DE3015567C2 - Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger mit Störschutzschaltungen in Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen digitalen Mehrfrequenzcodeempfänger der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art

Ein derartiges Signalisierungssystem, insbesondere die zugehörigen Signalempfänger zur Erkennung eines Zweifrequenzsignals aus einem Vorrat von sechs Zeichenfrequenzen, ist aus dem Artikel »Digital MF receiver using discrete Fourier Transform« von I. Koval und G. Gara, veröffentlicht in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Communications«, Vol. COM-21, Nr. 12, Dezember 1973, Seiten 1331 bis 1335, bekannt. Der dort beschriebene Mehrfrequenzempfänger weist sechs digitale Bandfilter auf, die verschiedenen Frequenzen des Vorrats der sechs Zeichenfrequenzen zugeoidnet sind. Er enthält ferner eine logische Schaltung zur Erkennung der Zweifrequenzsignalkombinationen, eine Zeitschaltung zur Gültigkeitserklärung einer solchen Kombination, wenn das entsprechende Zweifrequenzsignal während eines vorbestimmten Zeitintervalls am Empfängereingang vorgelegen hat und eine Störschutzschaltung zum Schutz des Empfängers gegen Fehlauswertungen beim Vorliegen von Störsignalen. Die Störschutzschaltung wertet das Leistungsverhältnis zwischen Zeichenfrequenz- und Störsignalen aus, wobei die Zeichenfrequenzsignalleistung die sich aus zwei Zeichenfrequenzen ergebende Leistung und die Störsignalleistung die Differenz zwischen der Signalgesamtleistung und der Zweifrequenzsignalleistung ist.

Sollte ein Empfänger in einem nach dem sogenannten MFC-Zwangslaufverfahren arbeitenden System verwendet werden, das beispielsweise in dem Artikel »interregister multifrequency code signalling for telephone switching in Europe« von M.den Hertog in der Zeitschrift »Electrical Communication«, Vol.38, Nr. 1, 1963, Seiten 130 bis 164, beschrieben ist so arbeitet ein mit solcher Störschutzschaltung versehener Empfänger nicht richtig. Wenn m einer Zweidraht-Mehrfreqdenzsignaleinrichtung ein Empfänger auf der Empfangsseite eine Wählziffer erkannt hat sendet sein ihm zugeordneter Sender Signale zur Sendeseite zurück, so daß in diesem Augenblick sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtssignale vorhanden sind. Die noch vorhandenen Vorwärtssignale werden vom Empfänger auf der Sendeseite als Störsignale interpretiert da dieser nur Rückwärtssignale zu erkennen hat. Daher steigt die Störsignalleistung an, wenn diese Vorwärtssignale größere Amplituden als die der Rückwärtssignale aufweisen. Der Empfänger auf der Sendeseite kann diese Rückwärtssignale nicht erkennen, so daS der ihm zugeordnete Sender nicht gesperrt werden kann. Darüber hinaus muß der Empfänger gegen Imitationen geschützt werden, die beim Empfang eines Einzelfrequenzsignals auftreten können, welches der Empfänger nicht als Zweifrequenzsignale erkennt Wenn ein solches Zeichen eine Frequenz besitzt, die zwischen zwei Zeichennennfrequenzen liegt kann jedes der zwei Filter, die benachbarte, um die obengenannten Zeichennennfrequenzen Hegende Frequenz aufweisen, ein Ausgangssignal liefern, das innerhalb des spezifizierten Bereichs einen Geräuschabstand von kleiner als die spezifizierten 3 dB hat Dabei ist angenommen, daß die Störsignalleistung durch die Differenz zwischen der Gesamtleistung der empfangenen Signale und der kombinierten Leistung der Filterausgangsergebnisse gebildet wird. Selbstverständlich ist in diesem Fall die Störschutzschaltung unwirksam.
Durch die DE-AS 25 53 258 ist bereits eine Schaltungsanordnung für einen digitalen Mehrfrequenzcodeempfänger bekannt der aus zwei Frequenzgruppen aus je vier Zeichenfrequenzen zugeordneten Auswerteeinrichtungen und zwei Rückstelleinrichtungen besteht, die jeweils von der einen Auswerfeinrichtung gesteuert werden und auf die andere Auswerteeinrichtung einwirken. Jede Auswerteeinrichtung weist einen Nadelimpulse abgebende Nulldurchgangserkenner und einem diesem nachgeschalteten Nulldurchgangszähler, ferner einen Taktzähler und eine logische Schaltung auf. Treten bestimmte Zählzustände am Nulldurchgangszähler und Taktzähler einer Auswerteeinrichtung auf, so wird dies als gültiges Zeichen interpretiert und ein entsprechender Ausgang der Auswerteeinrichtung markiert Ist die empfangene Frequenz jedoch gestört, so läuft der Nulldurchgangszähler durch, ohne daß an seinen bestimmten Ausgängen und an bestimmten Ausgängen des Taktzählers ein Koinzidenzsignal auftritt Die logische Schaltung gibt in diesem Fall einen Rückstellimpuls ab, stellt damit den Nulldurchgangszähler und den Taktzähler zurück und veranlaßt über eine der Rückstelleinrichtungen auch die Rückstellung des Nulldurchgangszählers und des Taktzählers der anderen Auswerteeinrichtung. Solange also ein zu erkennendes Zweifrequenzzeichen gestört ist kann kein Zeichen als gültig erkannt werden.

