DE2953256C2

DE2953256C2 -

Info

Publication number: DE2953256C2
Application number: DE2953256A
Authority: DE
Inventors: Paul Shala Holmdel N.J. Us Henry
Original assignee: AT&T Technologies Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1978-12-15
Filing date: 1979-12-04
Publication date: 1990-08-02
Also published as: CA1110333A; NL7920196A; US4229715A; DE2953256A1; JPS6247365B2; JPS55501165A; WO1980001343A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Präzisionsphasenmodulator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie es aus der US 32 43 730 bekannt ist.

Ein wünschenswertes Bauteil für Hochfrequenzanlagen ist ein linearer Phasen- oder Frequenzmodulator. Die Linearität ist besonders wichtig in vielstufig phasenmodulierten Anlagen, um empfangsseitig eine fehlerfreie Wiedergewinnung der übertragenen Informationen zu ermöglichen.

In der US 40 28 641 ist ein linearer Phasenmodulator beschrieben, der zwei Armstrong-Modulatoren in symmetrischer Anordnung zur Ausschaltung von Nichtlinearitäten gerader Ordnung aufweist. Bei dieser bekannten Anordnung werden Träger hinzugesetzt, deren Phase sich um gleiche und entgegengesetzte Beträge vom Quadratur-Wert des modulierenden Trägersignals unterscheiden, und durch richtige Einstellung der Phasendifferenz gegenüber dem Quadratur-Wert lassen sich die Nichtlinearitäten dritter Ordnung ebenfalls im wesentlichen beseitigen, indem die Ausgangssignale der Armstrong-Modulatoren in einer Multiplizierschaltung kombiniert werden.

Bei der in der US 32 43 730 beschriebenen Phasenmodulator schaltung, bei der hintereinandergeschaltete Inverter benutzt werden, wobei die Modulation mit gleicher Phase an alle Inverter angelegt ist. Im einzelnen wird die Phasenmodulation eines Trägersignals dadurch erreicht, daß das Trägersignal über eine gerade Anzahl von hintereinander geschalteten, invertierenden Verstärkern geführt wird, deren individuelle, interne Phasenverschiebung dadurch verändert wird, daß das Modulationssignal zur Änderung ihrer Ruheströme benutzt wird.

Aus der US 38 18 378 ist ein weiterer Phasenmodulator bekannt, bei dem die Ausgangssignale einzelner Mischer in einem Verbindungsnetzwerk zusammengeführt werden. Dabei geht es jedoch nicht um die Schaffung einer besonders linearen Phasenmodulation, sondern um eine Phasenumtastung mit binär codierten Daten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen linearen Phasenmodulator zu schaffen, der eine genaue gesteuerte Modulation ohne Beeinträchtigung der gewünschten Eigenschaften der Grundkonstruktion nach Armstrong hinsichtlich der Modulation und Stabilität ermöglicht.

Die Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.

Mit der Erfindung wird ein breitbandiger Präzisionsphasenmodulator geschaffen, der keine Frequenzmultiplizierung oder Rückkopplungsverfahren beinhaltet.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist Gegenstand des Anspruchs 2.

In den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszahlen gleiche Teile angeben, zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Armstrong- Phasenmodulators; und

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Präzisionsphasenmodulators nach der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine bekannte Schaltung zur Erzeugung einer annähernd linearen Phasenmodulation in Form eines Armstrong- Phasenmodulators 10 dargestellt. Im Armstrong-Phasenmodulator 10 wird ein Trägersignal aus einer externen Trägersignal quelle 12 in einem linearen Modulator 14 mit einer Modulations spannung moduliert. Das Ausgangssignal des linearen Modulators 14 auf der Leitung 16 ist ein Zweiseitenband signal mit unterdrücktem Träger, das an einen Eingang eines Quadraturkopplers 18 angelegt ist. Das modulierte Signal vom linearen Modulator 14 wird im Quadraturkoppler 18 in Quadratur (um 90° phasenverschoben) zum ursprünglichen Träger signal addiert, das an einem zweiten Eingang des Quadratur kopplers 18 anliegt, um ein Signal auf der Ausgangs leitung 20 zu erzeugen, das durch die Gleichung

