DE2941822C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorschaltanordnung zum Betreiben von mindestens einer Niederdruckentladungslampe entsprechend dem Ober­ begriff des Anspruchs 1.

Über eine Vorschaltanordnung mit einem derartigen Gegentaktschalter ist das Betreiben einer Entladungslampe mit Wechselspannung höherer Frequenz (im kHz-Bereich) möglich. Der Lampenbetrieb bei höheren Fre­ quenzen hat gegenüber dem üblichen 50 Hz-Netzbetrieb bekanntlich den Vorteil, daß sich eine höhere Lichtausbeute erreichen läßt. Daneben ergeben sich bei den elektronischen Vorschaltgeräten im Vergleich zu den herkömmlichen Vorschaltdrosseln noch weitere Vorteile, wie eine geringere Verlustleistung sowie Gewichts- und Volumeneinsparungen.

Nach der GB-PS 8 98 580 ist eine Vorschaltanordnung bekannt, bei der die beiden im Gegentakt arbeitenden Transistoren gleichsinnig gepolt in Reihe angeordnet sind. Der Gegentaktschalter ist über einen Spannungsteiler aus zwei in Reihe liegenden Kondensatoren an eine 50 V-Gleichspannungsquelle angeschlossen. Es ist der Betrieb einer Niederdruckentladungslampe mit vorheizbaren Elektroden vorgesehen. Die für die Lampe notwendige Zünd- und Betriebsspannung wird über einen Transformator erzeugt, der auf der Sekundärseite noch Hilfs­ wicklungen für die Elektrodenheizung aufweist. Die Ansteuerung der beiden Transistoren erfolgt über primärseitige Wicklungen des Transformators, die jeweils über die Parallelschaltung eines Kondensators mit einem Widerstand mit den Transistoren verbunden sind.

Die Frequenz des selbstschwingenden Oszillators ist durch einen Parallelresonanzkreis festgelegt, der aus der sekundärseitigen Arbeitswicklung und einem Kondensator besteht. Im Betriebszu­ stand der Lampe beträgt die Oszillatorfrequenz etwa 1360 Hz.

In der DE-PS 11 05 517 ist eine Vorschaltanordnung beschrieben, bei der der Oszillatorkreis, über den eine einzelne Niederdruck­ entladungslampe betrieben wird, mit einem Serienresonanzkreis ge­ koppelt ist, der aus einer mit der Lampe in Reihe liegenden Vor­ schaltinduktivität und einem der Lampe parallel geschalteten Kondensator besteht. Bei diesem sog. klassischen Transistor- Oszillator sind die Emitter der beiden Transistoren jeweils an denselben Potentialpunkt gelegt, während die Kollektoren an den jeweiligen Enden eines Transformators angeschlossen sind, dessen eine Teilwicklung sich im Lampenbetriebskreis befindet. Der Oszillatorkreis wird von einer Gleichspannungsquelle versorgt.

Schließlich ist aus der US 37 53 071 auch ein Gegentaktschalter mit zwei gleichsinnig gepolten Transistoren bekannt, über den mehrere Lampen in einer Art Parallelschaltung betrieben werden. Nach Fig. 2 ist der einen Lampe eine Ballast-Induktivität und der anderen Lampe ein Ballast-Kondensator zugeordnet. Für die Steuerung der Transistoren wird hier ein zusätzlicher Treibertransformator ver­ wendet, dessen Primärwicklung parallel zu den Lampenkreisen ge­ schaltet ist und nicht Bestandteil der Serienresonanzkreise ist. Bei dieser Anordnung der Primärwicklung des Steuertransformators muß der Strom durch einen ohmschen Widerstand begrenzt werden, was eine gewisse Verlustleistung bedingt. Des weiteren ist hier die an den Steuerwicklungen liegende Spannung unabhängig vom jeweiligen Betriebszustand (Zündung, Betrieb) der Lampen. Während der einzelnen Betriebszustände bleibt die Steuerspannung und damit auch der Steuer­ strom der beiden Transistoren praktisch konstant. Dies bedeutet, daß für die Höhe der Steuerspannung und des Steuerstroms ein Kompromiß eingegangen werden muß, der einerseits ein sicheres Schalten im Zündzustand gewährleistet (höhere Steuerströme notwendig) und andererseits die Verluste beim Normalbetrieb nicht allzu groß werden läßt (Steuerströme möglichst klein). Bei einer solchen Oszillatorschaltung muß daher im Lampenbetrieb mit höheren Transistor-Steuerströmen gearbeitet werden, was Verluste be­ deutet.