Durch die DE-AS 25 56 354 ist ein digitaler Mehrfrequenzzeichenempfänger bekannt der eingangsseitig mit einem digitalen Breitbandfilter ausgestattet ist das nur das Band der Zeichenfrequenzen durchläßt. Dem Breitbandfilter sind eingangsseitig parallelgeschaltete, den einzelnen Zeichenfrequenzen zugeordnete, digitale Resonanzfilter erster Art nachgeschaltet Jedes Resonanzfilter erster Art ist ausgangsseitig mit einem Resonanzfilter zweiter Art verbunden, dessen Bandbreite geringer als die des Resonanzfilters erster Art ist In einer ersten Betriebsphase wird zunächst aus den ermittelten Abtastwerten der Signale der Resonanzfilter erster Art das Signal mit dem größten Abtastwert ermittelt der mit einem vorgegebenen Mindestwert verglichen wird. Wenn

der ermittelte Abtastwert diesen Mindestwert aufweist, so wird auf das Vorliegen eines Zeichens erkannt und durch Multiplikation des ermittelten Abtastwertes mit vorgegebenen Konstanten ein erster, zweiter und dritter Schwellwert gebildet. Dann werden die Signale von den Resonanzfiltern erster Art einer Amplitudendiskrimination mit mindestens einem dieser Schwellwerte unterzogen und damit die Gültigkeit des Zeichens geprüft. In einer zweiten Betriebsphase wird eine weitere Amplitudendiskrimination mit dem dritten Schwellwert bezüglich der Signale von den Resonanzfiltern zweiter Art durchgeführt, wobei nach Unterschreiten des dritten Schwellwerts das Zeichenende erkannt wird. Ein solcher Mehrfrequenzzeichenempfänger bietet einen hohen Schutz gegen Zeichenimitationen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen digitalen Mehrfrequenzcodeempfänger der eingangs genannten Art zu schaffen, der besser gegen eine fehlerhafte Arbeitsweise geschützt wird, die vom Empfang von Einzelfrequenz- und von Störsignalen herrührt.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst

Gewöhnlich wird das digitale Signalisierungssystem im Zeitmultiplexverfahren betrieben, wobei der Empfänger im Zeitvielfach an einer Anzahl multiplexgeschalteter Kanäle betrieben wird. Ein derartiges System und insbesondere ein derartiger im Zeitmultiplexverfahren betriebener Empfänger sind aus dem Artikel »An Approach of the Implementation of Digital Filters« von L. G. Jackson, J. F. Kaiser, H. S. McDonald, veröffentlicht in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics«, Vol. AU-16, Nr. 3. September 1968, Seiten 413 bis 421, bekannt Dort ist auf Seite 419 (Fig. 14) ein Blockschaltbild eines experimentellen Tastwahlempfängers gezeigt Dieser Empfänger ist eine direkte Weiterentwicklung des analogen Empfängers, der in dem Artikel »Signalling System and Receiver for Touch-Tone Calling« von R. N. Battista usw., veröffentlicht in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Communication and Electronics«, Vol. 82, Seiten 9 bis 17, März 1963, beschrieben ist Er kann jeweils eine Zeichenfrequenz aus zwei Gruppen von Zeichenfrequenzen erkennen, die im Sprachfre- \

quenzband liegen. Dieser Empfänger weist multiplexgeschaltete, digitale Filter wie beispielsweise Hochpaßfil- |

ter, Bandsperrfilter und Bandpaßfilter auf. Um den Empfänger gegen eine falsche Arbeitsweise zu schützen, *

werden Begrenzerschaltungen verwendet

Die Erfindung betrifft insbesondere auch ein Signalisierungssystem der im Anspruch 30 gekennzeichneten

Art. An sich ist ein solches Signalisierungssystem, insbesondere ein solcher digitaler Empfänger, der zur Erken- **

nung einer Anzahl π von Zeichenfrequenzen aus einer anderen Anzahl m von Zeichenfrequenzen ausgelegt ist, aus der US-Patentschrift 38 63 030 bekannt. Das dort beschriebene Filtersystem macht von der Fourier-Transformation Gebrauch, um das Vorliegen von n, beispielsweise 2, Zeichenfrequenzen aus den m Zeichenfrequenzen festzustellen. Eine derartige Methode wird auch auf den Seiten 1331, 1332 des erwähnten Artikels von I. Koval und G. Gara beschrieben. Statt den linearen Wert der Eingangsabtastwerte mit den Sinus- und Cosinuswerten des Produkts der Kreisfrequenzen der durch ein Vielfaches des Abtastzeitintervalls festzustellenden Signals zu multiplizieren und statt dies'¹ Teilprodukie für eine Anzahl von Abtastv/erten aufzusummieren, werden bei dem Empfänger gemäß der US-Patentschrift 18 63 030 codierte, logarithmische Werte der Sinus- und Cosinuswerte zu den Eingangsabtastwerten dazuaddiert, die nach einer Presserkennlinie nach der μ-Vorschrift codiert sind. Dadurch werden notwendigerweise Fehler eingeführt, die daher rühren, daß — abgesehen von der Quantisierung — die Presserkennlinie eine Anzahl von linearen Abschnitten hat Eine derartige Kennlinie ist von einer rein logarithmischen Kurve, die durch die Unstetigkeitspunkte der Kurve mit linearen Abschnitten verläuft, verschieden, so daß — mathematisch gesagt — aufgrund der Differenzen zwischen einem Wert auf der Presserkennlinie und einem rein logarithmischen Wert für denselben linearen Wert ein Fehler eingeführt wird.