R (v) = arctan kv (1)

angegeben wird, wobei v die Modulations-(Steuer)-Spannung und k eine Proportionalitätskonstante sind. Der zweite Ausgang des Kopplers 18 ist mit einer geeigneten Impedanz 22 abgeschlossen. Eine Phasenmodulation mit großem Winkel wird dadurch erreicht, daß der Armstrong-Modulator 10 in seinem "linearen" Bereich (kv « 1) betrieben wird und das Ausgangs signal auf der Leitung 20 zur Erzielung des gewünschten Phasen ausschlags in seiner Frequenz multipliziert wird. Der Armstrong-Modulator 10 ist von Vorteil für Anwendungen in hochfrequenten Anlagen, da er einem stabilisierten Träger signal eine breitbandige, genau gesteuerte Modulation aufdrücken kann.

Fig. 2 zeigt einen breitbandigen Präzisionsphasenmodulator 30 nach der vorliegenden Erfindung, der eine Verallgemeinerung des Armstrong-Modulators darstellt, aber eine bessere Linearität als gemäß Gleichung (1) liefert, ohne zu einer Frequenzmultiplikation oder Rückkopplungsverfahren Zuflucht zu nehmen. Im Präzisionsphasenmodulator 30 wird ein Träger signal mit konstanter Amplitude A _o und Frequenz ω durch eine externe Trägersignalquelle 12 auf der Leitung 32 erzeugt und an den Eingang einer Reihenschaltung von linearen Amplitudenmodulatoren 34 mit unterdrücktem Träger angelegt, von denen drei Amplitudenmodulatoren 34₁ bis 34₃ in Fig. 2 dargestellt sind. Die Länge der Reihenschaltung oder die Anzahl der erforderlichen linearen Modulatoren hängt von der geforderten Modulationsgenauigkeit ab.

Jeder lineare Modulator weist einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang auf, wobei das Trägersignal auf der Leitung 32 an den ersten Eingang des ersten Modulators 34₁ angelegt ist. Der erste Eingang jedes nachfolgenden Modulators 34 in der Reihenschaltung von linearen Modulatoren ist an den Ausgang des in der Reihenschaltung vorhergehenden Modulators angeschaltet. Eine Modulationsspannung auf der Leitung 36 ist an den zweiten Eingang jedes Modulators 34 der Reihenschaltung angelegt, um das Signal am ersten Eingang jedes Modulators 34 auf geeignete Weise zu modulieren und ein moduliertes Signal am Ausgang zu erzeugen.

Das Trägersignal auf der Leitung 32 und jedes Ausgangssignal der linearen Modulatoren 34₁ bis 34₃ sind angezapft und an geeignete Bewertungsschaltungen 38₀ bis 38₃ angelegt, die das zugehörige Eingangssignal um einen getrennten, vorbestimmten Betrag dämpfen oder verstärken, wobei der Betrag für jede Bewertungsschaltung abhängig von der Stufe der Reihenschaltung von Modulatoren, von dem das Eingangssignal abgeleitet ist, besonders gewählt ist. Das Verfahren zur Bestimmung der Bewertungskoeffizienten für die Bewertungs schaltungen 38₀ bis 38₃ soll nachfolgend erläutert werden.

