DE2824673A1

DE2824673A1 - Kohaerenz-demodulator

Info

Publication number: DE2824673A1
Application number: DE19782824673
Authority: DE
Inventors: Joseph John Sawacki
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1977-06-13
Filing date: 1978-06-06
Publication date: 1978-12-21
Also published as: FR2394922B1; US4135191A; FR2394922A1; GB1583628A

Description

THE BENDIX COHPOBATION, Executive Offices, Bendix Center, Southfield, Michigan 48075, USA

Eohärenz-Demodulator

Beschreibung

Die Erfindung "bezieht sich auf Einrichtungen zum Wiedergewinnen der Modulation aus einem modulierten Signal und spezieller auf einen Kohärenz-Demodulator, der die Phasenmodulation aus einem phasenmodulierten Signal wiedergewinnt und auf Einrichtungen zur Stabilisierung des Kohärenz-Demodulators, die seine Verwendung ermöglichen.

Moderne automatische Radiokompasse für ein Flugzeug, im folgenden ADF genannt (automatic radio direction finder), verwenden eine Antenne, die auf der Oberfläche des Plugzeuges befestigt ist und die Einrichtungen enthält, die als "Schleife" (Rahmenantenne) und als Peilseitenelemente bekannt sind. In der folgenden Beschreibung wird das Wort "Schleife" zur Beschreibung verschiedener Elemente aus verschiedenen technischen Gebieten verwendet. Im einzelnen ist bei der ADF-Technik ein Schleifenelement oder eine Schleifenantenne ein Empfangsschaltkreis für ein ausgestrahltes Signal, der einen Teil des Signaleinganges in den ADF-Empfanger erzeugt. Bei der Technik der phasenstarren Schleifen (PLL) ist eine "Schleife" ein geschlossener Stromkreis, der üblicherweise mindestens einen spannungs-steierten Oszillator und einen Phasenkomparator enthält. In der folgen-

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den Beschreibung wird die zweifache Verwendung des Ausdruckes "Schleife" durch de Verwendung der Ausdrücke "Schleifenelesent" oder "Schleifenantenne" "bei bezug auf ein ADP-Technikelement und durch den Gebrauch des Ausdruckes "Schleife" ohne die obigen Bestimmungsworte bei Bezugnahme auf einen PLL-Technikschaltkreis unterschieden.

Zurück zur Erläuterung der Grundlagen bzw. des Ausgangspunktes der Erfindung. Das Schleifeaelement enthält zwei aufeinander senkrecht stehende Ferritstäbe und elektrische Wicklungen darauf. Die Amplituden der Signale, die durch ein von einer Radio-Rundfunk-Station ausgesendetes elektromagnetisches Feld in den einzelnen Wicklungen indiziert werden, hängen von der Ausrichtung bzw. Orientierung der Schleifenelemente in bezug auf die Rundfunkstation ab. Bei Auswertung der Amplituden der induzierten Signale kann die Richtung der Rundfunkstation von den Schleifenelementen mit einer 180°-Mehrdeutigkeit ermittelt werden. Die ADF-Antenne enthält daher eine Rundempfangsantenne, die zum Auflösen der Mehrdeutigkeit eine Phaseninformation liefert.

Da die ADF-Antenne auf der Aussenhaut des Flugzeuges angeordnet und der ADF-Empfänger und weitere Verarbeitungsschaltkreise in der Pilotenkabine oder dem Cockpit angeordnet sind, ist es erforderlich, entsprechende Einrichtungen vorzusehen, um die Antennensignale zu dem Empfänger zu leiten. Dies wird dadurch erreicht, daß die Schleifenantennensignale einzeln mit einem einer Rechteckwelle niedriger Frequenz gemischt werden und indem die Rundempfangsanr-tennensignale hiermit moduliert werden. Das resultierende phasenmodulierte Signal enthält die gesamte Radio-Richtungs-Information und wird über ein einzelnes Kabel dem ADF-Empfanger zugeführt. Nun muß das Signal in dem Empfänger demoduliert werden, um die Richtungs-Information in einem Format zu erhalten, das zum Betreiben der ADF-Anzeige verwendet

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werden kann. Sie Demodulation wird in einem Kohärenz-Demodulator ausgeführt, der eine phasenstarre Schleife enthält, die die modulierte Empfänger-Zwischenfrequenz als ein Eingang erhält. Ein in der phasenstarren Schleife erzeugtes Referenzsignal wird gegenüber der Empfänger-Zwischenfrequenz während des Einfangens frequenz-verglichen und anschließend während des verriegelten Betriebs der phasenstarren Schleife gegenüber der Empfänger-Zwischenfrequenz phasenverglichen. Das Fehlersignal der phasenstarren Schleife enthält die wiedergewonnene Phasenmodulation. In der phasenstarren Schleife werden Filter mit großer Zeitkonstante verwendet, um zu verhindern, daß die sich schnell ändernde Phasenmodulation das von der Schleife erzeugte Frequenzsignal beeinflußt. Eine Stabilitätssteuerschleife, die die Frequenz der phasenstarren Schleife mit der gleichen, durch das ächmalbandige Filter geleiteten Frequenz vergleicht, trägt dazu bei, die entsprechende Schleifefrequenz aufrechtzuerhalten und ermöglicht die Verwendung des Kohärenz-Demodulators. Die demodulierten Signale können weiter verarbeitet werden, um Gleichspannungssignale zu erzeugen, die an die orthogonalen Wicklungen eines ADF-Anzeigegerätes angelegt werden können, um eine ADF-Anzeige zu ermöglichen.