In einem Folgepatent, der US-Patentschrift 38 24 471, ist vermerkt, daß in der US-Patentschrift 38 63 030 eine ideale, logarithmische Presserfunktion angenommen worden ist die nur annähernd richtig für gleiche Systeme ist und deshalb zu einem kleinen, in den meisten Fällen zulässigen Fehler führt, in der späteren US-Patentschrift 38 24 471 wird eine logarithmische Umsetzung nicht durchgeführt

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, für das Signalisierungssystem von einer logarithmischen Umsetzung Gebrauch zu machen, wodurch die obenerwähnten Fehler vermieden werden können.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 30 gelöst.

Weitere wichtige Merkmale der Erfindung sind im Anspruch 31 beschrieben.

Ein weiteres wichtiges Merkmal der Erfindung ist im Anspruch 32 angegeben. Durch Adressieren des genannten Speichers mit beispielsweise einem 7-Bit-Wort, das den codierten Abtastwert darstellt können 128 entsprechende rein logarithmische Werte ausgelesen werden.

Weitere wichtige Merkmale der Erfindung sind in den Ansprüchen 33 bis 35 angegeben. Die dabei genannte logarithmische Funktion y ist

worin w der normierte, lineare Wert der Filterparameter (Filterkoeffizienten) oder der Eingangsabtastwerte ist. Diese Funktion y ist von der Funktion

y = 1281og25₆256

durch Verschieben der diese Funktion darstellenden Kurve um einen Betrag von 128 nach oben abgeleitet. In der Tat ist

y = y' + 128 = 128 (Iog₂5e 256 w + Iog₂₅6 256).

Die die Funktion y' darstellende Kurve läuft durch die Unstetigkeitspunkte der aus linearen Abschnitten bestehenden Presserkennlinie und durch den Punkt w = 1/256,y - 0.

Die vorberechneten Werte von y werden codiert und im Umsetzerspeicher (ME 1) und im Koeffizientenspeicher (CB) gespeichert Um y zu berechnen, werden die 128 Werte in lineare Werte codiert, wie später noch ausführlich erläutert wird.

Mit einem Faktor von 256² für w kann y positiv bleiben, weil einem Wert für y = 0 ein Wert von w — 1/256² entspricht, der ein genügend kleiner Wert ist, um Abtastwerte mit kleineren Werten vernachlässigen zu können. In einem bevorzugten Ausfuhrungsbeispiel enthält das Signalisierungssystem 8 multiplexgeschaltete, linearphasige, nicht rekursive, digitale Filter und 8 homologe Hilbert-Transformationsschaltungen; es arbeitet im ίο Zeitmultiplexverfahren für 16 Eingangskanäle. Sechs der acht Filterpaare sind auf eine der sechs Zeichenfrequenzen abgestimmt Die beiden restlichen Filterpaare sind Störschutzmehrbandfilter. Die fünf Störschutzbänder zwischen den sechs Zeichenfrequenzen werden mit zwei Störschutzmehrbandfiltern gebildet. Der Empfänger weist ferner einen Mikroprozessor mit den notwendigen Speichern auf, der die verschiedenen Prüfungen und nötigen Auswertungen ausführt und der derart programmiert werden kann, daß er Signale gemäß den verschiedenen Spezifikationen der Signalisierungssysteme auswertet Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Übersichtsschaltbild eines 64-kanaligen Mehrfrequenzempfängersystems aus vier Empfängern gemäß der Erfindung, wobei jeder Empfänger 16 Kanäle bedienen kann, F i g. 2 ein Zeitdiagramm für das Mehrfrequenzempfängersystem nach F i g. 1, F i g. 3 ein Blockschaltbild eines der vier 16-kanaIigen, multiplexgeschalteten, in F i g. 1 gezeigten Empfänger,

F i g. 4 ein Zeitdiagramm, das durch einen Zähler erzeugte Impulse zeigt wobei der Zähler einen Teil des Empfängers nach F i g. 3 bildet,

F i g. 5 Abtastwertfolgen von abgetasteten Eingangssignalen von 16 Kanälen, die dem Empfänger nach F i g. 3 zugeleitet werden,

F i g. 6 eine Faltungstabelle, die in abgekürzter Form die Faltung der Eingangsabtastwerte mit den Filterkoeffizienten eines digitalen Filters darstellt, das Teil des Empfängers nach F i g. 3 ist,

F i g. 7 ein Schaubild zur Darstellung der Speicherung von Filterkoeffizientenwerten in einem Speicherteil eines Filterkoeffizientenspeichers oder einer Koeffizientenbank des digitalen Filters im Empfänger nach F i g. 3, F i g. 8 Impulszüge, die an bestimmten Stellen des Empfängers nach F i g. 3 auftreten, F i g. 9 Filterergebnisse, die in einem einen Teil des Empfängers nach F i g. 3 bildenden Akkumulator gespeichert sind,