Das bewertete Trägersignal und die bewerteten Ausgangssignale der gerade numerierten Modulatoren 38₂ usw. werden an getrennte Eingänge einer ersten Addierschaltung angelegt, während die bewerteten Ausgangssignale der ungerade numerierten Modulatoren 34₁, 34₃ usw. an getrennte Eingänge einer zweiten Addierschaltung 42 angelegt sind. Die Addierschaltungen 40 und 42 addieren die zugeordneten Eingangssignale und liefern Ausgangssignale auf der Leitung 41 bzw. 43. Die Ausgangssignale auf den Leitungen 41 und 43 sind an einen ersten und zweiten Eingang eines Quadraturkopplers 18 angelegt, in welchem die beiden Eingangssignale in Quadratur zur Erzeugung eines Ausgangssignals auf der Leitung 20 addiert werden. Ein als Option vorgesehener Begrenzer 44 kann zur Beseitigung von Amplitudenschwankungen benutzt werden, die der Koppler 18 auf der Leitung 20 erzeugt. Es sei darauf hin gewiesen, daß jede geeignete Schaltung, die die beschriebenen Funktionen durchführen kann, für jedes der Bauteile gemäß Fig. 2 benutzt werden kann.

Während des Betriebs transformiert jeder lineare Modulator 34 sein Eingangssignal V(t)cosω t in ein Ausgangssignal, das durch den Ausdruck (α v) · V(t)cosω t dargestellt ist, wobei α eine Proportionalitätskonstante und v die Modulations- oder Steuerspannung sind, die an alle Modulatoren 34 angelegt ist. Demgemäß ist das Ausgangssignal des n-ten Modulators oder der n-ten Stufe gleich (a v) ⁿ A _ocosω t. Die bewerteten Ausgangssignale der ungerade numerierten Stufen werden in Quadratur mit den bewerteten Ausgangssignalen der gerade numerierten Stufen kombiniert, und zwar einschließlich des bewerteten Trägersignals, das sich als nullte Stufe ansehen läßt, wobei ein Signal auf der Leitung 20 erzeugt wird, das durch den Ausdruck

definiert ist, wobei die Werte w _n die Bewertungskoeffizienten sind. Die Amplitude von s(v, t) und seine Phase mit Bezug auf den Träger A _ocosω t sind Funktionen von v. Die sich ergebende, von s(v, t) betragene Modulation läßt sich explicit zeigen, indem man Gleichung (2) umschreibt:

s(v, t) = A(v) cos [ω t - Φ (v)] (3)

wobei

und

Φ v = arctan (S _o/S _e) (5)

S _o und S _e sind definiert durch

und

Ein dem Quadraturkoppler folgender Begrenzer 44 kann zur Beseitigung einer ungewünschten Amplitudenmodulation benutzt werden, so daß die durch Gleichung (5) gegebene Phasenmodulation verbleibt.

Man beachte entsprechend Gleichungen (5) bis (7), daß Φ (v) eine ungerade Funktion von v sein muß. Diese Beschränkung ist nicht schwerwiegend, da ein Hauptzweck in der Schaffung eines Modulators besteht, dessen Phase eine lineare und demgemäß eine ungerade Funktion von v ist. Zur Erzeugung einer gewünschten Phasenmodulation ψ werden die Werte w _n so gewählt, daß sie der Gleichung

ψ (v) = arctan (S _o/S _e) (8)

genügen.

Wenn die Funktion c (v) unter Verwendung eines N-stufigen Modulators 30 angenähert werden soll (w _n = 0 für n < N), dann werden die Werte w _n unter Verwendung eines jeweils geeigneten Kriteriums so gewählt, daß die durch die Gleichung (5) gegebene Ausgangsphase optimiert ist. Wenn keine Amplituden änderungen am Ausgang des Präzisionsphasenmodulators 30 entsprechend Gleichung (4) ebenfalls von Bedeutung sind, können die Werte w _n so gewählt werden, daß sie sowohl dem Phasen- als auch dem Amplitudenkriterium genügen.

