bei der Differentialgleichung für ψ- das negative Vorzeichen) und k beispielsweise zu k ="T/'2.(p_ , — 1/2 gewählt wird und indem sichergestellt wird, dass die Anfangsbedingungen Ip _ ^2¹ITbZw. f_ <[ c/2d durch entsprechende Einstellung der Hilfsschaltung HSA für ü und des Teilverhältnisses N am Frequenzteiler FT erfüllt ist. Unter Einhaltung der Anfangsbedingung kann das Teilverhältnis des Frequenzteilers schrittweise verkleinert werden, bis der gewünschte eingeschwungene Zustand des Systems auf [D 2 ί erreicht ist. Das erfindungsgemässe Verfahren gestattet

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somit in vorteilhafter Weise auch bei einem weiten Entfernungsbereich mit einem eingeschränkten Ziehbereich von beispielsweise etwas mehr als 2 : 1 des spannungsgesteuerten Oszillators VCO zu arbeiten.

In der Umgebung einer eingeschwungenen Phase U>, kann die Dynamik des Regelkreises durch eine Linearisierung der Funktion für das normierte, als Fehlergrösse interpretierte, Differenzsignal C_n abgeleitet werden. Gemäss der Differentialgleichung für (O-. gilt für die als Funktion der Zeit exponentiell einschwingende Phase

T₁

tf>3 ⁼

die Zeitkonstante des Regelsystems ist.

Die Bedingung

^. Air

, = m . I? = -— . d . f_
3e c 3e

liefert bei eingeschwungener Phase ψ _3e und damit ebenfalls eingesci

fernung

eingeschwungener Modulationsfrequenz f., die gesuchte Entern
d =

4f_
3e

ohne Mehrdeutigkeit aus der eingeschwungenen mittleren Modulationsfrequenz f_ = f_, ·, , da der Mehrdeutigkeitsfaktor m gemäss obiger Beschreibung z.B. zu m, = 1 erzwungen werden kann.

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-VT-

Mit diesem ersten Einschwingen des Regelkreises ist somit eine eindeutige grobe Entfernungsmessung vollzogen.

Die Ermittlung der Entfernung könnte beispielsweise durch Division des Massstabfaktors

c m/4 = m . 74,9 3 MHz . Meter

mit der ersten, mittleren einge'schwungenen Massstabfrequenz f, -, durchgeführt /erden. Da jedoch gemäss dem erfindungsgemässen Verfahren die Entfernung durch anschliesser.de Feinmessungen genauer bestimmt werden kann, erübrigt sich bei des. Grobmessung eine Entfernungsauswertung. Die ermittelte Grobentfernung liegt somit lediglich in Form der ersten eingeschwungenen mittleren Massstabfrequenz f. . und dos erzwungenen Mehrdeutigkeitsfaktors m = In₁ vor.

Bei der Durchführung einer Feinmessung ist es zwecks Erhöhung der Genauigkeit erforderlich, die Bedingung für eine eingeschwungene Phase mit einer gegenüber f.. _Ί erhöhten Massstabfrequenz und entsprechend höherem Mehrdeutigkeitsfaktor m zu erreichen. Dank dem erfindungsgemässen Frequenzsprungverfahren wird dies ohne Eindeutigkeitsverlust nach folgender Ueberlegung ermöglicht. Bei einer gegebenen Entfernung besteht Proportionalität zwischen den möglichen Mehrdeutigkeitsfaktoren m und den möglichen eingeschwungenen Massstabfrequenzen f_ gemäss der Beziehung

m = — . d . f

c 3e

Andererseits ist unter Berücksichtigung der Ganzzahligkeit der Wertereihe für m jedes ganzzahlige Vielfache q eines ersten Mehrdeutigkeitsfaktors m.. ebenfalls ganzzahlig und somit ein für eine q-fach feinere Messung möglicher Mehrdeutigkeitsfaktor

m„ = q . m, q ^> 1 (q = ganzzahlig)

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Daraus folgt, dass ebenfalls jede weitere mittlere Massstabfrequenz