Fig. 10 eine logarithmische Kurve, die die Eingangsabtastwerte oder Filterkoeffizientenwerte in Abhängigkeit von ihren logarithmischen V/erten darstellt,

F i g. 11 einen Teil einer Impulsantwort eines digitalen Filters auf einen Einheitssprung hin, F i g. 12 einen Teil einer Impulsantwort der Hilbert-Transformation in bezug auf die in F i g. 11 dargestellte Impulsantwort,

F i g. 13 einen Satz von Frequenzgangkurven des im Empfänger nach F i g. 3 verwendeten Filters, F i g. 14 einen weiteren Satz von Frequenzgangkurven des im Empfänger nach F i g. 3 verwendeten Filters, F i g. 15 bis 23 weitere Sätze von Frequenzgangkurven der Teil eines Mehrfachfrequenzempfängers bildenden Filter,

F i g. 24 die in abgekürzter Form dargestellte Faltungstabelle nach F i g. 6,

F i g. 2ä eine Konfigurationstabelle, die in abgekürzter Weise die Art und Weise der Speicherung der Filterkoeffizienten in der Filterkoeffizientenbank, von dem ein Teil in F i g. 7 gezeigt ist, darstellt, F i g. 26 ein Blockschaltbild des Adressierers oder der Umwändlufigssehaliüng zur Adressierung der Koeffizientenbank,

F i g. 27 eine der der F i g. 6 ähnelnde Faltungstabelle,
F i g. 28 eine der der F i g. 25 ähnelnde Konfigurationstabelle.

Obwohl das Mehrfrequenzempfängersystem, insbesondere der weiter unten ausführlich beschriebene Mehrfrequenzempfänger, sich auf einen Empfänger bezieht, der Signale gemäß dem Signalisierungssystem R 2 so erkennt ist der Empfänger so universell ausgebildet daß er für den Empfang von Signalen anderer Signalisierungssysteme, z. B. des Systems R1, des Systems Nr. 5 oder des Tastwahlsystems, angepaßt werden kann. Zu diesem Zweck ist der Empfänger mit einem Mikroprozessor ausgerüstet, der so programmiert werden kann, daß er Filterergebnisse gemäß den verschiedenen Signalisierungssystemen interpretieren und weiterverarbeiten ^: kann. Bezüglich dieser Signalisierungssysteme wird auf die verschiedenen CCITT-Empfehlungen hingewiesen. Die die Signalisierung zwischen Registern betreffenden Spezifikationen des Systems R 2 sind aus dem orangefarbenen Buch (6. Plenarsitzung in Genf, 27. September bis 8. Oktober 1976), Volumen V13, ersichtlich, während die die Systeme Nr. 5 betreffende Registersignalisierung im Grünbuch (5. Plenarsitzung in Genf, 4. bis 15. Dezember 1970), Volumen Vi-2, spezifiziert ist.

Es sei daran erinnert, daß im Falle des MFC-Zwangslauf-Signalisierungsverfahrens gemäß den R 2-Spezifikationen Signalkombinationen aus zwei Zeichenfrequenzen aus sechs Zeichenfrequenzen in Sinuswellenform verwendet werden, um Wählzeichen oder andere Steuerzeichen zu übertragen. Bei diesem MFC-Zwangslauf-Signalisierungsverfahren, bei dem ein Empfänger den Empfang von Zeichenfrequenzen quittiert werden zwei Zeichenfrequenzen von sechs, in einer oberen Frequenzgruppe zwischen 1380 Hz und 1980 Hz liegenden a Zeichenfrequenzen zum Senden von Wählziffern und zwei Zeichenfrequenzen von sechs, in einer unteren

; 1 65 Frequenzgruppe zwischen 540 Hz und 1140 Hz liegenden Zeichenfrequenzen für die Quittierung des Empfangs von Wählziffern verwendet. Dies ist in dem Artikel »Interregister multi-frequency code signalling for telephone switching in Europe« von M. den Hertog in der Zeitschrift »Electrical Communication«, Vol. 38, Nr. 1,1963, auf den Seiten 130 bis 164 beschrieben worden.

Im Fall eines Tastwahlsignalisierungsverfahrens werden zur Signalisierung vom rufenden Teilnehmer zur Vermittlungsstelle für eine Wählziffer zwei Zeichenfrequenzen benutzt, von denen die eine aus einer unteren Zeichenfrequenzgruppe, die Frequenzen zwischen 697 Hz und 941 Hz aufweist, und die andere aus einer oberen Zeichenfrequenzgruppe genommen wird, die Frequenzen zwischen 5209 Hz und 1633 Hz aufweist.

Bei der Pulscodemodulation werden die obengenannten Frequenzkombinationen mit einer Abtastfrequenz von 8 kHz abgetastet und die Abtastwerte codiert. Verschiedene, zu verschiedenen Kanälen gehörende Frequenzkombinationen werden mit derselben Abtastfrequenz abgetastet und im Zeitmultiplexverfahren verarbeitet Beispielsweise wird dabei ein Zeitrahmen von 125 μδ mit 64 Zeitlagen gebildet, wobei diese Zeitlagen vorbestimmten Kanälen individuell zugeordnet sind.