Ein Merkmal des oben beschriebenen Präzisionsphasenmodulators 30 ist seine Temperaturstabilität. Wenn sich die Temperatur ändert, wird man vernünftigerweise erwarten, daß sich der Parameter a ändert. Solange jedoch die linearen Modulatoren 34 parallel laufen, derart, daß sich die getrennten α-Werte zusammen ändern, ändert sich die funktionelle Form der Ausgangsphase Φ (v) nicht. Dies ergibt sich aus den Gleichungen (5), (6) und (7). Wenn sich α auf einen neuen Wert α′ ändert, so ist die neue Ausgangsphase Φ′ (v) gegeben durch den Ausdruck:

Wenn also Φ (v) für v bei einer bestimmten Temperatur linear ist, ist sie auch linear für alle Temperaturen. Diese Eigenschaft gilt nicht generell für "linearisierte" Phasenmodulatoren nach dem Stand der Technik, bei denen eine Art einer Nichtlinearität zur Auslöschung einer anderen benutzt wird. Der Grad der Auslöschung ist bei solchen Modulatoren im allgemeinen eine Funktion der Temperatur.

Das obenbeschriebene Verfahren zur Auslegung eines Modulators soll jetzt auf eine lineare Phasenmodulation angewendet werden, und für diesen Zweck wird die von der Bewertungs schaltung 38₀ zur Verfügung gestellte 0-te Bewertung auf 1 gesetzt:

w _o = 1 (10)

Dies führt zu keiner Einschränkung der Verallgemeinerung, macht aber die Feststellung der übrigen Bewertungen etwas einfacher.

Für eine lineare Phasenmodulation ist die gewünschte Modulation gegeben durch die Gleichung

ψ (v) = kv (11)

wobei k eine willkürliche Proportionalitätskonstante ist. Für einen einstufigen Modulator läßt sich aus den Gleichungen (5) und (6) ableiten:

Φ (v) = arctan w₁α v (12)

Die Gleichung (12) hat die gleiche Form wie die Gleichung (1), da der einstufige Modulator einfach nur ein Armstrong-Modulator ist. Wenn das Fehlerkriterium für die Wahl von w₁ eine Minimierung des Phasenfehlers in einem kleinen Bereich um den Wert v=0 herum ist, dann wird w₁ bestimmt durch Gleichsetzen der Gleichung (11) mit einer Taylor- oder MacLaurin-Reihen entwicklung von Gleichung (12), die nach dem linearen Ausdruck abgebrochen wird. Dieses Verfahren ergibt w₁ = k/ α. Daher läßt sich anhand der Gleichungen (4) bis (7) feststellen:

und

Die Phasen-Nichtlinearität dritter Ordnung gemäß Gleichung (13) ist ein Kennzeichen des einstufigen Armstrong-Modulators.

Es soll jetzt gezeigt werden, daß ein zweistufiger Modulator eine wesentlich bessere Linearität besitzt. Gemäß Gleichung (5) ist die Ausgangsphase eines zweistufigen Modulators gegeben durch die Gleichung

Geht man wie beim einstufigen Modulator vor, so wird der Phasen fehler im Bereich von v = 0 minimiert, indem man die Gleichung (11) mit einer Reihenentwicklung zweiter Ordnung der Gleichung (15) gleichsetzt. Daraus läßt sich feststellen, daß w₁ = k/ α und w₂ = -k²/3α², wodurch man erhält:

und

Der erste nichtlineare Verzerrungsausdruck in Gleichung (16) ist mit Bezug auf v von fünfter Ordnung. Demgemäß hat eine geringfügige Zunahme bezüglich des Aufwandes für den Armstrong- Modulator nach der vorliegenden Erfindung zu einer merklichen Verbesserung hinsichtlich der Linearität von dritter Ordnung gemäß Gleichung (13) auf fünfte Ordnung gemäß Gleichung (16) geführt. Die Amplitudenschwankungen sind jedoch für beide Modulatoren von zweiter Ordnung mit Bezug auf v.

Es ist manchmal zweckmäßig, eine erhöhte Phasen-Nichtlinearität gegen eine verringerte Amplitudenschwankung einzutauschen, da praktisch ausgeführte Begrenzer häufig eine zu große Amplitudenmodulation in eine Phasenmodulation umwandeln. Für einen zweistufigen Präzisionsphasenmodulator 30 führt die Wahl w₂ = -w²/2 zu einer Amplitudenschwankung, die mit Bezug auf v vierter Ordnung ist. Die beste Phasenlinearität, die sich mit dieser Bedingung für w₂ erreichen läßt, entspricht jedoch w₁ = k/ α, woraus sich ergibt:

Die Phasen-Nichtlinearität ist damit auf die dritte Ordnung wie beim einstufigen Modulator zurückgegangen.