Wie dem Fachmann bekannt ist, enthalten Luftverkehrslinien-ADF¹s normalerweise Empfänger, die geeignet sind, Stationen, die um 500 Hz getrennt sind, auszuwählen. Allerdings haben allgemeine Luftfahrt-ADF-Empfanger selten eine solche Selektivität. Statt dessen wählt der Pilot bei der allgemeinen Luftfahrt normalerweise eine ADF-Frequenz, die 500 Hz über oder unter der zugewiesenen Frequenz liegt. Beispielsweise, wird der Abstimmknopf des Piloten bei einer zugewiesenen Frequenz von 245,5 KHz auf 245 oder 246 kHz stehen. Bei herkömmlichen ADF-Empfängern, d.h. bei solchen, die keinen Kohärens-Demodulator haben, ist eine Fehlabstimmung mit einer Abweichung von 500 Hz akzeptabel. Folglich

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sind ADP's für allgemeine Luftfahrt weniger komplex als ADF's für Luftverkehrslinien. Allerdings ist "bei Verwendung eines Kohärenz-Demodulators die erfaßte Bandbreite um 500 Hz zuzüglich Stationstoleranzen vergrößert. Bei dem zu beschreibenden System kann der Kohärenz-Demodulator eine Verriegelung auf einen Träger mit - 770 Hz der ausgewählten ADF-Frequenz erreichen. Dies ist ausreichend, um eine Drift des Empfä-ngers, der Bodenstation und des spannungsgesteuerten Oszillators zu überdecken. Die verriegelte Bandbreite des au beschreibenden Kohärenz-Demodulators liegt ungefähr bei 6 Hz mit einem Dämpfungsfaktor von 0,6. Da die Bandbreite der Kohärenz-Demodulatorschleife in der Praxis lediglich auf ungefähr 6 Hz verringert werden kann, während die demodulierte Information ungefähr bei 51 Hz liegt, ist es folglich wichtig, die Drift der Schleife zu steuern, die andernfalls Peilfehler verursachen könnte.

Folglich ist es Gegenstand der vorliegenden Erfindung, eine automatische Radiokompasseinrichtung anzugeben, die eine Anzeige des Peilergebnisses von der Einrichtung zu einer Radiostation ermöglicht.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen stabilisierten Kohärenz-Demodulator für einen ADF-Empfänger zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Zusammengefaßt wird durch die Erfindung ein Kohärenz-Demodulator zur Wiedergewinnung der Phasenmodulation aus einem Eingangs-ZwischenfiB^uenzsignal gschaffen, der eine phasenstarre Schleife mit umschaltbarer Frequenz und Phasendetektoren enthält. Während des anfänglichen Ansprechens (acquisition) wird die Fre-

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quens der phasenstarren Schleife so eingestellt, daß sie gleich der Eingangs-Zwischenfrequenz ist aufgrund eines Vergleichs der Schleifenfrequenz mit der Eingangsfrequenz in den Frequenzdetektor und unter Verwendung eines resultierenden Fehlersignales zum Einstellen der Schlexfenfrequenz. Nach dem Ansprechen hält der Phasendetektor die Schleifenfrequenz phasenverriegelt auf der Eingangsfrequenz, indem jetzt das resultierende Fehlersignal

einzustellen

dazu verwendet wxrd, die Schlexfenfrequenzphase/^ wobex das Fehlersignal von dem Phasendetektor die wiedergewonnene Phasenmodulation ist. Eine zweite Steuerschleife enthält ein schmaibandiges Filter, das auf die gewünschte Frequenz der Schlexfenfrequenz abgestimmt ist. Das Fehlersignal von der zweiten Schleife wird mit dem ersten, oben erläuterten Signal summiert, um die Schlexfenfrequenz präziser aufrechtzuerhalten.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispieles im Zusammenhang mit den Figuren ausführlicher erläutert, wobei darauf hingewiesen wird, daß in der Beschreibung und den Zeichnungen weitere erfindnngswesentliche Merkmale enthalten sind.

Es zeigt:

Figur 1 ein Blockschaltbild des ADF-Systems;

Figur 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Kohärenz-Demodulators, der zur Verwendung in dem System von Figur 1 geeignet ist;

Figur 3 ein Blockschaltbild, das den Demodulator vnn Figur 2 detaillierter darstellt;

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Figur 4 eine detailliertere Darstellung des Dividierers von Figur 3;

Figur 5 die Wellenform von Signalen an verschiedenen Punkten in dem Schaltkreis nach Figur 4;

Figur 6 eine schematische Darstellung des Schleifenfilters von Figur 3;

Figur 7 ein Blockschaltbild des Schaltkreises von Figur 3, das eine leichtere mathematische Analyse des Schaltkreises erlaubt;

Figur 8 ein Blockschaltbild eines geeigneten spannungsgesteuerten Oszillators, der den spannungsgesteuerten Oszillator des Systems und die Stabilitätsschleife enthält; und

Figur 9 one detailliertere Darstellung des Filters 70.