Das in F i g. 1 gezeigte Mehrfrequenzempfängersys^m weist ein Vielfachregister MR und vier Mehrfrequenzempfänger RCO bis RCZ auf. Dieses Vielfachregister empfängt Signale aus zwei Gruppen mit jeweils 32 «multiplexgeschalteten Kanälen und faßt diese Kanäle zu 64 multiplexgeschalteten Kanälen zusammen. In F i g. 2 (ist ein Zeitrahmen von 125 μβ Dauer dargestellt, der in 64 Zeitlagen 750 bis 7563 von 1,95 μβ Dauer eingeteilt jst Jede Zeitlage ist einem der 64 Kanäle zugeordnet Um diese Multiplexkanäle zu gewinnen, werden die zwei 'Zeitrahmen Fl und F2 mit jeweils 32 Zeitlagen 750 bis 7531 der zwei ankommenden, jeweils 32 Kanäle

/3 9 \

j g , j

/3 9 \
aufweisenden Kanalgruppen um ein halbes Zeitlagenintervall I-^- μβ J gegeneinander verschoben; jede

kommende, codierte Abtastwertreihe aus acht seriellen Bits wird in acht Panuicicr. .--■"."""ielt. In di

ankommende, codierte Abtastwertreihe aus acht seriellen Bits wird in acht Panuicicr. .--■"."""ielt. In dieser fWeise erhält man einen Zeitrahmen F mit den Zeitlagen 750 bis 7563, wie es in Fi g. 2 dargesttut «. .*^:- -

Zeitlagen 750, 751, 752, 753...7563 entsprechen den Zeitlagen 750 (CHO) des Zeitrahm«ns Fl, 750

(CHO) des Zeitrahmens F2, 751 (CHX) des Zeitrahmens Fl, 751 (CHi) des Zeitrahmens FI... und 7531 J:(CH3i) des Zeitrahmens F2. In dieser Weise wird ein Parallelbitfluß erzeugt, der über parallele Adern 1 (von fdenen nur eine gezeigt ist) zur vier parallelgeschalteten Empfängern RCO bis RC3 übertragen, leder Abtastwert wird mittels acht Bits codiert, von denen 7 Bits Größenbits und 1 Bit ein Zeichenbit sind. Die Abustwen...

werden von den Empfängern RCO bis RC3 auf folgende Weise empfangen:

Abtastwerte in Zeitlagen Empfangen durch Empfänger

0,4, 8,12,...60 RCO

1,5, 9,13,...61 RCi

2,6,10,14,... 62 RC2

3,7,11,15,...63 RC3

Das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten, die einem Empfänger zugeleitet werden, beträgt somit 7,8 = 1,95-4 μ5. Um den Empfang der Eingangsabtastwerte in der obengenannten Reihenfolge zu gewährleisten, v/erden Synchronisierimpulse Si (i = 0 bis 3) zu den entsprechenden Empfängern RCO bis RC 3 gesendet, die dort entsprechende Zähler Ci (i = 0 bis 3) synchronisieren. Die Synch^ronisierimpulse werden alle 8 ms wiederholt und in bezug auf die vorhergehende Reihe S(i—\) um 1,95 μβ verschoben. Die den Synchronisierimpulsen 5/ entsprechenden Abtastwerte werden mittels eines Impulses mit einer Periode von 7,8 γα in ein Eingangsregister Ri getaktet; dieser Impuls ist am Ausgang des Zählers 75 verfügbar. Diese Abtastwerte bleiben während dieser Periode in diesem Register. Dieser Zähler 75 hat eine Anzahl anderer Ausgänge, die noch erläutert werden. Jeder Empfänger weist ferner eine Ausgangspufferstufe, die durch einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM) MO bis M3 gebildet ist, und einen Tristate-Ausgangstreiber 70 bis 73 auf. Jeder RAM hat 16 Speicherplätze mit jeweils 5 Bits, um die berechneten, empfangenen Ziffern der 16 Kanäle (4 Ziffernbits und 1 Anwesenheitsbit) zu speichern. In jeden dieser Speicherplätze eines Empfängerspeichers wird alle 8 ms (16 · 4 Zeitrahmenintervaüe) neu eingespeichert, wobei die Neueingabe in zwei aufeinanderfolgende Speicherplätze, die zu zwei aufeinanderfolgenden, vorn Empfänger bearbeiteten Kanäle» gehören, im wesentlichen durch 4 Zeitrahmenintervalle getrennt werden, da der Empfänger ein Intervall von 4 Zeitrahmen zur Berechnung eines Ergebnisses für jeden Kanal benötigt wie noch später erläutert wird. Alle 16 Speicherplätze jedes Speichers MO bis M3 werden jedoch während eines Zeitrahmenintervalls von 125 \is synchron ausgelesen (alle 7,8 μ5 eine Speicherplatzausspeicherung), und ihre Inhalte werden in den entsprechenden Tristate-Ausgangstreibern gespeichert. Jeder der Tristate-Ausgangstreiber, die alle parallel an denselben Bus b geschaltet sind, wird alle 7,8 μβ für die Dauer von 1,9μβ freigegeben (Freigabe erfolgt in F ag.3 über die UND-Schaltung AND45). Dieses Freigabezeitintervall darf nicht die Dauer von 1,95 us überschreiten, da ein Ausgangsergebnis von vier Empfängern mit derselben Rate gewünscht wird, wie die Eingangsabtastwerte in -,diese Empfänger gespeist werden, d. h. alle 1,95 μ8. Das Freigabezeitintervall zwischen den Treibern Ti und ¹Ti +1 beträgt auch 1,95 μβ, und daher werden die 64 Informationen der 64 Kanäle aufeinanderfolgend und in der richtigen Reihenfolge (Kanal 0 bis 64) von den Empfängern zum Vielfachregister über den Bus b übertragen.

