DE2818570A1

DE2818570A1 - Digitale sende-empfangs-anordnung

Info

Publication number: DE2818570A1
Application number: DE19782818570
Authority: DE
Inventors: Edward R Caudel; Michael J Cochran; Thomas E Merrow; Jerry D Merryman; William R Wilson
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1977-04-27
Filing date: 1978-04-27
Publication date: 1978-11-02
Also published as: US4140975A; US4147984A; US4126831A; US4137499A; US4145656A; US4132951A; GB1601709A; US4162446A; US4187473A; US4161697A; US4132950A; JPS53135214A; GB1601708A; GB1601710A; FR2406354B1; FR2406354A1; US4153876A; US4145655A

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die Verarbeitung analoger Signale und insbesondere auf eine zum digitalen Senden und Empfangen geeignete Funkanordnung.

Eine Sende-Empfangs-Anordnung kann im Sendebetrieb und im Empfangsbetrieb arbeiten. Im Sendebetrieb werden elektronische Signale im Hochfrequenzbereich auf einem auswählbaren Kanal ausgestrahlt. Die elektronischen Signale repräsentieren herkömmlicherweise Spräche oder Musik. Im Empfangsbetrieb empfängt die Anordnung die ausgestrahlten elektronischen Signale aus einem auswählbaren Kanal, sie verschiebt die Signale vom Hochfrequenzbereich zurück in den Tonfrequenzbereich und sie wandelt das ausgewählte Frequenzband in hörbare Töne um.

Bisher wurden Sende-Empfangs-Anordnungen entwickelt, die eine Selektivruffunktion ausführen. Bei Anwendung

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des Selektivrufs kann die sendende Anordnung automatisch eine von mehreren im Empfangsbetrieb arbeitenden Anordnungen ohne Mitwirkung einer Bedienungsperson am Empfänger aktivieren. Im Verlauf eines Zeitintervalls kann eine Sende-Empfangs-Anordnung also wahlweise zu einem Empfänger senden, während sie während eines anderen Zeitintervalls in auswählbarer Weise zu einem anderen Empfänger senden kann.

Zur Verwirklichung der Selektivruffunktion sind verschiedene Möglichkeiten vorgeschlagen worden. In einem Wählton-Selektivrufsystem sendet die Sende-Empfangs-Anordnung beispielsweise vor der Aussendung der Nachricht eine Kennungsfrequenz aus. Jedem Empfänger ist zuvor eine eindeutige Kennungsfrequenz zugeordnet worden, auf die er ansprechen soll. Wenn die ausgesendete Frequenz gleich der zugeordneten Frequenz eines bestimmten Empfängers ist, dann wird dieser Empfänger eingeschaltet, und er empfängt die nachfolgenden Sprachübertragungen. Ein solches System ist beispielsweise in der USA-Patentschrift 2 583 032 beschrieben.

Eine abgewandelte Ausführung des oben erläuterten, mit einem Ton arbeitenden Selektivrufsystems ist in der USA-Patentschrift 3 771 060 beschrieben. Bei dem in dieser Patentschrift beschriebenen Selektivrufsystem wird von zwei gleichzeitig ausgesendeten Frequenzen zur Identifizierung eines bestimmten Empfangsgeräts Gebrauch gemacht. Die beiden oben beschriebenen Selektivrufsysteme können jedoch nur zusammen mit einer begrenzten Anzahl von Empfangsgeräten arbeiten.

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Dies ist deshalb der Fall, weil die Kennungsfrequenzen in einem genügend großen Abstand voneinander liegen müssen, damit sie deutlich unterscheidbar sind. Wäre dies nicht der Fall, würden einige Empfänger die Kennungstöne anderer Empfänger als ihre eigenen Kennungstöne interpretieren. In einen bestimmten Kanal paßt auch nur eine begrenzte Anzahl von Kennungstönen.

Es sind digitale Selektivrufsysteme entwickelt worden, damit eine größere Anzahl von Empfangsgeräten in einem Selektivrufsystem angewendet werden kann. In einem digital arbeitenden System wird eine Frequenz als Digitalwert ⁿ1^M interpretiert, während eine andere Frequenz als Digitalwert "O" interpretiert wird. Jedem Empfangsgerät ist eine eindeutige Binärzahl zugeordnet, die durch eine Folge von "1"- und ⁿO^M-Frequenzen ausgedrückt wird. Eine solche Folge wird zum seiaktiven Rufen des bestimmten Empfangsgeräts ausgesendet. Digitale Selektivrufempfänger sind beispielsweise in den USA-Patentschrift 3 336 444 und 3 984 775 beschrieben.

Ein nachteiliger Gesichtspunkt bisher bekannter digitaler Selektivrufsysterne besteht jedoch darin,deß in jedem Empfangsgerät eine besondere Hardware erforderlich ist. Das bedeutet, daß die Hardware in jedem Empfänger speziell ausgebildet sein muß, damit die zuvor zugeordnete Rufnummer erkannt wird. Ferner sind die Geräte nicht anpassungsfähig, da die zugeordneten Rufnummern festliegen. Die Empfänger eignen sich auch nicht für eine Massenproduktion, da in jedem Empfänger eine besondere Schaltung erforderlich ist. Der Empfänger nach der USA-Patentschrift 3336 444

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erfordert beispielsweise einen besonderen Vorzeichengenerator, während der Empfänger nach der USA-Patentschrift 3 984 775 eine besondere Decodiermatrix benötigt. Bei den bisher bekannten digitalen Selektivrufsystemen ist es auch nicht möglich, jedem Kanal, an dem das System Nachrichten empfängt, unterschiedliche Selektivrufnummern zuzuordnen. Anordnungen für den Empfang digitaler Steuernachrichten zusätzlich zu einer Selektivrufnummer sind bisher nicht bekannt. Solche digitale Steuernachrichten können dazu benutzt werden, Geräte wie Stereoanlagen, Fernsehempfänger oder Hausbeleuchtungen fernzusteuern.

Mit Hilfe der Erfindung soll ein Funksystem mit der Möglichkeit zum Selektivruf geschaffen werden.Dieses Selektivrufsystem soll keine spezielle, nur für ein Empfangsgerät vorhandene Hardware enthalten. Außerdem sollen die Selektivrufnummern des mit Hilfe der Erfindung zu schaffenden Funksytems einfach verändert werden können. Das "zu schaffende Funksystem soll auch die Fähigkeit haben, mehreren Kanälen verschiedene Selektivrufnummern zuzuordnen. Außerdem soll es die Fähigkeit haben, Selektivrufnummern zusammen mit nachfolgenden digitalen Steuersignalen zu empfangen.

Nach der Erfindung wird dies mit Hilfe eines Funksystems erreicht, das digital senden und digital empfangen kann. Die Sende-Empfangs-Anordnung enthält eine Antenne zum Aussenden der ihrem Eingang zugeführten Signale. Ferner enthält diese Anordnung einen Signalgenerator zur Erzeugung eines ersten Signals mit einer ersten Frequenz und eines zweiten Signals mit einer

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zweiten Frequenz. Eine Übertragungsvorrichtung koppelt abhängig von einem ersten Mikrobefehl das erste Signal und abhängig von einem zweiten Mikrobefehl das zweite Signal an den Antenneneingang an. Die Sende-Empfangs-Anordnung enthält außerdem einen Mikroprozessor mit Eingängen für den Empfang von manuell ausgewählten Rufnummern und digitaler Steuernachrichten für die Aussendung. Der Mikroprozessor setzt die Rufnummern und die Nachrichten in eine binäre Form um, und er erzeugt Mikrobefehlsfolgen, die ihr "1"- und "O"-Muster anzeigen. Der Empfangsteil der Sende-Empfangs-Anordnung enthält eine Frequenzmeßvorrichtung, die an die Antenne angeschlossen ist.Die Frequenzmeßvorrichtung erzeugt Digitalsignalfolgen, die die ausgesendete Folge der ersten und zweiten Frequenzen anzeigt. Der Mikroprozessor weist Eingänge auf, die die Digitalsignale empfangen, damit ihre Folge mit Rufnummern verglichen werden, die im Speicher des Mikroprozessors gespeichert sind. Die Rufnummern werden von einer Bedienungsperson über ein Tastenfeld zugeordnet. Wenn eineüberefinstimmung vorliegt, betätigt der Mikroprozessor entweder eine vorbestimmte Funktion oder er empfängt zusätzliche Digitalsignale, die eine bestimmte auszuführende Funktion anzeigen.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Blockschaltbild der Hauptbestandteile einer gemäß der Erfindung ausgebildeten Sende-Empfangs-Anordnung,

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Fig.2 ein genaueres Blockschaltbild der Anordnung von Fig.1, wobei die Baueinheiten im Signalempfangsweg verdeutlicht sind,

Fig.3A bis 3K Frequenzdiagramme zur Veranschaulichung der Signale im Frequenzbereich, die an verschiedenen Punkten des Signalempfangswegs von Fig.2 auftreten,

Fig.4A bis 4M Schaltbilder der den Signalempfangsweg von Fig.2 bildenden Baueinheiten,

Fig.5A bis 5C Schaltbilder des in Fig.2 enthaltenen Taktgebers 3OOO,

Fig.6A bis 6F Schaltbilder des in Fig.2 enthaltenen Taktgebers 3100,

Fig.7A bis 7C Schaltbilder des in Fig.2 enthaltenen Taktgebers 3200 _f

Fig.QA und 8B Schaltbilder einer Teilerschaltung mit dem Divisor N6, die einen Teil des Taktgebers 3200 bildet,

Fig.9 ein Schaltbild der Signalquelle, die die digitalen Signale liefert, die von den Taktgebern 3000bis 3200 der Figuren 5 bis 8 angewendet werden,

Fig.10 ein Blockschaltbild eines Mikrocomputers, der einen Teil der Schaltung von Fig.9 bildet,

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Fig.11A bis 11E Schaltbilder des Geräuschsperrabschnitts der Anordnung von Fig.2,

Fig.12 ein Schaltbild der automatischen Einrasteinheit der Anordnung von Fig.2,

Fig.13 ein Schaltbild, das mit dem Schaltbild von Fig.2 mit der Ausnahme übereinstimmt, daß die Baueinheiten des Signalsendewegs und nicht die Baueinheiten des Signalempfangswegs hervorgehoben sind,

Fig.14a bis 14K Frequenzdiagramme zur Veranschaulichung von Signalen, die an verschiedenen Punkten des Signalsendewegs von Fig.13 auftreten,

Fig.15A bis 15L Schaltbilder von Baueinheiten, die den Signalsendeweg von Fig.13 bilden,

Fig.16 ein Schaltbild der Selektivrufeinheit, die in der Anordnung von Fig.13 enthalten ist,

Fig.17 ein Schaltbild der Steuereinheit, die in Fig.1, 2 und 13 enthalten ist, und

Fig.18 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Nachrichtenübertragung zwischen der Steuereinheit von Fig.17 und dem Prozessor nach den Figuren und 1Oo

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In dem Blockschaltbild von Fig.1 sind die Hauptbestandteile der hier zu beschreibenden Sende-Empfangs-Anordnung dargestellt.Die Sende-Empfangs-Anordnung besteht aus einer Antenne 10, einer Signalverarbeitungseinheit 20, einem Lautsprecher 30, einer Steuereinheit 40 und einer Energieversorgungseinheit 50. Diese Bestandteile sind über Kabel 61 bis 64 elektrisch miteinander verbunden, wie in Fig.1 dargestellt ist.Die Länge der Kabel 61 bis 64 ist so gewählt, daß sie zu der speziellen Umgebung paßt, in der die Anordnung arbeitet. Wenn beispielsweise die Betriebsumgebung ein Kraftfahrzeug ist, dann ist die Länge der Kabel 61 bis 64 so gewählt, daß die Bedienungsperson einen Zugang zum Lautsprecher 30 und zur Steuereinheit 40 hat, daß eine Verbindung von der Batterie zur Energieversorgungseinheit 50 ermöglicht wird, daß die Antenne 10 an einer wirksamen Position befestigt werden kann und daß ein diebstahlsicherer Einbau der Signalverarbeitungseinheit 20 ermöglicht wird.

Die Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.1 kann in einem Sendebetrieb und in einem Empfangsbetrieb arbeiten. Im Sendebetrieb spricht die Bedienungsperson in ein in der Steuereinheit 40 enthaltenes Mikrophon 41; die Tonsignale werden dadn in elektrische Signale umgesetzt, die über die Kabel 63 und 64 zur Signalverarbeitungseinheit 20 übertragen werden. Die Signalverarbeitungseinheit 20 bewirkt eine Frequenzverschiebung des empfangenen Signals aus dem Tonfrequenzbereich in ein Frequenzband eines auswählbaren Hochfrequenzkanals. Der ausgewählte Kanal kann entweder ein Einseitenbandkanal mit einer Bandbreite von etwa 5 kHz oder ein

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amplitudenmodulierter Kanal mit einer Bandbreite von etwa 10 kHz sein. In beiden Fällen werden die hinsichtlich ihrer Frequenz verschobenen Signale über das Kabel 61 zur Antenne 10 übertragen und von dieser abgestrahlt.

Im Empfangsbetrieb empfängt die Antenne 10 ausgestrahlte elektrische Signale, die aus mehreren Frequenzbändern bestehen, die jeweils in mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegen. Die Frequenzbänder werden über das Kabel 61 zur Signalverarbeitungseinheit 20 übertragen. Die Signalverarbeitungseinheit 20 filtert aus den Bändern ein auswählbares Band aus, und sie verschiebt die Frequenz des ausgewählten Bandes nach unten in einen Tonfrequenzbereich. Das ausgewählte, nach unten verschobene Frequenzband wird über das Kabel 64 zum Lautsprecher 30 übertragen, von dem es in hörbare Töne umgesetzt wird.

Wie die in Fig.1 dargestellte Sende-Empfangs-Anordnung den oben beschriebenen Empfangsbetrieb durchführt, läßt sich am besten unter Bezugnahme auf die Figuren und 3 verstehen. In Fig.2 ist ein Schaltbild des Sende-Empfangs-Geräts von Fig.1 dargestellt. Die Schaltung enthält einen Signalübertragungsweg, der im Empfangsbetrieb arbeitet; dieser Signalübertragungsweg ist in Fig.2 durch eine dickere Linie hervorgehoben. An verschiedenen Punkten in diesem Signalübertragungsweg sind Signale S1 bis S12 vorhanden, wie in Fig.2 dargestellt ist. In Fig.3 sind Frequenzdiagramme dargestellt, die einige der Signale S1 bis S12 im Frequenzbereich zeigen.

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Die Antenne 1 ist das erste Bauelement des Signalempfangswegs. Das Kabel 61 ist am Ausgang der Antenne angeschlossen, an dem das in Fig.3A dargestellte Signal S1 vorhanden ist. Das Signal S1 ist grundsätzlich ungefiltert, und es besteht daher aus Frequenzkomponenten, die das elektromagnetische Spektrum überdecken. Das Kabel 61 stellt eine Verbindung zu einem Filter 100 her. Das Filter 100 weist eine Ausgangsleitung 101 auf, an der die Signale S2 auftreten. Wie in Fig.3B dargestellt ist, umfaßt das Signal S2 einen Frequenzbereich von etwa 6 MHz bis 28 MHz. Die Frequenzgangflanken des Filters 100 sind nicht kritisch, da die einzige Funktion des Filters darin besteht, das zwischen 26,965 MHz und 27,405 MHz lje gende Frequenzband durchzulassen. Dieser Frequenzbereich enthält 40 amplitudemodulierte Kanäle (AM-Kanäle) gemäß der derzeitigen Zuordnung durch die dafür zuständigen Behörden. In der am Ende der Beschreibung angegebenen Tabelle I ist die Mittenfrequenz jedes der 40 Kanäle angegeben. Jeder AM-Kanal ist in einen unteren Seitenbandkanal und ainen oberen Seitenbandkanal unterteilt. In Fig.3B ist der Frequenzbereich von 26,965 MHz bis 27,405 MHz durch den schraffierten Bereich S2a angegeben.Fig.3B1 zeigt eine vergrößerte Darstellung des Bereichs S2a, wobei die in den ersten 2 AM-Kanälen liegenden Einseitenbandkanäle L1, U1, L2, U2 dargestellt sind.

Die Leitung 101 führt zum Signaleingang eines Mischers 200, an dessen Ausgangsleitung 202 Signale S3 auftreten. Der Mischer 200 weist auch eine Eingangsieitung 202 auf, an der er Taktsignale mit einer ersten auswählbaren Frequenz f - empfängt. Die Frequenz f ,. ist so gewählt, daß sie gleich der Differenz zwischen der Mittenfrequenz

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des ausgewählten AM-Kanals und dem Frequenzwert 3,125 MHz ist. Der Mischer 200 erzeugt die Signale S3 durch Mischen der Signale S2 mit der Frequenz f _g1, so daß die Mitte des ausgewählten AM-Kanals beim Frequenzwert 3,125 MHz liegt. Diese Tatsache ist in Fig.3C veranschaulicht. In der am Ende der Beschreibung angefügten Tabelle II ist der Wert der Frequenz f Jeweils zur Nummer des

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ausgewählten AM-Kanals angegeben.

Die Leitung 201 stellt eine Verbindung zu einem zweiten Mischer 300 her. Der Mischer 300 weist eine Takteingangsleitung 301 und eine Ausgangsleitung 302 auf. An die Leitung 301 ist ein Taktsignal mit einer Frequenz von 3,58 MHz angelegt. Der Mischer 300 mischt die Signale S3 mit dem Signal an der Leitung 301 und erzeugt abhängig davon an der Leitung 302 die Signale S4. Als Ergebnis des Mischvorgangs liegt beim Signal S4 die Mittenfrequenz des ausgewählten AM-Kanals bei 455 kHz. Fig.3D zeigt das Signal S4.

Das Signal S4 durchläuft eine Störunterdrückungsschaltung 400, die in Serie mit einem Verstärker 500 geschaltet ist. Die Störunterdrückungsschaltung 400 erzeugt die Signale S5, und der Verstärker 500 erzeugt die Signale S6. Die Funktion der Störunterdrückungsschaltung 400 und des Verstärkers 500 besteht allgemein darin, das Signal S4 zu filtern und zu verstärken, jedoch nicht hinsichtlich der Frequenz zu verschieben. Die Mittenfrequenz des ausgewählten Kanals liegt daher beim Signal S6 bei einem Frequenzwert von 455 kHz. Das Signal S6 ist. in Fig.3E im Frequenzbereich dargestellt.

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·=· 52 —

Im Empfangsbetrieb legt ein Schalter 600 über eine Leitung 701 an den Eingang eines von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildeten Filters700 an. Das Filter 700 ist auch mit einer Taktleitung 702 für den Empfang von Taktsignalen mit einer zweiten auswählbaren Frequenz f ~ verbunden. Abhängig von der Frequenz f ~ erzeugt das Filter 700 an einer Leitung 703 Ausgangssignaife S8.

Im hier zu beschreibenden Ausführungsbeispiel ist das Filter 700 ein von einem ladungsgekoppelten Bauelement (CCD) gebildetes Transversalfilter mit mehreren Durchlaßbändern, die durch Verändern der auswählbaren Frequenz f 2 programmiert werden können. In der USA-Patentanmeldung SN 758 366 vom Januar 1977 mit dem Titel "Frequencyconverting filter" findet sich eine genaue Beschreibung des Filteraufbaus. Grundsätzlich hesteht das von einem ladungegekoppelten Bauelement gebildete Transversalfilter aus mehreren in Serie geschalteten Stufen mit einen Aufbau mit geteilten Elektroden, der eine Impulsantwort in der Form (sin N/N) (cos 2TTfON) festlegt. In diesem Ausdruck ist die Frequenz f_Q gleich 1/(N_Q χ t ), wobei die Größe 1/t gleich der auswählbaren Frequenz f_s2 ist; N₀ ist die Anzahl der Stufen, über die der Ausdruck cos 21TfOt einen Zyklus vollendet. Die Bandbreite Af Jedes Durchlaßbandes ist gleich 1/(t_e N^), wobei die Größe 1/t erneut der auswählbaren Abtastfrequenz f η ist, während die Größe N^ gleich der Anzahl der Stufen ist, die der Ausdruck (sin N)/N vor dem Erreichen des ersten Nulldurchgangs durchläuft. In der USA-Patentanmeldung SN 758 365 vom 5.Januar 1977

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mit dem Titel " Programmable frequency converting filter" ist beschrieben, wie die Durchlaßbänder eines von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildeten Transversalfilters in Abhängigkeit von einer Taktfrequenz programmiert werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Parameter Nq und N-, so gewählt, daß das Durchlaßband des Filters 700 die Mittenfrequenz N χ f_g2 + ¹Af_S2 ^ha'^t» u*"^{1 daß} das Filter 700 eine Bandbreite von 1/20 f_g2 hat. In Fig.3f ist der Frequenzgang des Filters mit den oben beschriebenen Eigenschaften dargestellt. Die Aufgabe des Filters 700 besteht darin, die Signale S7 an der Leitung 701 zu empfangen und einen ausgewählten Kanal (entweder einen AM-Kanal oder einen Seitenbandkanal) aus den das Signal S7 bildenden Kanälen auszufiltern und die Frequenz des ausgewählten Kanals nach unten zu schieben.

Wenn der ausgewählte Kanal ein Einseitenbandkanal ist, hat er eine Breite von etwa 5 kHz, so daß das Filter 700mit einer solchen Frequenz f ₂ getaktet wird, daß sein Durchlaßband eine Breite von etwa 5kHz hat. In anderen Worten heißt das, daß die Größe 1/20 f_g etwa den Wert 5 kHz hat, wenn der ausgewählte Kanal ein Einseitenbandkanal ist. Außerdem ist die Frequenz f_s2 so ausgewählt, daß eines der mehreren Durchlaßbänder des Filters 700 mit dem aus dem Signal S7 auszuwählenden Seitenbandkanal zusammenfällt. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Durchlaßband des Filters 700,dessen Mitte bei 5 f_s2 +1/4 f_g2 liegt, auf den aus dem Signal S7 ausgewählten Seitenbandkanal ausgerichtet. Dies ist das

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elfte Durchlaßband des Filters 700. Wie in der am Schluß der Beschreibung angegebenen Tabelle IHa angegeben ist, bewirkt eine Frequenz f « ^mi"t de*¹¹ Wert 86,409 kHz eine Ausrichtung der Mitte des elften Durchlaßbandes des Filters 700 auf die Frequenz 450 kHz. Bei einer Frequenz f mit dem Wert 86,932 kHz erfolgt eine Ausrichtung der Mitte des elften Durchlaßbandes des Filters 700 auf die Frequenz 460 kHz. Die Breite beider Durchlaßbänder beträgt etwa 5 kHz. Fig.3E1 zeigt das Signal S7 in vergrößerter Form im Bereich der Frequenz 455 kHz, während Fig.3F1 eine vergrößerte Darstellung von Fig.3F beim gleichen Frequenzwert ist. Zusammen veranschaulichen diese Figuren die Ausrichtung des elften Durchlaßbandes des Filters 700 auf den ausgewählten Kanal. Es ist ferner zu erkennen, daß nach Fig.3E1 der Mischvorgang im Mischer 300 zu einer Frequenzumschaltung der unteren und oberen Seitenbandkanäle führt. Diese Frequenzumschaltung tritt ein, weil die Mischfrequenz von 3,58 MHz höher als die Mittenfrequenz des ausgewählten AM-Kanals, also höher als 3,125 MHz ist.

Die Taktfrequenz f ₂ ist auch so ausgewählt , daß das Filter 700 Bandbreiten von etwa 10 kHz hat, wobei die. Mitte eines der Bänder bei der Frequenz 455 kHz liegt. Dieses Merkmal wird dazu benutzt, ein AM-Signal durchzulassen, dessen Mitte bei 4,155 kHz liegt. Die am Ende der Beschreibung angefügte Tabelle III zeigt,daß eine Taktfrequenz f_g2 mit dem Wert 202 bewirkt, daß das Filter 700 ein Durchlaßband bei der Mittenfrequenz 455 kHz mit einer Bandbreite von etwa 10 kHz hat. Dieser Fall ist auch in den Figuren 3E1 und 3F1 dargestellt.

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Die Leitung 703 verbindet den Ausgang des Filters 700 mit einem Verstärker 800. Der Verstärker 800 ist so abgestimmt, daß er nur die im ersten Durchlaßband des Filters 700 liegenden Frequenzen durchläßt. Das bedeutet, daß der Verstärker 800 nur Frequenzen durchläßt, die im Bereich von 1/4 f ₂ liegen. An der Ausgangsleitung 801 gibt der Verstärker 800 Signale S9 ab. In Fig.3Gr ist das Signal S9 im gleichen Frequenzmaßstab wie in Fig.3F dargestellt, die die Durchlaßbänder des Filters 700 zeigt; Fig.3H zeigt das Signal S9 mit einem erweiterten Frequenzmaßstab, so daß seine Eigenschaften deutlicher hervortreten. In Fig.3H ist das Signal S9 beispielsweise als unterer Seitenbandkanal L2 dargestellt.

Das Signal S9 wird über die Leitung 801 einem Demodulator 900 zugeführt. Der Demodulator 900 bewirkt eine Verschiebung der Frequenz des Signals S9 in den Tonfrequenzbereich. Werden Seitenbandsignale empfangen, dann wird diese Frequenzverschiebung durch eine Zeitabtastung des Signals S9 mit einer dritten auswählbaren Frequenz f , erzielt. Die Zeitabtastung ist gleich der Faltung im Frequenzbereich. In Fig.31 sind die Frequenzkomponenten der Abtastübertragungsfunktion H2 dargestellt, die die Abtastung mit der Frequenz t_Q-, durchführen; Fig.3J zeigt die Faltung des Signals S9 mit der übertragungsfunktion H2. Dieses Faltungssignal ist mit S10 bezeichnet; es tritt an einer Leitung 901 auf.