Daneben ist in der DE-OS 21 55 205 eine Betriebsschaltung für eine Lampe beschrieben, bei der - um eine höhere Zündspannung als die Versorgungsspannung zu erreichen - die Lampe mit einem Serienresonanzkreis verbunden ist (Fig. 1). Hier erfolgt die Ver­ sorgung des Lampenkeises über eine Transistor-Eintaktschwinger­ schaltung mit eigenem Frequenzgenerator. Die Betriebsfrequenz ist unabhängig vom Lampenkreis, und zur Anpassung an die einzelnen Be­ triebszustände der Lampe ist ein aufwendiger Regelkreis notwendig. Eine solche Eintaktschwingerschaltung ist auch nicht für hohe Ver­ sorgungsspannungen geeignet.

Nach der US 40 45 711 ist außerdem eine Vorschaltanordnung mit Transistor-Gegentaktschalter bekannt, die zum Betreiben von zwei in Reihe geschalteten Entladungslampen dient. Diese Anordnung be­ sitzt einen gemeinsamen Serienresonanzkreis aus Vorschaltinduktivität und Kondensator, wobei letzterem die in Serienschaltung betriebenen Lampen parallel geschaltet sind. Die Steuerwicklungen für die Schalt­ transistoren sind mit der Vorschaltinduktivität induktiv gekoppelt. Außerdem ist hier eine Schutzschaltung mit einem Bimetall-Schalter vorgesehen, die vor unerwünscht hohem Strom im Serienresonanzkreis sichert.

Die bekannten elektronischen Schaltungsanordnungen zum Speisen von Entladungslampen mit höherfrequenter Wechselspannung haben einen nur mäßigen Wirkungsgrad - bedingt durch relativ langzeitige Schalt­ vorgänge - und sind meist recht aufwendig in ihrem Aufbau.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Vor­ schaltordnung für den Ton- bzw. Hochfrequenzbetrieb von Nieder­ druckentladungslampen zu schaffen, die verlustarm arbeitet und deren Aufbau verhältnismäßig einfach ist. Dabei soll insbesondere das Betreiben an normaler Netzwechselspannung durchführbar sein, und es sollte sich der Multi-Betrieb auch von leistungsstärkeren Lampen mit relativ hoher Zünd- und Brennspannung vornehmen lassen.

Die Vorschaltanordnung mit den im Oberbegriff des Hauptanspruchs ge­ nannten Merkmalen ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß zum Betreiben von mehreren parallelgeschalteten Lampen jeder Lampe ein eigener Serienresonanzkreis zugeordnet ist und die Steuerwicklungen auf die einzelnen Serienresonanzkreise aufgeteilt sind, wobei erste Steuerwicklungen und zweite Steuerwicklungen jeweils in einer Reihen­ schaltung angeordnet sind, die die Basis-Emitter-Strecke des jeweiligen Transistors überbrückt.

Durch die vorstehende Schaltungsmaßnahme ist erreicht, daß mit einem einzigen, auf der Basis eines Transistor-Gegentaktschalters arbeitenden Vorschaltgerätes der Betrieb von mehreren Lampen (Multi-Betrieb) - in Parallelschaltung - durchführbar ist. Inbesondere lassen sich auch leistungsstärkere Lampen mit relativ hoher Zünd- und Brennspannung auf diese Weise betreiben. Der Betrieb der Lampen mit Tonfrequenz bzw. Hochfrequenz erlaubt extrem kleine Baumaße für die Ferritkern-Über­ trager, die die einzelnen Vorschaltinduktivitäten der Lampenkreise bilden. Gegenüber den bei Netzfrequenzbetrieb eingesetzten herkömmlichen Vorschaltdrosseln ist eine erhebliche Verringerung in Volumen und Ge­ wicht und - damit verbunden - eine beachtliche Materialeinsparung er­ reicht.

Die weiteren erfindungsgemäßen Schaltungsmaßnahmen gemäß der Unteran­ sprüche sorgen für eine optimale Ansteuertechnik bei den Schalt­ transistoren T1 und T2 des Gegentaktschalter, die einen verlustarmen Betrieb sichert. Die durch die einzelnen Serienresonanzkreise auftretende Problematik hinsichtlich eines sicheren Betriebs­ verhaltens, z. B. bei nichtzündenden Lampen, ist durch den Ein­ bau einer entsprechend wirksamen Schutzschaltung gelöst.