Der Mehrfrequenzempfänger RCO, dessen Arbeitsweise die gleiche wie die der anderen Empfänger RC1 bis RC3 ist und der in F i g. 3 gezeigt ist, weist ein Filtersystem auf, das selbst wieder einen digitalen Filterteil Fund ,«einen die nötigen Impulse an diesen Filterteil liefernden Zähler CO hat; ferner enthält er einen Prozessor PR mit ihm zugeordneten Speichern M zur Weiterverarbeitung der vom Filterteil F gelieferten Filterergebnisse und eo einen Ausgangspufferspeicher MO zur Speicherung der Ergebnisse des Prozessors PR, bevor diese zum Vielfachregister MR übertragen werden.

Der Zähler CO ist ein synchronisierbarer, voreinstellbarer Zähler, der 17 Ausgänge 70 bis 716,16 Dateneingänge Li bis L16, einen Ladeeingang LO zur parallelen Ladung von Daten, die den Dateneingängen des ^Zählers CO zugeführt werden, und einen Takteingang CL aufweist, der mit Taktimpulsen CL beliefert wjrd. Die ySynchronisierimpulse 50 werden dem Ladeeingang LO zugeführt, und die Dateneingänge L 1 bis L16 sind geerdet. Der Zähler CO kann zum Beispiel durch vier 4-Bit-Zähler und einen D-Flipflop gebildet werden, die in solcher Weise miteinander verbunden sind, daß sie den synchronen Zähler CO bilden.

Die Verbindung der vier Zähler mit dem D-Flipflop wird hier nicht näher erläutert, weil dies für die Erfindung nicht wichtig ist und im übrigen bekannt sein dürfte. Der Zähler CO wird mit Taktimpulsen der Taktfrequenz von 8,192 MHz (eingespeist. Die Frequenz (4,096 MHz) der am ersten Ausgang To auftretenden Impulse ist halb so groß wie die Taktfrequenz. Diese Frequenz ist die ürundrate, mit der der Empfänger arbeitet, wie später noch eingehender erläutert 'vird. F i g. 4 zeigt die an den Ausgängen TO bis T16 vor oder nach der Ankunft eines Synchronisierimpulses auftretenden Ausgangsimpulse 0, 1, 2... in Abhängigkeit von der Zeit Wenn dieser Synchronisierimpuls auftritt, werden alle Ausgänge CL zurückgesetzt Wie vorher schon erwähnt worden ist, treten die Synchronisierimpulse (z. B. 50) alle 8 ms auf. In F i g. 4 ist auch ein Synchronisierimpuls 51 gezeigt, der den Zähler CX synchronisiert; ebenso sind an den Ausgängen TO, Tl, T2,... des Zählers Cl auftretende Impulse 0,1,2.3... dargestellt Die Synchronisierimpulse 50 und 51 haben einen Abstand von

(1,953

JA 4

4 Empfänger mit jeweils 16 Kanälen J.

Der Filterteil F (F i g. 3) enthält im wesentlichen ein Eingangsregister R 0, in dem die Eingangsabtastwerte gespeichert werden, die gemäß der A-Vorschrift für die Signalpresserkennlinien codiert sind, einen Speicher ME1 zur Umwandlung des Binärwerts jedes Eingangsabtastwerts in einen logarithmischen Binärwert zur Basis 256, ferner die Koeffizientenbank CB zum Speichern der binärcodierten logarithmischen Werte der Filterkoeffizienten, einen Umsetzer TR zur Umsetzung der an den Zählerausgängen Tl bis TIl auftretenden Adressen in richtige Adressen für die Koeffizientenbank Cß(wird später noch ausführlicher erläutert), einen Speicher ME 2, in dem die binärcodierten linearen Werte der entsprechenden addierten logarithmischen Werte und deren Zweierkomplemente gespeichert werden, eine exclusive ODER-Schaltung EO zur Abgabe eines Ausgangssignals, wenn beide Zeichenbits der Filterkoeffizienten und der Abtastwerte verschieden sind, ein Pipeline-Register RP zur Speicherung des aus dem Speicher MEl ausgelesenen Ergebnisses, einen Addierer AD2 zum Addieren des im Addierer AD 2 gespeicherten Werts und der im Akkumulator ,^gespeicherten Filterergebnisse (wird später noch näher erläutert), ein transparentes Auffangregister TL, einen 2 :1-Selektor 52-1, Verzögerungsschaltungen DE 1 und DE 2 und einen Demultiplexer DM.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise des digitalen Filterteils F sollen einige bei der Erfindung benutzte Prinzipien in Erinnerung gebracht werden, die digitale Filter mit Impulsantwort auf Impulse endlicher Dauer, sogenannte FIR-Filter, betreffen. Einzelheiten über diese Prinzipien können den Büchern »Introduction to Digital Filtering« von R. E. Bogner und A. B. Constantinides auf den Seiten 75 bis 88, herausgegeben von John Wiley & Sons und »Theory and Applications of Digital Signal Processing« von L. R. Rabiner und B. Gold, Seiten 77 bis 84, herausgegeben durch Prentice-Hall Inc, Englewood Cliffs, New Jersey, entnommen werden.