Zur richtigen Verschiebung des Signals. S9 in den Tonfrequenzbereich mittels der Faltungsoperation ist es notwendig, daß die Frequenz f , sorgfältig auf die Frequenzen des Signals S9 ausgerichtet ist. Wenn das

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Signal S9 ein unteres Seitenband ist, wird die Frequenz fso ausgewählt, daß sie auf die niedrigste vorhandene Frequenz ausgerichtet ist. In Fig.3H liegt die Frequenz f , daher auf der linken Seite des Werts f^/^» ^di©s ist der Frequenzwert 20,346 kHz.

Eine Schwierigkeit beim Empfang von Einseitenbandsignälen besteht darin, daß kein Träger vorhanden ist, auf den eingerastet werden kann; die exakte Position der Frequenz des Signals S9 ist daher nicht bekannt. Es ist nur bekannt, daß das Signal irgendwo innerhalb des zugeordneten 5 kHz-Kanals liegt.Eine Schwierigkeit besteht daher darin, die Frequenz f_g, auf das Signal S9 auszurichten, unabhängig davon, wo das Signal S9 innerhalb des Kanals liegt. Die Tonqualität des resultierenden Tonsignals steht unmittelbar damit im Zusammenhang, wie gut die Frequenz f , und das Signal S9 ausgerichtet sind.Mit Hilfe der später noch zu beschreibenden Baueinheiten 3200 bis 3500 kann die Frequenz f , schrittweise so eingestellt werden, daß sie richtig auf das Signal S9 ausgerichtet ist, ohne Rücksicht darauf, wo dieses Signal innerhalb seines 5 kHz-Kanals liegt.

Wie oben beschrieben wurde, können auch amplitudenmodulierte Signale empfangen werden. In diesem Fall hat die Frequenz f_g2 den Wert 202, 218 kHz. Das bei f^/¹* liegende Signal S9 hat daher eine Mittenfrequenz von 50,555 kHz, Der Demodulator 900 verschiebt dieses Signal mit Hilfe eines üblichen, mit einer Diode arbeitenden Hüllkurvendetektors, der keine dritte Abtastfrequenz erfordert, in den Tonfrequenzbereich.

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Das Signal S1O ist über die Leitung 901 an die Lautstärkensteuereinheit 1000 angelegt. Die Lautstärkensteuereinheit 1000 weist eine Ausgangsleitung 1001 auf, an der sie Signale S11 abgibt. Die Leitung 1001 steht mit einem NF-Verstärker 1100 in Verbindung, der eine Ausgangsleitung 1101 aufweist, an der er Signale S12 abgibt. Die Ausgangsleitung 1101 ist mit einem Lautsprecher 30 verbunden, bei dem die Signale S12 in hörbare Töne umgesetzt werden. In Fig.3K sind die Signal© S12 im Frequenzbereich dargestellt; wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, sind sie dem niedrigsten Frequenzband proportional, das aus dem FaItungssignal S10 besteht; die Größe des Signals S12'wird durch die Wirkung der Lautstärkensteuereinheit 1000 und des Verstärkers 1100 gesteuert.

Die Baueinheiten, die den Signalübertragungsweg bilden, auf dem die Signale S1 bis S12 erzeugt werden, sind in den Figuren 4A bis 4M genau dargestellt. Das Filter 100 ist in Fig.4A dargestellt. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, enthält dieses Filter 100 einen Frequenzfilterabschnitt 110 und einen Amplitudendämpfungsabschnitt 120. Der Filterabschnitt 110 besteht aus einem Kondensator 111, der seriell das Signal S1 zum Signal S2 koppelt sowie aus einer Spule mit einer Induktivität von 3,3 wH, die das Signal S2 an Masse koppelt. Dieser Aufbau filtert die Frequenzen von 26 MHz bis 28 MHz aus dem ankommenden Frequenzspektrum. Der Abschnitt 120 enthält einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistör 121, der das Signal S1 an Masse ankoppelt. Eine der Gate-Elektroden des MOS-Feldeffekttransistors 121 ist über eine Diode nach Masse vorgespannt; die andere Gate-Elektrode ist

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über einen Widerstand 124 mit dem Wert 200 Kiloohm mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 123 gekoppelt. Der Verstärker 123 weist einen invertierenden Eingang 124 auf, der an eine Vorspannung von etwa 3V gelegt ist. Ferner weist der Verstärker 123 einen nichtinvertierenden Eingang 125 auf, der über einen Widerstand an ein analoges Verstärkungsregelsignal (AGC-Signal) und über eine Diode an ein digitales Signal XMT gelegt ist. Wenn das Signal XMT einen hohen Wert hat, erzeugt der Verstärker 123 eine hohe Spannung, die den Feldeffekttransistor 123 einschaltet, so daß das Signal S1 nach Masse kurzgeschlossen wird. Wenn andrerseits das Signal XMT einen niedrigen Wert hat, erzeugt der Verstärker 123 dem analogen Verstärkungsregelsignal proportionale Ausgangsspannungen, die die Dämpfung des Signals S1 entsprechend einstellen. Das AGC-Signal wird aus dem Signal S9 abgeleitet, und es hat die Wirkung, die Größe des Signals S9 unabhängig vom Spannungswert des Signals S1 auf einem konstanten Wert zu halten.

Der Mischer 200 ist in Fig.4B genau dargestellt. Dieser Mischer 200 enthält einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 210. Eine der zwei Gate-Elektroden empfängt über die Leitung 101 das Signal S2, und die andere Gate-Elektrode empfängt über die Leitung 202 das Signal S202.Die Leitfähigkeit des Feldeffekttransistors ist dem Signalprodukt an seinen zwei Gate-Elektroden proportional. Das an der Leitung 201 auftretende Signal S3 wird an der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 210 erzeugt; es ist daher gleich dem Produkt aus den Signalen S2 und S202. Ein Schwingkreis 211 mit einer Resonanzfrequenz von 3»125 MHz sorgt für die Ankopplung an die Leitung 201. An die Drain-Elektrode des

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Feldeffekttransistors 210 ist über einen Widerstand mit dem Wert 10 Kiloohm ein digitales Signal PEO angelegt. Wenn das Signal FEO einen hohen Wert hat, nimmt die Verstärkung des Mischers 200 zu; wenn dagegen das Signal FEO einen niedrigen Wert hat, sinkt die Verstärkung des Mischers 200. Das Signal FEO wird also dazu benutzt, die Verstärkung des Mischers 200 digital um etwa 40 dB abzustufen.

In Fig.4C ist das Schaltbild des Mischers 300 dargestellt. Der Mischer 300 enthält ebenfalls einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 310. Eine der beiden Gate-Elektroden empfängt über die Leitung 201 das Signal S3, und die andere Gate-Elektrode empfängt über die Leitung 301 das Signal S301. Eine Vorspannungsschaltung 312 koppelt die Leitung 201 an eine Spannung von -8V. Ein Schwingkreis 311 mit einer Resonanzfrequenz von 455 kHz koppelt seriell eine Spannung von 10V an die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 310 an, an der das Signal S4 an der Leitung 302 erzeugt wird.

Die Geräuschsperrschaltung 400 ist in Fig.4D dargestellt. Die Geräuschsperrschaltung besteht lediglich aus einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor 410, dessen Source-Elektrode 411 mit der Leitung 302 verbunden ist, während seine Drain-Elektrode 412 an Masse liegt. Die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 410 empfängt über eine Leitung 402 Geräuschsperrsignale NB. Der Feldeffekttransistor 410 ist ein P-Kanal-Typ, so daß er in den leitenden Zustand umschaltet, wenn das Signal NB negativ ist; er wird gesperrt, wenn das Signal NB

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positiv ist. Das Signal NB wird in der Weise erzeugt, daß es negativ ist, wenn über die Antenne Geräuschspitzen empfangen werden. Diese negative Spannung schaltet den Feldeffekttransistor 410 ein, so daß die Geräuschqitzen gedämpft und daran gehindert werden, über das Signal S4 hinauszugelangen.

In Fig.4E1 ist ein genaues Schaltbild der Geräuschsperrschaltung 1300 dargestellt; Fig.4E2 zeigt ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Veranschaulichung ihrer Arbeitsweise. Grundsätzlich besteht die Geräuschsperrschaltung 1300 aus zwei hintereinander geschalteten Verstärkern 1310 und 1320. Diese Verstärker enthalten drei LC-Schwingkreise 1321 bis 1323, die jeweils so abgestimmt sind, daß sie als Reaktion auf Geräuschspitzen schwingen. Jeder Schwingkreis besteht aus einer Spule mit einer Induktivität von etwa 3 mH, die parallel zu einem Kondensator mit einer Kapazität von 20 pF geschaltet ist. Somit werden normale HF-Signale von den Verstärkern 1310 und 1320 nicht durchgelassen, während

q Geräuschspitzen, die Frequenzen von etwa 10 Hz enthalten, verstärkt werden. Eine Leitung 1324 verbindet den Ausgang des Verstärkers 1320 mit einer Spannungsgleichrichterdiode 1330 und mit der Basis eines PNP-Transistors 1331 zur Verstärkung des an ihm anliegenden Signals. Die Leitung 402 ist mit dem Kollektor des Transistors 1331 verbunden, an dem das Geräuschsperrsignal NB entsteht.

In Fig.4E2 ist als Beispiel ein Zeitdiagramm des Signals NB dargestellt, wie es abhängig von einer

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Geräuschspitze 13^0 im Signal S1 erzeugt wird. Das Signal NB hat eine Impulsdauer 1341, die wenigstens gleich der Dauer der Impulsantwort der zuvor "beschriebenen Schaltungseinheiten 100 bis 300 ist. Die Geräuschspitze H340 wird daher im Signal S5 oder in den abhängig davon erzeugten Signalen nicht wiedergegeben.

Der Verstärker 500 ist in dem Schaltbild von Fig.4F wiedergegeben. Dieser Verstärker 500 besteht aus einem Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 510 und aus einem Schwingkreis 511. Das Signal S5 an der Leitung 401 wird über einen 100 pF-Kondensator 512 an eine der Gate-Elektroden des Feldeffekttransistors 510 angekoppelt; die andere Gate-Elektrode liegt an Masse. Der Schwingkreis 511 hat eine Resonanzfrequenz von 455 kHz; sein Ausgang ist mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 510 gekoppelt.Die Leitung 501, an der das Signal S6 erzeugt wird, ist über einen 100 pF Kondensator 513 mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 510 gekoppelt.

DerSchalter 600 ist in Fig.4G dargestellt. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, weist der Schalter zwei Signaleingänge auf, die mit den Leitungen 501 und 502 verbunden sind; ferner weist er einen mit der Leitung 503 verbundenen Digitalsteuereingang und einen an die Leitung 701 angeschlossenen Ausgang auf. Ein digitales Steuersignal RCV an der Leitung 503 legt fest, ob die Leitung 501 oder die Leitung 502 mit der Leitung 701 verbunden ist. Wenn das Steuersignal RCV einen hohen Spannungswert hat, ist die Leitung 501 mit der Leitung 701 verbunden, während bei einem niedrigen Spannungswert des Steuersignals RCV

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die Leitung 502 mit der Leitung 701 verbunden ist. Das digitale Steuersignal RCV hat einen hohen oder einen niedrigen Spannungswert in Abhängigkeit davon, ob sich die Sende-Empfangs-Anordnung im Empfangsbetrieb oder im Sendebetrieb befindet.

Fig.4H zeigt eine stark vergrößerte Draufsicht auf das von einem ladungsgekoppelten Bauelement gebildete Transversalfilter 700. Die Leitung 701 ist an eine Eingangsstufe 710 des Filters 700 angeschlossen. Die Leitung 702, an der Taktsignale mit der zweiten auswählbaren Frequenz f_s2 anliegen, ist am Takteingang 711 fles Filters 700 angeschlossen. Wie oben beschrieben wurde, besteht das Filter 700 aus mehreren in Serie geschalteten Stufen 712 ; Jede dieser Stufen enthält eine geteilte Elektrode. Die Unterteilungen 713 zeigen ein Profil der Form (sin N/N) (cos 2irf_QN). Elese Struktur weist mehrere Durchlaßbander auf, deren Mitten bei Vielfachen der Frequenz f ₂ liegen, wie oben beschrieben wurde. Die Leitung 703, an der die Signale S8 erzeugt werden, ist mit einer Ausgangsstufe 714 des Filters 700 verbunden.

Ein genaues Schaltbild des Verstärkers 800 ist in Fig.4l dargestellt.Dieser Verstärker besteht aus Operationsverstärkern 810 und 812 und aus doppeltabgestimmten Resonanzkreisen 811. Die Leitung 703 ist mit dem Eingang des Verstärkers 810 verbunden. Der doppeltabgestimmte Resonanzkreis 811 bildet einen nach Masse führenden Nebenschluß zum Eingang.Der Resonanzkreis 811 enthält zwei LC-Glieder mit den jewä ligen Resonanzfrequenzen von

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etwa 20 kHz und 50 kHz. Die Resonanzfrequenz von 20 kHz ist auf die niedrigste Durchlaßfrequenz des Filters 700 gelegt, wenn dieses so getaktet wird, daß es Einseitenbandsignale durchläßt; die Resonanzfrequenz von 50 kHz ist dagegen auf das niedrigste Durchlaßfrequenzband des Filters 700 ausgerichtet, wenn dieses so getaktet wird, daß es amplitudenmodulierte Signale durchläßt. Es werden die Resonanzfrequenzen von 20 kHz und 50 kHz und nicht ein einziger Resonanzfrequenzbereich von 20 kHz bis 50 kHz angewendet, so daß das Durchlaßband bei 3/4 f ρ des Filters 700 im Einseitenbandbetrieb gedämpft wird. Es sei daran erinnert, daß das 3/4 f p-Durchlaßband des Filters 700 eine Mittehfrequenz von etwa 40 kHz hat. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist über eine Leitung 802 mit dem Eingang des Operationsverstärkers 812 gekoppelt. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 812 wird von einer Widerstandsschaltung 813 festgelegt, die einen 20 kSL - und einen 4,7 kXL -Widerstand enthält. Die Leitung 801, an der das Signal S9 auftritt, ist mit danAusgang des Rechenverstärkers 812 verbunden.

Dar Demodulator 900 ist in Fig.4j dargestellt. Dieser Demodulator 900 enthält zwei digital gesteuerte Schalter 910 und 911» die einen gemeinsamen, an die Leitung 801 angeschlossenen Eingang aufweisen. Zur digitalen Steuerung des Betriebs der Schalter 910 und 911 sind Steuereingänge vorgesehen, die an die Leitungen 902 und 903 angeschlossen sind. Das Bauelement TL607 der Firma Texas Instruments ist ein Beispiel für einen solchen Schalter. An die Leitung 903 ist ein digitales Signal AM angelegt, und an die Leitung 902 ist ein von der dritten auswählbaren

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Frequenz f_s, gebildetes Signal S9O2 angelegt. Der Schalter 910 kann geschlossen werden, wenn das Signal AM einen hohen Spannungswert hat, während der Schalter 911 geschlossen werden kann, wenn das Signal AM einen niedrigen Spannungswert hat. Das tatsächliche Schließen der Schalter 910 und 911 wird vom Signal S902 "bestimmt. Wenn amplitudenmodulierte Signale empfangen werden, haben sowohl das Signal AM als auch das Signal S902 einen hohen Spannungswert, so daß das Signal S9 den Schalter 910 durchläuft. Der Ausgang des Schalters 910 ist an eine Diode 912 und an ein Tiefpaßfilter aus den Schaltungselementen 913 und 91A- angeschlossen. Die Leitung 901 ist mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters verbunden. Wenn andrerseits Einseitenbandsignale empfangen werden, hat das Signal AM einen niedrigen Spannungswert und das Signal S902 enthält die dritte auswählbare Frequenz f ,. Der Schalter 911 öffnet und schließt sich daher abhängig von der Frequenz f_g,. Auf Grund dieser Abtastoperation wird das Signal S9 hinsichtlich seiner Frequenz abwärts verschoben, wie in den Figuren 3H bis 3J veranschaulicht wurde. Der Ausgang des Schalters 911 ist mit dem Tiefpaßfilter und mit der Leitung 901 verbunden.

Die Lautstärkensteuereinheit 1000 ist in Fig.4K dargestellt. Die Lautstärkensteuereinheit enthält einen Operationsverstärker 1010, dessen Eingang mit der Leitung 901 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1010 ist mit der Leitung 1001 verbunden, an der das Signal S11 erzeugt wird. Zur Steuerung der Eingangsimpedanz und der Ausgangsimpedanz des Rechen-

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Verstärkers 1010 sind digitale Schaltungsglieder 1013 vorgesehen, so daß dadurch die Größe des Signals S11 gesteuert werden kann.Mit den Eingängen der digitalen Schaltungsglieder 1013 sind Leitungen 1002 verbunden, an die digitale Signale B1 bis B4 angelegt sind. Die Ausgänge der Schaltungsglieder 1013 verbinden mit dem Eingang des Verstärkers 1010 einen 200 k-Λ- -Widerstand; ferner verbinden sie verschiedene Widerstände 1012 in Abhängigkeit von den digitalen Signalen BO bis B4 mit dem Ausgang des Verstärkers 1010.

In Fig.4L ist ein Schaltbild des NF-Verstärkers 1100 dargestellt. Der NF-Verstärker weist ein Durchlaßband von etwa 300 bis 3000 Hz auf, das den größten Teil des hörbaren Frequenzbereichs enthält. Der NF-Verstärker enthält einen Operationsverstärker 1110, mit einem an die Leitung 1001 angeschlossenen Eingang und mit einem seriell an die Leitung 1101 über eine Treiberschaltung 1111 und einen Schwingkreis 1112 angeschlossenen Ausgang. Der Schwingkreis 1112 ergibt das oben erwähnte Durchlaßband.

In Fig.4 M ist das Schaltbild des Lautsprechers 1200 dargestellt.Die Leitung 1101 ist mit dem Eingang des Lautsprechers 1200 verbunden. Die Signale S12 werden in diesem Lautsprecher mit Hilfe einer elektromechanischen Vorrichtung 1210 in hörbare Schallwellen umgesetzt.

Wie die obige Beschreibung zeigt, hängt die Arbeitsweise der in Fig.2 dargestellten Sende-Empfangs-Anordnung von der richtigen Erzeugung von drei auswählbaren Frequenzen f ^ f ρ und f , ab. Die Taktschaltungen zur Erzeugung

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dieser Frequenzen werden nun beschrieben. In Fig.2 sind diese Taktschaltungen in Form von Schaltungsblöcken dargestellt. Sie umfassen die Taktschaltungen 3000, 3100 und 3200. Die Taktschaltung 3000 erzeugt das Signal S301, das aus einem Signal mit einer festen Frequenz von 3,58 MHz besteht. Außerdem erzeugt die Taktschaltung 3000 das Signal S3004 an der Leitung 3004 und das Signal S3005 an der Leitung 3005. Die Leitung 3004 ist mit der Taktschaltung 3100 verbunden, die abhängig vom Signal S3004 Signale S202 mit der Frequenz f ^ erzeugt. Die Leitung 3005 ist mit der Taktschaltung 3200 verbunden, die die Signale S3OO5 empfängt, und.,abhängig davon das Signal S702 mit der Frequenz f_g2 und das Signal S9O2 mit der Frequenz f , erzeugt. Die auswählbaren Frequenzen f ^, f ₂, ^₅-* werden von den Taktschaltungen 3000 und 3200 als Vielfache der Frequenz 3,58MHz erzeugt. Diese Vielfachen sind in Fig.2 mit N^ bis Ng bezeichnet. Einige dieser Vielfachen sind fest, während andere programmierbar sind. In der am Ende der Beschreibung angefügten Tabelle IV sind die auswählbaren Frequenzen f ^ , f ~ und £ ■, zusammen mit den Vielfachen N-, bis Ng sowie die Zwischentaktsignale S3004 und S3005 in Abhängigkeit von dem bestimmten Einseitenbandkanal oder AM-Kanal dargestellt, der empfangen werden soll.

Einige der der Tabelle IV entnehmbaren Informationen können mit der vorhergehenden Beschreibung in Beziehung gebracht werden. Beispielsweise sollen die Eintragungen der Frequenz f_g1 in der Tabelle II mit den Eintragungen in der Tabelle IV verglichen werden. Auch die Eintragungen der Frequenz f_s2 in der Tabelle III sollen mit

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den die gleiche Frequenz betreffenden Eintragungen in der Tabelle IV verglichen werden. Außerdem sind die Demodulierungstaktfrequenz f- der Figuren 31 und 311 mit den ^,-Eintragungen in der Tabelle IV zu vergleichen.

Wenn die Werte der Frequenzen f_s1, f_s2 und f_Q^ so gegeben sind, wie sie in der Tabelle IV angegeben sind, müssen die Größen N₁ bis N₆ so gewählt werden, daß die gewünschten Frequenzen erhalten werden. Zu diesem Zweck wird für den Multiplikationsfaktor N der

2 Wefct 1432 gewählt. Das Signal S3004 hat eine feste Frequenz von 2,4 kHz. Durch Einstellen des Werts von N^ auf 9536 bzw. 95&O kann eine auswählbare Frequenz f_s1 von 23,84 kHz erhalten werden. Wie die Tabelle IV außerdem zeigt, hat der Multiplikationsfaktor N, den festen Wert 10. Somit hat auch das Signal S 3005 eine feste Frequenz mit dem Wert 250 Hz. Die auswählbare Frequenz f_g2 nimmt daher den Wert 86,932 kHz an (wie es für den Enpfang von unteren Seitenbandsignalen erforderlich ist, ), wenn der Multiplikationsfaktor N₅ den Wert 19 125 hat. Die Frequenz f_s2 hat für den Multiplikationsfaktor N₅ von 19 010 den Wert 86,409 kHz oder für den Wert des Multiplikationsfaktors N,- von 19 413 den Wert 208,218 kHz.

Die auswählbare Frequenz f_g, wird durch eine entsprechende Auswahl des Multiplikationsfaktors Ng erzeugt. Wie die Tabelle IV zeigt, eignet sich die Frequenz f_s, für das Demodulieren unterer Seitenband-

kanäle, wenn der Multiplikationsfaktor Ng den Wert hat, und sie eignet sich zum Demodulieren oberer Seitenbandkanäle, wenn der Faktor Np den Wert 207 hat.

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Wie in der obigen Beschreibung angegeben wurde, können Seitenbandsignale irgendwo in dem ihnen zugeordneten 5 kHz-Kanal liegen; es ist daher erwünscht, die auswählbare Frequenz f_s2 in feinen Schritten zu steuern. Die Tabelle IV gibt an, wie diese schrittweise Feinsteuerung erhalten wird. Das Signal S3005 hat eine feste Frequenz mit dem Wert 250 Hz, und der Faktor N^ ist fest auf den Wert 55 eingestellt. Dies ergibt eine Frequenz von 250 Hz/55» also etwa 5 Hz. Indem der Faktor Nc als programmierbarer Faktor ausgestaltet wird, kann die Frequenz f ρ i*¹ Schritten von etwa 5 Hz gesteuert werden.

In den Figuren 5 bis 8 sind Einzelheiten der Taktschaltungen 3000 bis 3200 dargestellt. Einzelheiten der Taktschaltung 3000 zeigt Fig.5.Die Taktschaltung 3000 enthält einen 3,85 MHz-Oszillator 3020, eine durch N₂ teilende digitale Schaltungseinheit 3040 und eine durch 10 teilende digitale Schaltungseinheit 3060. Dieser Aufbau ist in Fig.5A in Form eines Blockschaltbildes dargestellt.

Ein genaues Schaltbild des Oszillators 3020 zeigt Fig.5B. Dieser Oszillator 3020 enthält einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 3021, der an einer Gate-Elektrode mit einem 3,58 MHz-Quarz 3022 gekoppelt ist. Parallel zum Quarz 3022 liegt ein RC-Glied 3023, damit ein bei 3,58 MHz schwingender Resonanzkreis entsteht. An die andere Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 3021 wird über eine Widerstandsschaltung 3024 eine Vorspannung angelegt. Die Leitung 301 ist mit der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 3021 verbunden; an dieser Leitung 301 werden die Signale S3001 mit dem festen Frequenz-

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~⁶⁹~ 28T8570

wert 3f58 MHz erzeugt.

Die durch Np teilende Schaltungseinheit 3040 besteht aus einem durch 4 teilenden Zähler 3041, einem durch 179 teilenden Zähler 3042 und einem durch 2 teilenden Zähler 3043. In Fig.5c sind Einzelheiten der Zähler 3041 und 3042 dargestellt. Der Zähler 3041 besteht aus zwei D-Flipflops 3043. Der (3-Ausgang jedes Flipflops ist jeweils mit dem D-Eingang verbunden, so daß ein Zähler mit dem Teiler faktor 4 entsteht. Die Flipflops 3043 können beispielsweise aus integrierten Schaltungen des im Handel erhältlichen Typs SN74LS174 bestehen.