Gleiche Teile sind in den einzelnen Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. In Figur 1 ist ein Flugzeug-ADF-System dargestellt, das einen Antennenabschnitt 10, einen Empfängerabschnitt 12 und nicht dargestellte Anzeigegeäte oder weitere Anzeigen enthält. Der Antennenabschnitt besteht aus einer Schleifenantenne mit einer Wicklung A, die so angeordnet ist, daß ihre Längsachse senkrecht auf der Flugzeug-Längsachse steht und eine Wicklung B, die senkrecht auf derWicklung A steht. Die Wicklungen sind auf (nicht dargestellten) aufeinan der senkrecht stehenden Ferritstäben gewickelt. Wie dem Fachmann bekannt, beziehen sich die relativen Amplituden des in der Wicklung A von einer Rundfunk-Station induzierten Signals

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auf den Sinus des Winkels zwischen dem Flugzeugs teuerkurs und der Station, während die relative Amplitude des in der Wicklung B induzierten Signals sich auf den Kosinus des gleichen Winkels bezieht. Mit anderen Worten, erhält die Wicklung A eine Spitzenspannung induziert, wenn die empfangene Station geradeaus vorne oder hinten ist und eine minimale Spannung, wenn die Station links oder rechts liegt. Die Wicklung B erhält eine Spitzenspannung induziert, wenn die Station 90° rechts oder links liegt und eine Minimalspannung, wenn die Station geradeaus vorne oder hinten liegt. Wenn das Plugzeug (und folglich die angebrachte ADF-Antenne) um 360° gedreht wird,steigen die Spannungen an den beiden Wicklungen an und fallen ab, entsprechend dem Winkel zwischen dem Fiugzeugsteuerkurs und der Stationsrichtung.

Bei der Beschreibung der übrigen Elemente in Figur 1 und deren Wirkungsweise sei die folgende Übereinkunft zur leichten und bequemen Erklärung der durchgeführten Signalverarbeitung angenommen: Die Amplitude eines Radiofrequenz-Signals an einem vorgegebenen Punkt des Schaltkreises wird durch die Höhe eines neben diesem Punkt angeordneten Rechtecks angeze:gb. Ein Pfeil in einem Kästchen stellt die Phase des Radiofrequenzsignals an diesem Punkt dar. Im einzelnen zeigt ein nach oben weisender Pfeil an, daß das Signal dem in der Seitenbestimmungsantenne induzierten Signal 90° vorauseilt. Diese Phasenvoreilung ist durch die inhärente Phasendifferenz zwischen der magnetischen Komponente des in der Schleifenantenne induzierten Radiofrequenzsignals und der elektrischen Komponente des in der Seiteribestimmunfesantenne induzierten Radiofrequenzsignals bedingt. Ein nach unten weisender Pfeil in einem Kästchen zeigt an, daß das Radiofrequenzsignal dem Seitenbestimmungsantennensignal um 90 (-90 ) nacheilt. Zusätzlich sei für die folgende Erläuterung angenommen, daß die empfangene Station in einen Bereich von ungefähr 200 bis 1799 kHz unter einem Winkel von 45° gegenüber der Flug-

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zeuglängsachse sendet« Weiterhin sei eine an Ort und Stelle erzeugte 31 Hz-Modulationsrechteckwelle angenommen.

Die von dem empfangenen Stationssignal in den Wicklungen A und B induzierten Signale werden über symmetrische Verstärker 11 bzw. 13 symmetrischen Modulatoren 14 bzw. 16 zugeführt. An den symmetrischen Modulator 14 wird weiterhin eine 31 Hz-Rechteckwelle angelegt und die gleiche 31 Hz-Rechteckwelle wird um 90° verzögert dem symmetrischen Modulator 14 zugeführt. Entsprechend der oben angenommenen Übereinkunft sind die Radiofrequenzsignale von den einzelnen Schleifenwicklungen miteinander in Phase und von gleicher Amplitude, da die empfangene Station sich unter einem relativen Peilwinkel von 45° zu dem Flugzeug befindet.

Ein symmetrischer Modulator, wie z.B. der Modulator 14 oder 16, leitet ein Eingangs-Radio-Frequenz-Signal zu seinem Ausgangsanschluß, ohne eine Phasenumkehr, wenn der Rechteckwellenmodulationseingang positiv ist, kehrt jedoch die Phase des Eingangssignales um, wenn der Modulationseingag negativ ist. Folglich eilt das von dem symmetrischen Modulator 14 abgegebene Radiofrequenzsignal dem Richtungsbestimmungssignal über dessen ersten Viertelzyklus um 90° nach, eilt während des nächsten halben Zyklus um 90° vor und üer den letzten Viertelzyklus wiederum um 90° nach, wie in der Signaldarstellung 14a gezeigt. Bezüglich dieser Signaldarstellung sei vermerkt, daß diese Signaldarstellung einen vollständigen Zyklus der 31 Hz-Modulationsspannung zeigt und daß die Markierungslinien unter jeder Darstellung den Zyklus in Viertel aufteilen. Diese Übereinkunft gilt als Bezugsnormal für Figur 1.