Ein lineares digitales Filter, das eine Eingangsabtastwertfolge x[—(N — I)TJ...,...,..., x(— T), χ(OT),x(1), x(RT), χ[(N — I)T], empfängt, wobei Tdas Abtastwertzeitintervall ist, kann wie folgt nach dem Superpositionsprinzip definiert werden:

y(nT)

(D

k-Q

worin C(OT) bis C[(n — I)T] die Ngewichteten Koeffizienten oder Filterkoeffizienten sind, die folgendes Filter definieren:

Α— Λ -1

⁼ 2-1 CkXn-k A»0

(2)

oder

C]X-i + ... + Cn-\x -(N-\

CoX\ + ClX₀ + ... + Cm-IX-(N -2)

Co*„ + C|X„_i + ... C_n -\X-(n-\) -X + CiXn-2 + ... Cn-iXo

(3)

Daher ist die Ausgangsfolge y„ die gewichtete Summe über alle vorigen Werte der Eingangsfolge x„ bis X_n-(N - >.)> wobei x(t) die abgetastet Funktion im Zeitbereich ist. Das Filter kann als Schieberegister mit NStufen betrachtet werden, wobei die Eingangsfolge verschoben wird und wobei jede Stufe über jeweils eine Wichtungsschaltung mit einem Ausgangsaddierer verbunden ist Solange alle N Abtastwerte X₀ bis Xn - χ einer semi-unendlichen Folge X₀, χχ... xn, xn+x nicht in das Schieberegister eingeschoben sind, ist y_n eine partielle Summe über der Anzahl der im Filter vorhandenen Abtastwerte, das seinen eingeschwungenen Zustand nur dann erreicht, wenn die N — \ Abtastwerte xo bis xn-x im Filter eingespeist worden sind. Normalerweise wird ein digitales FIR-Filter auf einer Abtastwert-ein-aus-Basis benutzt, d. h„ ein Ausgangsergebnis y„ ist jedesmal dann verfügbar, wenn ein Eingangsabtastwert in das Filter gegeben wird. Beim Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung ist jedoch immer dann ein Ausgangsergebnis verfügbar, wenn eine Anzahl N von Abtastwerten in das N Koeffizienten aufweisende Filter gegeben worden ist

Wenn die Folge 1,0,0,... in ein FIR-Filter eingegeben worden ist, tritt eine Ausgangsfolge C₀, Cx,... Cn-x auf. Diese Folge im Zeitbereich wird Einheitsimpulsantwort oder einfacher Impulsantwort bzw. im folgenden auch

abgekürzt UIR genannt Die Z-Transformation in bezug auf die UIR ist folgende:

k-N-\

Ziz)

(4)

A-O

worin ζ eine Komplexvariable ist

Der Frequenzgang des FIR-Filters kann durch Substitution von .z durch e^⁷" ermittelt werden, wobei j = )f—i, wdie Kreisfrequenz und Tdie Abtastperiode ist. Daher ergibt sich für den Frequenzgang:

A -/V-I A-O

worin \Z(ei^wT)\ der Modulus und pdie Phase der komplexen Größe Zist

Die bei der Erfindung benutzten FIR-Filter sind Filter mit linearer Phase und konstanter Gruppenverzögerung (p - Aw + B, wobei A und B Konstanten sind). In diesem Fall ist die UIR symmetrisch oder unsymmetrisch. In F i g. 11 ist eine symmetrische UIR eines digitalen Filters gezeigt, das durch 32 Koeffizienten Ca bis Cm gekennzeichnet ist Die UIR ist symmetrisch in bezug auf den Mittelpunkt m. In ähnlicher Weise ist in Fi g. 12 feine unsymmetrische UIR mit gleichfalls 32 Koeffizienten gezeigt, die jedoch in bezug auf den Mittelpunkt ^; unsymmetrisch ist Im ersten Fall, in dem die UIR um den Symmetriepunkt gespiegelt ist, bleibt die Z-Transformation unverändert, so daß auch der Frequenzgang unverändert bleibt

Im zweiten Fall jedoch, in dem die UIR um den Mittelpunkt m gespiegelt ist, nimmt die Phase ρ des Frequenzgangs um eine ungerade Anzahl von π Bogenmaßeinheiten zu, was bedeutet, daß das Filterausgangssi-"gnal um ein Vielfaches von 180° bezüglich des Ausgangssignals der nicht gespiegelten UIR verschoben wird. Dies folgt aus der Tatsache, daß in diesem Fall die Z-Transformation der gespiegelten UIR entgegengesetzt zur nicht gespiegelten UIR ist, wobei (2q + \)π = — 1 ist (q ist eine ganze Zahl).

Wenn eine Hilbert-Transformation von einem beispielsweise eine symmetrische Impulsantwort aufweisenden Bandpaßfilter abgeleitet wird, kann ein Filter mit im wesentlichen gleichem Frequenzgang, aber mit unsymmetrischer Impulsantwort definiert werden. Auch das Ausgangssignal einer Hilbert-Transformation ist um -y Bogenmaßeinheiten in bezug auf das Ausgangssignal des im wesentlichen denselben Frequenzgang aufweisenden Bandpaßfilters phasenverschoben. Es sei im übrigen daran erinnert daß eine Hilbert-Transformation eine Transformation einer Funktion f(x) ist, indem man das Integral von

f(x)[\ + ctgfy-*;/2]dx

bildet Näheres über die Hilbert-Transformation kann den Seiten 67 bis 70 und 168 bis 177 des erwähnten Buches von L R. Rabiner und B. Gold entnommen werden.