Der durch 179 teilende Zähler 3042 enthält zwei aufwärts zählende ZäMar 3044 und 3045 mit einer Kapazität von jeweils vier Bits. Die Aufwärts zähler weisen einen Takteingang 3046 auf, an den der Q-Ausgang des ZahlBCs 3041 angeschlossen ist. Ein Übertragausgang CO des Zählers 3044 ist mit einem Freigabeeingang E des Zählers 3045 verbunden. Ein Ubertragausgang CO des Zählers 3045 ist über eine UND-Verknüpfung mit dem Q-Ausgang des Zählers 3O41 kombiniert, und das daraus resultierende digitale Signal dwird dem La^eeingang (LD) der Zähler 3044 und 3045 zugeführt. Die Zähler 3044 und 3045 weisen Eingänge A, B, C und D zur parallelen Dateneingabe auf. Diese Eingänge liegen an Masse oder an +5V, damit Eingangs signale erzeugt werden, die gleich dem Einerkomplement zu 179 sind. Die Eingangssignale werden immer dann in die Zähler 3044 und 3045 geladen, wenn das Signal am Ladeeingang einen niedrigen Wert hat; die Zähler zählen immer dann aufwärts, wenn die Spannung am Ladeeingang einen hohen Wert hat. Die Zähler 3044 und 3045 können beispielsweise die im Handel erhältlichen Zählertypen SN74 LS163 sein. Die digitale

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Schaltungseinheit 3047 ist mit dem Eingang an die Ladeeingänge angeschlossen, und ihr Ausgang gibt das Signal S 3003 an die Leitung 3003 ab.

In Fig.6 sind Schaltungseinzelheiten der Taktschaltung 3100 dargestellt. Fig.6A zeigt dabei ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Hauptbauteile der Taktschalting 3100, während die Figuren 6B bis 6D genaue Schaltbilder der kompliziertesten Baueinheiten darstellen. Wie in Fig.6A dargestellt ist, wird die Taktschaltung 3100 mit Hilfe einer Phasenregelschleife verwirklicht. Die Phasenregelschleife besteht aus einem Phasendetektor 3120, einem spannungsgesteuerten Oszillator 3140 und einem programmierbaren Zähler 3160. Der Phasendetektor 3120 weist einen an die Leitung 3004 angeschlossenen ersten Eingang und einen mit dein Ausgang des programmierbaren Zählers 3160 über eine Leitung 3161 verbundenen zweiten Eingang auf. Eine Leitung 3121 verbindet den Ausgang des Phasendetektors 3120 mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 314O. Die Leitung 202 verbindet den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 314O mit dem Eingang des Zählers 316O, so daß die Phasenregelschleife geschlossen wird.

Der Phasendetektor 3120 ist in Fig.6B mit seinen Einzelheiten dargestellt. Er enthält eine digitale Schaltungseinheit 3122, deren Eingang mit der Leitung 3004 verbunden ist und deren Ausgang mit einem RC-Glied 3123 zur Erzeugung einer Rampe verbunden ist. Zum Puffern des Ausgangs signals des RC-Glieds 3123 ist ein Operationsverstärker 3124 vorgesehen. Der Signaleingang eines digitalgesteuerten Schalters 3125 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 3124 verbunden; ein Steuereingang dieses Schalters ist an eine Leitung 3161 angeschlossen. Der Ausgang des Schalters 3125 ist mit dem Eingang eines Speicherkondensators 3126

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und mit dem Eingang eines Operationsverstärkers 3127

verbunden. Die Leitung 3121 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 3127 verbunden. Bei dieser Schaltung bewirkt das Signal S3004 die Erzeugung eines Rampensignals am Ausgang des Operationsverstärkers 3124, und der Schalter 3125 tastet das Rampensignal in Abhängigkeit vom Signal S3161 ab. Der Abtastwert wird im Speicherkondensator 3126^: gespeichert und vom Operationsverstärker 3127 gepuffert. Auf diese Weise hat das Signal S3121 eine Größe, die die Phasendifferenz zwischen den Signalen S3OO4 und S3121 ausdrückt.

In Fig.6C ist ein Schaltbild des spannungsges teuerten Oszillators 3141 dargestellt. Dieser Oszillator enthält einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 3141, bei dem eine Gate-Elektrode an eine Vorspannungsschaltung 3142 und die zweite Gate-Elektrode an einen Resonanzkreis 3143 angeschlossen ist. Der Resonanzkreis enthält eine Kapazitätsdiode 3144, deren Kapazitätswert der Spannung proportional ist, die an ihre Anschlußklemmen angelegt ist. Die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 3143 hängt also von der an die Kapazitätsdiode 3144 angelegten Spannung ab. Das Signal S3121 wird an die Kapazitätsdiode angekoppelt, so daß die Schwingungsfrequenz des Resonanzkreises 3143 von der Größe dieses Signals abhängt. Die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 3141 ist mit einem Puffertransistor 3145 verbunden. Die Leitung 202 ist am Kollektor des Transistors 3145 angeschlossen, und die Signale S202 mit der ersten

auswählbaren Frequenz werden an diesem Kollektor erzeugt.

Der Zähler 3160 besteht aus einem Zählerabschnitt 3162 mit dem festen Teilerfaktor 4 und aus einem programmierbaren Zählerabschnitt 3163 mit einer Kapazität von 12 Bits.

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Die Leitung 202 ist mit dan Eingang des Zählerabschnitts 3162 verbunden, und eine Leitung 3164 verbindet den Ausgang dieses Zählers mit dem Eingang des programmierbaren Zählerabschnitts. In Fig.6D ist ein Schaltbild des Zählerabschnitts 3163 dargestellt. Diese Zählerabschnitte stimmen hinsichtlich ihres Aufbaus mit den oben beschriebenen Zählern 3044 und 3045 überein. Die

Zähler 3165 bis 3167 sind zur Bildung eines 12-Bit-Zählers hintereinander geschaltet. Den 6 niedrigstwertigen Eingängen des Zählerabschnitts 3163 werden über Leitungen 3401 programmierbare digitale Signale AO bis A5 zugeführt. Die Eingänge der 6 höchstwertigen Bits des Zählerabschnitts 3163 sind fest entweder auf den Signalwert "1" oder auf den Signalwert'O" gelegt. Bei Anwendung dieses Aufbaus hat der Zählerabschnitt 3163 einen programmierbaren Zählerstand, der in binärer Schreibweise mit 100100XXXXXX definiert ist. Das Komplement dieses Zählerstandes wird in den Zählerabschnitt 3163 geladen, wenn das Übertragsignal vorhanden ist. Zum Anlegen der notwendigen Steuersignale an die Ladeeingänge LD der Zähler 3165 bis 3167 sind digitale Verknüpfungsglieder 3168 vorgesehen.

In Fig.6E ist ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform des Phasendetektors 3120 dargestellt. Der phasendetektor weist eine Bezugstakt-Eingangsleitung 3004, eine Abtasttakt-Eingangsleitung 3161 und eine Phasendetektor-Ausgangsleitung 3121 auf. Die Bezugstaktsignale S3004 werden an der Eingangsleitung 3004 empfangen, und die Abtasttaktsignale S3161 werden an der Eingangsleitung 3161 empfangen. In Abhängigkeit davon werden an der Leitung 3121 die Phasenmeßsignale S3121 erzeugt. Die Phasenmeß signale sind Analogsignale mit einer Größe, die die Phasendifferenz zwischen den Bezugstaktsignal und dem Abtast takt signal wiedergibt. Das Signal S3131

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hat genauer gesagt, dann einen Ruhewert, wenn die Signale S 3004 und S3161 phasengleich sind. Andrerseits hat das Signal S3121 einen über dem Ruhewert liegenden Wert, wenn das Signal S3161 eine Phasennacheilung in Bezug auf das Signal S3004 hat. Wenn das Signal S3121 einen unter dem Ruhewert liegenden Wert hat, dann zeigt das Signal S3161 eine Phasenvoreilung bezüglich des Signals S3OO4.

Der Phasendetektor von Fig.6E besteht aus einem Sägezahngenerator 3130 mit variabler Periodendauer und aus einer Abtastspeicherschaltung 3131. Der Sägezahngenerator 3130 empfängt an der Leitung 3004 die Bezugstaktsignale, und er erzeugt in Abhängigkeit davon Sägezahnsignale st (t) und st₂ (t), die die gleiche Periodendauer wie die Bezugssignale haben. Das Signal St₁ (t) wird an einem Schaltungspunkt 3132 erzeugt, und es wird gepuffert zum Schaltungspunkt 3133 als Signal stp (t) übertragen. Die Abtastspeicher schaltung 3131 empfängt an der Leitung 3134 das Signal st₂ (t), und gleichzeitig empfängt sie an der Leitung 3161 das Signal S3161. Das Signal S3161 zeigt einen "Abtastzustand" entsprechend dem hohen Spannungswert und einen "Nichtabtastzustand" entsprechend einem niedrigen Spannungswert. Wenn sich das Signal S3161 im Abtastzustand befindet, tastet die Abtastspeicherschaltung 3161 das Sägezahnsignal stp (t) ab, und es erzeugt das Phasenmeßsignal S3121 an der Leitung 3121 mit einer der Größe des Abtastwerts proportionalen Größe. Wenn sich das Signal S3161 dagegen im Nichtabtastzustand befindet, tastet die Abtastspeicherschaltung 3131 das Signal st₂(t) nicht ab, sondern hält lediglich den vorhergehenden Abtastwert fest und erzeugt weiterhin cas Signal S3121 mit einer dem zuletzt abgenommenen Abtastwert proportionalen Größe.

Der Sägezahngenerator 3130 mit varialber Periodendauer besteht aus einem RC-Zeitglied 3135, das an eine Puffer-

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schaltung 3136 angeschlossen ist. Das RC-Zeitglied 3135 enthält einen MOS-Lasttransistor 3135a, der mit einem Kondensator3135b in Serie geschaltet ist. Der ■Verbindungspunkt dieser beiden Bauelemente bildet den Schaltungspunkt 3132. Die Gate-Elektrode des Transistors 3135a ist mit seiner Drain_Elektrode verbunden. Der Transistor 3135a arbeitet daher im Verarmungsbetrieb, so daß

ein hochohmiger Weg entsteht, über den der Kondensator 3135b aufgeladen wird. Parallel zum Kondensator 3135b liegt ein MOS-Schalttransistor 3135c Die Gate-Elektrode des Transistors 3135c ist an die Leitung 3004 angeschlossen. Der Transistor 3135c wird daher in ausgewählter Weise vom Bezugstaktsignal S3004 ein- oder ausgeschaltet.

Die Pufferschaltung 3136 enthält einen MOS-Lasttransistor 3136a, der mit einem Source-Transistor 3136b in Serie geschaltet ist. Der Verbindungspunkt dieser beiden Bauelemente bildet den Schaltungspunkt 3133. Die Gate-Elektrode des Transistors 3136b ist mit seiner Source-Elektrode verbunden; die Gate-Elektrode des Transistors 3136a, ist über eine Leitung mit dem Schaltungspunkt 3132 verbunden. Die Leitung 3134 ist mit dem Schaltungspunkt zwischen den Transistoren 3136a und 3136b verbunden; an dieser Leitung wird das Signal st₂ (t) erzeugt.

Die Abtastspeicherschaltung 3131 enthält einen Lasttransistor 3131a, der mit einem Source-Transistor 3131b in Serie geschaltet ist. Die Gate-Elektrode des Lasttransistors 3131a ist mit seiner Drain-Elektrode verbunden. Der Lasttransistor 3131a arbeitet daher als Lastwiderstand im Verarmungsbetrieb, so daß ein hochohmiger Weg zum Transistor 3131b entsteht. Die Leitung 3121 ist am Verbindungspunkt der Transistoren 3131a

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und 3131b angeschlossen; das Signal S3121 wird an dieser Leitung erzeugt. Die Gate-Elektrode des Transistors 3131b ist mit der Source-Elektrode eines Transistors 3131c verbunden. An die Drain-Elektrode 3131c ist die Leitung 3134 angeschlossen, und die Leitung 3161, an der das Signal S3161 anliegt, ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 3131c verbunden.

Die Arbeitsweise der in Fig.6E dargestellten Schaltungsanordnung wird durch die Spannungs-Zeitdiagramme von Fig.6F erläutert. Fig.6Fi zeigt das Signal S3004. Während des Zeitintervalls Δ t₁ hat das Signal S3OO4 einen hohen Spannungswerf; -_f so daß der Transistor 3135c als Reaktion darauf eingeschaltet wird. Im Verlauf dieses Zeitintervalls bildet der Transistor 3135c einen niederohmigen Weg parallel zum Kondensator 3135b. Folglich entlädt sich der Kondensator 3135b schnell nach Masse, so daß das Signal S₁Ct) auf einen Spannungswert von nahezu 0 Volt geführt wird, wie in Fig.6F2 dargestellt ist.

Während des Zeitintervalls £t hat das Signal S3OO4

2
einen niedrigen Spannungswert. Der Transistor 3135c wird als Reaktion auf diesen niedrigen Spannungswert gesperrt, so daß sich der Kondensator 3135b über den Transistor 3135a rampenartig auflädt. Auf Grund dieser Aufladewirkung steigt die Spannung am Kondensator 3135b an, bis das Bezugstaktsignal S3OO4 auf den hohen Spannungswert umschaltet, oder bis die Spannung am Schaltungspunkt 3132 den Spannungswert Vdd erreicht. Wenn die Signalumschaltung erfolgt, wird <fer Kondensator 3135b wieder entladen. Die Zeitintervalle ^t, und At₂ werden abwechselnd wiederholt; die Signale s.(t) und Sp(t) haben daher eine Sägezahnform, wie in Fig.6F2 dargestellt ist.

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Die Wirkungsweise der Abtastspeicherschaltung 3131 ist ebenfalls in Fig.6F veranschaulicht. Fig.6F3 zeigt das Signal S3161, das hohe Spannungswerte und niedrige Spannungswerte hat. Der Transistor 3131c der Abtastspeicherschaltung wird gesperrt, wenn das Signal S3161 einen niedrigen Spannungswert hat, und er wird eingeschaltet, wenn das Signal S3161 einen hohen Spannungswert hat. Ein Signal S3161 mit hohem Spannungswert bewirkt daher die Übertragung der Spannung an der Leitung 3134 an die Gate-Elektrode des Transistors 3131b. Ein niedriger Spannungswert des Signals S3161 bewirkt dagegen eine Abtrennung der Gate-Elektrode des Transistors 3131b von der Leitung· 3134. Da für die Gate-Elektrode des Transistors 3131b kein Entladeweg vorhanden ist, wird die an ihr anliegende Spannung in der Miller-Kapazität 3131d des Transistors 3131b festgehalten, bis der nächste Abtastwert abgenommen wird.

Die oben beschriebene Abtatstspeicherfunktion wird in den Figuren 6F3 und 6F4 veranschaulicht. Wie der Darstellung zu entnehmen ist, nimmt das Signal S3161 im Zeitpunkt t^ für eine kurze Zeitdauer einen hohen Wert an; als Reaktion darauf tastet die Abtastspeicherschaltung 3131 die Spannung an der Leitung 3134 ab. Die Größe dieses Abtastwerts, die mit S3121 Ct₁) bezeichnet ist, wird im Kondensator 3131d festgehalten, und sie wird zur Ausgangsleitung 3121 bis zur Abnahme des nächsten Abtastwerts weitergegeben. Die Abtastung im Zeitpunkt t₁ ist in Fig.6F4 so dargestellt, als sei sie in der Mitte der Ladeperiode A t_ erfolgt. Die Tatsache, daß diese Abtastung im Verlauf der Δ tp-Periode spät auftritt, wird durch die Amplitude des abgenommenen Abtastwerts und das Signal S3121 (t₂) zum Ausdruck gebracht. Die Amplitude dieses zweiten Abtastwerts wird größer als die Amplitude des vorangehenden

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Abtastwerts sein; die Differenz ist der Phasendifferenz zwischen den Signalen S3OO4 und S3161 im Zeitpunkt t₂ proportional.

Fig.6F zeigt auch einen im Zeitpunkt t-, abgenommenen Abtastwert, der früher als der MittelZeitpunkt der Abtastperiode /Vt₂ auftritt. Das Sägezahnsignal s₂(t) hat eine relativ kleine Amplitude, wenn dieser Abtastwert abgenommen wird. Das Ausgangssignal S3121 (t^) hat daher eine kleinere Amplitude als das Signal S3121 (t^). Die vorliegende Differenz ist der Phasendifferenz zwischen den Signalen S3004 und S3161 im Zeitpunkt t-, proportional.

Es sei bemerkt, daß die hier beschriebenen Taktschaltungen von nur eibner Bezugsfrequenz (nur ein Quarzoszillator) Gebrauch machen, aus der alle Mischfrequenzen und Modulationsfrequenzen abgeleitet werden. Diese Taktschaltungen können auch in Sende-Empfangsanordnungen eingesetzt werden, die die Seitenbandfilterung mit Quarzfiltern durchführen. Ein solches Quarzfilter ist beispielsweise im "Radio Amateur's Handbook", das von der American Radio League 1976 herausgegeben wurde, auf den Seiten 414 bis 419 beschrieben. Das dort beschriebene Quarzfilter würde anstelle des von einem ladungsgekoppelten Bauelement gebildeten Filters 700 verwendet werden, und die vom Filter 700 ausgeführte Frequenzverschiebung würde durch Ändern der Frequenzen f . , f ■, oder durch Hinzufügen eines weiteren Mischers durchgeführt werden.

Ein Blockschaltbild der Taktschaltung 32OO ist in Fig.7A

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dargestellt. Wie der Darstellung zu entnehmen ist, wird der Faktor N5 mit Hilfe einer Phasenregelschleife verwirktlicht. Diese Phasenregelschleife gleicht hinsichtlich ihres Aufbaus der Phasenregelschleife, die

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zur Verwirklichung des Faktors N1 verwendet wurde, und die in Fig.6 dargestellt iet. Die Phasenregelschleife von Fig.7 besteht aus einem Pfiiasendetektor 3220, einem spannungsgesteuerten Oszillator 3230 und einem programmierbaren 16-Bit-Zähler 3240. Der Phasendetektor 3220 weist einen ersten Signaleingang auf, der für den Empfang von Signalen mit der Bezugsfrequenz 250 Hz an eine Leitung 3005 angeschlossen ist, ferner weist er einen zweiten Eingang auf, der für den Empfang der vom Zähler 3240 erzeugten Signale an die Leitung 3241 angeschlossen ist. Der Ausgang des Phasendetektors 3220 ist über eine Leitung 3221 mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 3230 verbunden. Eine Leitung 3231 verbindet den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators mit dem Eingang des Zählers 3240, wodurch die Phasenregelschleife geschlossen wird.

In Fig.7B 1st ein Schaltbild zur Veranschaulichung der Einzelheiten des programmierbaren lÖTBit-Zählers 3240 dargestellt. Dieser Zähler besteht aus vier 4-Bit-Aufwärtszählern 3250 bis 3253, die im Aufbau den zuvor beschriebenen 4-Bit-Aufwärtszählern 3044 und 3045 gleichen.Die Zähler 3250 bis 3253 sind so hintereinandergeschaltet, daß ein i6_TBit-Zähler entsteht. Die neun niedrigstwertigen Eingangsbits des Zählers 3240 empfangen über Leitungen 3402 programmierbare Digitalsignale A8 bis A15. Die sieben höchstwertigen Eingangsbits des Zählers sind fest an den Signalwert "1" oder "0" gelegte Der Übertragausgang des Zählers 3253 ist über

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digitale Verknüpfungsglieder 3254 so angeschlossen, daß die notwendigen Steuersignale für die Ladeeingänge LD der Zähler 3250 bis 3253 geliefert werden.

Die Leitung 3231 ist auch mit einem durch N4 teilenden Zähler 3260 verbunden. Ein genaues Schaltbild des Zählers 3260 ist in Fig.7C dargestellt. Der Zähler 3260 teilt abhängig vom Wert des Digitalsignals A7, das er über eine der Leitungen 3402 empfängt, wahlweise durch 55 oder durch 24. Wenn das Signal A7 einen hohen Wert hat, wird das Einerkomplement von 24 an die Eingänge des Zählers 3260 angelegt. Wenn das Signal Ä7 einen niedrigen Wert hat, wird das Einerkomplement von 55 an die Eingänge des Zählers angelegt. Zwei 4-Bit-Zähler 3265 und 3266 mit einem Aufbau, der dem Aufbau derZähler 3044 und 3045 gleicht, werden zur Verwirklichung des Zählers 3260 verwendet. Zur Erzeugung von Steuersignalen an den Ladeeingängen LD der Zähler 3265 und 3266 werden digitale Verknüpfungsglieder 3267 verwendet.

In Fig.8 sind Einzelheiten des durch N6 teilenden Zählers dargestellt, der zur Erzeugung der dritten auswählbaren Frequenz f ·, verwendet wird. Wie der Darstellung zu entnehmen ist, gleicht der durch N6 teilende Zähler 3280 im Aufbau den zuvor beschriebenen Zählern. Das bedeutet, daß er aus zwei 4-Bit-Aufwärtszählern 3258 und 3286 besteht, die den zuvor beschriebenen Zählern 3044 und 3045 gleichen. Die Signale an den Dateneingängen dieser Zähler werden wahlweise so gesetzt, daß sie dem Einerkomplement von 235 entsprechen, wenn das Signal A6 einen hohen Wert hat, und dem Einerkomplement von 207 entsprechen, wenn das Signal A6 einen niedrigen Wert hat. Ein digitales Verknüpfungs-

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glied 3288 steht mit der Leitung 902 in Verbindung, an der das die dritte auswählbare Frequenz f , bildende Signal S902 erzeugt wird.

In Fig.9 ist die Quelle der Digitalsignale dargestellt, die zur Angabe der Werte für die Multiplikatoren N1, N2, N5 und Νβ sowie zur Betätigung der Lautstärkensteuereinheit 1000 erzeugt werden. Die Quelle dieser Digitalsignale enthält zwei digitale Register 3400. Das eine Register 3410 ist ein 16-Bit-Register, dessen Ausgänge mit den Leitungen 3401, 3402 und 3403 verbunden sind. Die Ausgangsbits 0 bis 6 des Registers 3410 werden an die Leitung 3401 angelegt, an der die Signale AO bis A6 erzeugt werden. Die Ausgangsbits 7 bis 15 des Registers 3410 werden an die Leitung 3402 angelegt, an der die Signale A7 bis A15 erzeugt werden. Der Ausgang 3410 ist mit der Leitung 3403 zur Erzeugung des Signals A6 verbunden.

Das zweite Register 3420 ist ein 7-Bit-Register. Die Ausgangsbits 0 bis 4 dieses Registers werden den Leitungen 3404 zugeführt, damit die Lautstärkensteuersignale BO bis b4 erzeugt werden. Das Bit 5 des Registers 3420 ist an die Leitung 124 angelegt, damit das oben erwähnte Signal FEO erzeugt wird. Das Bit 6 des Registers 3420 ergibt das Digitalsignal ENACT (Freigabe der automatischen RufausSendung), dessen Funktion später im Zusammenhang mit dem Sendevorgang beschrieben wird.

Die Register 3410 und 3420 bestehen aus D-Flipflops. Zur Abgabe von Daten- und Takteingangssignalen für diese beiden Register über Leitungen 3501 wird ein

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Mikroprozessor 3500 benutzt. Die Datensignale bilden Mikrobefehle, die von den an die Registerausgänge angeschlossenen Schaltungen interpretiert werden, so daß diese Schaltungen entsprechend reagieren. In einer Ausführungsform besteht der Mikroprozessor aus dem Typ TMS11OO der Firma Texas Instruments Incorporated, Einzelheiten dieses Mikroprozessors TMS1100 sind in der Veröffentlichung mit dem Titel "Programmers Reference Manual for the TMS 1000 Series MOS/LSI One-Chip-Microcomputers " angegeben. Diese Veröffentlichung wurde von der Firma Texas Instruments Incorporated herausgegeben; sie ist von dieser Firma erhältlich. Weitere Einzelheiten finden sich in der USA-Patentschrift 3 991 305.

Der Mikroprozessor TMS1100 enthält ein 11-Bit-Ausgaberegister mit den Bits RO bis R10. Wie in Fig.9 dargestellt ist, ist das Bit R2 über die Leitung 3502 mit dem Takteingang des Registers 3410 verbunden; an dieser Leitung wird ein Taktsignal CR1CK erzeugt. Das Bit R4 ist mit dem Takteingang des Registers 3420 über die Leitung 3503 verbunden, an der ein Taktsignal CR2CK erzeugt wird. Das Bit R3 ist über die Leitung 3504 mit den Dateneingängen der Register 3410 und 3420 verbunden, wobei an dieser Leitung ein mit DATABUS bezeichnetes Datensignal erzeugt wird.

Der Mikroprozessor TMS1100 enthält außerdem ein 4-Bit-Eingaberegister mit den Eingängen K1, K2, K4 und K8. Die Eingänge K1 und K2 sind über die Leitung 3510 mit der Steuereinheit 40 verbunden, damit der Mikroprozessor 3500 aus der Steuereinheit Steuersignale L1 und L2 empfangen

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kann. Abhängig von den Signalen L1 und L2 erzeugt der Mikroprozessor 3500 die Taktsignale CR1CK, CR2CK und DATABUS, damit die entsprechenden Multiplikatoren N1 bis N6 und die entsprechenden Lautstärkensteuerbits angegeben werden. Die Signale L1 und L2 werden unten noch beschrieben.