Das Radiofrequenzsignal von dem symmetrischen Modulator 16 eilt dem Richtungsbestimmungssignal für den ersten Halbzyklus um 90 vor und eilt während des zweiten Halbzyklus dem Richtungsbe-

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Stimmungssignal um 90° nach, wie durch die Signaldarstellnng 16a gezeigt. Die modulierten Signale werden in einem Addierer 18 kombiniert, um ein Radiofrequenzsignal zu erzeugen, das durch 18a dargestellt ist, das während des ersten und dritten Viertels eine Null zeigt, während des zweiten Viertels ein um 90° voreiiendes Signal und während des letzten Viertels ein um 90° nacheilendes Signal. Wie oben erläutert, wird eine Rundempfangs-Richtungsbestiminungsantenne, wie die Antenne 20 dazu "benötigt, die 180°-Mehrdeutigkeit, die in dem Schleifenantenne-r signal vorhanden ist, aufzulösen. Das Richtungsbestimmungsantennensignal wird durch einen symmetrischen Verstärker 22 verstärkt und dem Signal von dem Addierer 18 in einem Schleifen-Richtungsbestimmungs-Addierer 24· addiert, um das Dei 24a dargestellte Radiofrequenzsignal zu erzeugen, das mit der vollständigen Stationsrichtungsinformation moduliert ist.

Das Signal von dem Addierer 24 wird einem Empfängereingang 25 zugeführt, in dem die empfangene Rundfunktstation ausgewählt und das angelegte Signal auf die Empfängerzwischenfrequenz (ZF) reduziert wird. Das ZF-Signal wird dann an den Demodulator 25 angelegt, um die "bei 26a dargestellte Phasenmodulation zu erzeugen. Wie zu erwarten, wird die Modulation auf das 31 Hz-Modulationssignal eingeprägt, das durch ein Bandpaßfilter 2? geglättet wird, um das bei 27a gezeigte Signal zu erzeugen. Dieses Signal wird dann durch einen Schaltkreis 28 invertiert und impulsgeformt (squared), um das bei 28a dargestellte Signal zu erzeugen, wobei dieses Signal zusammen mit der an den Modulatormischer 14 angelegten, um 90° nacheilenden 31 Hz-Rechteckwelle einem ExklusJ-v-ODER-Gatter 30 und zusammen mit der 31 Hz-Rechteckwelle einem Exklusiv-ODER-Gatter 32 angelegt wird. Die bei 30a bzw. 32a dargestellten resultierenden Signale werden in Filtern 34 bzw. 36 gefiltert und als Gleichspannungen den Kosinus- und Sinus-Kanälen eines entsprechenden ADF-Anzeigegerä-

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tes zugeführt.

Wie dem Fachmann bekannt, ermöglicht das bei 28a dargestellte, normalerweise mit "variables Signal" bezeichnete Signal, wenn es mit dem Bezugs-31 Hz-/O"-Signal verglichen wird, das die gesamte Peilrichtungsinformation durch andere als die in diesem Ausführungsbeispiel dargestellte Einrichtungen extrahiert werden kann. Leitungen 33 und 35 bezeichnen Leitungen zum Abtasten dieser Signale, falls gewünscht, für derartige Hilfsanzeigeeinrichtungen oder weitere Einrichtungen.

Der Demodulator 26 in Figur 1 ist ein Kohärenz-Demodulator von Art einer phasenstarren Schleife, die zur Wiedergewinnung der 31 Hz-Eichtungsinformationsmodulation von dem Empfänger-ZF-Signal verwendet wird.

In Figur 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild des Demodulators 26 dargestellt, das zur Erläuterung der Funktion des Demodulators hilf-*reich ist. Im folgenden wird auf Figur 2 bezug genommen. Der vereinfachte Demodulator besteht aus einem Frequenz-Phasendetektor 40, einem Tiefpaßfilter 42 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, voltage controlled oscillator) 44. Das Empfänger-ZF-Signal wird dem Detektor zusammen mit dem Signal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 44 zugeführt, wobei das Fehlersignal hieraus die wiedergewonnene Phasenmodulation enthält, die, zusätzlich zu einer weiteren Verarbeitung zum Treiben des ADF-Anzeigegerates, wie oben erläutert, weiterhin durch das Tiefpaßfilter 42 zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 44 verwendet wird. Aufgrund der geschlossenen phasenstarren Schleife ist die Frequenz des spannungsge äbeuerten Oszillators theoretisch immer gleich der Zwischenfrequenz. Allerdings können, wie oben erläutert, Umgebungseinflüsse die Schleifenstabilität herabsetzen. Folglich ist

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eine Stabilitätsschleife 46 vorgesehen, die das Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 44 empfängt und ein weiteres Fehlersignal erzeugt, das mit dem obigen Fehlersignal kombiniert wird, um die Stabilität in der phasenstarren Schleife aufrechtzuerhalten .

Das Tiefpaßfilter 42 ist so ausgelegt, daß es eine sehr kleine Zeitkonstante hat. Diese kleine Zeitkonstante sorgt dafür, daß die von dem Detektor 40 erzeugte schnelle Phasenmodulation den spannungsgesteuerten Oszillator nicht beeinflußt. Allerdings erzeugt der Detektor 40 eine der Phasenmodulation des ZF-Signals direkt proportionale Spannung, wenn er versucht, den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators in Phase mit dem ZF-Signal SU halten.