^f3 ^{= q} ' ^f3el ^{= f}3e2

eine einschwingfähige Massstabfrequenz f^ „ sein kann, wenn sie gegenüber der für die Grobmessung erhaltenen Massstabfrequenz f_ , um den ganzzahligen Faktor q höher ist. Diese Tatsache wird mit dem erfindungsgemässen Frequenzsprungverfahren dadurch Rechnung getragen, dass nach Einschwingen des Regelkreises auf eine erste mittlere Massstabfrequenz f., -, die mittlere Massstabfrequenz sprunghaft um einen genau ganzzahligen Sprungfaktor q erhöht wird. Wird dieser Frequenzsprung vorteilhafterweise durch eine einfache von der Steuereinrichtung STS ausgelöste Umschaltung des Teilerverhältnisses des programmierbaren Frequenzteilers FT von N = N auf N„ = N,/q im eingeschwungenen Zustand des Regelsystems durchgeführt, so ergibt sich als erster Vorteil, dass der im Vergleich zum gesamten Massstabfrequenzbereich nur relativ kleine Frequenzziehbereiche von beispielsweise etwas mehr als 2 : 1 des spannungsgesteuerten Oszillators VCO auch für die Feinmessung genügt. Als zweiter Vorteil befindet sich das System wegen der Speicherwirkung des den spannungsgesteuerten Oszillator VCO steuernden Integrators unmittelbar nach der Umschaltung mindestens in der Nähe eines neuen eingeschwungenen Zustandes mit der mittleren Frequenz f, „. Da in Wirklichkeit die erste eingeschwungene Frequenz f_3el wegen der begrenzten Genauigkeit der Grobmessung etwas von ihrem Sollwert f, , abweichen kann, muss dem System nach dem Umschalten wieder eine gewisse Einschwingzeit zugestanden werden, um die infolge der q-fach erhöhten relativen Messgenauigkeit sich auswirkende Abweichung der VCO Frequenz von ihrem Sollwert abzubauen. Eine zu grosse Abweichung würde die Gefahr eines Einrastens des Regelkreises auf den benachbarten stabilen Punkten m„ + 1 mit sich bringen und ist dadurch zu vermeiden, dass der Sprung q <^, q max gewählt wird, wobei

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2 . m. . (rel. Fehler von f_ .) 1 3el

sein muss. Mit dem Sprung q = 2 wird beispielsweise die grösstmögliche Sicherheit gegen falsches Einrasten, jedoch andererseits nur ein kleiner Genauigkeitsgewinn um den Faktor 2 erreicht.

Mit dem neuerlichen Einschwingen des Regelkreises ist eine erste Feinmessung vollzogen und der q-fach genauere Entfernungswert könnte aus der mittleren eingeschwungenen Mass stabfrequenz f, 2 nach der Formel

mit dem erzwungenen und bekannten Mehrdeutigkeitsfaktor m~ = q . m,

ermittelt werden. Die relative Genauigkeit dieser ersten Feinmessung ist durch die q-fach erhöhte relative Genauigkeit der Massstabfrequenz f-, ₂ gegeben, während sich nun die Grobmessung nur noch als massgebend für Bestimmung bzw. Erzwingung des ganzzahligen Mehrdeutigkeitsfaktors m„ auswirkt.

Im allgemeinen wird jedoch die Messgenauigkeit vorher durch eine weitere nach Bedarf mehrmalige Durchführung des Frequenzsprungverfahrens mit gleichen oder anderen FrequenzSprüngen q. soweit erhöht, bis die gewünschte Höhe der mittleren Massstabfrequenz, im Grenzfalle bei ausgeschaltetem Frequenzteiler die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO selbst, erreicht ist= Mit dem letzten Einschwingen des Regelkreises ist die Feinmessung vollzogen und die Ermittlung der Entfernung ist auf Grund der letzten mittleren Massstabfrequenz f~ einzuleiten. Sie kann beispielsweise durch Division des Massstabfaktors

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cm /Λ = in . 74,^CJ5 MHz . Meter
η η

mit der letzten mittleren eirigeschwungenen Mas;.:;!tabFco.fviuri:· f-, durchgeführt worden, wobei

m - m . q . q . α er er

der erzwungene und deshalb bekannte Mehrdeutige its ':\<Λ tor

ist und Cr₁ α die jeweils zur Anwendung iiokorrpionen

erzwungenen Sprungfaktoren sind.