Die oben beschriebene Empfangsschaltung der Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.2 kann im Rahmen der hier beschriebenen Prinzipien in vielfältiger Weise abgewandelt werden. Beispielsweise kann für den Empfang der Steuersignale über die Leitungen 3510 und zur Erzeugung von Daten- und Takt-Signalen für die Register 3400 auch ein anderer Mikroprozessor als der Typ TMS1100 benutzt werden. Beispielsweise können für den Typ TMS1100 die Typen TMS1000 oder TMS1200 benutzt werden. Außerdem können die Zähler, die die Taktschaltungen 3000bis 3200 bilden auch mit anderen Schaltungen als den in den Figuren 5 bis 8 dargestellten Schaltungen aufgebaut werden. Beispielsweise können die programmierbaren Zähler mit Hilfe von Abwärtszählern anstelle von Aufwärtszählern verwirklicht werden; in diesem Fall würde die tatsächlich zu zählende Zahl anstelle ihres Komplements an die Dateneingänge der Zähler angelegt werden. Das von einem ladungsgekoppelten Bauelement gebildete Filter 700 könnte so aufgebaut sein, daß es Durchlaßbänder aufweist, deren Mitten bei den Frequenzen nf_s2+ kf_s2 liegen, wobei k nicht gleich 1/4 ist. Beispielsweise könnte k den Wert 1/8 haben, wobei in diesem Fall die Werte der Multiplikatoren N1 bis N6 entsprechend bemessen wären.

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In Fig.10 ist ein Blockschaltbild des Abschnitts des Mikroprozessors TMS11OO dargestellt, der in Fig.9 nicht enthalten war. Das Bit K4 des Eingaberegisters empfängt ein Digitalsignal mit der Frequenz 250 Hz, und das Bit K8 des Eingaberegisters empfängt das Digitalsignal CMP. Die Ausgangsbits R5 bis R10 sind die Quelle für die Digitalsignale MUX1, MUX2,MbX3, RCV, STANDBY und AUTOLEN. Diese Signale sind Mikrobefehle für die Schaltungen, die sie empfangen. Das Signal RCV wird zur Steuerung des in Fig.4F dargestellten Schalters 600 benutzt. Der Mikroprozessor TMS1100 enthält ein zweites Ausgaberegister mit den Ausgangsbits 00, 01, 02 und 03, die Digitalsignale (Mikrobefehle) DAO, DA1, DA2 bzw. DA3 erzeugen. Die Funktion jedes der oben genannten Mikrobefehle wird noch beschrieben.

Die Sende-Empfangsanordnung von Fig.2 enthält eine Einrichtung zur Durchführung einer Geräuschsperroperation. Die Geräuschsperre arbeitet während des Empfangsbetriebs in der Weise, daß die Signale S9 die Lautstärkensteuereinheit 1000 durchlaufen, wenn sie keine Informationen enthalten. Die Anwesenheit oder die Abwesenheit von Informationen im Signal S9 wird von der Amplitude dieses Signals angezeigt. Wenn die Amplitude des Signals S9 relativ klein ist, wird die Lautstärkesteuereinheit 1000 abgeschaltet, indem das Signal, b4 an der Leitung 3404 auf einen hohen Spannungswert gesetzt.wird. Bei einem relativ hohen Amplitudenwert des Signals S9 wird die Lautstärkensteuereinheit 1000 dagegen freigegeben, indem das Signal B4 auf einen niedrigen Spannungswert gesetzt wird.

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Die Schaltungseinheiten, die zur Verwirklichung der Geräuschsperrfunktion benutzt werden, sind in Fig.2 dargestellt. Zu diesen Baueinheiten gehört ein AGC-Detektor 2100, dessen Eingang für den Empfang des Signals S9 an die Leitung 801 angeschlossen ist.In Abhängigkeit vom Signal S9 erzeugt der AGC. Detektor 2100 ein Analogsignal AGC an der Leitung 2001. Das Analogsignal AGC (Lautstärkeregelsignal oder AVR-Signal) hat eine dem zeitlichen Amplitudenmittelwert des Signals S9 proportionale Amplitude. Die Leitung 2001 ist mit dem Eingang einer Teilerschaltung 2200 verbunden. Der Ausgang der Teilerschaltung 2200 ist über eine Leitung 2201 mit einem Analogmultiplexer 2300 verbunden. Der Ausgang des Analogmultiplexers 2300 ist an eine Leitung 2301 angeschlossen, an der Analogsignale CMP1 erzeugt werden. Die Leitung 2301 ist mit dem Eingang eines Analogkomparators 2400 verbunden. Der Ausgang des Analogkomparators 2400 ist über eine Leitung 2401 mit dem K8-Eingang des Mikroprozessors 3500 verbunden. Der Komparator 2400 weist einen zweiten Eingang auf, der über eine Leitung 2501 mit dem Ausgang eines Digital-Analog-Umsetzers 2500 verbunden ist. Der Umsetzer 2500 erzeugt an der Leitung 2501 die Analogsignale CMP2v Die vom Mikroprozessor 3500 erzeugten Signale DAO bis DA4 werden über Leitungen 2502 den Eingängen des Umsetzers 2500 zugeführt.

In den Figuren 11A bis 11D sind Schaltbilder der Einheiten 2100 bis 2500 dargestellt; Fig.11E zeigt ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung ihrer WirkungsweiseJn Fig.11A ist das Schaltbild des AGC-Detektors 2100 dargestellt.

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Dieser AGC-Detektor 2100 besteht aus einem Operationsverstärker 2120 mit einer Eingangsschaltung 2121 und einer Rückkopplungsschaltung 2123.E4e Eingangsschaltung 2123- enthält eine Diode 2122, deren Eingang für den Empfang des Signals S9 an die Leitung 801 angeschlossen ist. Die Diode 2122 bewirkt die Gleichrichtung des Signals S9, und die Rückkopplungsschaltung 2123 erzeugt den zeitlichen Mittelwert des gleichgerichteten Signals. Der Operationsverstärker 2120 weist einen Ausgang auf, der an die Leitung 2101 angeschlossen ist; an diesem Ausgang wird das dem.zeitlichen Mittelwert des gleichgerichteten Signals S9 repräsentierende Signal AGC erzeugt. In Fig.11E ist ein Beispiel für die Signale S9 und AGC dargestellt.

Das Schaltbild der Teilerschaltung 2200 ist in Fig.11B dargestellt. Diese Schaltung besteht aus einem Operationsverstärker 2220 mit einem Eingangswiderstand 2221 und einem Rückkopplungswiderstand 2222. Die Widerstände 2221 und 2222 bilden den Teilerfaktor 1/5. Das Signal AGC wird über den Widerstand 2221 dem negierenden Eingang des Verstärkers 2220 zugeführt. Die Leitung 2201 ist am Ausgang des Verstärkers 2220 angeschlossen.

In Fig.1iC ist das Schaltbild des Analogmultiplexers 2300 dargestellt. Der Analogmultiplexer 2300 besteht aus zwei digital gesteuerten Schaltern 2320 und 2321. Die vom Mikroprozessor 3500 an den Leitungen 3520 erzeugten Digitalsignale MUX1, MUX2, MUX3 und AUTOLEN werden zur Steuerung der Schalter 2320 und 2321 verwendet. Fig.11C enthält eine Wahrheitstabelle, in der die vom Multiplexer 2300 abhängig von den digitalen Steuersignalen durchge-

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lassenen Eingangssignale angegeben sind. Jedes der angegebenen Eingangssignale wird in den folgenden Abschnitten der Beschreibung erläutert. An der Leitung 2301 wird das Ausgangssignal CMP1 des Multiplexers 2300 erzeugt.

In Fig.HD ist ein Schaltbild des !Comparators 2400 und des Digital-Analog-Umsetzers 2500 dargestellt. Der Komparator 2400 enthält einen Operationsverstärker 2420. Der Operationsverstärker 2420 weist einen Eingang auf, der das Signal CMP1 über einen 1OkJTL-Widerstand 2421 empfängt; der gleiche Eingang ist auch so angeschlossen, daß er das Signal CMP2 über einen 51kJl-Widerstand 2422 empfängt. Der zweite Eingang des Operationsverstärkers 2420 ist an Masse gelegt; der Verstärker enthält keine Rückkopplungsschaltung. Sein Ausgangssignal, das .er an die Leitung 2401 abgibt, schaltet daher zwischen einem hohen und einem Spannungswert in Abhängigkeit davon um, ob das Signal CMP1 größer oder kleiner als das Signal CMP2ist.

Der Digital-Analog-Umsetzer 2500 besteht aus einem Operationsverstärker 2520 mit einer ohmschen Rückkopplungsschaltung 2521 und einer ohmschen Eingangsschaltung 2522. Der Verstärker 2520 arbeitet daher als Summierglied, über die Leitungen 2502 werden die Signale DAO bis DA3 wahlweise an die Eingänge der Widerstände 2522 angelegt, damit eine digital steuerbare Eingabe in das Summierglied erfolgt. Der Mikroprozessor 3500 setzt die Signalwerte der Signale DAO bis DA3 abhängig von den von der Steuereinheit 40 empfangenen Signalen L1 und L2. Diese Signale werden

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durch eine von Hand erfolgende Betätigung der Steuereinheit ausgelöst.

Die Wirkungsweise der oben beschriebenen Geräuschsperrschaltung wird an Hand von Fig.11E erläutert. Während eines ersten Zeitintervalls T1 hat das Signal S9 eine relativ niedrige mittlere Amplitude. Das bedeutet, daß das Signal SAGG kleiner als das Signal CMP2 ist. Als Folge davon hat das Signal CMP einen niedrigen Spannungswert. Der Mikroprozessor 3500 tastet das Signal CMP in intermittierenden Zeitintervallen während des Empfangsbetriebs ab, und er macht die Lautstärkensteuereinheit 1000 unwirksam, wenn das Signal CMP einen niedrigen Spannungswert hat» Während eines zweiten ZeitIntervalls T2 nimmt die Amplitude des Signals S9 stark zu, was die Anwesenheit von Sprache oder von anderen Informationen in diesem Signal anzeigt.Als Reaktion darauf steigt das Signal SAGC auf einen über dem Wert des Signals CMP2 liegenden Wert an, so daß das Signal CMP auf einen hohen Spannungswert umschaltet. Der Mikroprozessor 3500 tastet das Signal CMP intermittierend ab, und abhängig von dessen hohem Spannungswert gibt er die Lautstärkensteuereinheit 1000 frei, damit die im Signal S9 vorhandene Information in hörbare Töne umgesetzt werden kann.

Die Geräuschsperrschaltung wird von der Sende-Empfangs-Anordnung auch für die Funktion "Kanal frei" und die Funktion "Kanal besetzt" benutzt. Die beiden Funktionen werden über die Steuereinheit 40 von Hand betätigt, wie unten noch beschrieben wird. Der Mikroprozessor 3500 empfängt über die Leitungen 3510 Signale, die die

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durchzuführenden Operationen anzeigen. In Abhängigkeit von diesen Signalen speichert der Mikroprozessor 3500 den Kanal in seinem Speicher, mit dem er gerade arbeitet. Anechliessend schaltet er nacheinander durch die angrenzenden Kanäle, indem er die Frequenzen f ^ und f « ändert. Der Mikroprozessor 3500 überwacht das Signal CMP für jeden durchlaufenen Kanal und er sendet zum Mikroprozessor 3600 Nachrichten, die den Kanalzustand anzeigen. Wenn ein freier Kanal oder ein besetzter Kanal aufgefunden wird, zeigt der Mikroprozessor 3600 je nach der verlangten Funktion der Bedienungsperson den Kanal über die Anzeigeeiiheit 3800 an. Anschliessend wählt der Mikroprozessor 3500 wieder den zuvor benutzten Kanal aus.

Die Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.2 enthält auch eine Einrichtung zur Durchführung einer automatischen Einrastfunktion beim Empfang von Einseitenbandsignalen im Empfangsbetrieb. Die automatische Einrastfunktion wird mit Hilfe der Einrasteinheit 2600 verwirklicht. Die Einrasteinheit 2600 ist mit einem Eingang an die Leitung 901 für den Empfang des Signals S10 angeschlossen; der Ausgang der Einrasteinheit 2600 ist über die Leitung 2601 mit dem Eingang des Analogmultiplexers 2300 verbunden. Der Mikroprozessor 3500 empfängt die von der Einrasteinheit erzeugten Signale an den Leitungen 2601 über den Multiplexor 2300 und den Komparator 2400« In Abhängigkeit von diesen Signalen berechnet der Mikroprozessor 3500 einen Wert für die zweite auswählbare Frequenz f_s?» der das Signal S9 im Frequenzbereich auf eine feste Bezugsfrequenz ausrichtet. Der Mikroprozessor 3500 erzeugt dann Mikrobefehlssignale an den Leitungen 3501, die die

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Werte für N4 bis N6 anzeigen, die zur Erzeugung der berechneten Frequenz führen.

Die genaue Arbeitsweise der automatischen Einrastfunktion läßt sich am besten in Bezugnahme auf Fig.12 erkennen. Fig.12A zeigt das Blockschaltbild der automatischen Einrastschaltung 2600, und Fig.12B stellt ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung ihrer Arbeitsweise dar. Die Einseitenbandsignale, mit denen die Einrastschaltung 2600 arbeitet, enthalten eine intermittierend vorhandene Trägerfrequenz. In einer Ausführungsform ist diese Trägerfrequenz für eine kurze Zeitdauer unmittelbar vor der Aussendung von Sprachsignalen vorhanden. Die Einrastschaltung 2600 mißt die tatsächliche Frequenz des intermittierend vorhandenen Trägers. Der Mikroprozessor 3500 empfängt an den Leitungen 2601 Signale, die die Trägerfrequenz anzeigen; in Abhängigkeit davon berechnet er eine passende Frequenz f . durch Vergleich der tatsächlichen Frequenz des intermittierend vorhandenen Trägers mit der erwarteten Nennfrequenz des Trägers.

Wie Fig.12A zeigt, enthält die Einrastschaltung 2600 einen Operationsverstärker 2620 mit einem an die Leitung 901 für den Empfang des Signals S10 angeschlossenen Eingang. Mit dem Verstärker 2620 ist eine ohmsche Rückkopplungsschaltung 2621 so verbunden, daß der Verstärker 2620 als Nulldetektor arbeitet. Der Ausgang des Verstärkers 2620 ist an die Leitung 2602 angeschlossen, an der das Signal ZERODET erzeugt wird. In Fig.12B sind die Zeitdiagramme der Signale S10 und ZERODET angegeben. Die Leitung 2602 ist am Takteingang eines D-Flipflops 2622 angeschlossen.

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Das D-Flipflop 2622 weist einen Q-Ausgang auf, der über eine Leitung 2624 mit den Takteingängen von zwei weiteren D-Flipflops 2623 verbunden ist. Das vom Mikroprozessor 350 erzeugte Signal AUTOLEN bewirkt die Freigabe der Flipflops 2622 und 2623, wenn seinSignalwert wahr ist.

D^e D-Flipflops 2623 sind so miteinander verbunden, daß sie an der Leitung 2625 das Signal RUN und an der Leitung 2626 das Signal ALVALID nur dann erzeugen, wenn das Signal AUTOLEN einen wahren Signalwert hat. Das Signal RUN wird über eine Leitung 2625 an zwei 4-Bit-Zähler 2630 angelegt. Die Zähler 2630 werden zum Zählen freigegeben,, wenn das Signal RUN einen wahren Signalwert hat; sie werden gelöscht, wenn das Signal RUN einen falschen Signalwert hat«, Die Zähler 2630 können beispielsweise von Schaltungen des Typs SN74LS163 gebildet werden. Der Takteingang des Zählers 2630 empfängt das Signal S31 einer festen Frequenz von etwa 100 kHz, Das Signal S2631 wird von einem durch 9 teilenden Zählar 2631 erzeugt^ dessen Takteingang das Signal 3002 empfängt.

Die Einrastschaltung 2600 enthält auch ein 8-Bit-Schieberegister 2640, das Paralleleingänge aufweist, die über Leitungen 2641 mit den Ausgängen des Zählers 2630 verbunden sind. Ein Steuereingang 2642 des Registers 2640 empfängt über die Leitung 2626 das Signal ALVALID. Daten aus den Zählern 2630 werden über Leitungen 2641 in das Register 2640 übertragen, wenn das Signal ALVALID von einem niedrigen Spannungswert zu einem hohen Spannungswert übergeht.

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Dieser Übergang erfolgt, nachdem die Zähler 2630 für die Dauer von zwei Zyklen des Signals ZERODET freigegeben worden sind.

Wie in Fig.11 c dargestellt ist, ist das Signal ALVALID auch an den Analogmultiplexer 2300 angelegt, wo es vom Mikroprozessor 3500 festgestellt wird. Das Register 2640 weist ferner einen Takteingang auf, der über die Leitung 2643 das Taktsignal CRCK empfängt; ein Datenausgang des Registers 2640 ist über die Leitung 2644 mit dem Multiplexer 2300 verbunden. Der Mikroprozessor 3500 kann daher den Inhalt des Registers 2640 programmgesteuert lesen.

In einer Ausführungsform beträgt die Frequenz des intermittierend ausgesendeten Trägers 1600 Hz. Durch Vergleich werden die Zähler 2630 mit einer Frequenz von etwa 100 kHz getaktet. Da die Differenz zwischen den zwei Frequenzen groß ist, gibt der Inhalt des Registers 2640 die tatsächliche Frequenz, die im Signal S9 vorhanden ist, mit hoher Genauigkeit wieder.

Unter Bezugnahme auf die Figuren 13 und 14 wird nun die Arbeitsweise der Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.1 im Sendebetrieb beschrieben.Fig.13 stimmt mit .der oben beschriebenen Fig.2 überein, mit der Ausnahme, daß Fig.13 Bezugszeichen enthält, die diejenigen Baueinheiten der Anordnung kennzeichnen, die im Sendebetrieb benutzt werden, während Fig.2 Bezugszeichen enthält, die die im Empfangsbetrieb benutzten Baueinheiten kennzeichnen. Der Signalsendeweg ist in Fig.13 auch mit einer verstärkten Linie dargestellt,

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in Fig.2 ist dagegen der Signalempfangsweg durch eine dickere Linie hervorgehoben. An verschiedenen Punkten des Signalsendev/egs werden Signale S51 bis S64 erzeugt, die in Fig.14 dargestellt sind.

Das Mikrophon 41 ist die erste Baueinheit im Signalsendeweg. Das Mikrophon 41 empfängt Schallwellen 42, und es erzeugt in Abhängigkeit von diesen Schallwellen an einer Leitung 43 elektrische Signale S51. Die Leitung 43 ist mit dem Eingang eines NF-Verstärkers 5100 verbunden. Der Ausgang des NF-Verstärkers 5100 ist über eine Leitung 5101 mit einem Schalter 5200 verbunden; an der Leitung 5101 werden vom Verstärker 5100 die Signale S52 erzeugt.

Wenn Sprachsignale gesendet werden sollen, gibt der Schalter 5200 die Signale S52 zu seinem Ausgang weiter. Die Signale S53 am Ausgang des Schalters 5200 werden über eine Leitung 5201 dem Signaleingang eines Gegentaktmodulators 5300 zugeführt. Der Gegentaktmodulator 5300 weist auch einen Takteingang auf, der mit der Leitung 902 für den Empfang der Signale S902 verbunden ist, die die dritte auswählbare Frequenz f - enthalten. Der Ausgang des Gegentaktmodulators 5300 ist über eine Leitung 5301 mit dem Schalter 600 verbunden; an dieser Leitung werden die Signale S54 erzeugt. Die Signale S54 sind im Seitenbandbetrieb Zweiseitenbandsignale, während sie im Amplitudenmodulationsbetrieb amplitudenmodulierte Signale sind. Das bedeutet, daß die TrägerfrequenZjderen Wert gleich Vielfachen der dritten auswählbaren Frequenz f^ ist, in das Signal S54 nur

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dann eingegeben wird, wenn der Gegentaktmodulator 5300 im Amplitudemodulationsbetrieb arbeitet.

Der Gegentaktmodulator 5300 erzeugt die Signale S54 durch Abtasten der Signale S53 mit der Frequenz f -* von etwa 22 kHz. In den Figuren 14B und 14C ist die Wirkung dieser Abtastoperation in zwei verschiedenen Frequenzmaßstäben dargestellt. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, besteht das Signal S54 aus mehreren gleichen Frequenzspektren, deren Mitten jeweils bei einem Vielfachen der Frequenz f -, liegen. Die Mittenfrequenz des 21.ten Frequenzspektrums liegt bei 455 kHz. Die Mitte des unteren Seitenbandabschnitts des 21.Spektrums liegt daher etwa bei 450 kHz, während die Mitte des oberen Seitenbandabschnitts des 21.Spektrums bei etwa 460 kHz liegt.

Im Sendebetrieb ist das Filter 700 so angeschlossen, daß es die Signale S54 über den Schalter 600 empfängt. Die Aufgabe des Filters 700 besteht darin, entweder das untere Seitenband, das obere Seitenband oder das AM-Signal auszufiltern, das am nächsten bei der Frequenz 455 kHz liegt. Abhängig von der Betriebsart ist also die Taktfrequenz f ₂ ^des Filters 700 gemäß der am Ende der Beschreibung angefügten Tabelle V so ausgewählt, daß die gewünschte Filterung durchgeführt wird. In Fig.i4D sind die Durchlaßbänder des Filters 700 dargestellt, wenn es so getaktet wird, daß es nur das untere Seitenband durchläßt. Wie im zuvor geschilderten Empfangsbetrieb wird das elfte Durchlaßband des Filters 700 zum Ausfiltern von Seitenbändern aus einem Eingangssignal verwendet, während das fünfte Durchlaßband des

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Filters 700 zum Ausfiltern eines AM-Bandes aus einem Eingangssignal verwendet wird.

Der Ausgang des Filters 700 gibt die Signale S56 ab. Die Signale S56 werden über eine Leitung 703 einem abgestimmten Verstärker 5400 zugeführt. Der Verstärker 5400 ist auf eine Frequenz von 455 kHz abgestimmt. Der Verstärker 5400 gibt an seiner Ausgangsleitung 5401 die Signale S57 ab. In den Figuren 4E und 4F sind die Signale S56 und S57 im Frequenzbereich dargestellt. V/ie der Darstellung zu entnehmen ist, enthält das Signal S56 mehrere ausgefilterte Frequenzbänder, während das Signal S57 nur das der Frequenz 455 kHz am nächsten liegende Frequenzband enthält.

Die Leitung 5401 ist am Eingang eines Mischers 5500 angeschlossen. Der Mischer 5500 weist einen Takteingang auf, der an eine Leitung 301 zum Empfang der daran anliegenden Signale S301 angeschlossen ist. Die Signale S30T enthalten eine feste Frequenz mit dem Wert 3,58 MHz; die Erzeugung dieses Signals erfolgt in der oben beschriebenen Weise. Der Ausgang des Mischers 5500 ist an eine Leitung 5501 angeschlossen, an der die Signale S58 erzeugt werden. Die Signale S58 gleichen den Signalen S57 mit einer Frequenzverschiebung auf 3,58 MHz + 455 kHz_o

Die Leitung 5501 ist mit dem Eingang des Filters 5600 verbunden. Das Filter 5600 ist so abgestimmt, daß es nur Frequenzen nahe 3»125 MHz durchläßt. Der Ausgang des Filters 5600 ist mit einer Leitung 5601 verbunden, an der die Signale S59 erzeugt werden. In Fig.i4l

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sind die Signale S59 im Frequenzbereich dargestellt.

Die Leitung 5601 ist am Eingang eines Mischers 5700 angeschlossen. Der Mischer 5700 weist einen Takteingang auf, der für den Empfang der Signale S202 an die Leitung 202 angeschlossen ist. Die Signale S202 werden in der oben beschriebenen Weise erzeugt; sie enthalten die erste auswählbare Frequenz f^. Die Frequenz f . wird so gewählt, daß die Summe f >■ + 3,125 MHz gleich der Mittenfrequenz des Kanals ist, auf dem die Signale S51 ausgesendet werden sollen«. Der Ausgang des Mischers 5700 ist an eine Leitung 5701 angeschlossen, an der die Signale s60 erzeugt werden. Die Signale S60 gleichen den Signalen S59 mit einer Frequenzverschiebung auf fg^+ 3,125 wie in Fig.i4j angegeben ist.

Die Signale S60 werden von einem Verstärker 5800 empfangen, der so abgestimmt ist, daß das untere Frequenzband ausgefiltert wird. Fig.14K zeigt das Frequenzspektrum des Signals S61.

Das Signal S61 wird über eine Treiberschaltung 59, einen Leistungsverstärker 6000 und eine Meßschaltung 6100 zur Messung des Stehwellenverhältnisses seriell an die Antenne 1 angekoppelt. Von diesen Schaltungseinheiten werden die Signale S62, S63 bzw. S64 erzeugt. Die Treiberschaltung 5900 und der Leistungsverstärker 6000 ändern die Amplitude des Signals S61, jedoch nicht die in ihm enthaltenen Frequenzen. Das von der Antenne 10 ausgesendete Signal hat daher das gleiche Frequenzspektrum wie die Signale S61, was in Fig.i4K veranschaulicht ist.

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Einzelheiten der Schaltungseinheiten,5100 bis 6200 sind in den Figuren 19A bis 15L dargestellt. Fig.15A zeigt das Schaltbild des NF-Verstärkers 5100. Der NF-Verstärker 5100 besteht aus einem Operationsverstärker 5110 mit einem 1 KSX -Eingangswiderstand 5111 und einem 22 k JL-Rückkopplungswiderstand 5112, so daß ein Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor von etwa 22 entsteht. Ein ohmscher Spannungsteiler 5113 legt an den zweiten Eingang des Verstärkers 5110 eine Vorspannung an. Der Ausgang des Verstärkers 5110 ist mit der Leitung 5101 verbunden, an der die Signale S52 erzeugt werden.

Fig.15B zeigt ein Funktionsschema des Schalters 5200. Der Schalter 5200 weist drei Signaleingänge auf, die an die Leitung 5101 für den Empfang des Signals S52, an die Leitung 5202 für den Empfang der Frequenz f und an die Leitung 5203 für den Empfang der Frequenz f^ angeschlossen sind. Eine digitale Freigabeschaltung 5220 empfängt die Signale A6 und R2. Die Signale A6 und R2 steuern die Durchgabe eines der drei Eingangssignale durch den Schalter 5200. Fig.15B enthält auch eine Wahrheitstabelle, die diese Verknüpfungsoperation veranschaulicht .