Die Erfindung ist anhand der folgenden Figuren, die neben dem Prinzipaufbau auch vorteilhafte Ausführungsbeispiele wiedergeben, näher erläutet.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild der Vorschaltanordnung.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels.

Fig. 3 ist das Schaltild eines modifizierten Ausführungs­ beispieles.

Fig. 4a und 4b sind schematisierte Ansichten einer Geräte­ ausführung.

Das Blockschaltbild der Fig. 1 gibt den Prinzipaufbau der erfin­ dungsgemäßen Vorschaltanordnung wieder. Eine Gleichspannungsver­ sorgung mit den Anschlüssen 1, 2 ist von zwei mit den Kollektor- Emitter-Strecken in Reihe liegenden, gleichsinnig gepolten Hoch­ volt-Schalttransistoren T1, T 2 überbrückt. Die Transistor-Anordnung arbeitet als selbstschwingender Gegentaktschalter, über den eine oder mehrere Niederdruckentladungslampen 3, 3′ gespeist werden. Bei Mehrlampenbetrieb - es lassen sich bei entsprechender Dimen­ sionierung der Vorschaltgerätebauteile beliebig viele Lampenbe­ triebskreise anfügen - enthält jeder Lampenbetriebskreis eine eigene Vorschaltinduktivität L 1 bzw. L 1′ und ist mit einem eigenen Serienresonanzkreis 4, 4′ gekoppelt, der aus der jeweiligen Vor­ schaltinduktivität L 1 bzw. L 1′ und einem Kondensator C 1 bzw. C 1′ besteht. Die einzelnen Lampenbetriebskreise - mit den entsprechen­ den Serienresonanzkreisen - sind in Parallelschaltung angeordnet. Bei Einlampenbetrieb ist dementsprechend dem einen Lampenbetriebs­ kreis ein Serienresonanzkreis 4 zugeordnet.

Die Schaltungsanordnung ist optimal funktionsfähig, wenn sie mit Gleichspannung geringer Welligkeit 20% gespeist wird. Mittels eines vorgeschalteten Wandlerteils 5, das die für den Transistor- Gegentaktschalter T 1, T 2 notwendige Gleichspannung liefert, ist die Schaltungsanordnung an üblicher Netzwechselspannung, z. B. 220 V/50 Hz (bzw. 110 V/60 Hz) anschließbar. Das Wandlerteil 5, das vorteilhaft aus einem Brückengleichrichter mit nachgeschaltetem Siebkondensator besteht sowie ein Netzfilter enthält, liefert bei Versorgung mit 220 V-Netzwechselspannung an den Anschlüssen 1, 2 eine Gleichspannung von ca. √ · 220 V. Über den Transistor-Gegen­ taktschalter T 1, T 2 wird dann den jeweiligen Lampenbetriebskreisen in wechselnder Polung nur die halbe Spannung zugeführt. Die Serien­ resonanzkreise 4, 4′ bewirken, daß an den einzelnen Lampen 3, 3′ - insbesondere während des Zündvorgangs - eine wesentlich höhere Spannung anliegt; auch während des laufenden Betriebs ist für eine ausreichend hohe Spannung an den Lampen 3, 3′ gesorgt.

Daneben ist mit dieser Schaltungsanordnung auch der direkte Betrieb an einem Gleichstrom-Netz (nicht dargestellt) möglich. Das Wandler­ teil entfällt dann.