Dabei ist zu beachten, dass vorteilhafterweise bei genügend langer Masszeit ein Frequenzmesser nach dem Zählerprinzip ohne werteres den Mittelwert f γ zwischen den umgetastete-n Massstabprequenzen f _ _ (1 + k) und f-, (1 - k) err-itteit_r wenn das Tastverhältnis für die Umtastung symmetrisch, d.h. 1:1 gewählt wird. Da jedoch die Division bzw. Kehrwertbildung aufwendig ist, kann die digitale Ermittlung der Entfernung in Mete *i vorteilhaf terv/eise durch eine MehrfachperLodenniessung nach dem Start/Stop-Zählprinzip mit Hilfe einer Clockfrequenz f nach der Formel

ι ^m

d = —r-f . d = _IL . f (MT, )

πι Meter _M m Jen

durchgeführt werden, wobei

^f = ⁼ 74,93 MHz

m 4 Meter '

der 'Meterfrequenzmassstab' und die Clockfrequenz für die Mehrfachperiodenmessung,

^T3en ^{= 1/f}3en

die Periodendauer der mittleren eingeschwungenen Massstabfrequenz f_3en ^{und M} die Anzahl gemittelte Perioden bedeutet.

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Da wegen der Umtastung der Massstabfrequenz weder die mittlere Massstabfrequenz f_o noch deren Periodendauer T physikalisch vorliegen, ist mit einer Mehrfachperiodenmessung bei symmetrischem Umschalttakt die mittlere Periode T_{0 a} zwischen, den beiden Massstabfrequenzen

2.⁽f_3en (l₊k) f_3en (l~k

zu ermitteln, welche sich von der Periodendauer T₀^ dor mittleren Massstabfrequenz um den Faktor (1-k^) unterscheidet. Die Ermittlung der Entfernung kann damit ohne weiteres mittels der mittleren Periodendauer T₀ an Stelle von T₀ durchce-

3em 3cn

führt werden, wenn gemäss der Formel für d die Clockfrequenz

f auf den Wert
m

f = f (1-k²)
m m '

korrigiert wird, oder beim Umschalttakt statt einem symmetrischen Tastverhältnis ein solches von (l+k) : (1-k) zwecks Gewichtskorrektur bei der Bildung von T₀ als Mittelwert herangezogen wird. In der folgenden Erläuterung wird sich jedoch ergeben, dass der für die Feinstmessung zur Anwendung kommende-; Umtasthub k im allgemeinen so klein gewählt werden muss, dass in der Praxis die Mehrfachperxodenmessung mit der unkorrigierter Clockfrequenz f , bzw. symmetrischen Umschalttakt ohne ins Gewicht fallenden Genauigkeitsverlust für die Entfernungsbestimmung durchgeführt werden kann.

Gemäss diesem Frequenzsprungverfahren werden durch die Steuereinrichtung STS vorteilhafterweise im Umschaltzeitpunkt neben der Massstabfrequenz ebenfalls der Umtasthub k, die Zeitkonstante T", des Integrators und gegebenenfalls der Regelsinn des Regelkreises ■ (Regelsinnschalter RSS) umgeschaltet. Eine mindestens näherungsweise erwünschte maximale und von der Mehrdeutigkeit m unabhängige Steilheit d®l/d (o_ für (p_o = (P₀ des normierten Differenzsignals <5" ergibt sich, falls beispielsweise ^ (λ_ο = Tf und damit

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k = _τ

gewählt wird. Mit Ip-. ^ - m . TT wird somit k = 1/2 m

Der "mtasthub k ist also bei zunehmendem m jeweils um den Sprungfaktor zu reduzieren.