Ein Schaltbild des Gegentaktmodulators 5300 ist in Figo15C dargestellt. Dieser Gegentaktmodulator 5300 besteht aus einer Abtastschaltung 5310 und aus einer Trägereinsatzschaltung 534-O₀ Die Abtastschaltung 5310 enthält einen Operationsverstärker 5311, dessen invertierender Eingang über einen 100 kü-Widerstand die Signale S53 empfängt und dessen nichtinvertierender

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Eingang über einen 10 kJl-Widerstand die Signale S53 empfängt. Zum Anlegen des nichtinvertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 5311 an Masse in Abhängigkeit vom Signal S902 ist ein digitalgesteuerter Schalter 5312 vorgesehen. Der Operationsverstärker 5311 tastet daher die Signale S53 mit der Frequenz f_s, ab. Es ist eine Rückkopplungsschaltung 5313 für den Operationsverstärker 5311 vorgesehen, die einen Kondensator 5314 zum Glätten der scharfen Spannungsübergänge enthält, die am Ausgang des Operationsverstärkers 5311 auf Grund des Abtastvorgangs erzeugt werden.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 5311 ist über eine Leitung 5315 mit dem Eingang der Trägereinsatzschaltung 5340 verbunden. Die Trägereinsatzschaltung 5340 enthält einen Operationsverstärker 5341 und einen digital gesteuerten Schalter 5342, Das Digitalsignal AM steuert den Betrieb des Schalters 5342. Wenn das Signal AM einen wahren Wert hat, läßt der Schalter 5342 das Signal S902 zu einem Eingang des Operationsverstärkers 5341 durch. Wenn das Signal AM dagegen einen falschen Signalwert hat, kann das Signal S902 nicht zum Eingang des Operationsverstärkers 5341 gelangen. Eine Widerstandsschaltung 5343 koppelt das abgetastete Signal S53 von der Leitung 5315 an den Eingang des Operationsverstärkers 5341 an. Der Operationsverstärker 5341 addiert das abgetastete Signal S53 mit dem Ausgangssignal des Schalters 5342. Das Signal S54 an der Leitung 5301 ist gleich diesem Summensignal.

Das Signal S54 gelangt zum Eingang des Schalters 600, der seinerseits zum Filter 700 führt. Der Schalter 600 ist

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in der oben beschriebenen Figur 4G dargestellt; das Filter 700 ist in der oben beschriebenen Figur 4H dargestellt. Der Ausgang des Filters 700 ist mit dem Verstärker 54-00 verbunden, der in Fig.15D dargestellt ist. V/ie zu erkennen ist, enthält dieser Verstärker 5400 einen Dual-Gate-MOS-Transistor 5410. Die eine Gate-Elektrode empfängt das Signal S56, während die andere Gate-Elektrode an Masse liegt. Der Verstärker

5400 enthält ferner einen Schwingkreis 5420 mit einer Resonanzfrequenz von455kHz. Der Ausgang des Schwingkreises 5420 ist über die Leitung 5401 mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 5410 verbunden; an der Leitung

5401 werden die Signale S57 erzeugt.

Das Signal S57 wird dem in Fig.5E dargestellten Mischer

5500 zugeführt. Der Mischer 5500 ist ebenso wie der Mischer 300 aufgebaut, der in der oben beschriebenen Figur 4C dargestellt ist. Der Mischer 5500 enthält einen Dual-Gate-MOS-FeldeffekttransJsfcor 5510„ Die eine Gate-Elektrode dieses Feldeffekttransistors empfängt das Signal S57 über ein Filter 5520, dessen Resonanzfrequenz bei 455 kHz liegt. Die andere Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 5510 empfängt über die Leitung 301 die Frequenz 3,58 MHz. Der Mischer 5500 enthält außerdem einen Schwingkreis 5530 mit einer Resonanzfrequenz von 3,125 MHz. Der Ausgang des Schwingkreises 5530 ist über die Leitung 5501 mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 5510 verbunden; an dieser Leitung

5501 wird das Signal S58 erzeugt.

In Fig.15F ist das Schaltbild des Filters 5600 dargestellt. Das Filter 5600 empfängt das Signal S58, und es erzeugt in Abhängigkeit von diesem Signal an der

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Leitung 5601 das Signal S59. Das Filter 5600 besteht aus einem Schwingkreis 5610 mit einer Resonanzfrequenz von 3,125 MHz.

Ein genaues Schaltbild des Mischers 5700 ist in Fig.15G dargestellt. Der Mischer 5700 gleicht im Aufbau dem zuvor beschriebenen Mischer 200 von Fig.4B. Der Mischer 5700 enthält einen Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 5720. Die eine Gate-Elektrode dieses Feldeffekttransistors empfängt das Signal S59, und die andere Gate-Elektrode empfängt das Signal S202, das die erste auswählbare Frequenz f ^ enthält. Der Ausgang eines Schwingkreises 5630 mit einer Resonanzfrequenz von etwa 27 MHz ist mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 5720 verbunden. An der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 5720 werden die Signale S60 erzeugt.

In Fig.15H ist das Schaltbild des Verstärkers 5800 dargestellt. Der Verstärker 5800 besteht aus einem Dual-Gate-MOS-Feldeffekttransistor 5820. Die eine Gate-Elektrode dieses Feldeffekttransistors empfängt das Signal S60, während die andere Gate-Elektrode an eine Vorspannung gelegt ist. Der Verstärker 5800 enthält außerdem einen Schwingkreis 5830, dessen Resonanzfrequenz bei etwa 27 MHz liegt. Der Ausgang des Schwingkreises 5830 ist mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 5820 verbunden, an der das Signal S61 erzeugt wird.

Einzelheiten der Treiberschaltung 5900 sind in Fig.151 dargestellt. Die Treiberschaltung 5900 enthält einen Transistorverstärker 5920. Der Transistorverstärker 5920

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enthält einen Transistor 5921, mit dessen Kollektor ein Schwingkreis 5922 verbunden ist. Der Schwingkreis 5922 hat eine Resonanzfrequenz von etwa 27 MHz.Der Schwingkreis 5922 enthält einen Transformator 5923, an dessen Ausgangsleitung 5902 die Signale S62 erzeugt werden.

Die Treiberschaltung 5900 enthält außerdem einen zweiten Schwingkreis 5930, der ebenfalls eine Resonanzfrequenz von etwa 27 MHz hat. Das Signal S61 wird über die Leitung 5801 dem Eingang des Schwingkreises 5930 zugeführt. Der Ausgang des Schwingkreises 5930 ist transformatorisch an die Basis des Transistors 5921 angekoppelt. Der Basis des Transistors 5921 wird außerdem über einen 2 kJl-Widerstand 5931 ein Verstärkungsregelsignal ALC zugeführt. Der Ursprung des Verstärkungsregelsignals ALC wird unten im Zusammenhang mit Fig.15L beschrieben.

In Fig.15J ist ein genaues Schaltbild des Leistungsverstärkers 6000 dargestellt. Der Leistungsverstärker 6000 empfängt an der Leitung 5902 das Signal S62, und erzeugt in Abhängigkeit von diesem Signal an der Leitung 6001 das Signal S63. Der Leistungsverstärker 6000 besteht aus einer Verstärkereinheit 6010 in Emitterschaltung, deren Ausgang über einen Transformator mit einer Gegentaktverstärkereinheit 6022 gekoppelt ist. Die Gegentaktverstärkereinheit 6020 enthält eon erstes Verstärkerelement 6021 in Emitterschaltung und ein zweites Verstärkerelement 6022 in Emitterschaltung. Die Verstärkerelemente 6021 und 6022 sind abhängig von positiven oder negativen Werten des

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Ausgangssignals der Verstärkereinheit 6010 abwechselnd leitend. Der Gegentaktverstärker 6020 enthält außerdem einen Transformator 6023, dessen Ausgangswicklung mit der Leitung 6001 verbunden ist.

Das Signal S63 wird über die Leitung 6001 induktiv an die in Fig.15K dargestellte Meßschaltung 6100 zur Messung des Stehwellenverhältnisses angekoppelt. Die Meßschaltung

6100 enthält eine Vorwärts.wellenmeßschaltung 6120 und eine Rückwärtswellenmeßschaltung 6640. Die Vorwartswellenmeßschaltung 6120 enthält eine Spule 6121, die über eine Diode 6123 seriell mit einem Kondensator 6122 verbunden ist. Das Signal S23 induziert Spannungen in der Spule 6121. Die Diode 6123 ermöglicht, daß die induzierte Spannung nur dann einen Strom durch den Kondensator 6122 erzeugt, wenn die induzierte Spannung auf Grund einer Vorwärtswelle an der Leitung

6101 induziert wurde. Die Vorwartswellenmeßschaltung 6120 enthält außerdem einen Operationsverstärker 6124 mit einem Eingang, der die Spannung am Kondensator 6122 empfängt. Eingangs- und Rückkopplungswiderstände 6125 Borgen dafür, daß der Operationsverstärker 6124 einen Verstärkungsfaktor von etwa 10 hat. Am Ausgang des Operationsverstärkers 6124 ist eine Leitung 6003 angeschlossen, an der die Signale VSWRF erzeugt werden.

Die Rückwärtswellenmeßschaltung 6140 ist in der gleichen Weise wie die Vorwartswellenmeßschaltung 6120 aufgebaut. Die Meßschaltung 6140 enthält eine Spule 6141, die über eine Diode 6143 mit einem Kondensator 6142 in Serie geschaltet ist. Von denSignalen S63 wird an der Spule 6141 eine Spannung induziert, und die Diode 6143 ermöglicht

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das Fließen eines Stroms durch den Kondensator 6142 in Abhängigkeit von der induzierten Spannung nur dann, wenn diese induzierte Spannung auf eine reflektierte Welle im Signal S63 zurückzuführen ist. Ein Operationsverstärker 6144 verstärkt die Spannung am Kondensator 6142 um einen Faktor von etwa 10, und er erzeugt an der Leitung 6004 Ausgangssignale VSWRR.

Die Signale VSWRF und VSWRR werden von den Leitungen 6003 und 6D04 dem Analogmultiplexer 2300 zugeführt, der oben im Zusammenhang mit Fig.11C beschrieben wurde. Der Mikroprozessor 3500 mißt in ausgewählter Weise die Spannung der Signale VSWRF und VSWRR mit Hilfe des Digital-Analog-Umsetzers 2500 und des Komparators 2400. Unter normalen Betri&sbedingungen ist das Signal VSWRF wesentlich größer als das Signal VSWRR.Bei vom Normalfall abweichenden Bedingungen nähert sich der Wert des Signals VSWRR, oder er kann sogar über diesem Wert liegen. Ein unnormaler Zustand kann beispielsweise auf eine beschädigte Antenne 10 zurückzuführen sein. Im Sendebetrieb sendet der Mikroprozessor 3500 intermittierend für kurze Zeitintervalle über eine unten noch zu beschreibende Selektivrufeinheit 6300 Signale mit einer Frequenz von 1667 Hz aus, und er mißt das Verhältnis der Signale VSWRF und VSWRR unter Verwendung der oben beschriebenen Schaltungseinheiten. Der Mikroprozessor 3500 zeigt der Bedienungsperson einen Fehlerzustand an, wenn das Stehwellenverhältnis den Wert 4,0 überschreitet.

In Fig.15L ist ein Schaltbild der ALC-Schaltung 6200 dargestellt. Die Schaltung 6200 enthält eine Mittelungs-

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und Spitzendetektor-Schaltungseinheit 6810. Die Schaltungseinheit 6210 empfängt an einen: Eingang über die Leitung 6001 das Signal S63. Die Leitung 6001 ist über einen 15kΛ-Widerstand 6212 mit einer Diode 6211 verbunden. Der Eingang der Diode 6211 ist über einen 15 kit-Widerstand 6213 an Masse gelegt, und der Ausgang der Diode 6211 ist über einen 220 kil-Widerstand 6214 an Masse gelegt. Am Widerstand 6214 wird daher eine spannung erzeugt, die einem gleichgerichteten Signal S63 proportional ist. Der Ausgang der Diode 6211 ist außerdem über einen Kondensator 6215 und einen Widerstand 6216 an Masse gelegt. Der Eingang eines Negatorglieds 6217 empfängt an einem Eingang das Digitalsignal AM; der Ausgang dieses Negatorglieds ist mit dem Schaltungspunkt zwischen dem Kondensator 6215 und dem Widerstand 6216 verbunden. In Abhängigkeit vomDigitalsignal AM wird also der Widerstand 6216 digital in die Schaltungeeinheit 6210 eingeschaltet und aus dieser Schaltungseinheit ausgeschaltet. Als Folge davon entspricht die Spannung am Widerstand 6214 dem Mittelwert des Signals S63, wenn das Signal AM einen hohen Wert hat, während sie gleich dem Spitzenwert des Signals S63 ist, wenn das Signal AM einen niedrigen Wert hat.

Die ALC-Schaltung 6200 enthält außerdem eine ALC-

Spannungserzeugungsschaltung 6240, deren Eingang

die Spannung am Widerstand 6214 über eine Leitung 6202 empfängt. Die ALC-Spannungserzeugungsschaltung 6240 enthält einen Konstantstromgenerator 6241 mit einem an die Leitung 6202 angeschlossenen Eingang und einem am Kondensator 6242 angeschlossenen Ausgang. Der Konstant-

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stromgenerator 6241 bewirkt die Aufladung des Kondensators 6242 auf einen vorbestimmten Spannungswert mit hoher Geschwindigkeit, wenn die Versorgungsenergie erstmalig eingeschaltet wird. Ein Spannungsverstärker 6243 weist einen mit dem Kondensator 6242 verbundenen nichtinvertierenden Eingang und einen an eine Bezugsspannung VR gelegten invertierenden Eingang auf. Der Ausgang des Spannungsverstärkers 6263 erzeugt an der Leitung 6201 das Signal ALC, das dem im Zusammenhang mit Fig.i5I beschriebenen Treiberverstärker 5900 zugeführt wird. Zum schnellen Aufladen und langsamen Entladen des Kondensators 6242 für den Fall, daß die Signale S63 Modulationssignale enthalten, ist eine zweite Schaltungseinheit 6244 vorgesehen.

Die Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.13 enthält außerdem eine Einrichtung zur Durchführung einer Selektivrufoperation. Zur Durchführung einer Selektivrufoperation wird einer empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung eine Rufnummer zugeordnet. Die Rufnummer besteht aus einer Folge von fünf Ziffern. Anschließend sendet die sendende Sende-Empfangs-Anordnung die Rufnummer aus; als Reaktion darauf stellt die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung die ausgesendete Rufnummer als diejenige Rufnummer fest, die ihr zugeordnet worden ist. Abhängig von der Feststellung ihrer Rufnummer führt die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung eine vorprogrammierte Operation durch (beispielsweise dreht der Mikroprozessor in der empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung die Lautstärke hoch)ο

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In Fig. 16 ist das Schaltbild einer Sei ektivruf einheit 6300 dargestellt, die in der Sende-Empfangsanordnung von Fig.13 enthalten ist. Die Selektivrufeinheit 63Oo besteht aus zwei JK-Flipflops 6310 und aus einem D-Flipflop 6320. Die JK-Flipflops sind so miteinander verbunden, daß sie einen durch drei teilenden Zähler bilden, während das D-Flipflop so geschaltet ist, daß es einen durch 2 teilenden Zähler bildet. Das vom Mikroprozessor 3500 erzeugte Signal ENACT wird zur Freigabe der Zähler 6310 und 6320 über eine Leitung 6301 übertragen. Ein Taktsignal mit der festen Frequenz von 5,OkHz wird über eineLeitung 6302 den Takteingängen der Flipflops 6310 zugeführt. Als Reaktion darauf wird an der Leitung 52 02 ein Signal £1 mit einer Frequenz von 1667 Hz erzeugt und an der Leitung 5203 wird ein Signal fO mit einer Frequenz von 833 Hz erzeugt. Die Leitungen 5202 und 5203 sind mit dem Eingang des Schalters 5200 verbunden, der oben im Zusammenhang mit Fig_o15B beschrieben wurde. Der Ausgang des Schalters 5200 wird vomMikroprozessor 3500 über die digitalen Sig;nale A6 und R2 digital,gesteuert.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung bildet eine Einrichtung zum Aussenden einer binärcodierten Selektivrufnummer. Jede Ziffer der Selektivrufnummer wird durch eine Folge von vier binären Bits ausgedrückt. Ein Bit mit dem Wert "0" wird von der Frequenz 833 Hz repräsentiert, während ein Bit mit dem Wert "1" von der Frequenz 1667 Hz repräsentiert wird. Die Zuordnung der Werte"1" und "0" zu den Frequenzen kann auch umgekehrt sein. Jedes die Selektivrufnummer bildende Bit wird für die Dauer einer Bit-Periode ausgesendet

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Bei einem Ausführungsbeispiel hat die Bit-Periode
eine Dauer von 32 ms. Die eigentliche Aussendung einer Selektivrufnummer wird von Hand über die Steuereinheit 40 aktiviert, wie noch erläutert wird.

Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung macht von der oben beschriebenen automatischen Einrastschaltung 2600 zur Erkennung der Aussendung der ihr zugeordneten Rufnummer Gebrauch. Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung überwacht zuerst das Signal SA.GC, damit die Anwesenheit des Signals festgestellt wird. Dann gibt sie ihre automatische Einrastschaltung frei. Sobald die Freigabe
erfolgt ist, gibt das AL-Signal für jedes ausgesendete Bit eine Zählung der Frequenz 833 Hz oder der Frequenz 1667 Hz wieder. Der Mikroprozessor 3500 in der empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung liest das Signal AL, und er
vergleicht die Bitfolge mit der der Anordnung zugeordneten Selektivrufnummer. Wenn die empfangende Selektivrufnummer mit der zugeordneten Selektivrufnummer übereinstimmt,
wird die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung in Betrieb gesetzt.

Die Selektivrufeinheit 6300 wird im Seitenbandsendebetrieb auch dazu benutzt, einen intermittierenden
Träger auszusenden, damit die empfangende Sende-Empfangs-A_nordnung darauf einrasten kann. Die Arbeitsweise der empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung wurde im Zusammenhang mit den Figuren 12A und 12B beschriebene In einem Ausführungsbeispiel bewirkt der Mikroprozessor 3500 in der sendenden Sende-Empfangs-Anordnung eine digitale Steuerung des Schalters 5200 in der ¥eise, daß die Selektivrufeinheit 6300 am Anfang jedes Sendevorgangs die Frequenz

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von 1667 Hz für die Dauer von 300 ms aussendet. Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung stellt die Anwesenheit der ausgesendeten Frequenz durch Überwachung des Signals SAQC und durch Freigeben der automatischen Einrastschaltung 2600 bei der Überschreitung des Geräuschsperrpegels durch das Signal SAGC fest.

Die bisher beschriebene Einrichtung zur Durchführung eines digitalen Selektivrufs hat auch die Fähigkeit, verschiedene Rufnummern mehreren Kanälen zuzuordnen. Das bedeutet, daß die Tastatur 3700 in der Steuereinheit 40 dazu benutzt wird, mehrere Rufnummern und zugeordnete Kanäle zum Mikroprozessor 3500 zu übertragen. Der Mikroprozessor 3500 speichert die Rufnummern in seinem Speicher, und er liest die Rufnummern in selektiver Weise für einen Vergleich mit einer ausgesendeten Rufnummer in Abhängigkeit davon, auf welchem Kanal er in einer bestimmten Zeitperiode arbeitete.

Außerdem kann die oben beschriebene Einrichtung dazu benutzt werden, digitale Selektivrufnummern und zusätzlich dazu darauffolgende digitale Steuernachrichten auszusenden. Die digitalen Nachrichten werden von der Bedienungsperson unter Verwendung der Tastatur 3700 in ähnlicher Weise angegeben, wie bei der Auswahl einer bestimmten Rufnummer. Die digitale Nachricht wird vom Mikroprozessor 3500 über die Leitung 3510 empfangen. Als Antwort darauf sendet der Mikroprozessor 3500 Mikrobefehle an den Schalter 5200, damit die "1"- und "0"-Frequenzen so' an die Antenne angekoppelt werden, daß die Bits der digitalen Steuernachricht

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angezeigt werden. Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung benutzt die automatische Einrastschaltung 26OO für den Empfang der digitalen Steuernachr'icht in der gleichen Weise wie für den Empfang einer Selektivrufnummer. Der Mikroprozessor 3500 der empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung interpretiert die digitale Steuernachricht und erzeugt in Abhängigkeit davon Mikrobefehle zur Ausführung der digitalcodierten Funktion,, Beispielsweise können solche digitale Steuernachrichten zur Fernsteuerung von Stereogeräten, Fernsehgeräten oder Hausbeleuchtungen angewendet werden.

Unter Bezugnahme auf Eig_o17 wird nun die Vorrichtung beschrieben, mit deren Hilfe die Sende-Empfangs-Anordnung von Fig.13 ( und auch die Anordnung von Fig.2) von Hand betätigt werden kann. Fig.17 zeigt ein genaues Schaltbild der Tastatur 3700, der Anzeigeeinheit 3800 und des Mikroprozessors 3600; alle diese Baueinheiten sind in der Steuereinheit 40 enthalten. Allgemein wird jede von der Sende-Empfangs-Anordnung ausgeführte Operation mittels der Tastatur 3700 ausgelöst.

Die Tastatur 3700 enthält mehrere Steuertasten 3710 und mehrere Zifferntasten 3740. Die Steuertasten 3710 enthalten eine Taste Ctzur Aufwärtsfortschaltung des Kanals und eine Taste Cφ zur Abwärtsfortschaltung des Kanals ο Ferner sind eine Taste Sf zur Änderung der Geräuschsperreinstellung in Aufwärtsrichtung und eine Taste Sl zur Änderung der Geräuschsperreinstilung in Abwärtsrichtung vorgesehen. Zum Höher- und Niedrigerstellen der Lautstärke sind eine Taste Vf bzw. eine Taste V^ vor-

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gesehen. Zum Verschieben der Feinabstimmfrequenz (d.h. der Frequenz £„?) i*¹ Aufwärtsrichtung oder in Abwärtsrichtung beim Empfang von Seitenbandsignalen sind eine Taste At bzw.AI vorgesehen.

Die Tastatur 3700 enthält außerdem eineTaste LB zur Auswahl der Betriebsart mit unterem Seitenband, eine Taste UB zur Auswahl der Betriebsart mit oberem Seitenband und eine Taste AM zur Auswahl der Betriebsart mit Amplitudenmodulation. Zur Freigabe der Freikanalfunktion ist eine Taste CC vorgesehen , und zur Freigabe der Besetztkanalfunktion ist eine Taste BC vorgesehen; eine Tastet ist dazu vorgesehen, der Sende-Empfangs-Anordnung eine Rufnummer zuzuordnen und die Sende-Empfangs -Anordnung für das Aussenden einer Rufnummer freizugeben.Eine Taste SWR ermöglicht das Auslesen des Stehwellenverhältnisses. Eine Taste O/F ermöglicht das Freigeben oder das Sperren der Sende-Empfangs-Anordnung. Schließlich ist eine Taste PTT (Sprechtaste) für die Freigabe des Sendebetriebs vorgesehen.

Zusätzlich sind Zifferntasten 3740 für die Verwendung zusammen mit den verschiedenen oben beschriebenen Steuertasten vorgesehen. BeL spielsweise werden die Zifferntasten 3740 zusammen mit der Taste LB, der Taste UB und der Taste AM für die gleichzeitige Auswahl eines Kanals und der Betriebsart benutzte Die tatsächliche Folge, in der die Tasten 3740 und 3710 zur Aktivierung der verschiedenen Funktionen benutzt werden, ist in der noch zu beschreibenden Tabelle VI angegeben.

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Das Tastenfeld 3700 ist über Leitungen 3701 und 3702 mit dem Mikroprozessor 3600 verbunden, von dem es abgetastet wird. Die Leitungen 3701 führen zu den Eingängen des K-Registers des Mikroprozessors 3600, während die Leitungen 3702 zu den Ausgängen des R-Registers des Mikroprozessors 3600 führen. Der Zustand jeder Taste in der Tastatur 3700 wird daher vom Mikroprozessor 3600 dadurch abgetastet, daß in selektiver Weise Bits im Register R gesetzt werden, und daß ein zurückkommendes Signal im Register K festgestellt wird.

Die Anzeigeeinheit 3800 ist ebenfalls mit dem Mikroprozessor 3600 verbunden; sie wird von diesem gesteuert. Die Anzeigeeinheit 3800 besteht aus einer fünfstelligen Leuchtdiodenanze ige einheit 3820 und einer Stellenansteuerschaltung 3810. Die Ausgänge der Stellentreiberschaltung 3810 sind über Leitungen 3801 mit den Stelleneingängen der Leuchtdiodenanzeigeeinheit 3820 verbunden; die Leitungen 3802 verbinden die Eingänge der Stellentreiberschaltung 3810 mit dem Ausgang des Registers R des Mikroprozessors 36OO. Die Ausgänge des Registers des Mikroprozessors 3600 sind über Leitungen 3803 mit den Segmenteingängen der Leuchtdiodenanzeigeeinheit 3820 verbunden. Der Zustand der fünfstelligen Leuchtdiodenanzeigeeinheit 3820 wird daher vom Mikroprozessor 36OO über seine Register R und 0gesteuert.