Eine weitere Abänderung kann beispielsweise gemäß Fig. 2 erfolgen, indem ein zweistufiger Phasenmodulator unter Verwendung nur der Modulatoren 34₁ und 34₂ gewünscht wird, der Addierer 42 ist dann nicht erforderlich und das Ausgangssignal des ersten Modulators 34₁ kann über die erste Bewertungsschaltung 38₁ direkt mit dem unteren Eingang des Quadraturkopplers 18 verbunden werden.

Claims

1. Präzisionsphasenmodulator mit einem ersten und wenigstens einem zweiten linearen Amplitudenmodulator (34₁, 34₂), die je einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß sowie einen Ausgangsanschluß aufweisen und mit Bezug auf die Trägersiganlquelle (12) so in Reihe geschaltet sind, daß der Ausgangsanschluß des ersten Amplitudenmodulators (34₁) mit dem ersten Eingangsanschluß des zweiten Modulators (34₂) verbunden ist, an den ersten Eingangsanschluß des ersten Amplitudenmodulators ein Trägersignal und an den zweiten Eingangsanschluß des ersten und zweiten Amplitudenmodulators ein Modulationssignal angelegt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenmodulatoren das Trägersignal unterdrücken, daß eine Addiereinrichtung (40) mit einem ersten mit dem ersten Eingangsanschluß des ersten Amplitudenmodulators (34₁) verbundenen Eingangsanschluß und mit einem zweiten mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Amplitudenmodulators (34₂) verbundenen Eingangsanschluß vorgesehen ist, die ein der Summe der Eingangssignale entsprechendes Ausgangssignal erzeugt, daß ein Quadraturkoppler (18) das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (40) und des ersten Amplitudenmodulators (34₁) in Quadratur kombiniert und daraus ein phasenmoduliertes Ausgangssignal erzeugt, und daß eine erste, eine zweite und eine dritte Bewertungseinrichtung (38₀, 38₁, 38₂) getrennte und vorbestimmte Bewertungsfaktoren für die an den ersten und den zweiten Eingangsanschluß der Addiereinrichtung (40) angelegten Signale und für das an den Quadraturkoppler (18) angelegte Ausgangssignal des ersten Amplitudenmodulators (34₁) festlegen.

2. Präzisionsphasenmodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein oder mehrere weitere lineare Amplitudenmodulatoren (34₃) mit Trägerunterdrückung mit dem ersten und zweiten Amplitudenmodulator (34₁, 34₂) so in Reihe geschaltet sind, daß jeweils der Ausgangsanschluß eines Modulators mit dem ersten Eingangsanschluß des nächsten Modulators verbunden ist und an alle zweiten Eingangsanschlüsse der Amplitudenmodulatoren das Modulationssignal angelegt ist, daß der Ausgangsanschluß der gerade numerierten weiteren Amplitudenmodulatoren mit weiteren Eingängen der Addiereinrichtung (40) verbunden ist, daß eine weitere Addiereinrichtung (42) vorgesehen ist, deren Eingangsanschlüsse mit dem Ausgangsanschluß des ersten Amplitudenmodulators (34₁) und aller weiteren ungerade numerierten Amplitudenmodulatoren (34₃) verbunden sind, und daß je eine Bewertungseinrichtung (38₀, 38₁, 38₂, 38₃) vor die Eingänge der beiden Addiereinrichtungen (40, 42) geschaltet ist und getrennte und vorbestimmte Bewertungsfaktoren für die durchlaufenden Signale einführt, sowie ein Quadraturkoppler (18) vorgesehen ist, der die Ausgangssignale der beiden Addiereinrichtungen (40, 42) in Quadratur kombiniert und ein phasenmoduliertes Ausgangssignal erzeugt.