Die Zeitkonstante des Integrators ist ebenfalls mit der eingeschwungenen Modulationsphase (ß verknüpft :

^dCD

df_O„ (p₃ = ψ_3θ

mit (p_o„ — m . TT wird

dcr_D

3e

Soll die Zeitkonstante "C des Regelkreises nicht von m abhängen, so ist also durch die Steuereinrichtung STS die Integratorzeitkonstante "C₁ mit zunehmendem m ebenfalls um den jeweiligen Sprungfaktor q zu erhöhen.

Schliesslich ist durch die Steuereinrichtung STS bei den ungeraden Werten von m der Regelsinn anders als bei geraden Werten zu wählen, um den labilen Gleichgewichtszustand des Regelkreises zu vermeiden.

Die Steuerung der Hilfsschaltung HSA für die Anfangsbedingung

U und die Integrationszeitkonstante T_n , des Regelsinnschalters a χ

RSS, des Frequenzteilers FT sowie des Dämpfungsgliedes ATT für den Umtasthub k geschieht automatisch über eine zentrale Steuereinrichtung STS in Abhängigkeit einer Schaltung E,

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welche nach einem sequentiell relativ rasch ablaufenden Programm und in Abhängigkeit des sprungweise sich erhöhenden Mehrdeutigkeitsfaktors das Vorliegen eines eingeschwungenen Zustandes des Regelsystems feststellen kann.

Zwecks einfachem Aufbau des Frequenzteilers FT werden die Sprünge vorzugsweise als ganzzahlige Potenzen von 2 gewählt. Dies ermöglicht die einfache Realisierung eines unabhängig vom programmierten Frequenzteilerverhältnis N symmetrischen Tastverhältnisses am Ausgang des Frequenzteilers FT und damit auch am Eingang des Hauptmodulators womit vorteilhafterweise ebenfalls die periodische Funktion ρ eine bis auf die Umschalttransienten symmetrische Rechteckfunktion wird.

Da der Mehrdeutigkeitsfaktor der Feinstmessung beim erfindungsgemässen Verfahren erzwungen wird, ist er in der zentralen Steuereinrichtung z.B. durch Abzählen der Anzahl notwendiger Sprünge bzw. durch Vergleich des gespeicherten, beim ersten Einschwingen (Grobmessung) vorliegenden Teilverhältnisses N, mit dem Teilerverhältnis N„ bei der Feinstmessung feststellbar. Diese relativ aufwendige Ermittlung des Mehrdeutigkeitsfaktors kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung durch Verwendung eines Frequenzteilers FT mit zwei einzeln programmierbaren Ausgängen umgangen werden, von denen ein erster Ausgang der bisher erwähnte Ausgang ist, mit dessen Ausgangssignal der Hauptmodulator HM gesteuert wird. Der zweite Ausgang führt zum Eingang des Mehrfachperxodenmessers PMS. Die beiden Teilerverhältnisse N und N¹ werden von der zentralen Steuereinrichtung STS so lange gleich programmiert, bis das erste Einschwingen des spannungs-gesteuerten Oszillators VCO bei der Grobmessung stattgefunden hat. Bei der anschliessenden Durchführung der Massstabfrequenzsprünge wird nur das Teilerverhältnis N des ersten Ausganges unter Festhaltung des Teilerverhältnisses N¹ des zweiten Ausganges verkleinert. Bei der Feinstmessung liegt deshalb am Eingang

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des Mehrfachperiodenmessers nach wie vor die Frequenz f _!λ1 vor. Daraus wird die Entfernung mit Kenntnis von Ia₁ ohne direkte Ermittlung von m wie bei einer Grobmessung, jedoch mit der Genauigkeit der Feinstmessung ermittelt, da f-,.^₁ dann cienau den Wer¹; f' , mit

3el

3el 3er. ' _m

annimmt. Die Ermir.tl.ung der Entfernung wird dann na·.·"' c'f.r Formel für die Mehrfachperiodenmessung zu

d = -j-i- . f (M T' , )
m M π JeI

mit tlilfe der am zweiten Ausgang des Frequenzteilers FT bei eingeschwungener Feinstmessung vorliegenden Frequenz

f' , = 1 / T' ,
3el ' 3el

durchgeführt. Der Mehrdeutigkeitsfaktor m der Feinstinecsana tritt hier nicht mehr auf, da er durch das bei der Grobmessung gespeicherte Teilerverhältnis N¹ für den zweiten Ausgang des Frequenzteilers bereits richtig berücksichtigt ist. Der unabhängig von der Entfernung fest eingestellte und einmalig gewählte Mehrdeutigkeitsfaktor für die Grobmessung m, und die Anzahl der zu mittelnden Perioden M ist dabei leicht durch feste oder programmierbare Teilerverhältnisse innerhalb des Mehrfachperiodenmessers PMS bei der Entfernungsermittlung zu berücksichtigen.