Der Mikroprozessor 36OO ist außerdem über Leitungen 3510 mit demMikroprozessor 3500 verbunden. Die Leitungen 3510 bilden die Übertragungsvorrichtung, mit' deren Hilfe Nachrichten zwischen den Mikroprozessoren 3500 und 36OO übertragen werden.Wie diese Nachrichten übertragen

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werden, ist in Fig.18 veranschaulicht. Fig.18A ist ein Zeitdiagramm, das veranschaulicht, wie eine Nachricht vom Mikroprozessor 3600 zum Mikroprozessor 3500 übertragen wird. Wie das Zeitdiagramm erkennen läßt, wirkt der Mikroprozessor 3600 als übergeordnete Haupteinheit, während der Mikroprozessor 3500 als untergeordnete Nebeneinheit wirkt. Das bedeutet, daß alle Nachrichten vomMikroprozessor 3600 ausgelöst werden, und daß der Mikroprozessor 3500 nur Rückantwortnachrichten abgibt.

Am Zeitpunkt T1 haben beide Signale L1 und L2 einen niedrigen Wert. Dies ist der Ruhezustand der Signale L1 und L2. An einem zweiten Zeitpunkt T2 hebt der Hauptprozessor das Signal L1 auf einen hohen Spannungswert an. Als Antwort darauf hebt der Nebenprozessor am Zeitpunkt T3 das Signal L2 auf einen hohen Spannungswert. Der hohe Spannungswert des Signals L2 zeigt dem Hauptprozessor an,daß der Nebenprozessor bereit ist, eine ausgesendete Nachricht zu empfangen.

Damit der Hauptprozessor ein Bit aussendet, läuft die anschliessend angegebene Folge ab: Am Zeitpunkt T4 überführt der Hauptprozessor die Spannung des Signals L2 auf einen niedrigen Wert» Anschliessend bewirkt der Hauptprozessor, daß die Spannung des Signals L1 gleich der Spannung des ausgesendeten Bits ist. Im Anschluß daran setzt der Hauptprozessor die Spannung des Signals L2 auf einen hohen Wert. Nach einer Zeitperiode von etwa 5 ms setzt der Hauptprozessor die Spannung des Signals L2 auf einen niedrigen Wert. Im niedrigen Zustand des Signals L2 ändert der Hauptprozessor am Zeitpunkt T5 den Wert der

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Spannung L1 des Signals L1 so, daß er gleich dem nächsten auszusendenden Bit ist. Die Signale I/l und L2 werden an den Zeitpunkten T4 und T5 für jedes auszusendende Bit fortgeschaltet.

In Fig.18B ist ein Zeitdiagramm dargestellt, das veranschaulicht, wie Nachrichten vom Nebenprozessor zum Hauptprozessor übertragen werden. Nachdem der Hauptprozessor seine Nachricht ausgesendet hat, befinden sich die Spannungen der Signale L1 und L2 am Zeitpunkt TiOim Ruhezustand. Am Zeitpunkt T11 setzt der Nebenprozessor die Spannung des Signals L1 auf einen Wert, der gleich dem Wert des Bits ist, das ausgesendet werden soll. Im Anschluß daran setzt der Nebenprozessor das Signal L2 auf einen hohen Spannungswert. Der hohe Spannungswert des Signals L2 wird für die Dauer von etwa 5 ms beibehalten. Dann wird das Signal L2 vom Nebenprozessor auf einen niedrigen Spannungswert gesetzt. Am Zeitpunkt T12 wird der Spannungswert des Signals L1 vom Nebenprozessor so geändert, daß er gleich den Wert des nächsten auszusendenden Bits ist. Die an den Zeitpunkten T10 bis T12 auftretende Folge von Vorgängen an den Signalen L1 und L2 wird vom Nebenprozessor für jedes Bit wiederholt, das der Nebenprozessor überträgt.

Alle vom Hauptprozessor oder vom Nebenprozessor an den Leitungen 3510 übertragenen Nachrichten haben das in Fig_o18C angegebene Format. Wie dieser Darstellung zu entnehmen ist, besteht ,jede Nachricht aus einer ID-Ziffer, an die sich die Nachrichtenziffern M1 bis M5 anschliessen, worauf dann eine Prüfζiffer C folgt. Jede der Ziffern besteht aus vier Bits. Die ID-Ziffer zeigt die allgemeine 809844/1 017

Art der Nachricht an. Die Nachrichtenziffern geben die speziellen Einzelheiten der Nachrichten an. Die Prüfziffer wird in Abhängigkeit von der ID-Ziffer und den Nachrichtenziffern M1 bis M5 erzeugt. In einem Ausführungsbeispiel ist sie gleich der Summe der "1"-Bits in der ID-Ziffer und in den Nachrichtenziffern M1 bis M5.

In der am Schluß der Beschreibung angegebenen Tabelle VI sind verschiedene Funktionen angegeben, die die Sende-Empfangs-Anordnung nach den Figuren 2 und 13 ausführt; ferner ist angegeben, welche Tasten der Tastatur 3700 und welche Nachrichten zwischen dem Hauptprozessor und dem Nebenprozessor zur Durchführung jeder Funktion benutzt werden. Beispielsweise gibt die erste Eintragung in die Tabelle VI an, wie ein bestimmter Kanal und eine bestimmte Betriebsart ausgewählt werden. Zuerst werden zur Anzeige des gewünschten Kanals zwei Zifferntasten gedrückt. Abhängig von der gewünschten Betriebsart wird dann die Taste AM, die Taste LB oder die Taste UB gedrückt. Der Mikroprozessor 3600 reagiert auf die geschildrte Tastenbetätigungsfolge, indem er zum Nebenprozessor 3500 eine Nachricht sendet, die in der Tabelle VI angegeben ist. Das bedeutet, daß der Hauptprozessor eine ID-Ziffer D, eine die Kanalzahl anzeigende M1- und M2-Ziffer, eine die Betriebsart anzeigende M3-Ziffer und nicht zu beachtende M4-und M5-Ziffern aussendet. Ferner wird eine Prüfziffer C ausgesendet. Als Reaktion darauf sendet der Mikroprozessor 3500 die ID-Ziffer C, die angeforderte Kanalzahl anzeigenden M1- und M2-Ziffern, eine die angeforderte Betriebsart anzeigende M3-Ziffer, eine die Signalstärke des gewünschten Kanals anzeigende m4-Ziffer und eine den Zustand der Analogsignalverarbeitungseinheit anzeigende M5-Ziffer aus. Auch die Prüfziffer G wird ausgesendet. Der Nebenprozessor 3500 führt die

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angeforderte Operation durch, indem von den Taktschaltungen 3000, 3100, 3200 und von den anderen digital steuerbaren S chal tung s einhei ten Gebrauch gemacht wird, wie oben beschrieben wurde.

Alle oben beschriebenen Einzelheiten können durch Betrachtung typischer Operationen der Sende-Empfangs-Anordnung im Zusammenhang mit den Blockschaltbildern der Figuren 2 und 13 miteinander in Beziehung gebracht werden. Unter Bezugnahme auf Fig.2 sei beispielsweise angenommen, daß eine Bedienungsperson wünscht, auf dem Kanal 1 in der Betriebsart mit unterem Seitenband

zu arbeiten. Unter Verwendung der Tastatur 3700 drückt die Bedienungsperson nacheinander die Zifferntasten 0 und 1 und die Steuertaste LB. Als Reaktion darauf stellt der Mikroprozessor 3600 die niedergedrückten Tasten fest, und er sendet über die Leitungen 3510 Nachrichten zum Nebenprozessor 3500. Diese Nachrichten sind in der Tabelle VI unter der Überschrift "Kanalwahl und Betriebsartwahl" genau angegeben.

Der Nebenprozessor 3500 wertet die Nachrichten aus, und er sendet in Abhängigkeit von diesen Nachrichten über die Leitungen 3501 Mikrobefehle zu den Registern 3400. Die Mikrobefehle geben die Taktfrequenzen f_s1» f_g2 und f -τ in der Weise an, daß das untere Seitenband des Kanals 1 durch den Signalempfangsweg übertragen wird. Die oben beschriebene Tabelle IV zeigt Einzelheiten dieser Mikrobefehle. Insbesondere geben die Mikrobefehle für N₁ den Wert 9536, für N^ den Wert 55, für N₅ den Wert 19 125 und für Ng den Wert 235 an. Es sei daran erinnert, daß die Werte für Np und N^ auf 1432 bzw. auf 10 festgelegt sind. Als Ergebnis dieser Mikrobefehle erzeugt die Taktschaltung

3100 die Taktsignale S202 mit der Frequenz von 23,84 MHz.

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In der gleichen Weise erzeugt die Taktschaltung 3200 die Taktsignale S702 mit der Frequenz von 86,932 kHz sowie die Taktsignale S9O2 mit einer Frequenz von 20,345 kHz.

Der Mischer 200 mischt die Signale S2 und die Frequenz f_s1, sodaß an der Leitung 201 die Signale S3 erzeugt werden. Die Frequenz f_s1 war so gewählt, daß die Mittenfrequenz des Kanals 1 des Signals S3 bei 3,125 MHz liegt, weil der Mischer 200 einen Schwingkreis enthält, dessen Resonanzfrequenz bei 3,125 MHz liegt. Das Signal S3 unterscheidet somit zwischen dem ausgewählten Kanal .und den umgebenden Kanälen.

Der Mischer 300 mischt das Signal S3 mit der festen Frequenz von 3,58 MHz. Die Differenz zwischen 3,58 MHz und 3,125 MHz ist 455 kHz; der Mischer 300 enthält einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz von 455 kHz. Das Ausgangssignal des Mischers 300, das

das Signal S4 ist, enthält den Kanal 1 bei der Frequenz von 455 kHz.

Das Signal S4 wird dem Filter 700 über den Schalter 600 zugeführt. Der Schalter 600 wird von Mikrobefehlen aus dem Mikroprozessor 3500 gesteuert. Die Mikrobefehle werden abhängig von einer von Hand durchgeführten Betätigung der Sprechtaste PTT der Tastatur 3700 erzeugt.

Das Filter empfängt die Signale S5, und es filtert abhängig von der Frequenz f der Taktsignale S702 das

s2
untere Seitenband aus dem Signal aus. Die oben

beschriebene Tabelle III gibt die passende Frequenz f_s2

an. Das am Ausgang des Filters auftretende Signal

S8 ist das untere Seitenband des Kanals 1, das die Bedienungsperson ausgewählt hat.

80984 4/1 α 17

Das Signal S8 durchläuft den Demodulator 900. Der Demodulator 900 empfängt gleichzeitig Taktsignale an den Leitungen 902, die die dritte auswählbare Frequenz £ -, enthalten. Der Demodulator 900 tastet die ausgewählten Seitenband signale mit der Frequenz f -z ab; als Folge davon wird die Frequenz des ausgewählten Seitenbandes in den Tonfrequenzbereich verschoben.

Der Demodulatorausgang ist über die Leitung 901 mit der Lautstärkesteuereinheit lOOOverbunden, die die

ihr zugeführten Eingangs signale in Abhängigkeit von Mikrobefehlen verstärkt. Diese Mikrobefehle werden vom Mikroprozessor 3500 in Abhängigkeit von Nachrichten aus dem Mikroprozessor 3600, die anzeigen, daß die Bedienungsperson die Taste Vtoder Wniedergedrückt hat, in das Register 3400 eingegeben. Der NF-Verstärker 1100 verstärkt die Ausgangssignale der Lautstärkesteuereinheit; der Ausgang des Verstärkers ist mit dem Lautsprecher 1200 verbunden.

Wenn die Bedienungsperson auf seinem ausgewählten Kanal senden will, drückt er lediglich die Sprechtaste PTT der Tastatur 3700. Als Folge davon sendet der Mikroprozessor 36ΟΟ über die Leitung 3510 eine Nachricht zum Nebenprozessor 3500, wie in der Tabelle VI angegeben ist. Der Nebenprozessor 3500 erzeugt daraufhin Mikrobefehle, die den Eingang des Filters 700 und die Antenne mit dem SignaIsendeweg verbinden.

Außerdem erzeugt der Nebenprozessor 3500 Mikrobefehle, die die Selektivrufeinheit 6300 über den Schalter 5200 mit der Leitung 5201 des Signalsendewegs verbinden. Diese Mikrobefehle werden in einer solchen Folge erzeugt,

ORIG^AL

80984 4/1Q17

daß zuerst eine Frequenz von 1667 Hz für eine Zeitperiode von mehreren Millisekunden ausgesendet wird. Während dieser Zeitperiode überwacht der Nebenprozessor 3500 die Größe der in Vorwärts richtung laufenden Wellen und der in Rückwärtsrichtung laufenden Wellen an der

Antenne 10. Dies wird dadurch erreicht, daß über den Analogmultiplexer 2300 durch einen Mikrobefehl der SWR-Ausgang ausgewählt wird, und daß die Größe der ausgewählten Signale über die Leitung 2401 überwacht wird.

Es sei bemerkt, daß im Verlauf dieser Zeitperiode bei der empfangenden Sende-Empfangs-Anordnung die Geräuschsperre durchbrochen ist, so daß ihre automatische Einrastschaltung 2600 über einen Mikrobefehl aus dem Nebenprozessor 3500 freigegeben wird. Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung überwacht die tatsächlich ausgesendete Frequenz durch Freigeben der automatischen Einrasteinheit 2600 dadurch, daß zum Multiplexer 2300 Mikrobefehle gesendet werden, die die Einrasteinheit auswählen, und daß die Signale an den Leitungen 2401 gelesen werden.

Die empfangende Sende-Empfangs-Anordnung vergleicht dann die tatsächliche Frequenz des Trägers mit der Nennfrequenz, und sie führt Einstellungen der Frequenz f ~ durch, die Unterschiede kompensieren. In einer Ausführungsform führt die empfangende Anordnung die Einstellung dadurch aus, daß der Multiplikator N5 in der Taktschaltung 3200 geändert wird.

Anschliessend benutzt die sendende Sende-Empfangs-Anordnung die Selektivrufeinheit 6300 dazu, eine automatische Ruffunktion auszuführen(wenn die Bedienungsperson dies über das Tastenfeld 3700 angegeben hat). Zu diesem Zweck erzeugt der Nebenprozessor 3500 Mikrobefehle, die nacheinander die "1"-Frequenz und die "0"-Frequenz der Selektivrufeinheit 63OO über den Schalter 5200 an den Signalsendeweg anlegen. Jedes die Selektivrufnummer

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bildende Bit wird nur für die Dauer mehrerer Millisekunden ausgesendet, so daß die gesamte Operation in einem Bruchteil einer Sekunde beendet ist. Die Überwachung des Stehwellenverhältnisses, die automatische Einrastfunktion und die Selektivruffunktion werden daher ohne weiteres zwischen dem Zeitpunkt der Betätigung der Sprechtaste durch die Bedienungsperson und dem Zeitpunkt des Sprechbeginns durchgeführt. Nachdem das letzte Bit der Selektivrufnachricht ausgesendet ist, erzeugt der Nebenprozessor 3500 den Mikrobefehl für den Schalter 5200, der die S ignale S52 durch den Schalter überträgt, so daß die Sprachaus Sendung freigegeben wird. Wenn die Bedienungsperson jedoch eine digitale S teuer na ehr ic ht zur Aussendung angegeben hat, sendet der Nebenprozessor 3500 die Bits dieser Nachricht im Anschluß an die Aussendung der Selektivrufnummer aus.

Die Erfindung ist hier nun an Hand verschiedener Ausführungsformen beschrieben worden. Es ist jedoch offensichtlich, daß im Rahmen der Erfindung ohne weiteres Abwandlungen und Änderungen möglich sind.

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	Tabelle I	Mitten-	Kanal	■Mitten-
anal	f re ctuenz (MHz)		frequenz(MHz)
	26.965	20	27.205
1	26.975	21	27.215
2	26.985	22	27.225
3	26.995	24	27.235
χ	27.005	25	27.245
4	27.015	23	27.255
Ul	27.025	26	27.265
6	27.035	27	27.275
7	27.045	28	27.285
χ	27.055	29	27.295
8	27.065	30	27.305
9	27.075	31	27.315
10	27.085	32	27.325
11	27.095	33	27.335
χ	27.105	34	27.345
12	27.115	35	27.355
13	27.125	36	27.365
14	27.135	37	27.375
15	27.145	38	27.385
χ	27.155	39	27.395
16	27.165	40	27.405
17	27.175
18	27.185
19	27.195
χ

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Tabelle II ^Kanal fei Kanal f^

^{1 23}·⁸⁴⁰ 20 24^δΌ

^{2 23}'⁸⁵⁰ 21 24.090

^{3 23}'⁸⁶⁰ 22 24.100 ²³·⁸⁷⁰ 24 24.110

^{4 23}·⁸⁸⁰ 25 24.120

^{5 23}·⁸⁹⁰ 23 24.130

^{6 23}·⁹⁰⁰ 26 24.140

^{7 23}·⁹¹⁰ 27 24.150

²³·⁹²⁰ 28 24.16Ό

^{8 23}·⁹³⁰ 29 24.170

^{9 23}·⁹⁴⁰ 30 24.180

²³·⁹⁵⁰ 31 24.190

²³·⁹⁶⁰ 32 24.200

²³'⁹70 33 24.210

23.980 34 ^₂₂₀

²³·⁹⁹⁰ 35 24.230

²⁴·⁰⁰⁰ · 36 24.240

²⁴·⁰¹⁰ ' 37 24.250 ²⁴·⁰²⁰ 38 24.260

²⁴·⁰³⁰ 39 24.270

²⁴·⁰⁴⁰ 40 24.280

18 24.050

10 24.060 x 24.070

109844/1017

	Tabelle	HIa	86	^fs2	kHz
1 -F 2ΤΓ s2	^5fs2 ⁺	1-f Ss2	86	,409	kHz
5 kHz	450	kHz		,932
5 kHz	460	kHz

	^fs2	Tabelle	IHb	^fs2	kHz
1 δ"	kHz	^2fs2 ⁺ 2	K₂	202,218
10	455	kHz

809844/101?

Tabelle IV

	IL	SSB	IU	- Kanal	2U	1	AM -	- Kanal	2
	3,58 MHz " 23,84 MHz	23,84 MHz	2L	23,85 MHz	23,			,85 MHz 540
OSZ ^fs1 N₂ S3004 ^N1	2,5 kHz 9 536	&	23,85 MHz	*>	9	84 MHz	* 23
^fs2 M	86,932 kHz	86,409 kHz	9 540 —	86,409 kHz	202,	536	9	413
^N3 S3OO5 ^N4 ^N5	IU oFjn TTrr _		86,932 kHz			218 kHz
^fs3 ^N6	c.j\J VVZ ^^¹·— cc „ .			^ 19 010	19
	JJ 19 125	19 010	_—■—■—	22,959 kHz 207	H X		19
20,345 kHz 235	22,959 kHz 207	19 125		413	H X
	20,345 kHz 235

IV) IV)

Tabelle V

Betriebsart

86,409 kHz oberes Seitenband

86,932 kHz unteres Seitenband

202,218 kHz Amplitudenmodulation

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Tabelle VI Kanalwahl und Betriebsartwahl

Tastenfolge: Höchstwertige Kanalzahl, niedrigstwertige Kanalzahl Betriebsarttaste,(beispielsweise AM, LB, UB)

L1-L2- Nachrichtenfolge:

1-Hauptprozessor"

2-Nebenprozessor

_ rt

Kanalzahl

Kanal- Betriebs· zahl art

Kanal zahl

Betriebsart

- !signal-(Status IC

stärke

Änderung der Lautstärke Tastenfolge: V|oder Vf

L1-L2- Nachrichtenfolge:

1-Haupt _ prozessor

Nebenprozessor

3-Hauptprozessor"

4-Neben-

= A

Lautstärke

Lautstärke +1

Geräuschsperre

prozessor

= A

Lautstärke +1 Änderung der Geräuschsperre:

Geräuschsperre Abstimm. Abstimm.
Abstimm.IAbstimm.

Abstimm.ί Abstimm.

0 0 0

Tastenfolge = S^ oder Sf L1-L2-Nachrichtenfolge:

Hier erfolgen die gleichen Vorgänge wie bei der Lautstärkenänderung mit der Ausnahme, daß anstelle der Lautstärkenziffer die Ziffer für die Geräuschsperre aktualisiert wird.

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Änderung der Feinabstimmung

Tastenfolge: Ab oder Δ$ L1-L2 -Nachrichtenfolge:

Hier erfolgen die gleichen Vorgänge wie bei der Lautstärkenänderung mit der Ausnahme, daß anstelle der Lautstärkenziffer die Feinabstimmziffern aktualisiert werden.

Änderung des Kanals

Tastenfolge C4/ oder Ct> L1-LZ-Nachrichtenfolge:

ι ι

1-Haupt- prozessor"	C	0 I	0
2-Neben- _ prozessor"	C	Kanal-I zahl I	Kanal- zahl
3-Haupt- prozessor"	D	Kanal zahl	+ 1
4tNeben- _ prozessor	C	Kanalzahl	+ 1

art

Betriebs-I art I

Betriebsart

Signalstärke

Statu

Die Nachrichten 3 und 4 werden bis zur Freigabe der Taste wiederholt.

Freier Kanal

Tastenfolge CCloder CC I^s-L1-LZ-Nachrichtenfolge:

Hier gilt das Gleiche wie für die Kanaländerung mit der Ausnahme, daß der Hauptprozessor jede Nachricht 4 auf die Anwesenheit eines freien Kanals überprüft und die Folge 3-4 unterbricht, wenn ein freier Kanal gefunden ist.

Besetzter Kanal

Tasten folge : BC L1-L2-Nachrichtenfolge:

Hier gilt das Gleiche wie für den freien Kanal mit der Ausnahme, daß derHauptprozessor die Nachricht 4 auf die Anwesenheit eines besetzten Kanal^/S überprüft.

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Abtasten des Stehwellenverhältnis se s Tastenfolge s» SWR
LI-I^-Nachrichtenfolge:

1-Haupt- _ _E prozessor	C	0	0	0	0	C
2-Neben- _ _p prozessor"	VSWR	VSWR	0	0 '	0	C
3-Haupt- _ _c prozessor	0	0	0	TSL	TSL	C
4-Neben- _ „ prozessor"	Kanal zahl	Kanal zahl	Betriebs art	Signal stärke	Status	C

Die Schritte 3 und 4 werden ausgeführt, wenn die Taste freigegeben wird.

Zuordnung einer Selektivrufnummer zur Sende-Empfangs-Anordnung

Tastenfolge: N1, N2, N3, N4, N5, ^, wobei N1-N5 die Selektivrufnummer ist; dann Drücken der Taste "0" ;

L1-L2-Nachrichtenfolge:

N1

—■ Γ¹

1-Hauptprozessor⁼

2-Nebenprozessor

Kanalzahl

3-Hauptprozessor

Kanalzahl

N3

N4

N5

Betriebs art	Signal stärke	Status
0	TSL	TSL
Betriebs art	Signal stärke	Status

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Aussenden einer Selektivrufnummer

Tastenfolge: NT, N2, N3, N4, N5,# wobei N1-N5 die auszusendende Selektivrufnummer ist; Niederdrücken der Taste "1".

L1-L2-Nachrichtenfolge:

1-Hauptprozessor

2-Neben- „ prozessor

3-Haupt- = prozessor

N2

N3 N4

N5

4-Nebenprozessor

= C

Die Ziffern N1 bis N5 werden nacheinander ausgesendet, wenn die Sprechtaste PTT gedrückt wird.

C C

Sprechvorgang

Tastenfolge: Sprechtaste PTT drücken L1-L2 -Nachrichtenfolge:(W/o Selektivruf):

1-Haupt- _ _E| ₈ prozessor j I ^F

2-Nebenprozessor

= C

Kanal- Kanal-1 Betriebs

zahl zahl

art

Signalstärke

0 Status

L1-L2-Nachrichtenfolge:(W-Selektivruf):

1-Hauptprozessor

2-Nebenprozessor

,= wie oben

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A

0

L1-L2-Nachrichtenfolge (¥-Selektivruf und digitale

Rufnachricht):

1-Hauptprozessor⁼

2-Neben- . _b
prozessor

Tastenfolge; Sprechtaste PTT freigeben

L1-L2-Tastenfolge:

1-Hauptprozessor

2-Ne'benprozessor

4

0

= wie oben

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Claims

Patentansprüche

LySende-Empfangs-Anordnung mit der Möglichkeit zum digitalen Senden, gekennzeichnet durch

(a) eine Antfinnenvorrichtung mit einem Eingang zum Aus* senden angelegter Signale,

(b) einen Signalgenerator zur Erzeugung eines ersten Signals mit einer ersten Frequenz und eines zweiten Signals mit einer zweiten Frequenz,

(c) eine Übertragungsvorrichtung zum wahlweisen Ankoppeln des ersten Signals an den Antenneneingang in Abhängigkeit von einem ersten digitalen Steuersignal oder zum Anlegen des zweiten Signals an den Antenneneingang in Abhängigkeit von einem zweiten digitalen Steuersignal,

(d) ein Tastenfeld mit mehreren von Hand betätigbaren Tasten zum Auswählen digitaler Nachrichten für die übertragung und

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(e) eine Prozessoranordnung, die zum Empfang von Signalen, die die digitalen Nachrichten anzeigen, an das Tastenfeld angeschlossen ist und abhängig von diesen Signalen nacheinander für vorbestimmte Zeitintervalle das erste digitale Steuersignal für jedes Bit mit dem Wert ^H1" der Nachricht und das zweite digitale Steuersignal für Jedes Bit mit dem Wert "0" der Nachricht erzeugt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Frequenz 1667 Hz beträgt und daß die zweite Frequenz 833 Hz beträgt.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Nachricht eine Selektivrufnummer und eine digitale Steuernachricht für die Übertragung enthält.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoranordnung ein Mikroprozessor auf einem einzigen Halbleiter-Chip ist.

5. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Frequenzmeßvorrichtung mit einem an die Prozessoranordnung zum Empfang von Mikrobefehlen für ihre Aktivierung angeschlossenen Signaleingang und mit Signalausgängen, die an die Prozessoranordnung angeschlossen ist, damit an ihnen binäre Zählfolgen erzeugt werden,die die Frequenzfolgen abhängig von den Mikrobefehlen digital anzeigen.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzmeßvorrichtung einen Spannungspegeldetektor enthält.

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der die Frequenzfolgen von der Antenne in digitale Signalfolgen mit der gleichen Periodendauer wie die Frequenzfolgen umsetzt, und daß die Frequenzmeßvorrichtung ferner eine Steuervorrichtung enthält, die Eingänge für den gleichzeitigen Empfang der digitalen Signalfolgen und der Mikrobefehle enthält, damit digitale Signale zur Aktivierung eines Digitalzählers für eine vorbestimmte Anzahl der Perioden abhängig von den Mikrobefehlen erzeugt werden.

7. Anordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet,daß die Prozessoranordnung eine Speichervorrichtung zum Speichern mehrerer Rufnummern enthalt, die mehreren Kanälen zugeordnet sind, und daß die Prozessoranordnung ferner eine Steuervorrichtung zum wahlweisen Vergleich der digitalen Zählfolgen mit den Rufnummern in Abhängigkeit von dem Kanal enthält , ^an dem die ausgewählten Frequenzfolgen empfangen werden.

8. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoranordnung eine Steuervorrichtung enthält, die die binären Zählfolgen als Rufnummer und als digitale Steuernachricht interpretiert.

9. Nachrichtenübertragungssystem, gekennzeichnet durch

(a) einer erste Sende-Empfangs-Anordnung mit

(I) eine. Vorrichtung zum Senden und zum Empfangen akustischer Informationen,

(II) einer Digitalcode-Empfangsvorrichtung zum Empfangen digital-codierter Signale,

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(III) einem Tastenfeld,

(IV) einem an das Tastenfeld angeschlossenen Digitalprozessor, der auf das Tastenfeld anspricht und eine Speichervorrichtung zum Speichern einer digitalen Codegruppe, eine den Digitalprozessor mit der Digitalcode-Empfangsvorrichtung verbindende Eingabevorrichtung und eine Vergleichsvorrichtung zum Vergleichen von über die Digitalcode-Empfangsvorrichtung empfangenen Codesignalen mit der in der Speichervorrichtung gespeicherten digitalen Codegruppe enthält,

(V) einer Aktivierungsvorrichtung, die an den Digitalprozessor angeschlossen ist und abhängig von den von der Vergleichsvorrichtung erzeugten Ergebnissen einen ausgewählten Abschnitt der ersten Sende-Empfangs-Anordnung aktiviert, wenn eine empfangene Codegruppe mit der in der Speichervorrichtung gespeicherten Codegruppe übereinstimmt,

(b) eine zweite Sende-Empfangs-Anordnung mit

(I) einer Digitalcode-Sendevorrichtung zum Senden und zum Empfangen akustischer Informationen,

(II) einer Vorrichtung zum Aussenden eines digitalen Codesignale,

(III) einem Tastenfeld,

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(IV) einem an das Tastenfeld angeschlossenen Digitalprozessor, der abhängig von einer selektiven Betätigung des Tastenfelds über das Tastenfeld eingegebene codierte Signale mit Hilfe der Digitalcode-Sendevorrichtung aussendet,

wobei ein von der zweiten Sende-Empfangs-Anordnung ausgesendetes und von der ersten Sende-Empfangs-Anordnung empfangenes Codesignal, das mit keiner in der Speichervorrichtung der ersten Sende-Empfangsanordnung gespeicherten digitalen Codegruppe übereinstimmt, den vorbestimmten Abschnitt der ersten Sende-Empfangs-Anordnung aktiviert.

10. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Abschnitt der Sende-Empfangs-Anordnung einen Lautsprecher enthält.

11. Sende-Empfangs-Anordnung, gekennzeichnet durch

(a) eine Vorrichtung zum Senden und Empfangen analoger Informationssignale,

(b) eine Digital-Code-Empfangsvorrichtung zum Empfangen digital codierter Signale,

(c) eine Digitalcode-Sendevorrichtung zum Aussenden digitalcodierter Signale,

(d) ein Tastenfeld,

(e) einen an das Tastenfeld angeschlossenen und abhängig von diesem arbeitenden Digitalprozessor mit

80984 4/1Q1

(I) einer Speichervorrichtung zum Speichern einer über das Tastenfeld eingegebenen digitalen Codegruppe ,

(II) einer den Digitalprozessor mit der Digitalcode-Empfangsvorrichtung verbindenden Eingabevorrichtung,

(III) einer Vergleichsvorrichtung, die die von der Digitalcode-Empfangsvorrichtung empfangenen Codesignale mit der in der Speichervorrichtung gespeicherten Codegruppe vergleicht, und

(IV) einer den Digitalprozessor mit der Digitalcode-Sendevorrichtung verbindenden Ausgabevorrichtung, wobei der Digitalprozessor abhängig von einer selektiven Tastenfeldbetätigung codierte, über das Tastenfeld eingegebene Signale mit Hilfe der Digitalcode-Sendevorrichtung aussendet,

(f) eine Aktivierungsvorrichtung, die an den Digitalpro .-zessor angeschlossen ist, und abhängig von den von der Vergleichsvorrichtung erzeugten Ergebnissen einen vorbestimmten Abschnitt der Sende-Empfangs-Anordnung aktiviert, so daß eine von der Sende-Empfangs-Anordnung empfangene digitale Codegruppe, die mit einer in der Speichervorrichtung dieser Anordnung gespeicherten digitalen Codegruppe übereinstimmt, den vorbestimmten Abschnitt der Anordnung aktiviert, während das Tastenfeld zur Aussendung digitaler Codegruppen über die Digitalcode-Sendevorrichtung aktivierbar ist, damit vorbestimmte Abschnitte anderer solcher Sende-

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Empfangs-Anordnungen aktiviert werden,

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalprozessor folgende Baueinheiten enthält:

(a) einen programmierten Festspeicher, in dem ein Befehlssatz zur Steuerung des Betriebs der Sende-Empfangs-Anordnung gespeichert ist,

(b) ein Rechen- und Steuerwerk zur Durchführung arithmetischer und logischer Operationen an Daten entsprechend dem.Befehlssatz,

(c) einen Direktzugriffsspeicher zum Zwischenspeichern von Daten bei ihrer Verarbeitung durch den Digitalprozessor,

(d) wenigstens eine Gruppe von Eingangsklemmen und

(e) wenigstens eine Gruppe von mit Halteschaltungen versehenen Ausgangsklemmen

wobei das Tastenfeld eine Matrix aus wahlweise mit wenigstens einer der Eingangsklemmen und mehreren der Ausgangsklemmen verbindbaren Tasten zur Eingabe codierter Informationen in den Digitalprozessor in Abhängigkeit vom Zustand der Tasten enthält.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalprozessor auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert ist„

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14. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Abschnitt der Sende-Empfangs-Anordnung einen Lautsprecher enthält.

15. Sende-Empfangs-Anordnung, gekennzeichnet durch

(a) eine Vorrichtung zum Senden und Empfangen analoger Informationssignale,

(b) eine Digital-Code-Empfangsvorrichtung zum Empfangen digital-codierter Signale,

(c) eine Digitalcode-Sendevorrichtung zum Aussenden digitalcodierter Signale,

(d) ein Tastenfeld,

(e).einen an das Tastenfeld angeschlossenen und abhängig von diesem arbeitenden Digitalprozessor mit

(I) einem Direktzugriffsspeicher zum Zwischenspeichern von Daten bei deren Verarbeitung durch den Digitalprozessor, wobei wenigstens ein Register dieses Direktzugriffsspeichers eine über das Tastenfeld eingegebene digitale Codegruppe speichert,

(II) einer den Digitalprozessor mit der Digitalcode-Empfangsvorrichtung verbindenden Eingabevorrichtung,

(III) einem programmierten Festspeicher, in dem dauerhaft ein Befehlssatz zum Steuern des Betriebs der Sende-Empfangs-Anordnung gespeichert ist,

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(IV) einem Rechen- und Steuerwerk zur Durchführung arithmetischer und logischer Operationen an
Daten entsprechend dem Befehlssatz, wobei das Rechen- und Steuerwerk eine Vergleichsvorrichtung enthält, die von der Digitalcode- Empfangsvorrichtung empfangene Codesignale mit der in wenigstens einem Register des Direktzugriffsspeichers gespeicherten Codegruppe vergleicht, und

(V) einer den Digitalprozessor mit der Digitalcode-Sendevorrichtung verbindenden Ausgabevorrichtung, wobei der Digitalprozessor abhängig von einer selektiven Tastenfeldbetätigung codierte, über das Tastenfeld eingegebene Signale mit Hilfe der Digitalcode-Sendevorrichtung aussendet,

(f) eine Aktivierungsvorrichtung, die an den Digitalprozessor angeschlossen ist, und abhängig von den von
der Vergleichsvorrichtung erzeugten Ergebnissen einen vorbestimmten Abschnitt der Sende-Empfangs-Anordnung aktiviert, so daß eine von der Sende-Empfangs-Anordnung empfangene digitale Codegruppe, die mit einer
in der Speichervorrichtung dieser Anordnung gespeicherten digitalen Codegruppe übereinstimmt, den vorbestimmten Abschnitt der Anordnung aktiviert, während das Tastenfeld zur Aussendung digitaler Codegruppen über die Digitalcode-Sendevorrichtung aktivierbar ist, damit vorbestimmte Abschnitte anderer solcher Sende-Empfangs-Anordnungen aktiviert werden.

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16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalprozessor auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert ist.

17. Sende-Empfangs-Anordnung mit automatischer Feststellung eines freien Kanals, gekennzeichnet durch

(a) eine Filtervorrichtung mit Eingängen für den gleichzeitigen Empfang elektronischer Eingangssignale aus mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen sowie Mischfrequenzsignalen mit auswählbarer Frequenz, damit abhängig davon Ausgangssignale entsprechend einem ausgewählten Frequenzkanal jedoch hinsichtlich der Frequenz verschoben, erzeugt werden, wobei die Filtervorrichtung den Frequenzbereich der Ausgangssignale festlegt,

(b) einen Mischfrequenzgenerator mit Eingängen für den Empfang digitaler Mikrobefehle, die die auswählbare Frequenz identifizieren, so daß abhängig davon die Mischfrequenzsignale mit der auswählbaren Frequenz erzeugt werden,

(c) eine Meßvorrichtung zum Messen der Signalstärke mit Eingängen für den Empfang der Eingangssignale zur Erzeugung von digitalen Signalen, die die Amplitude der Eingangssignale anzeigen, in Abhängigkeit von den EingangsSignalen und

(d) eine Prozessorvorrichtung mit Ausgängen, die an den Mischfrequenzgenerator angeschlossen sind und Mikrobefehlsfolgen für die Auswahl verschiedener Kanäle

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aus den mehreren Kanälen aussenden, sowie mit Eingängen, die an die Meßvorrichtung angeschlossen sind und die digitalen, die Signalstärke anzeigenden Signale als Anzeige dafür, welcher der verschiedenen Kanäle frei ist, überwachen.

18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter ist.

19. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessorvorrichtung eine Speichervorrichtung zum Speichern der Nummer des ersten ausgewählten Kanals und zum Wiederauswählen des ersten Kanals nach der Anzeige eines freien Kanals enthält.

20. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung einen Takteingang zum Empfang von Taktsignalen enthält und Bandbreiten aufweist, die

der Frequenz der Taktsignale proportional ist.

21. Anordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung an die Filtertakteingänge angeschlossene Ausgänge aufweist, und in auswählbarer Weise die Taktsignale mit einer ersten Frequenz zum Ausfiltern von Frequenzbändern mit einer Breite sowie mit einer zweiten Frequenz zum Ausfiltern von Frequenzbändern mit einer anderen Breite erzeugt»

22„ Anordnung nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch ein Tastenfeld mit Ausgängen, die an Eingänge der Prozessorvorrichtung angeschlossen sind und digitale Signale zur Anzeige der Mikrobefehlsfolgen erzeugen.

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23. Anordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Signale abhängig von der Betätigung einer einzelnen Taste auf dem Tastenfeld erzeugt werden.

24. Sende-Empfangs-Anordnung mit automatischer Feststellung eines freien Kanals, gekennzeichnet durch

(a) einen von Hand betätigbaren Tastenkontaktschalter,

(b) eine Speichervorrichtung zum Speichern eines vorhandenen Kanals vor dem automatischen Feststellen eines freien Kanals,

(c) eine Schaltungsvorrichtung, die abhängig von der Betätigung des Tastenkontaktschalters den vorhandenen Kanal in der Speichervorrichtung speichert und weitere Kanäle in einer vorbestimmten Reihenfolge bei der Suche eines freien Kanals abtastet, wobei diese Schaltungsvorrichtung eine Meßvorrichtung zum Messen einer Signalstärke für die Bestimmung eines freien Kanals sowie eine Anzeigevorrichtung zum Anzeigen des freien Kanals enthält und

(d) eine Vorrichtung, die abhängig von der Freigabe des Tastenkontaktschalters die Sende-Empfangs-Anordnung auf den in der Speichervorrichtung gespeicherten Kanal zurückschaltet.

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25. Anordnung nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch einen digitalen Mikroprozessor zum Steuern der Schaltungsvorrichtung.

26. Radioempfänger mit automatischer Feinabstimmung, gekennzeichnet durch

(a) eine Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig elektronische Eingangssignale aus mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzbändern, die jeweils innerhalb eines von mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegen, sowie erste Mischfrequenzsignale mit auswählbarer Frequenz empfangen, damit abhängig davon gemischte Signale erzeugt werden, die die Frequenzbänder verschoben um die erste auswählbare Frequenz enthalten,

(b) eine Filtervorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die gemischten Signale und Filtertaktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz empfangen, damit abhängig von diesen Signalen Ausgangssignale erzeugt werden, die aus einem ausgewählten Frequenzband bestehen und phasenverschoben sind, wobei die Filtervorrichtung mehrere im Abstand voneinander liegende Durchlaßbänder aufweist, die den Frequenzbereich der Ausgangssignale festlegen und eine Mittenfrequenz sowie eine Bandbreite proportional zu der zweiten auswählbaren Frequenz haben, und

(c) eine Taktvorrichtung mit Ausgängen, die an die Takteingänge der Mischvorrichtung zum Anlegen von ersten Taktsignalen und an die Takteingänge der Filtervorrichtung zum Anlegen der Filtertaktsignale

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mit einer schrittweise einstellbaren Frequenz angeschlossen sind, wobei dieFrequenzschritte mehrere Male kleiner als die Breite der Kanäle sind.

27. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbänder Einseitenbänder sind.

27a. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter ist.

28. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung die erste auswählbare Frequenz in Teilschritten des Frequenzabstandes zwischen benachbarten Kanälen erzeugt.

29. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung aus einer Schaltungsanordnung mit einer Phasenregelschleife besteht, die einen Eingang zum Empfang eines Bezugstaktsignals der Frequenz f und einen an den Filtertakteingang angeschlossenen Ausgang zur Erzeugung der zweiten auswählbaren Frequenz aufweist.

30. Radioempfänger mit Feinabstimmung, gekennzeichnet durch

(a) eine Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig elektronische Eingangssignale aus mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzbändern, die in mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegen, und erste Taktsignale mit einer ersten aus-

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wählbaren Frequenz empfangen, damit abhängig von diesen Signalen gemischte Signale erzeugt werden, die diese Frequenzbänder um die erste auswählbare Frequenz nach unten verschoben enthalten,

(b) eine Filtervorrichtung mit Eingängen für den Empfang der gemischten Signale zum Ausfiltern eines Bandes aus den nach unten verschobenen Frequenzbändern,

(c) einen Abtastdemodulator mit Eingängen, die gleichzeitig das ausgefilterte Frequenzband und Abtasttaktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz empfangen, damit das eine Frequenzband in seiner Frequenz um die zweite auswählbare Frequenz nach unten verschoben wird, und

(d) eine !Faktvorrichtung mit Ausgängen, die an die Taktsignaleingänge der Mischvorrichtung angeschlossen sind und an diesen die ersten Taktsignale erzeugen, und die außerdem an die Abtasttakteingänge des Abtastdemodulators angeschlossen sind und die Abtasttaktsignale mit einer schrittweise einstellbaren Frequenz erzeugen, wobei die Frequenzschritte mehrfach kleiner als die Breite der kanäle sind.

31. Empfänger nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzbänder Einseitenbänder sind.

32. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung die erste auswählbare Frequenz in Teilschritten des Frequenzabstandes zwischen benachbarten Kanälen erzeugt.

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33. Empfänger nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung aus einer Schaltungseinheit mit einer Phasenregelschleife besteht, deren Eingang zum Empfang eines Bezugstaktsignals mit der Frequenz f_r und einen an den Abtastsignaleingang des Abtastdemodulators angeschlossenen Ausgang zur Erzeugung

der zweiten auswählbaren Frequenz aufweist.

34. Rundfunkempfänger mit automatischer Feinabstimmung, gekennzeichnet durch

(a) eine Filtervorrichtung mit Eingängen; die gleichzeitig folgende Signale empfangen:

(I) Elektronische Eingangssignale in Form mehrerer Frequenzbänder, die in mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegen, wobei wenigstens eines der Frequenzbänder eine intermittierend vorhandene Trägerfrequenz enthält, und

(II) Filtertaktsignale mit auswählbarer Frequenz, damit abhängig von diesen Taktsignalen Ausgangssignale erzeugt werden, die aus einem ausgewählten Frequenzband bestehen, das jedoch hinsichtlich der Frequenz nach unten verschoben ist, wobei die Filtervorrichtung mehrere im Abstand voneinander liegende Durchlaßbänder aufweist, die den Frequenzbereich der Ausgangssignale festlegen und eine Mittenfrequenz und eine Bandbreite proportional zu der auswählbaren Frequenz der Taktsignale haben.

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(b) eine Frequenzmeßvorrichtung mit einem Eingang für den Empfang eines nach unten verschobenen Frequenzbandes aus den Filterausgangssignalen zur Erzeugung digitaler, die Frequenz des darin enthaltenen intermittierend vorhandenen Trägers anzeigender Signale,

(c) eine Prozessorvorrichtung mit einem Eingang für

den Empfang der digitalen Signale zum Berechnen einer Frequenz für die Filtertaktsignale, die den intermittierend vorhandenen Träger in dem einen nach unten verschobenen Frequenzband auf eine feste Nennfrequenz ausrichtet» und zur Erzeugung von Mikrobefehlen, die die berechnete Frequenz anzeigen, und

(d) eine Taktvorrichtung mit Eingängen für den Empfang der digitalen Mikrobefehle zum Erzeugen der Filtertaktsignale mit der berechneten Frequenz.

35. Empfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter ist.

36. Radioempfänger mit automatischer Feinabstimmung, gekennzeichnet durch

(a) eine Demodulatorvorrichtung mit Eingängen für den gleichzeitigen Empfang elektronischer Eingangssignale in Form eines Frequenzbandes, das innerhalb eines Frequenzkanals liegt und eine intermittierend vorhandene Trägerfrequenz enthält, sowie von Demodulatortaktsignalen mit auswählbarer Frequenz zur Erzeugung

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von Ausgangssignalen, die aus dem Frequenzband bestehen, Jedoch hinsichtlich der Frequenz um die auswählbare Frequenz nach unten verschoben sind,

(b) eine Frequenzmeßvorrichtung mit einem Eingang für den Empfang der Demodulatorausgangssignale zum Erzeugen digitaler Signale, die die Frequenz des intermittierend vorhandenen Trägers anzeigen,

(c) eine Prozessorvorrichtung mit Eingängen für den Empfang der digitalen Signale zum Berechnen einer Frequenz für das Demodulatortaktsignal, die den intermittierend vorhandenen Träger in den Demodulatorausgangssignalen auf eine feste Nennfrequenz ausrichtet, sowie zur Erzeugung von Mikrobefehlen, die die berechnete Frequenz anzeigen, und

(b) eine Taktvorrichtung für den Empfang der digitalen Mikrobefehle zum Erzeugen der Demodulatortaktsignale mit der berechneten Frequenz.

37. Radiosender, gekennzeichnet durch

(a) eine Antenne mit einem Eingang, die durch elektromagne tische Strahlung ihr zugeführte Signale aussendet,

(b) eine Frequenzerzeugungsvorrichtung mit Ausgängen, an denen sie Signale mit einer Frequenz abgibt,

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(c) eine äigitalsteuerbare Schaltvorrichtung mit einem ersten Eingang, der an den Ausgeng der Frequenzerzeugungsvorrichtung angeechlossen ist, einem zweiten Eingang für den Empfang von Informationssignalen, einem an den Antenneneingang angeschlossenen Ausgang und Steuereingängen für den Empfang von Mikrobefehlen zum selektiven Anschalten des ersten und des zweiten Eingangs an den Ausgang in Abhängigkeit von den Mikrobefehlen,

(d) ein Tastenfeld mit von Hand betätigbaren Tasten

zur Erzeugung digitaler Signale, die die auszusendenden Informationssignale anzeigen, und

(e) eine Prozessorvorrichtung mit Eingängen für den Empfang der digitalen Signale mit Ausgängen, die an die Schaltvorrichtung angeschlossen sind und die Mikrobefehle abhängig von den digitalen Signalen abgeben, so daß für eine vorbestimmte Zeitdauer das Ausgangssignal der Frequenzerzeugungsvorrichtung und anschliessend die Informationssignale an den Antenneneingang angelegt werden.

38. Verfahren zum Übertragen von Informationen von einer Sendeeinheit zu einer Empfangseinheit über Funksignale, dadurch gekennzeichnet, daß in der Sendeeinheit folgende Schritte ausgeführt werden:

(1) vor der Informationsübertragung wird eine Taste von Hand betätigt;

(2) abhängig von der Tastenbetätigung wird für eine vorbestimmte Zeitdauer ein Signal mit einer einzigen Frequenz gesendet ;

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(3) im Anschluß an den Schritt 2 werden die Informationen seitenbandmoduliert ausgesendet,

und daß in der Empfangseinheit folgende Schritte ausgeführt werden:

(1) die einzige Frequenz wird beim Empfang gemessen;

(2) die Frequenz wird mit einer festen Nennfrequenz verglichen;

(3) es werden Taktsignale mit einer Frequenz erzeugt, die Unterschiede zwischen der einzigen Frequenz und der Nennfrequenz kompensiert, so daß eine Feinabstimmung der Seitenbandinformation erfolgt.

39. Sende-Empfangs-Anordnung mit Einrichtungen zum Messen der Stärke der von ihr ausgesendeten Signale, gekennzeichnet durch:

(a) eine Antenne mit einem Eingang zum Aussenden angelegter elektrischer Signale,

(b) eine Schaltvorrichtung mit einem an den Antenneneingang angeschlossenen Ausgang und mit mehreren Signaleingängen, die in auswählbarer Weise abhängig von digitalen Mikrobefehlen an den Ausgang anschaltbar sind,

(c) eine Signalerzeugungsvorrichtung mit einem Ausgang, der an einen der Eingänge der Schaltvorrichtung angeschlossen ist, damit an diesem Eingang Signale mit

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einer festen Frequenz erzeugt werden;

(d) eine an die Antenne angeschlossene Stehwellenmeßvorrichtung zur Erzeugung erster digitaler Signale zum Anzeigen der Größe der vorwärtslaufenden Spannungsschwingungen und zweiter digitaler Signale zur Anzeige der Größe der rückwärtslaufenden Spannung sschwingungen an der Antenne und

(e) eine Prozessorvorrichtung mit an die Schaltvorrichtung angeschlossenen Ausgängen zur Abgabe der Mikrobefehle sowie mit Eingängen für den Empfang der digitalen Signale zum Berechnen des Stehwellenverhältnisses.

40. Anordnung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß ein Tastenfeld vorgesehen ist, das eine von Hand betätigbare Taste zur Freigabe von Sprachübertragungen aufweist, daß das Tastenfeld Ausgänge aufweist, die an die Prozessorvorrichtung angeschlossen sind und digitale Signale erzeugen, die anzeigen, wann die Taste betätigt ist, und daß die Prozessorvorrichtung die Mikrobefehle zum Ankoppeln der festen Frequenz an den Antenneneingang in Abhängigkeit von den digitalen Signalen für eine Zeitdauer erzeugt, die kürzer als eine Sekunde ist.

41. Anordnung nach Anspruch 39, gekennzeichnet durch eine digitale Anzeigevorrichtung mit Eingängen, die an die Ausgänge der Prozessorvorrichtung angeschlossen sind, damit die Ergebnisse der Signalgrößenberechnungen digital angezeigt werden.

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42. Anordnung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, cfeß die Prozessorvorrichtung ein Mikroprozessor auf einem einzigen Halbleiter-Chip ist.

43. Anordnung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß die Stehwellenmeßvorrichtung aus einer Vorwärtswellen-Meßvorrichtung und aus einer Rückwärtswellen-Meßvorrichtung besteht, wobei diese beiden Meßvorrichtungen zur Erzeugung des ersten bzw. des zweiten digitalen Signals induktiv über eine Kopplungsinduktivität an die Antenne angekoppelt sind.