Der schaltungsmäßige Aufbau ist dergestalt, daß die ersten Elek­ troden 6, 6′ der Lampen 3, 3′ über die entsprechenden Vorschalt­ induktivitäten L 1, L 1′ - bzw. Schwingkreisinduktivitäten - an eine Sammelleitung S 1 angeschlossen sind, die an den Mittelabgriff 8 zwischen den beiden Transistoren T 1, T 2 des Gegentaktschalters gelegt ist. Des weiteren sind die Elektroden 6, 6′ über die Schwing­ kreiskondensatoren C 1, C 1′ an eine Sammelleitung S 2 angeschlossen, die an den einen (Minus-)Pol 2 der Gleichspannungsversorgung geht. Eine modifizierte Anordnung der Schwingkreiskondensatoren ist in Fig. 3 gezeigt. Die zweiten Elektroden 7, 7′ der Lampen 3, 3′ sind mit einer Sammelleitung S 3 verbunden, die über einen Kondensator C 2 relativ großer Kapazität an den anderen (Plus-)Pol 1 der Gleichspan­ nungsversorgung angeschlossen ist. Der Kondensator C 2, der mindestens 10fachen Kapazitätswert eines Schwingkreiskondensators C 1 hat, be­ wirkt, daß die Sammelleitung S 3 praktisch auf Mittelpotential der Gleichspannungsversorgung gelegt ist. Über eine derartige Schaltungs­ anordnung werden die Lampen 3, 3′ mit Wechselspannung höherer Fre­ quenz (im Ton- oder Hochfrequenzbereich) gespeist. Die Impedanz des Kondensators C 2 ist bei der hohen Frequenz der Lampenströme sehr niedrig; der Kondensator C 2 wirkt nur als Blindleistungs- Verbraucher. Die Taktfrequenz des Transistor-Oszillators ist durch die Serienresonanzschwingkreise 4, 4′ bestimmt, wobei die einzelnen Lampen 3, 3′ für eine Dämpfung der jeweiligen Schwingkreise sorgen.

Die Schwingkreisinduktivitäten liefern über eigene Wicklungen die Steuerenergie für die Schalttransistoren T 1, T 2 des Gegentakt­ schalters. - Mit den Vorschaltinduktivitäten L 1, L 1′ sind Steuer­ wicklungen L 2, L 2′ bzw. L 3, L 3′ gekoppelt, die über ein Netzwerk 9 a, 9 b aus schnellen Schaltdioden und Widerständen mit der Basis des entsprechenden Schalttransistors T 1 bzw. T 2 verbunden sind.

Das Anlaufen des Transistor-Oszillators wird durch eine Anschwing­ schaltung 10 bewirkt, die den mit dem Minus-Pol 2 verbundenen Transistor T 2 über dessen Basis triggert. Der leitend gesteuerte Schalttransistor T 2 stößt die Schwingkreise 4, 4′ an, deren rück­ gekoppelte Steuerströme die Oszillation des Gegentaktschalters T1, T 2 aufrechterhalten.

Die Serienresonanz-Schwingschaltungen 4, 4′ arbeiten so lange stabil - mit geringen Eigenverlusten - wie die jeweilige Lampe 3 bzw. 3′ als Last angeschlossen ist und Energie entnimmt. Die Schwingkreise 4, 4′ müssen so bedämpft sein, daß gute Ansteuerbedingungen der Schalt­ transistoren T 1, T 2 eingehalten werden. Bei Lastunterbrechung, z. B. bei einem Lampenwechsel, tritt eine starke Spannungsüberhöhung und dadurch eine erhebliche Geräteverlustleistung auf, die bei Fehlen geeigneter Schaltungsmaßnahmen zur Zerstörung des Gerätes führen würde. - Eine Schutzschaltung 11 verhindert eine Zerstörung des Gerätes durch Ausschalten der Schalttransistoren T 1, T 2 innerhalb von ca. 1 sec nach dem Auftreten der Störung. Zugleich wird ver­ hindert, daß bei einseitiger Entnahme einer Lampe 3 bzw. 3′ aus einer Lampenfassung an den freien Anschlußstiften eine gefähr­ liche Berührungsspannung auftritt. Die Schutzschaltung 11 enthält ein steuerbares Schaltelement, das in der Verbindungsleitung zwi­ schen der Basis des - mit dem Pluspol 1 der Gleichspannungsver­ sorgung verbundenen - Schalttransistors T1 und dem Minuspol 2 der Gleichspannungsversorgung angeordnet ist. Die Ansteuerung des Schaltelementes erfolgt über Steuerwicklungen L4, L4′, die mit den Vorschaltinduktivitäten L1, L1′ gekoppelt sind.