Da die Frequenzumtastung die zu verarbeitende Amplitude des Nutzsignals moduliert, gesellen sich zum Träger des Nutzsignals bei der Markiersignalfrequenz f_ Seitenbänder im Abstand der Taktfrequenz f. und deren Harmonischen. Soll die Amplitudenmodulation mit der Taktfrequenz f. im Empfänger verarbeitet werden, so müssen mindestens die ersten Seitenbänder der Taktfrequenz das Bandpassfilter passieren können.

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-vr-

ns 2 f. . betragen. Die Rauschleistung am Empfängerausgang und c'aivit die statistischen Schwankungen einer ausgewerteten Entfernung bei gegebenem Messzeitintervall M . T- ., "nd gegebener Nennempfang Samplitude S sind damit umso grosser, je höher CLo

XjO ^ "

Taktfrequenz f.^ gewählt wird. Für eine hohe Systenr^ichwoito müsste deshalb die Taktfrequenz und Filterband'jroito möglichst klein gewählt werden, sie muss jedoch höher als der v?ziurokwert des Messzeitintervalls sein, da sonst nicht rue'"?: r.inde:·- tens je eine vollständige Takthälfte ausgewertet werden könnt./

Je tiefer die Taktfrequenz f^ gewählt wirr¹, umso störender machen sich die zufälligen Fluktuationen der Funk-Tc-lddrrrpfung r' bei der Entfernungsermittlung bemerkbar, da deren Anteil gegen die tiefen Frequenzen hin zunimmt, so dass dio Wahl einer zu niedrigen Taktfrequenz in Wirklichkeit eine Reichweiteerniedrigung verursachen kann.

Dieser Nachteil kann jedoch durch eine gegenüber der Fig. 2 verbesserte Anordnung für die Signalauswertung behoben werden. Eine solche Anordnung, welche einen gleichrichtenden Demodulator DEM vermeidet und beispielsweise in Anlehnung an ein sog. Matched-Filter oder einen Synchrondemodulator nach Fig.5 zu realisieren ist, lässt auch bei der Wahl einer relativ hohen Taktfrequenz f. eine Rauschbandbreite zu, welche kleiner als 2f. sein kann, und lediglich die spektrale Breite des Nutzsignals infolge Fluktuationen der Trägerphase (p, (t) berück sichtigt.

Bei dieser Anordnung wird dem Verstärker GV ein zweites Bandpassfilter BP2 mit einer kleineren Bandbreite ^ 2 f _c nachgeschaltet, welches den Träger mit der Frequenz f₂ vom Rauschen und den Seitenbändern trennt. Mit diesem Träger wird ein spannungsgesteuerter Oszillator VC02 der Frequenz f₂ über eine Phasenschlossschaltung synchronisiert, wobei der Multi-

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3*

plizierer MUl aus dem gefilterten Träger und dem um 90° phasenverschobenen VCO-Signal als Phasendetektor ein Steuersignal liefert, welches über den Tiefpass TPl den Oszillator VCO2 steuert. Der Multiplizierer DEM erzeugt über die Mittelwertbildeschaltung MBS einerseits das Mittelwertsignal für die Regelung des Versträkers GV und andererseits über einen I'ochpass C das demodulierte Amplitudensignal. Das Differenzsignal C wird dann durch Multiplikation des Modulationssignales mit dem Taktsignal T. der .Frequenz f. mittels des Multiplikators DBS nach der Mittelwertbildung im Tiefpassfilter ATP gewonnen. Die Rauschbandbreite kann somit kleiner als die Bandbreite des ersten Bandpasses BP gewählt werden, sodass die die Bandbreite des Bandpasses BP bestimmende Taktfrequenz ohne Reichweitenachteil relativ hoch gewählt werden kann. Die Funktion des Tiefpassfilters ATP kann auch vom Integrator übernommen werden, mit welchem das Differenzsignal QT₀ gemäss dem erfindungsgemässen Verfahren weiterverarbeitet wird.