In Figur 3, auf die im folgenden bezug genommen wird, ist ein tatsächlicher Kohärenz-Demodulator 26 detaillierter dargestellt, wobei angenommen ist, daß der ZF-Eingang ein durch ein 3Ί Hz-Signal in Übereinstimmung mit der obigen Richtungsinformation phacenmoduliertes 140 kHz-Signal ist. Der tatsächliche Demodulator ist, wie zu sehen, beträchtlich komplexer als der eben beschriebene vereinfachte Schaltkreis. Der ZF-Eingang wird einem Begrenzer und Impulsformer (squarer) 50 zugeführt, worin das ZF-Signal in einen Impulszug von Rechteckimpulsen umgewandelt wird, der die gleiche Phasenmodulation wie das Eingangssignal hat. Das rechteckig geformte ZF-Signal wird einem Phasendetektor 52 zugeführt, der in geeigneter Weise aus einem Exklusiv-ODER-Gatter besteht, dessen anderer Eingang eine 140 kHz-Rechteckwelle von einem Dividierer 64 ist. Das rechteckig geformte ZF-Signal wird ebenfalls einem Frequenzdetektor 54 zugeführt, dessen zweiter Eingang eine 140 kHz-Rechteckwelle von dem Dividierer 64 ist, die der ersten Rechteckwelle um 90° nacheilt. Weiterhin wird das impulsgeformte ZF-Signal einem Verriegelungs-

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detektor 62 zugeführt, dessen zweiter Eingang eine 140 kHz-Rechteckweile von dem Dividierer 64 ist, die der ersten Rechteckwelß um 90° voreilt. Weitere Einzelheiten über die Detektoren 52, 54 und 62, die zusammen mit den Schaltern 56 und 58 und dem Begrenzer-Impulsformer 50 in dem Detektor 40 von Figur 2 enthalten sind, werden weiter unten erläutert.

In diesem Ausführungsbeispiel besteht der Dividierer 64, der zusammen mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 66 in dem spannungsgesteuerten Oszillator 44 von Figur 2 enthalten ist, einfach aus zwei Kaskaden-Flip-Flops 80 und 82, wie in Figur dargestellt, wobei das Flip-Flop 80 an seinem Takteingang (Punkt A) ein 280 kHz-Signal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 66 von Figur 5 empfängt. Das 280 kHz-Signal am Punkt A ist in Figur 5» auf die im folgenden besug genommen wird, dargestellt. Das Signal am Punkt A wird von einem Inverter 84 invertiert, um die Rechteckwelle am Punkt B zu erzeiigen, die den Takt für das Flip-Flop 82 enthält. Das Signal an dem Q-Ausgangsanschluß des Flip-Flops 80 (Punkt C) ist das 140 kHz-/O-Signal und wird dem Setz-Eingangs-Anschluß des Flip-Flops 82 zugeführt. Das Signal an dem Q-Aus gangs arschluß des Flip-Flops 80 (Punkt D) isif/Hi40 kHz-/180°-Signal und wird dem Reset-Eingangsanschluß des Flip-Flops 82 zugeführt. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die verschiedenen Flip-Flops von dem negativ gehenden Übergang (abfallende Flanke) ihrer Taktsignale getriggert, wodurch die oben beschriebenen Signale und zusätzlich das 140 kHz-/ -90°-Signal bzw. das 140 kHz-/ +90°-Signal an den Q- und Q-Ausgaiisanschlüssen (Punkte E und F) des Flip-Flops 82 erzeugt werden.

Zurück zu Figur 3· Die restlichen Bauteile dieser phasenstarren Schleife bestehen aus Tiefpaßfiltern 60 und 68, die zusammen das Filter 42 der Figur 2 enthalten.

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Zu einem Zeitpunkt ist nur einer der Detektoren 52 und 54 zur Steuerung der obigen phasenstarren Schleife wirksam. Dies wird dadurch erreicht, daß unter der Steuerung eines Signals von dem Verriegelungsdetektor 62 einer der Schalter 56 und 58 geschlossen und der andere geöffnet ist. Der Frequenzdetektor 54 ist solange ausgewählt, bis die Schleifenfrequenzverriegelung erreicht ist, worauf danach der Phasendetektor 52 ausgewählt ist. Der Frequenzdetektor 54 wird dazu verwendet, das ZF-Signal einzufangen und der Phasendetektor 52 wird dazu verwendet, auf das ZF-Signal zu verriegeln, aufgrund der Charakteristiken des ZF-Signals und der geforderten Arbeitsweise des Demodulators. Im einzelnen hat das ZF-Signal eine relativ große Bandbreite, was erfordert, daß der Detektor einen relativ großen Fangbereich hat, während zur Erzielung einer ungestörten Wiedergewonnenen Phasenmodulation ein Detektor benötigt wird, der dem ZF-Eingang eng

wird,
folgt. Mit anderen Worten /eine eng verriegelte phasenstarre Schleife zur Erzeugung einer Phasendemodulation mit hoher Genauigkeit gefordert. Tatsächlich ist es dem Fachmann bekannt, daß je enger das Durchlaßband des Tiefpaßfilters der phasenstarren Schleife ist, desto fester wird die Schleife verriegelt. Allerdings ist es ebenso grundsätzlich richtig, daß, ö^e enger der Durchlaßbereich des Schleifenfilters ist, desto enger ist der Fangbereich des Schleifendetektors. Die Verwendung von zwei schaltbaren Detektoren löst diese Dichotomie. Der Frequenzdetektor 54 ist ein Phasenkomparator zweiter At, wie z.B. der Phasenkomparator II in dem Halbleiterschaltkreis MC 14046 der Fa. Motorola. Ein Phasenkomparator zweiter Art besitzt einen konstanten, relativ weiten Fangbereich, der nicht von der Charakteristik des Tiefpaßfilters der Schleife abhängt. Allerdings erlaubt ein Phasenkomparator zweiter Art keine zuverlässige feste Verriegelung von zwei Eingangssignalen. Ein Phasenkomparator erster Art, wie z.B. der Phasenkomparator I in dem gleichen Motorola Halbleiterschaltkreis, der in der Praxis aus einem