Wegen der hohen Spannung des Resonanzkondensators C1, C1′ bei nicht brennender Lampen 3, 3′ - die gleichzeitig Leerlaufspannung für die Lampe ist - zünden die Niederdruckentladungslampen 3, 3′ auch ohne Vorheizung der Elektroden, was eine Kaltzündung der Lampen bedeutet. Zur Sicherstellung einer großen Schaltfestigkeit können die Schalter 12, 12′ vorgesehen sein, die die Lampen 3, 3′ beim Einschalten der Netzspannung überbrücken, um die Elektroden 6, 7; 6′, 7′ vorzuheizen. Die Schalter 12, 12′ geben durch Öffnen die Lampenzündung nach ausreichender Vorheizzeit frei. - Als Schalter 12, 12′ eignen sich schnellschaltende Vierschicht-Dioden oder Schalter mit einem Glimmzünder, die einen hohen Glimmstrom erlauben und die Lampenzündung bei nicht vorgeheizten Elektroden 6, 7; 6′, 7′ verhindern. Eine Schaltungsanordnung, bei der auf den Startschalter verzichtet ist, ist in Fig. 3 gezeigt.

In Fig. 2 ist eine konkrete Schaltungsausführung für ein Vor­ schaltgerät beschrieben, über die drei 45 W/1,5 m-Leuchtstoff­ lampen 3, 3′, 3′′ gespeist werden, deren Zündspannung über 400 V liegt. Die Lampenbetriebsfrequenz ist ca. 20 kHz. Die Netzauf­ nahmeleistung des Gerätes incl. Netzfilter beträgt ca. 150 W. Das die Gleichspannung liefernde Wandlerteil 5 ist im Aufbau gezeigt. Einem Brückengleichrichter 13 ist ein Siebkondensator 14 nachgeschaltet; ein Filter 15 schirmt das Netz gegen Hochfrequenz­ wellen ab.

Wie weiter aus dem Schaltbild ersichtlich, sind die Steuerwick­ lungen L2, L2′, L2′′ bzw. L3, L3′, L3′′ bei Betrieb mehrerer Lampen­ kreise (Multi-Parallelbetrieb) auf die einzelnen Lampenbetriebs­ kreise aufgeteilt, so daß jeder Kreis nur den n-ten Teil der Steuerenergie zu liefern hat. Die Summation der Spannungsanteile soll optimal so hoch sein, daß die Schalttransistoren T1, T2 in die "Quasi-Sättigung" gesteuert werden. Die den beiden Schalt­ transistoren T1, T2 jeweils zugeordneten Gruppen von Steuerwick­ lungen L2, L2′, L2′′ und L3, L3′, L3′′ sind galvanisch voneinan­ der getrennt, wobei die einzelnen Wicklungen einer Gruppe in einer Reihenschaltung angeordnet sind, die die Basis-Emitter-Strecke des jeweiligen Schalttransistors T1 bzw. T2 überbrückt.

Das über die Steuerwicklungen L2, L2′, L2′′ bzw. L3, L3′, L3′′ mit Energie versorgte Steuernetzwerk 9 a bzw. 9 b besteht jeweils aus zwei gegensinng gepolten Dioden 16 a, 17 a bzw. 16 b, 17 b, die mit je einem Strombegrenzungswiderstand 18 a bzw. 18 b in Reihe liegen. Die Verbindung mit den Steuerwicklungen ist derart, daß die in Flußrichtung zur Basis des Transistors T1 bzw. T2 hin gepolte Diode 16 a bzw. 16 b mit einer niedrigeren Steuerspannung beaufschlagt ist als die in der Sperrichtung dazu liegende Diode 17 a bzw. 17 b.

Die Diode 16 a bzw. 16 b ist an den Potentialpunkt zwischen den beiden letzten Teil-Steuerwicklungen L2′, L2′′ bzw. L3′, L3′′ gelegt und die Dioden 17 a bzw. 17 b ist am Ende der letzten Teil- Steuerwicklung L2′′ bzw. L3′′ angeschlossen. - Diese Schaltungsart gewährleistet ein optimales Schaltverhalten der Transistoren T1, T2, da dabei die Minoritätsträger im Halbleiter-Kristall besser aus der Sperrzone abgesaugt werden. Somit kommt es bei den Schaltübergangszuständen zu keinen gefährlichen Überlappungen der Sperr- und Leitphasen in den Transistoren T1, T2.

Die den Transistor T 2 triggernde Anschwingschaltung 10 besteht aus der Serienschaltung eines Kondensators 19 mit einem am Pluspol 2 liegenden Diac 20. Des weiteren ist der Kollektor des Transistors T2 über einen Widerstand 40 mit dem Pluspol 2 verbunden. Nach dem Einschalten der Gleichstromversorgung und Erreichen der Diac-Zünd­ spannung wird die Basis des Transistors T2 mittels eines Strom­ stoßes angesteuert, wodurch dieser leitend wird. Der Triggervor­ gang läuft zu Beginn eines jeweiligen Lampenbetriebes einmalig ab.