Mit der Anordnung nach Fig. 5 kann, zwecks Betriebsmöglichkeit eines Entfernungsmessgerätes auf wahlweise verschiedenen, frequenzmässig unterschiedlichen Kanälen zur Unterscheidung von verschiedenen Nebenstationen mit je verschieden festgelegten Markiersignalfrequenzen f_?, die Bandmittenfrequenz des Bandpassfilters BP2 und die Mittenfrequenz des VCO2 auf die entsprechenden Kanal-Markierfrequenzen programmierbar vorgesehen werden. Dadurch ergibt sich mit nur geringem Mehraufwand die Möglichkeit, von der Hauptstation aus nacheinander die Entfernung zu mehreren, gleichzeitig betriebenen Nebenstationen abzufragen.

Dabei kann in der Nebenstation auch ein die Markiermodulation durch eine mechanische Schwingbewegung mit der Markiersignalfrequenz f„ erzeugender Schwinger vorhanden sein.

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-2fr-

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Bei einer festen und relativ tiefen Taktfrequenz f. kann andererseits ein systematischer Messfehler deshalb entstehen, weil die für die Mittelwertbildung berücksichtigte Anzahl Taktimpulse und Pausen sich im schlimmsten Fall um eins unterscheiden können. Es lässt sich zeigen, dass der dadurch entstehende -Fehler für die Entfernungsauswertung maximal

^dmax ^{= C}/¹⁶ · ^f<3en · ^{h = c}/¹⁶ ' ^f4

beträgt, wobei

h = f_3el /M . f₄ = f_3en / g . f

die Anzahl gemittelte Takte während des Messzeitintervalls und

g = m . M / In₁

ein von m unabhängiger Faktor bei von m unabhängigem, Messzeitintervali ist.

Dieser systematische Fehler ist zwar im allgemeinen vernachlässigbar klein, jedoch nur, wenn die Taktfrequenz f. genügend hoch gewählt wird. Ohne Anwendung des im folgenden beschriebenen Verfahrens zur völligen Eliminierung dieses systematischen Fehlers muss deshalb die Wahl der Taktfrequenz als Kompromiss zwischen derjenigen für optimale Reichweite und einer möglichst hohen für minimalen systematischen Messfehler gewählt werden.

Der systematische Messfehler lässt sich völlig eliminieren, wenn von einer festen Taktfrequenz f. abgesehen wird und diese Frequenz durch geeignete Schaltungsmassnahmen so beeinflusst wird, dass der Wert h, die Anzahl der gemittelten Takte, immer ganzzahlig wird, bzw.

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f_d = f' , / h . K mit h ganzzahlig

gewählt wird. Dies lässt sich beispielsweise durch ein in den Fig. 1 und 2 nicht berücksichtigtes mit Abtastung
arbeitendes Phasenschlossverfahren erreichen. Das Steuersignal für die Frequenz f. wird darin vorteilhafterveise durch Abtasten und Halten eines Signales erhalten, aus
welchem durch Frequenzteilung der Takt mit der Frequenz
f gewonnen wird, während die Abtastung durch ein mittels Frequenzteilung aus f^ gewonnenes Signal gesteuert wird.