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Exklusiv-ODER-Gatter besteht, erlaubt eine feste Verriegelung, Jedoch, mit einem begrenzten Fangbereich. Wie dem Fachmann bekannt, tritt ein von einem Exklusiv-ODER-Gatter durchgeführtes festes Folgen bei Signalen, die um 90° außer Phase liegen, auf. Damit das Umschalten von dem Frequenzdetektor 54 auf den Phasendetektor 52 weich durchgeführt wird, ist die 140 kHz-Bezugsfrequenz für den einen Detektor um 90° von der 140 kHz-Bezugsfrequenz des anderen Detektors verschoben. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eilt die Bezugsfrequenz für den Detektor der Bezugsfrequenz für den Detektor 52 um 90° nach.

Der Verriegelungsdetektor 62 ist einfach ein weiterer Phasenkmparator erster Art, wie z.B. ein Exklusiv-ODER-Gatter, das kein Augangssignal bei Abwesenheit der Verriegelung erzeugt. Unter diesen Bedingungen ist der Schalter 58 geschlossen und der Schalter 56 ist offen, so daß der Frequenzdetektor 54 wirksam ist. Wenn das Signal von dem Dividierer 64 auf das ZF-Signal verriegelt ist, so erzeugt der Verriegelungsdetektor 62 ein Ausgangssignal, das den Schalter 58 öffnet und den Schalter 56 schließt, wodurch der Phasendetektor 52 wirksam wird.

Eine Feinsteuerung der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 66 wird durch eine Stabilitätsschleife durchgeführt, die aus einem Bandpaßfilter 70, einem Impulsformer (squarer) 72, einem Zwischenspeicher 76 und einem Stabilitätsschleifenphasendetektor 74 besteht, der in geeigneter Weise aus einem weiteren Exklusiv-ODER-Gatter besteht. Der Detektor 74 vergleicht ein Signal, d.h. das 140 kHz-/__180°-Aus gangs signal von dem Dividierer 64, das direkt in den Detektor geht, mit dem 140 kHz-/+90°-Signal von dem Dividierer 64, das durch das Filter 70, den Impulsformer 72 und den Zwischenspeicher 76 hindurch in den Detektor geht. Das Filter 70 ist z.B. ein L/C-Filter mit einem sehr schmalen Durchlaßbereich. Eine geringfü-

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gige Abweichung des Dividiererausgangssignals von 140 kHZ bewirkt, daß sich das Ausgangssignal von dem Filter 70 ändert, wodurch der Detektor 7^ veranlaßt wird, ein Fehlersignal zu erzeugen, um die Dividiererfrequenz von 140 kHz wieder herzustellen. Der Impulsformer 72 und der Zwischenspeicher 76 stellen lediglich die ursprüngliche Form des 140 kHz-/ +90°-Sip;nals nach der Verarbeitung durch das Filter 70 wieder her.

Das Fehlersignal von dem Detektor 74 wird in dem Summierschaltkreis 69 mit dem Signal von dem Tiefpaßfilter 60 summiert, wobei die Summe durch das Tiefpaßfilter 68 dem steuerungs-spannungsgesteuerten Oszillator 66 zugeführt wird.

Figur 7 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild der Einrichtung nach Figur 3, das zur Erläuterung eines mathematischen Modells der Einrichtung hilfreich ist. In Figur 7 ist zu sehen, daß der Phasendetektor 52 eine Übertragungsfunktion von Kjrf hat, während der spannungsgesteuerte Oszillator 66a , d.h. der spannungsgesteuerte Oszillator 66 von Figur 3 und die Stabilitätsschleife, eine Übertragungsfunktion von Ko/S hat. Für mathematische Zwekke ist der ZF-Eingang (vom Element 50 der Figur 3) mit Θ- bezeichnet und das Signal von dem Dividierer 64 der Figur 3 ist mit 9_Q bezeichnet. Die Schleifengleichung lautet:

KtfKo (1 + T₂S)

in S^ + K^KoT₂S K0Ko 2+2

wobei λ der Schleifendämpfungsfaktor ist und in diesem Ausführungsbeispiel gleich 0,6 ist.

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6J_n = 2 TT 6 wie oben erläutert,

sec

und T^ und !Pp wirksame Filterzeitkonstanten.

Da die Schleifenbandbreite in der Praxis nur auf 6 Hz verringert werden kann, während die demodulierte Information bei ungefähr 31 Hz liegt, ist es wichtig, die Größen Λ, &j und T_p zu steuern oder zu überwachen, da Änderungen dieser Größen ADF-Peilfehler entsprechend der folgenden Gleichung verursachen:

θ =

tan"¹ 2TTf

tan"¹

1 - f²/fλ ² wie dem Fachmann bekannt.