Das in der Schutzschaltung 11 vorteilhaft verwendete steuerbare Schaltelement ist ein in Flußrichtung zum Minuspol 2 hin gepolter Thyristor 21. Die Anode ist über eine Diode 22 - mit in Reihe liegenden Strombegrenzungswiderständen 23, 24 - an die Basis des Transistors T1 gelegt. Die Steuerelektrode des Thyristors 21 wird über die Reihenschaltung eines Diacs 25 mit einem Kondensator 26 getriggert. Die Steuerenergie liefern Steuerwicklungen L 4, L4′, L4′′, die auf die einzelnen Schwingkreise 4, 4′, 4′′ aufgeteilt sind. Die Spannung aus den Steuerwicklungen L4, L4′, L4′′ wird jeweils über Dioden 27, 27′, 27′′ auf ein RC-Glied gegeben, das aus dem Kondensator 26 und einem Ladewiderstand 28 besteht. Dieses RC-Glied bildet die Zeitkonstante für das Ansprechen des Schutz­ schalters. Die Dimensionierung der Bauelemente 26, 28 ist so ge­ wählt, daß ein Ansprechen des Thyristors 21 in der Zündphase der Lampen sicher verhindert wird. Der Diac 25 ist das Schaltkriterium zwischen Normalbetrieb und lastfreiem bzw. Überspannungsbetrieb. Beim Erreichen seiner Durchbruchspannung startet der Diac 25 den Thyristor 21. Bei dem Schaltvorgang wird der Basis des Transistors T1 die Steuerenergie durch Ableitung zum negativen Pol 2 der Gleich­ spannungsversorgung entzogen. Der Transistor T1 wird gesperrt und die Schwingkreise 4, 4′, 4′′ entregt. Über den Widerstand 29 ist der Thyristor 21 mit dem Pluspol 1 der Gleichspannungsversorgung verbunden. Durch die gleichzeitige Gleichstromspeisung des Thyristors 21 bleibt dieser im Leitend-Zustand, dadurch ist jeder erneute Schwingungseinsatz unterbunden. Die Diode 22 sperrt die Wechsel­ spannung vom Anodenkreis des Thyristors 21. Das RC-Glied, bestehend aus dem Widerstand 23 und dem Kondensator 30 im Netzwerk, dient als Schutz gegen das sog. Überkopfzünden des Thyristors 21 beim Starten der Schaltung. Der Widerstand 31 dient als Entladewider­ stand für den Kondensator 14, wenn die Vorschaltanordnung abge­ schaltet ist. Des weiteren ist die Steuerelektrode des Thyristors 21 über einen Kondensator 32, dem ein Widerstand 33 parallel ge­ schaltet ist, mit der Kathode des Thyristors 21 verbunden. Der Kondensator 32 unterbindet unbeabsichtigtes Triggern des Thy­ ristors 21 bei Einwirkung von Störspannungsspitzen auf dessen Steuerelektrode. Der Widerstand 33 verhindert das Ansprechen der Schutzschaltung 11 bei zu hohen Leckströmen des Diacs 25, z. B. bei hohen Umgebungstemperaturen. Dem RC-Glied 28, 26 ist ein Ent­ ladewiderstand 34 parallel geschaltet. Ein dazu parallel ange­ ordneter Kondensator 35 wirkt als Siebkondensator für im Steuer­ netzwerk des Thyristors 21 auftretende Spannungsspitzen. - Bei Ansprechen des Schutzschalters 11 wird die Vorschaltanordnung erst nach Abschalten der Versorgung - der Thyristor 21 geht dann in den Sperrzustand - wieder betriebsbereit.