Shi/met

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Claims

Patentansprüche O Ö Π 7 ^ 7 ß

Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen einer Hauptstation und einer Nebenstation, welche je eine Antenne für die Ausstrahlung und den Empfang von massstabmodulierten Dauerstrichsignalen aufweisen, wobei die Entfernung in der Hauptstation als zum Quotienten aus dem Phasenunterschied zwischen den Massstabsignalen der ausgesendeten und der empfangenen Signale und der Massstabfrequenz proportionale Grosse ermittelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass von der Hauptstation (HS) ein mit einem in der Massstabfrequenz (f_) seinerseits frequenzmodulierbaren (T.) Masstabsignal (ρ(2·π* f-,t) ) moduliertes Dauerstrichsignal (S ) ausgesendet wird, dass ferner in der Nebenstation (NS) dieses modulierte Dauerstrichsignal (S ) durch ein Markiersignal zusätzlich moduliert und zur Hauptstation (HS) als Empfangssignal (S„) reflektiert wird,

Γι

und dass in der Hauptstation aus dem gefilterten Mischprodukt aus dem von der Nebenstation reflektierten Signal (SE) und dem Lokaloszillatorsignal (S ) der Hauptstation ein von der Dauerstrichfrequenz (f.) und von der Massstabfrequenz (f_) befreites Nutzsignal (S ) gewonnen wird, aus dem durch Amplitudendemodulation ein von der Markiersignalfrequenz (f„) befreites Auswertes ignal (S₁^_n,... ;S__.,„) gewonnen wird,

£ JJIiJyLl UtUSAZ

wobei dieses vom Phasenunterschied {ψ _) zwischen den Massstabsignalen der ausgesendeten und der empfangenen Signale abhängige Auswertesignal derart in einem Regelkreis für eine Aenderung der mittleren Massstabfrequenz (f_?) des Massstabsignals des ausgesendeten Signals (S₇.) ausgenützt wird, dass der mittlere Phasenunterschied {ψ -) zwischen den Massstabsignalen der ausgesendeten Signale (S ) und der reflektierten Signale (S„) im jeweiligen eingeschwungenen Zustand einen vorgegebenen Wert (m. 'ff) annimmt.

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2. Schaltungsanordnung mit einem Dauerstrichoszillator, einem Hauptmodulator, einem Mischer, einer Antenne und einer Mikrowellenkoppel schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer (MDS) mit einer Entfernungsauswerteschaltung (DAS) verbunden ist, in welcher ein ausgangsseitig inerseits mit dem Hauptmodulator (HM) und andererseits mit einer Messvorrichtung (MV) verbundener Massstabfrequenzerzeuger (PUS) vorhanden ist, welcher einen gesteuerten Oszillator (VCO) aufweist, der die Frequenz (f.,) des Massstabsignales moduliert und im Mittelwert steuert, wobei der Eingang des Massstabfrequenzerzeugers (PUS) über ein Bandpassfilter (BP) mit dem Mischer (MDS) verbunden ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Entfernung (d) dadurch eindeutig als zur mittleren Periodendauer des Massstabsignals (f ) proportionale Grosse bestimmt wird, dass als Anfangsbedingung für das Einschwingen des Frequenzkreises zunächst eine genügend tiefe mittlere Massstabfrequenz (f_) gewählt wird, und nach dem Einschwingen des Regelkreises die Genauigkeit der Entfernungsmessung unter Fortführung der Regelung auf einen vorgegebenen Mittelwert des Phasenunterschiedes {ψ _) durch schrittweise Eindeutigkeit sverlus te vermeidende Erhöhungen der mittleren Massstabfrequenz (f ) um ganzzahlige Sprungfaktoren (q.) verbessert wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Entfernungsauswerteschaltung (DAS) eingangsseitig die Kettenschaltung des Bandpassfilters (BP) und eines regelbaren Verstärkers (GV) aufweist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass im Massstabfrequenzerzeuger (PUS) der Eingang des gesteuerten Oszillators (VCO) mit dem Ausgang (U.