Wie oben erläutert, wird die Stabilitätsschleife 66 dazu verwendet, die gewünschte Demodulatorstabilität zu erzeugen. Die Stabilitätsschleife 66a ist in Figur 8, auf die im folgenden bezug genommen wird, in etwas unterschiedlichem Format dargestellt. Es sei bemerkt, daß die Stabilitätsschleife 66a als äquivalenter spannungsgesteuerter Oszillator angesehen werden kann, der auf Fehlersignale von dem Tiefpaßfilter 60 der Figur 3 anspricht und einen kleinen spannungsgesteuerten Oszillator 66 enthält. Die Verstärkung K,, eines üblichen spannungsgesteuerten Oszillators, wie z.B. dem spannungsgesteuerten Oszillator 66, liegt bei etwa 40.000 Zyklen/Volt-Sekunde, während für die Stabilität des Demodulators gewünscht wird, daß die Verstärkung wesentlich kleiner ist. Die Stabilitätsschleife in dem vorliegen-

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den Ausführungsbeispiel eliminiert wirksam die hohe Verstärkung K^ und ersetzt sie durch eine geringere Verstärkung, die hier mit K "bezeichnet ist, wobei

in

wobei V_in das Fehlersignal von dem Tiefpaßfilter 60 und f die Hauptschleifenfrequenz, bei diesem Ausführungsbeispiel 140 kHz ist.

In Figur 8 wird das Fehlersignal von dem Tiefpaßfilter 6OmLt dem Stabilitätsschleifenfehlersignal von dem Stabilitätsschleifenphasendetektor (Exklusiv-ODER-Gatter) 74 mittels eines aus den Widerständen R^ und E^, bestehenden Addierers addiert. Das vollständige Fehlersignal gelangt durch das Tiefpaßfilter 68 hindurch zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 66, dessen Ausgangssignal von dem Dividierer 64, wie oben im Zusammenhang mit Figur 4 beschrieben, verarbitet wird. Das 140 kHz-/ +90 -Signal von dem Dividierer 74 wird durch das Filter 70, das eine Übertragungsfunktion Kp hat, zu dem Impulsformer/Zwischenspeicher 72, 76, der die Form eines Invertierers hat, geleitet. Das Signal von dem Impulsformer/Zwischenspeicher wird als ein Eingang an den Phasendetektor 74 gelegt, dessen anderer Eingang das 140 kHz-/ 180°-Signal von dem Dividierer 64 ist, der eine Übertragungsfunktion K. hat. Es sei bemerkt, daß diese Übertragungsfunktion im wesentlichen der Übertragungsfunktion des Detektors 52 von Figur 3 gleich ist, der natürlich ebenfalls ein Exklusiv-ODEE-Gatter ist. Die Übertragungsfunktion des äquivalenten spannungsgesteuerten Oszillators 66a lautet:

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^fo
^Ko = -

V_1n C₀R_xS 1 + S

C₂I

Im vorliegenden Fall ist a> < < CO₀» woraus sich die obige übertragungsfunktion vereinfacht zu:

wodurch eine effektive Eliminierung der hohen Verstärkung K_x, des betrachteten spannungsgesteuerten Oszillators 66 erreicht wird. K ist grundsätzlich eine Punktion der vier stabilen Variablen R^, R^, K₂ und K.. Andere Hichtlinearitäten und Verstärkungsanderungen werden folglich vermieden. Zusätzlich wird jetzt die normale Mittenfrequenz, d.h. 140 kHz, durch die Stabilität des Filters 70 (K₂) gesteuert. Die Linearität und die dynamische Charakteristik des Filters, das in diesem Ausführungsbeispiel ein stabiler, einfach abgestimmter L/C-Schaltkreis ist, mit einer Resonanz bei 140 kHz mit einer Kreisgüte unter Belastung von 9»1 ist in Figur 9 dargestellt und besteht aus einem Reihenwiderstand 100 von 10 K-ohm, einer Parallelkapazität 102 von 1.000 Picofarad und einer Parallelinduktivität 104 von 1,3 Millihenry.

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Eine Kreisgüte unter Belastung von 9,1 für das Filter 70 erzeugt eine Bandbreite von 1.540 Hz. Läßt man zu, daß die Güte Q anwächst, so verringert sich die Bandbreite und der dynamische Bereich des Demodulators. Dies wäre der Fall bei Schaltkreisen mit höherer Güte Q, die entweder piezoelektrische oder Keramikfilter verwenden. Dies verdeutlicht, daß eine direkte Einschränkung fürtaergrößerte Mittenfrequenzstabilität auf Kosten eines verringerten dynamischen Bereiches gemacht werden.

Wie oben erläutert, sollten die Filter 60 und 68 eine relativ große Zeitkonstante haben, um zu verhindern, daß eine schnelle Änderung der Phasenmodulation den spannungsgesteuerten Oszillator beeinflußt. In der Praxis sind die Filter 60 und 68 als Integratoren ausgebildet und sind in Figur 6, auf die im iölgenden bezug genommen wird, dargestellt. Das Filter 60 besteht aus einem Operationsverstärker 92 mit einem in Reihe verbundenem Widerstand 90 und einem Kondensator 91, zwischen dem negativen Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers. Das Fehlersignal der phasenstarren Schleife wird durch die Widerstände 86 oder 88, je nachdem, ob der Schalter 56 oder 58 geschlossen ist, dem Filter 60 zugeführt. Ein Summierschaltkreis 69 besteht aus einem Widerstand 93, der mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 92 und dem negativen Eingangsanschluß eines Opsationsverstärkers 95 und mit einem Widerstand 96 verbunden ist, wobei der Widerstand 96 zwischen den Ausgangsanschluß des Detektors ?M- und den Eingangs ans chluß des gleichen Operationsverstärkers 95 geschaltet ist. Der Operationsverstärker 95 stellt das Tiefpaßfilter 68 dar und besitzt einen zwischen seinem Eingangsanschluß und seinem Ausgangsanschluß geschalteten Kondensator 94-, wobei der Ausgangs ans chluß mit dem Steueranschluß des spannungsgesteuerten Oszillators 66 verbunden ist.