44. Anordnung nach Anspruch 39» dadurch gekennzeichnet, daß die Vorwärtswellen-Meßvorrichtung aus einer ersten Ladungs-Speichervorrichtung zum Speichern einer in ihrer Größe der vorwärtslaufenden Welle proportionalen Ladung besteht, die einen Eingang aufweist, der über eine erste, in einer Richtung leitende Leitervorrichtung mit der Kopplungsinduktivität verbunden ist, und daß die Rückwärtswellenmeßvorrichtung aus einer zweiten Ladungsspeichervorrichtung zum Speichern einer in ihrer Größe der rückwärtslaufenden Welle proportionalen Ladung besteht, die einen Eingang aufweist, der über eine zweite in einer Richtung leitende Leitervorrichtung mit der Kopplungsinduktivität verbunden ist.

45. Elektronische Phasenregelanordnung mit einem Phasendetektor, einem spannungsgesteuerten Oszillator mit Eingängen für den Empfang von analogen Phasenmeßsignalen, mit einer ihrer Größe proportionalen Frequenz und mit einer Rückkopplungsvorrichtung mit Eingängen für den Empfang von Taktsignalen zur Erzeugung digitaler Abtasttaktsignale,dadurch gekennzeichnet, daß der Phasen-

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detektor folgende Baueinheiten enthält:

a) einen Sägezahngenerator mit variabler Periodendauer, der Eingänge aufweist, die für die Erzeugung sägezahnförmiger Signale digitale Bezugstaktsignale mit einer Bezugsfrequenz empfangen, wobei die sägezahnförmigen Signale die gleiche Periodendauer wie die Bezugstaktsignale haben, und

b) eine Abtastspeicherschaltung mit Eingängen, die gleichzeitig die sägezahnförmigen Signale und die Abtasttaktsignale empfangen, damit die sägezahnförmigen Signale abhängig von einem Zustand der digitalen Abtasttaktsignale abgetastet werden, der häufigste Abtastwert festgehalten wird und die Phasenmeßsignale mit einer zur Größe der festgehaltenen Abtastwerte proportionalen Größe erzeugt werden.

46. Anordnung nach Anspruch 45» dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator aus einer in Serie zu einer Kapazitätsvorrichtung geschalteten Widerstandsvorrichtung und einer parallel zur Kapazitätsvorrichtung geschalteten Schaltvorrichtung besteht, und daß die Schaltvorrichtung einen Eingang aufweist, der die digitalen Bezugstaktsignale zum wahlweisen Erzeugen hochohmiger und nieder. ohmiger Wege parallel zu der Kapazitätsvorrichtung in Abhängigkeit von den Digitalzuständen der digitalen Bezugstaktsignale empfängt„

47. Anordnung nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastspeichervorrichtung einen ersten MOS-Transistor enthält, dessen Source-Elektrode das sägezahnförmige

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Signal empfängt und dessen Gate-Elektrode die Abtasttaktsignale empfängt, und daß in der Abtastspe leviervorrichtung ein MOS-Lasttransistor seriell mit einem MOS-Source-Transistor verbunden ist, dessen Gate-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten MOS-Transistors verbunden ist, und daß der Source-Transistor eine Miller-Kapazität zum Festhalten der Abtastwerte enthält.

48. Anordnung nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastspeichervorrichtung aus einem digitalgesteuerten elektronischen Analogschalter besteht, der einen mit einem Speicherkondensator verbundenen Ausgangsschaltungspunkt, einen Signaleingangsschaltungspunkt für den Empfang der sägezahnförmigen Signale und einen Steuereingang für den Empfang der Abtasttaktsignale enthält.

49. Anordnung nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsvorrichtung von einem Zähler gebildet ist, der Dateneingänge für den Empfang digitaler Signale aufweist, die binäre Ganzzahlen angeben, so daß die Abtasttaktsignale durch Teilen des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators durch diese Ganzzahlen erzeugt werden.

50. Phasendetektor, gekennzeichnet durch

a) einen Sägezahngenerator mit Eingängen, die

Bezugstaktsignale empfangen, damit sägezahnförmige Signale mit der gleichen Periodendauer wie die Bezugstaktsignale erzeugt werden, und

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b) eine Abtastspeichervorrichtung mit ersten Eingängen für den Empfang der äägezahnförmigen Signale und mit zweiten Eingängen für den Empfang digitaler Abtasttaktsignale zum Abtasten der sägezahnförmigen Signale abhängig von einem Zustand der Abtasttaktsignale, zum Festhalten des am häufigsten auftretenden Abtastwerts und zum Erzeugen von Phasenmeßsignalen mit einer der Größe des festgehaltenen Abtastwerts proportionalen Größe.

51. Phasendetektor nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator aus einer in Serie zu einer Kapazitätsvorrichtung geschalteten Widerstandsvorrichtung und einer parallel zur Kapazitätsvorrichtung geschalteten Schaltvorrichtung besteht, und daß die Schaltvorrichtung einen Eingang aufweist, der die digitalen Bezugstaktsignale zum wahlweisen Erzeugen hochohmiger und niederohmiger Wege parallel zu der Kapazitätsvorrichtung in Abhängigkeit von den Digitalzuständen der digitalen Bezugstaktsignale empfängt.

52. Phasendetektor nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastspeichervorrichtung einen ersten MOS-Transistor enthält, dessen Source-Elektrode das sägezahnförmige Signal empfängt und dessen Gate-Elektrode die Abtasttaktsignale empfängt, und daß in der Abtastspeichervorrichtung ein MOS-Lasttransistor seriell mit einem MOS-Source-Transistor verbunden ist, dessen Gate-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten MOS-Transistors verbunden ist, und daß der Source-Transistor eine Miller-Kapazität zum Festhalten der Abtastwerte enthält.

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53. Phasendetektor nach Anspruch 52, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator und die Abtastspeich&rschaltung auf einem einzigen Halbleiter-Chip integriert sind.

54. Phasendetektor nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet , daß die Abtastspeichervorrichtung aus einem digitalgesteuerten elektronischen Analogschalter besteht, der einen mit einem Speicherkondensator verbundenen Ausgangsschaltungspunkt, einen Signaleingangs schal tungspunkt für den Empfang der sägezahnförmigen Signale und einen Steuereingang für den Empfang der Abtasttaktsignale enthält.

55. Computergesteuerte Signalverarbeitungsanordnung, gekennzeichnet durch

(a) eine Filtervorrichtung mit Eingängen für den gleichzeitigen Empfang elektronischer Eingangssignale in Form wenigstens eines Frequenzbandes, das in einem von mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegt, sowie von Filtertaktsignalen mit auswählbarer Frequenz zum Ausfiltern und zum Verschieben der Frequenz auswählbarer Bänder aus den mehreren Frequenzbändern abhängig von der auswählbaren Frequenz,

(b) eine Taktvorrichtung mit Eingängen für den Empfang digitaler Mikrobefehle, die die auswählbare Frequenz angeben, damit die Filtertaktsignale in Abhängigkeit von den Mikrobefehlen erzeugt werden, und

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(c) eine Prozessorvorrichtung mit an die Taktvorrichtung angeschlossenen Ausgängen zum Abgeben der Mikrobefehle an die Taktvorrichtung.

56. Anordnung nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter ist.

57. Anordnung nach Anspruch 56, dadurch gekennzeichnet, daß das Transversalfilter geteilte Elektroden aufweist.

58. Anordnung nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung eine Schaltungseinheit mit einer Phasenregelschleife ist, die einen Eingang aufweist, der ein Bezugstaktsignal mit der Frequenz f zur Erzeugung der Filtertaktsignale mit den Frequenzen f (K1/K2) empfängt, wobei K1 und K2 von den Mikrobefehlen angezeigte Variable sind.

59. Computergesteuerte Signalverarbeitungsanordnung, gekennzeichnet durch

(a) eine Mischvorrichtung mit Eingängen für den .gleichzeitigen Empfang elektronischer Eingangssignale in Form wenigstens eines von mehreren Frequenzbändern, von denen jedes in einem von mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen liegt, sowie von Mischtaktsignalen mit auswählbarer Frequenz für eine Frequenzverschiebung der Bänder abhängig von der auswählbaren Frequenz,

(b) eine Filtervorrichtung mit Eingängen für den Empfang der hinsichtlich der Frequenz verschobenen Bänder zum

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Ausfiltern eines der Frequenzbänder,

(c) eine Taktvorrichtung mit Eingängen für den Empfang digitaler Mikrobefehle, die die auswählbare Frequenz identifizieren, damit die Taktvorrichtung die Mischtaktsignale abhängig von den Mikrobefehlen erzeugt, und

(d) eine Prozessorvorrichtung mit an die Taktvorrichtung angeschlossenen Ausgängen zur Abgabe der Mikrobefehle an die Taktvorrichtung.

60. Anordnung nach Anspruch 59, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung aus einer Schaltungseinheit mit einer Phasenregelschleife besteht, die einen Eingang für den Empfang eines Bezugstaktsignals mit der Frequenz f zur Erzeugung der Mischtaktsignale mit der Frequenz f_r (K1/K2) aufweist, wobei K1 und K2 von den Mikrobefehlen angezeigte Variable sind.

61. Anordnung nach Anspruch 60, gekennzeichnet durch einen Abtastdemodulator mit einem Signaleingang, der für den Empfang des ausgefilterten einen Frequenzbandes an die Filtervorrichtung angeschlossen ist, sowie mit einem Abtasteingang, der Abtasttaktsignale empfängt, und eine zweite Schaltungseinheit mit einer Phasenregelschleife in der Taktvorrichtung zur Erzeugung der Abtasttaktsignale mit der Frequenz f_r(K3/K4), wobei K3 und Κ4 von den Mikrobefehlen angezeigte Variable sind.

62. Anordnung nach Anspruch 61, gekennzeichnet durch einen Modulator mit Eingängen für den gleichzeitigen

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Empfang der Abtasttaktsignale und von Informationssignalen, damit die Informationssignale mit der Frequenz f_(K3/K4) moduliert werden, und eine zweite Mischvorrichtung mit Eingängen für den gleichzeitigen Empfang der Mischtaktsignale und der modulierten Informationssignale zum Mischen der Informationssignale mit der Frequenz £ (K1/K2).

63. Funksystem, gekennzeichnet durch

(a) eine Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig elektronische Eingangssignale in Form mehrerer, sich nicht überlappender Frequenzbänder und erste Taktsignale mit einer ersten auswirkbaren Frequenz empfangen, damit abhängig von diesen Signalen gemischte Signale der Frequenzbänder verschoben um die erste auswählbare Frequenz erzeugt werden,

(b) eine von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildete Filtervorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die gemischten Signale und zweite Taktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz empfangen, damit ein ausgewähltes verschobenes Frequenzband abhängig von den zweiten Taktsignalen ausgefiltert und hinsichtlich der Frequenz verschoben wird,

(c) einen Demodulator mit einem Eingang für den Empfang und die Demodulierung des ausgewählten, weiter nach unten verschobenen Frequenzbandes,

(d) eine Taktvorrichtung mit an den Takteingang der Mischvorrichtung und den Takteingang der Filtervorrichtung

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angeschlossenen Ausgängen zur Abgabe der ersten und zweiten Taktsignale.

64. Funksystem nach Anspruch 63, dadurch gekennzeichnet, daß das Durchlaßband der Filtervorrichtung eine der zweiten auswählbaren frequenzproportionale Breite hat.

65. Funksystem nach Anspruch 64, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung einer der zweiten auswählbaren Frequenzen enthält, so daß die Filtervorrichtung amplitudenmodulierte Signale durchläßt, sowie zur Erzeugung einer weiteren der zweiten auswählbaren Frequenasn,so daß das Filter Einseitenbandsignale durchläßt.

66. Funksystem nach Anspruch 63, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung eine Einrichtung zur Ver· Schiebung der Frequenz der gemischten Signale um Vielfache der zweiten auswählbaren Frequenz enthält.

67. Funksystem nach Anspruch 63, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement mit geteilten Elektroden gebildetes Transversalfilter ist.

68. Funksystem, gekennzeichnet durch

(a) einen Modulator mit Eingängen, die gleichzeitig Informationssignale und erste Taktsignale mit einer ersten auswählbaren Frequenz zum Modulieren der Informationssignale abhängig von der ersten auswählbaren Frequenz empfangen,

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(b) eine, von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildete Filtervorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die modulierten Informationssignale und zweite Taktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz empfangen, damit die modulierten Informationssignale abhängig von der zweiten auswählbaren Frequenz ausgefiltert und in ihrer Frequenz nach oben verschoben werden, und

(c) eine Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die Ausgangssignale der Filtervorrichtung und dritte Taktsignale einer dritten auswählbaren Frequenz empfangen,damit' die Filterausgangssignale mit der dritten auswählbaren Frequenz gemischt \erden.

69. Funksystem nach Anspruch 68, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein Durchlaßband aufweist, dessen Breite der zweiten auswählbaren Frequenz proportional ist.

70. Funksystem nach Anspruch 69, gekennzeichnet durch eine Taktvorrichtung zur Erzeugung der zweiten Taktsignale mit einer auswählbaren Frequenz in der Weise, daß die Filtervorrichtung amplitudenmodulierte Signale durchläßt, und mit einer anderen auswählbaren Frequenz in der Weise, daß die Filtervorrichtung seitenbandmodulierte Signale durchläßt.

71. Funksystem nach Anspruch 69, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement mit geteilten Elektroden gebildetes Transversalfilter ist.

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72tr Hochselektiver programmierbarer Filtermodul mit einer Phasenregelvorrichtung und einer Filtervorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung Takteingänge aufweist, die zur Erzeugung von Durchlaßbändern, deren Mitten bei den Frequenzen η χ f_g + Kf₀ (N ganzzahlig) liegen, Taktsignale mit einer auswählbaren Frequenz f_g empfangen, und daß die Phasenregelvorrichtung einen Eingang für den Empfang von Bezugstaktsignalen mit der Frequenz f„ und einen mit den Takteingängen der Bandfiltervorrichtung verbundenen Ausgang enthält, so daß an diesen Ausgängen die Taktsignale mit der Frequenz (N1/N2) χ f erzeugt werden (N1 und N2 ganzzahlig).

73. Filtermodul nach Anspruch 72, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtervorrichtung ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Transversalfilter ist.

, Filtermodul nach Anspruch 72, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelvorrichtung folgende Baueinheiten enthält· Einen spannungegesteuerten Oszillator mit einem Eingang für den Empfang von Phasenmeßsignalen zur Erzeugung von Ausgangssignalen, deren Frequenz der Größe der Phasenmeßsignale proportional ist, einen ersten Zähler mit einem Eingang für den Empfang der Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators zur Erzeugung von Rückkopplungssignalen mit der durch N1 geteilten Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuertenOszillators, eine Phasendetektorvorrichtung mit Eingängen für den gleichzeitigen Empfang der Bezugs-

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taktsignale und der Rückkopplungssignale zur Erzeugung der Phasenmeßsignale mit einer die Phasendifferenz zwischen den Bezugstaktsignalen und den Rückkopplungssignalen anzeigenden Größe, und eine zweite Zählvorrichtung mit einem Eingang für den Empfang der Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators zur Erzeugung von Filtertaktsignalen mit der durch N2 geteilten Frequenz der Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators.

75. Filtermodul nach Anspruch 74, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendetektorvorrichtung folgende Baueinheiten enthält:

(a) einen Sägezahngenerator mit Eingängen, die die Bezugstaktsignale empfangen, so daß sägezahnförmige Signale mit der gleichen Periodendauer wie die Bezugstaktsignale erzeugt werden, und

(b) eine Abtastspeichervorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die sägezahnförmigen Signale und die Rückkopplungssignale empfangen, so daß die sägezahnförmigen Signale abhängig von einem Zustand der Rückkopplungssignale abgetastet werden, der häufgste Abtastwert festgehalten wird und Phasenmeßabtastwerte mit einer der Größe des festgehaltenen Abtastwerts proportionalen Größe erzeugt werden.

76. Filtermodul nach Anspruch 75, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator aus einer in Serie zu einer Kapazitätsvorrichtung geschalteten Widerstandsvorrichtung und einer parallel zur Kapazitätsvorrichtung

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geschalteten Schaltvorrichtung besteht, und daß die Schaltvorrichtung einen Eingang aufweist, der die digitalen Bezugstaktsignale zum wahlweisen Erzeugen hochohmiger und niederohmiger Wege parallel zu der Kapazitätsvorrichtung in Abhängigkeit von den Digitalzuständen der digitalen Abzugstaktsignale empfängt.

77. Filtermodul nach Anspruch 75» dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastspeichervorrichtung einen ersten MOS-Transistor enthält, dessen Source-Elektrode das sägezahnförmige Signal empfängt und dessen Gate-Elektrode die Rückkopplungssignalfe empfängt, und daß in der Abtastspeichervorrichtung ein MOS-Lasttransistor seriell mit einem MOS-Source-Transistor verbunden ist, dessen Gate-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten MOS-Transistors verbunden ist, und daß der Source-Transistor eine Miller-Kapazität zum Festhalten der Abtastwerte enthält,

78. Filtermodul nach Anspruch 75, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastspeichervorrichtung aus einem digitalgesteuerten elektronischen Analogschalter besteht, der einen mit einem Speicherkondensator verbundenen Ausgangsschaltungspunkt, einen Signaleingangsschaltungspunkt für den Empfang der sägezahnförmigen Signale und einen Steuereingang für den Empfang der Rückkopplungssignale enthalte

79. Filtermodul nach Anspruch 74, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zählervorrichtung und die zweite ZMhlervorrichtung Daten- - . .

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eingänge aufweisen, die die ganzzahligen Größen N1 bzw. N2 angebende digitale Signale empfangen, damit die Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators abhängig von diesen Größen geteilt werden.

80. Sende-Empfangs-Anordnung mit Doppelprozessor mit ersten und zweiten Schaltungseinheiten, die über zwei Adern miteinander verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinheit folgende Baueinheiten enthält:

(a) ein Tastenfeld mit mehreren von Hand betätigbaren Tasten zum Auswählen von Betriebsarten der Sende-Empfangs-Anordnung und zum Auswählen von Kanälen,

(b) eine erste Prozessorvorrichtung mit Eingängen, die von dem Tastenfeld digitale Signale in einem ersten Format empfangen, die die von Hand betätigten Tasten anzeigen, und mit Ausgängen zur Abgabe serieller Nachrichten mit einem zweiten Format, die die von Hand ausgewählten Betriebsarten und Kanäle anzeigen,

und daß die zweite Schaltungseinheit folgende Baueinheiten enthält:

(a) einen Sender zum Aussenden modulierter Funksignale und

(b) eine zweite Prozessorvorrichtung mit Eingängen, die die bitseriellen Nachrichten von der ersten Prozessorvorrichtung empfängt und die Sende-Empfangs-Anordnung abhängig davon steuert.

81. Sende-Empfangs-Anordnung mit Doppelprozessor, dadurch gekennzeichnet, daß erste und zweite über ein Kabel verbundene Schaltungseinheiten vorgesehen sind und daß

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(a) die erste Schaltungseinheit folgende Baueinheiten enthält:

(I) ein Tastenfeld mit mehreren von Hand betätigbaren Tasten zum Auswählen von Betriebsarten und von Kanälen,

(II) eine erste digitale Prozessorvorrichtung mit Eingängen, die von dem Tastenfeld digitale Signale in einem ersten Format zur Identifizierung der betätigten Tasten.empfangen, sowie mit Ausgängen, die an zwei Adern im Kabel angeschlossen sind und spezielle Nachrichten in einem zweiten Format abgeben, die die von Hand ausgewählten Betriebsarten und Kanäle anzeigen,

(III) eine an die zwei Adern angeschlossene Wandlervorrichtung für den Empfang akustischer Signale zum Übertragen elektrischer Signale über die zwei Adern, die den akustischen Signalen entsprechen, und

(IV) eine von Hand betätigbare Schaltvorrichtung zum Anzeigen der Aussendung der akustischen Signale, und

(b) die zweite Schaltungseinheit folgende Baueinheiten enthält:

(i) Einen Sender zum Aussenden modulierter Funksignale entsprechend den elektrischen Signalen und

(II) eine zweite digitale Prozessorvorrichtung für den Empfang der über die zwei Adern übertragenen bitseriellen Nachrichten zum Steuern des Senders ent-

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sprechend diesen Nachrichten, wobei die zweite Prozessorvorrichtung in Abhängigkeit von der Schaltvorrichtung den Sender derart aktiviert, daß die über die zwei Adern empfangenen elektrischen Signale ausgesendet werden, wenn die Schaltvorrichtung betätigt ist, während der Sender abgeschaltet wird, wenn die Schaltvorrichtung nicht betätigt ist.

82. Anordnung nach Anspruch 81 , dadurch gekennzeichnet, daß die erste Prozessorvorrichtung auch bitserielle Signale von der zweiten Prozessorvorrichtung empfängt.

83. Anordnung nach Anspruch 82, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinheit eine digitale Anzeigevorrichtung enthält, die an Ausgänge der ersten Prozessor vorrichtung angeschlossene Eingänge aufweist, und alphanumerische

Zeichen in Abhängigkeit von Signalen anzeigt, die die erste Prozessorvorrichtung abhängig von den bitseriellen Nachrichten aus der zweiten Prozessorvorrichtung erzeugt.

84. Anordnung nach Anspruch 81, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Prozessorvorrichtung ein übergeordneter Prozessor ist, und daß die zweite Prozessorvorrichtung ein untergeordneter Prozessor ist, der dieMikrobefehle nur in Abhängigkeit von den bitseriellen Nachrichten erzeugt.

85. Sende- und Empfangs-Anordnung, die mit nur einer Bezugsfrequenz· arbeitet, gekennzeichnet durch

(a) eine Taktvorrichtung, die ein Bezugssignal mit einer einzigen Frequenz empfängt und abhängig davon Filtertaktsignale mit einer ersten auswählbaren Frequenz sowie Mischtaktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz erzeugt,

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(b) eine Filtervorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig Filtereingangssignale in Form wenigstens mehrerer sich nicht überlappender Frequenzkanäle sowie die Filtertaktsignale zum Ausfiltern und Verschieben der Frequenz eines ausgewählten Frequenzbandes abhängig von der ersten ayswählbaren Frequenz empfangen,

(c) eine erste Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die Mischtaktsignale und die Filterausgangssignale erzeugen und diese FiIt er ausgangs signale hinsichtlich der Frequenz um die zweite auswählbare Frequenz nach oben verschieben, und

(d) eine zweite Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die Mischtaktsignale und Eingangssignale aus mehreren sich nicht überlappenden Frequenzbändern empfangen, damit die Frequenzbänder hinsichtlich ihrer Frequenz um die zweite auswählbare Frequenz nach unten verschoben werden, wobei die zweite Mischvorrichtung einen Ausgang aufweist, der an den Filtersignaleingang angeschlossen ist und die Filtereingangssignale abgibt.

86. Anordnung nach Anspruch 85, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktvorrichtung erste und zweite Schaltungseinheiten mit Phasenregelschleife enthält, die jeveLls Eingänge aufweisen, die das Bezugssignal empfangen und abhängig davon die Filtertaktsignale und die Mischtaktsignale erzeugen.

87. Sende-Empfangs-Anordnung mit nur einer Bezugsfrequenz, gekennzeichnet durch

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(a) eine Taktvorrichtung, die ein Bezugssignal mit einer einzigen Frequenz empfängt und abhängig davon MOD/DEMOD-Taktsignale mit einer ersten auswählbaren Frequenz sowie Mischtaktsignale mit einer zweiten auswählbaren Frequenz erzeugt,

(b) eine Modulatorvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig Tonfrequenzsignale in Form eines Frequenzbandes und die MOD/DEMOD-Taktsignale empfangen, damit die Tonsignale in Abhängigkeit von der ersten auswählbaren Frequenz moduliert werden,

(c) eine erste Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die Mischtaktsignale und die Modulatorausgangssignale empfangen, so daß die Modulstorausgangssignale hinsichtlich ihrer Frequenz um die zweite auswählbare Frequenz nach oben verschoben werden,

(d) eine zweite Mischvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig die Mischtaktsignale und Eingangssignale in Form mehrerer, sich nicht überlappender Frequenzbänder empfangen, damit die Frequenzen der Frequenzbänder um die zweite auswählbare Frequenz nach unten verschoben werden,

(e) eine Filtervorrichtung mit Eingängen für den Empfang der nach unten verschobenen Frequenzbänder zum Ausfiltern eines ausgewählten Frequenzbandes und

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(f) eine Demodulatorvorrichtung mit Eingängen, die gleichzeitig das eine Frequenzband und die MOD/ DEMQD-Taktsignale zum Demodulieren des einen Frequenzbandes abhängig von den Taktsignalen empfangen.

88« Anordnung nach Anspruch 87, dadurch gekennzeichnet, daß die .Taktvorrichtung erste und zweite Phasenregelschleifen mit Eingängen enthält, die das Bezugssignal empfangen, damit die MOD/DEMOD-Taktsignale und die Mischtaktsignale abhängig von den Bezugssignalen erzeugt werden.

89. Anordnung nach Anspruch 87, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phasenregelschleife die MOD/DEMOD-Taktsignale mit einer Frequenz K1/K2 multipliziert mit der einzigen Frequenz erzeugt, und daß die zweite Phasenregelschleife die Mischtaktsignale mit einer Frequenz K3/K4 multipliziert mit der einzigen Frequenz erzeugt, wobei K1, K2, K3 und K4 ganze Zahlen sind.

90. Anordnung nach Anspruch 87, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phasenregelschleife die MOD/DBMOD-Taktsignale mit einer kleineren Frequenz als die einzige Frequenz erzeugt, und daß die zweite Phasenregelschleife die Mischsignale mit einer größeren Frequenz als die einzige Frequenz erzeugt.

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