ner Additionsschaltung (ADS) verbunden ist, deren erster

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Eingang mit dein Ausgang (U.) einer eingangsseitig mit dem ein Nutzsignal (S ) ausfilternden Bandpassfilter (BP) verbundenen Fehlersignalbildeschaltung (FSB) und deren zweiter Eingang mit dem Ausgang einer Modulationssignalquelle (TG) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Massstabfrequenzerzeuger (PUS) einen dem Hauptmodulator (IiM) vorgeschalteten Frequenzteiler mit wählbn.roin Teilerverhältnis (FT) aufweist, der von einer Steuereinrichtu?r>g (STS) angesteuert ist, welche im Zuge der stufenwe .sen Massstabfrequenzänderung schrittweise jeweils bei Vorliegen eines eingeschwungenen Zustandes des Re.gelsystems das Freq\-onzteilerverhältnis um einen ganzzahligen Sprungfa3ctor verkleinert.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass im Massstabfrequenzerzeuger (PUS) die Fehlersignalbildeschaltung (FSB) eine einem Demodulator (DEM) über einen Hochpassfilter (C) nachgeschaltete, mit der Modulationssignalquelle (TG) verbundene Differenzbildeschaltung (DBS) aufweist, um die Amplitudendifferenz des im Demodulator (DEM) demodulierten Nutzsignals (S bzw. v.S ) als gewünschte Fehlerspannung (0^_n) für die Regelung des Oszillators (VCO) zu gewinnen.
8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 7, dadurch gekennzeichnet, dass in der Fehlersignalbildeschaltung (FSB) der Ausgang des Demodulators (DEM) zusätzlich über einen einer Mittelwertbildeschaltung (MBS) nachgeschalteten Verstärker (AGC) mit dem Steuereingang des geregelten Verstärkers (GV) verbunden ist, welcher derart gesteuert wird, dass der Mittelwert der Amplituden des gefilterten Mischproduktes am Ausgang des geregelten Verstärkers (GV) konstant is*-.

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9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass in der Fehlersignalbildeschaltung (FSB, Fig. 3) dem Demodulator (DEM) eine Phasenschloss-Schaltung (PLL, Fig. 5) vorgeschaltet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulator (DEM) ein Demodulator-Multiplikator (Fig. 5) ist, dessen erster Eingang mit dem Ausgang der Phasenschloss-Schaltung (PLL) und dessen zweiter Eingang mit dem Nutzsignal (S_1nJ beaufschlagt ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenzbildeschaltung (DBS) ein Multiplikator und Ci.e Modulationssignalquelle (TG) ein Sinusgenerator ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer (MDS) mit einem Anteil (r) des modulierten ausgestrahlten Signals (S ) als Lokaloszillatorsignal (S )

A J-I

und mit dem empfangenen Signal (S„) beaufschlagt ist.

El
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass in der Nebenstation ein die Markiermodulation durch eine mechanische Schwingbewegung mit der Reflektorfrequenz (f„) erzeugender Schwinger vorhanden ist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (FT) zwei Ausgänge mit je einzeln wählbaren Frequenzteilerverhältnissen (N, N¹) aufweist, wobei der erste Ausgang (N) den Hauptmodulator (HM) steuert und der zweite Ausgang (N¹) zum Eingang des Mehrfachperiodenmessers (PMS) führt, dass die beiden Teilerverhältnisse (N, N¹) von der zentralen Steuereinrichtung (STS) so lange gleich gewählt werden, bis das erste Einschwingen des gesteuerten Oszillators (VCO) bei einer Grobmessung stattge-

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funden hat, wobei bei der anschliessenden Durchführung der Modulationsfrequenzsprünge (m,/m ) für die Feinmessungen nur das Teilerverhältnis (N) des ersten Ausgangs unter Festhaltung des Teilerverhältnisses (N¹) des zweiten Ausganges der Frequenz (FT) verkleinert wird.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Modulationsquelle (TG) und dem Frequenzteiler (FT) eine zusätzliche Phasenschloss-Schaltung vorgesehen ist, welche die Taktfrequenz (f*) derart beeinflusst, dass die Anzahl der gemittelten Takte ganzzahlig ist.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang der Additionsschaltung (ADS) über einen Integrator (INT) mit dem Ausgang der Fehler sigr.aibi "L deschaltung (FSB) verbunden ist.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Eingang der Additionsschaltung (ADS) über ein Dämpfungsglied (ATT) mit der Modulationssignalquelle (TG) verbunden ist.
18. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 6, 16 und 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (STS) zusätzlich den Integrator (INT), das Dämpfungsglied (ATT) und einen zwischen die Modulationssignalquelle (TG) und die Fehlersignalbildeschaltung (FSB) eingefügten Regelsinnschalter (RSS) steuert.

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