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Sämtliche in der Beschreibung erkennbaren und in den Zeichnungen dargestellten technischen Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutung.

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, M.

Leerseife

Claims

BROSE DK"BROSE KarlA.On^\CC DKarl DFVNOC Diplom Ingenieure D-8023 München-Pullach. Wiener Str. 2: Tel. (089) 7 93 30 7 : Tele: 5212147 Lros C; Cables,: -.'dteut.bus· München Ihr Zeichen: file· S471-A TasJ: 5«JunX 1978 Yf i^arxs ixxe. ;*y ι α Date. / THE BENDIX COEPORATION, Executive Offices, Bendix Center, Southfield, Michigan 48075, USA Patentansprüche

1. Kohärenz-Demodulator zum Demodulieren eines ersten Frequenzsignales derart, daß eine darin eingeprägte Phasenmodulationsinformation wiedergewonnen wird, wobei eine phasenstarre Schleife (PIi) vorhanden ist, die folgende Einrichtungen enthält: einen auf das erste Frequenzsignal und ein zweites Frequenzsignal ansprechenden Phasendetektor zur Erzeugung eines phasenstarren Fehlersignales, vobeidas Fehlersignal die wiedergewonnene Phasenmodulationsinformation enthält; einen spannungsgesteuerten Oszillator, der auf das Fehlersignal anspricht, das an ihn zur Erzeugung des zweiten Frequenzsignals angelegt wird, dessen Frequenz gleich der Frequenz des ersten Frequenzsignales ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zwischen den Phasendetektor (40) und den spannungsgesteuerten Oszillator (44) geschaltetes Tiefpaßfilter (42) mit relativ großer Zeitkonstante vorgesehen ist, um das Fehlersignal zu verarbeiten, bevor es an den spannungsgesteuerten Oszillator (44) angelegt

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2. Kohärenz-Demodulator nach. Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (40) folgende Einrichtungen enthält: einen auf das erste und zweite Frequenzsignal ansprechenden Frequenzdetektor (54) zum Erzeugen des Fehlersignals, wobei der Frequenzdetektor (54) ein Phasenkomparator zweiter Art mit einem relativ großen Fangbereich, jedoch relativ loser Einrast-Charakteristik ist; einen auf das erste und zweite Frequenzsignal ansprechenden Phasendetektor (52) zur Erzeugung des Fehlersignals, wobei der Phasendetektor (52) ein Phasenkomparator erster Art mit einem relativ engen Fangbereich, jedoch relativ fester Einrast-Charakteristik ist; und auf den verriegelten Zustand der phasenstarren Schleife ansprechende Schalteinrichtungen (56» 58) zur Auswahl des Frequenzdetektors (54·) um das Fehlersignal während der Periode zu erzeugen, während der die phasenstarre Schleife nicht verriegelt ist und zum Auswählen des phasenstarren Detektors (52), um das Fehlersignal zu erzeugen, wenn die phasenstarre Schleife verriegelt ist.

3. Kohärenz-Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Stabilitätsschleife (46) vorhanden ist, die einen weiteren Phasendetektor (74) zur Erzeugung eines auf das zweite Frequenzsignal direkt ansprechenden Stabilitätssignals, wobei das zweite Frequenzsignal durch ein Schmalbandfilter (70) hindurchgelangt, wobei das Schmalbandfilter (70) einen Teil der Stabilitätsschleife (46) enthält, und wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (44) zusätzlich, auf das Stabilitätssignal anspricht, uia die geeignete Frequenz des zweiten Frequenzsignals aufrechtzuerhalten.

4. Kohärenz-Demodulator nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenstarre Schleife einen Summierer (69)

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enthält, zum Summieren des Fehlersignals und des Stabilitätssignals, wodurch der spannungsgesteuerte Oszillator (44) auf die Summe des Fehlersignals und des Stabilitätssignals anspricht, um das zweite Frequenzsignal "bei einer geeigneten Frequenz zu erzeugen, die mit dem ersten Frequenzsignal verriegelt ist.

5. Kohärenz-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Frequenzsignal ein Zwischenfrequenz(ZF)-Signal eines automatischen Flugzeugradiokompasses (ADF) enthält, wobei das Zwischenfrequenzsignal mit der Information phasenmoduliert ist, die auf das Peilergebnis einer von dem Flugzeug empfangenen Radio-Rundfunk-Station bezogen ist.

6. Kohärenz-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (42) mit relativ großer Zeitkonstante Einrichtungen (vgl. Figur 6) zur Integration des Fehlersignales enthält.

7· Kohärenz-Demodulator nach Anspruch 2, daduch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (52) ein Exklusiv-ODER-Gatter enthält.

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