Das in Fig. 3 gezeigte Schaltbild unterscheidet sich von dem der Fig. 2 nur in der Ausführung der den Schalttransistoren T1, T2 zugeordneten Steuernetzwerke 9 a, 9 b und in der Schaltungsanordnung der Kondensatoren C1, C1′, C1′′ der Serienresonanzkreise 4, 4′, 4′′. - Bei den hier ausgeführten Steuernetzwerken 9 a, 9 b sind die Dioden 16 a, 17 a bzw. 16 b, 17 b an einen aus den Widerständen 36 a, 37 a bzw. 36 b, 37 b bestehenden Spannungsteiler angeschlossen, der die Reihen­ schaltung der Steuerwicklungen L2, L2′, L2′′ bzw. L3, L3′, L3′′ überbrückt. Die Widerstände 37 a bzw. 37 b sowie die zusätzlichen Widerstände 38 a bzw. 38 b wirken als Strombegrenzungswiderstände für die Dioden. Auch bei dieser Schaltungsausführung ist erreicht, daß die in Flußrichtung zur Basis des Transistors T1 bzw. T2 hin gepolte Diode 16 a bzw. 16 b mit einer niedrigeren Steuerspannung beaufschlagt ist als die in der Sperrichtung dazu liegende Diode 17 a bzw. 17 b. Diese Schaltungsanordnung wird insbesondere beim Einlampenbetrieb angewandt.

Bei der hier vorliegenden Anordnung der Resonanzkondensatoren C1, C1′, C1′′ kann auf ein zusätzliches Startelement im Brücken­ kreis 39, 39′, 39′′ der jeweiligen Lampen 3, 3′, 3′′ verzichtet werden. Die Kondensatoren C1, C1′, C1′′ der jeweiligen Resonanz­ kreise 4, 4′, 4′′ überbrücken die einzelnen Lampen über deren Elektroden 6, 7 bzw. 6′, 7′ bzw. 6′′, 7′′ und sind somit über die Heizwendeln der Elektroden 6, 6′, 6′′ mit den zugehörigen Vor­ schaltinduktivitäten L1, L1′, L1′′ verbunden. Diese Schaltungs­ anordnung hat den Vorteil, daß bei Entnahme einer der Lampe 3, 3′, 3′′ der jeweilige Serienresonanzkreis 4, 4′ oder 4′′ unter­ brochen und außer Wirkung gesetzt ist. Der Betrieb der übrigen Lampen ist hierdurch nicht beeinflußt. Die Schutzschaltung des Thyristors 21 setzt dann nur bei sonstigen Störungen ein.

In den Fig. 4a und 4b ist eine vorteilhafte Geräteausführung 41 gezeigt, bei der eine gute Wärmeableitung von den Schalttran­ sistoren T1, T2 sichergestellt ist. Sämtliche Bauelemente 42 der Vorschaltanordnung incl. der Netz- und Lampenanschlußklemmen sind auf einer einseitig (unten) beschichteten Leiterplatte 43 eingelötet. Diese ist in einem Gehäuse 44 aus gut wärmeleitendem Material, z. B. einem U-förmigen Alu-Gehäuse, befestigt. Die beiden Schalttransistoren T1, T2, die wegen optimaler Schaltverhältnisse nur mit ca. 1 W je Transistor belastet werden sollen, sind jeweils auf der Lötseite der Leiterplatte 43 angeordnet. Ihre Kühlflächen 45 haben über eine elektrische Isolationszwischenlage 46 mit dem Gehäuseboden 47 guten Wärmekontakt. Das Alu-Gehäuse hat etwa die Maße 40 × 40 × 220 mm.

Claims (10)

1. Vorschaltanordnung zum Betreiben von mindestens einer Niederdruckentladungslampe (3, . . .) mit einer Gleichspannungsversorgung (5) sowie einem selbster­ regten Gegentaktschalter, der zwei in Reihe liegen­ de, gleichsinnig gepolte Transistoren (T1, T2) aufweist, die die beiden Anschlüsse (1, 2) der Gleichspannungsversorgung (5) überbrücken, und einer Vorschaltinduktivität (L1, . . .) im Lampenbe­ triebskreis, die mit einem Kondensator (C1, . . .) einen Serienresonanzkreis (4, . . .) bildet, wobei der Kondensator zu der Lampe parallelgeschaltet ist, und mit Steuerwicklungen (L2, . . .; L3, . . .) zum Ansteuern der beiden Transistoren, die mit der Vorschaltinduktivität des Serienresonanzkreises induktiv gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß zum Betreiben von mehreren parallelgeschalteten Lampen (3, 3′, . . .) jeder Lampe ein eigener Serien­ resonanzkreis (4, 4′, . . .) zugeordnet ist und die Steuerwicklungen (L2, L2′, . . .; L3, L3′, . . .) auf die einzelnen Serienresonanzkreise (4, 4′, . . .) aufgeteilt sind, wobei erste Steuerwicklungen (L2, L2′, . . .) und zweite Steuerwicklungen (L3, L3′, . . .) jeweils in einer Reihenschaltung angeordnet sind, die die Basis-Emitter-Strecke des jeweiligen Transistors (T1 bzw. T2) überbrückt.

2. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerwicklungen (L 2, L 2′, . . . bzw. L3, L3′, . . .) über zwei gegensinnig gepol­ te Dioden (16 a, 17 a bzw. 16 b, 17 b) - mit je einem in Reihe liegenden Strombegrenzungswiderstand (18 a bzw. 18 b; 37 a, 38 a bzw. 37 b, 38 b) - mit der Basis des Transistors (T 1 bzw. T 2) derart verbunden sind, daß die in Flußrichtung zur Basis hin gepolte Diode (16 a, 16 b) mit einer niedrigeren Steuerspannung beaufschlagt ist als die in der Sperrichtung dazu liegende Diode (17 a, 17 b).

3. Vorschaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerwicklungen (L 2, L 2′, . . . bzw. L 3, L 3′, . . .) von einem Spannungsteiler (36 a, 37 a bzw. 36 b, 37 b) überbrückt sind, wobei die in Flußrichtung zur Basis des Transistors (T 1 bzw. T 2) hin gepolte Diode (16 a, 16 b) am Mittel­ abgriff des Spannungsteilers und die in Sperrich­ tung dazu liegende Diode (17 a, 17 b) am Ende der letzten Teilsteuerwicklung (L 2′′ bzw. L 3′′ nach Fig. 3) angeschlossen ist.

4. Vorschaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in Flußrichtung zur Basis des Transistors (T 1 bzw. T 2) hin gepolte Diode (16 a, 16 b) an den Potentialpunkt zwischen den beiden letzten Teil-Steuerwicklungen (L 2′, L 2′′ bzw. L 3′, L 3′′ nach Fig. 2) gelegt ist und die in Sperrich­ tung dazu liegende Diode (17 a, 17 b) am Ende der letzten Teil-Steuerwicklung (L 2′′ bzw. L 3′′) ange­ schlossen ist.

5. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Vorschaltinduktivitäten (L 1, L 1′, . . .) und den Steuerwicklungen (L 2, L 2′, . . .; L 3, L 3′, . . .) weitere Steuerwicklungen (L 4, L 4′, . . .) gekoppelt sind, deren Spannung zwischen der Steuerelektrode und der Kathode eines Thyristors (21) anliegt, der in einer Verbindungslei­ tung zwischen der Basis des mit dem Pluspol (1) der Gleichspannungsversorgung verbundenen Transistors (T 1) und dem Minuspol (2) der Gleichspannungsver­ sorgung angeordnet ist und dessen Flußrichtung zum Minuspol (2) hin gepolt ist.

6. Vorschaltanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anode des Thyristors (21) über eine Diode (22) - mit in Reihe liegenden Strombegrenzungswiderständen (23, 24) - an die Basis des Transistors (T 1) gelegt ist und daß zwischen der Steuerelektrode und der Kathode des Thyristors die Reihenschal­ tung eines Diacs (25) mit einem Kondensator (26) angeschlossen ist, wobei letzterem über einen Ladewiderstand (28) die weiteren Steuerwicklungen (L 4, L 4′, . . .) - jeweils in Reihe mit einer Diode (27) - parallelgeschaltet sind.

7. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektrode des Thyristors (21) zusätzlich über einen Kondensator (32) mit der Kathode des Thyristors (21) verbunden ist.

8. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt zwischen den Strombegrenzungswiderständen (23, 24) und der Diode (22) über einen Widerstand (29) mit dem Pluspol (1) der Gleichspannungsversorgung verbunden ist.

9. Vorschaltanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (T 1) außerdem über die Diode (22) und einen der Strombegrenzungswiderstände (23) sowie einen Kondensator (30) mit dem Minuspol (2) der Gleichspannungsversorgung verbunden ist.

10. Vorschaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Transistor (T 2), der mit dem Emitter am Minuspol (2) der Gleichspan­ nungsversorgung angeschlossen ist, die Basis über eine Serienschaltung eines Kondensators (19) mit einem Diac (20) und der Kollektor über einen Wider­ stand (40) an den Pluspol (1) gelegt sind.