Wie schon erwähnt worden ist, ist die Arbeitsweise des Empfängers RCO die gleiche wie die der drei anderen Empfänger, so daß die Beschreibung der Arbeitsweise des Empfängers RCO ausreicht. Die Arbeitsweise dieses Empfängers beim Empfang von MFC-Signalen nach dem Signalisierungssystem R 2 wird nun im folgenden kurz beschrieben. Hierzu wird auf die F i g. 3 hingewiesen. Die ausführliche Beschreibung folgt dann später.

Wie vorher schon erwähnt worden ist, werden PCM-codierte (Presserkennlinie nach der Λ-Vorschrift) Abtastwerte (7 Datenbits und 1 Zeichenbit parallel), die in Abständen von 1,95 με vom Vielfachregister MR zu den Empfängern RCO bis RC3 gesendet werden, aufeinanderfolgend in diese Empfänger getaktet, und jeder Empfänger empfängt aufeinanderfolgend 16 erste Abtastwerte von 16 verschiedenen Kanälen, wobei alle 7,8 με (= 1,95 χ 4) ein Abtastwert ankommt Nach einem Zeitintervall von 125 μβ empfängt der Empfänger 16 zweite Abtastwerte usw. Diese Abtastwerte werden im Eingangsregister R 0 während eines Zeitintervalls von 7,8 μ5 seriell gespeichert und als Adresse für den Speicher MEi benutzt, in dem diesen Adressen entsprechende logarithmische Binärwerte zur Basis 256 gespeichert sind. Im Addierer AD 1 werden die aus dem Speicher ME i ausgelesenen logarithmischen Binärwerte zu den aus der Koeffizientenbank CB ausgelesenen, entsprechenden logarithmischen Binärwerten addiert Die genaue Ausführung dieser Addition und des Auslesens aus der Koeffizientenbank wird später beschrieben. Die Filterausgangsteilergebnisse des Addierers AD 1 werden als Adressen für den Adressenspeicher ME2 benutzt, in dem an dem diesen Adressen entsprechenden Speicherplätzen lineare Binärwerte gespeichert sind. Die aus dem Speicher ME2 ausgelesenen Werte werden kurzzeitig im Register RP zwischengespeichert. Die Filterteilergebnisse werden dann im Addierer AD 2 addiert, und das Additionsergebnis wird im Akkumulator AC gespeichert, so daß vollständige Filterergebnisse gebildet werden, wie noch näher erläutert wird. Die vollständigen Filterergebnisse werden zum nicht dargestellten Eingangsregister des Mikroprozessors PR übertragen und dort gespeichert und weiterverarbeitet.

Der digitale Filterteil Fist durch 16 individuelle, multiplexgeschaltete, digitale Filter gebildet, da die zu 16 verschiedenen Kanälen gehörenden Abtastwerte durch die 16 Filter behandelt werden. Diese 16 Filter setzen sich zusammen aus 6 Bandpaßfiltern, deren Bänder jeweils um eine zugehörige Nennfrequenz von 6 Zeichenfrequenzen liegen, von denen zwei Frequenzen zur Bildung eines Codezeichens gewählt werden, ferner aus 6 zugeordneten Hilbert-Transformationsschaltungen, 2 Mehrbandstörschutzfiltern und den 2 zugeordneten HiI-bert-Transformationsschaltungen. Dies ist möglich, weil — wie schon erwähnt worden ist — die durch diese

zugeordneten Filter νο,Λ selben sinusförmigen Eingangssignal ausgefilterten Ausgangswerte um einen Winkel von 90° phasenverschoben sind. Ein phasenunabhängiges Signal wird durch Addieren der quadrierten Ausgangswerte erzielt. Jedes Filter hat 128 Filterkoeffizienten, so daß wenigstens 128 Abtastwerte je Kanal eingespeist werden müssen, bevor das Filter ein vollständiges Ausgangsergebnis liefern kann. Da jeder Abtastwert vom anderen durch ein Zeitintervall von 125 us getrennt ist, entsteht ein vollständiges Filterausgangse^rgebnis alle 16 ms je Kanal, wobei die Filterausgangsergebnisse eines Kanals in bezug auf den vorhergehenden Kanal um vier Zeitrahmen verzögert sind, wie noch näher erläutert wird. Diese Verzögerung ist deshalb nötig, damit der Prozessor die Filterergebnisse eines bestimmten Kanals während dieses Zeitintervalls verarbeiten kann. Der Filterteil F kann alle 8 ms ein vollständiges Filterausgangsergebnis liefern, was sich daraus ergibt, daß der Fi'terteil zwei Ausgangsergebnisse für denselben Kanal berechnet, wobei die berechneten Werte für diese zwei Ausgangsergebnisse um 64 Zeitrahmen gegeneinander verschoben sind, wie noch später näher erläutert wird. Es ist klar, daß nach der Bearbeitung von 16 Kanälen durch den Prozessor ein Zeitintervall von 125 μ$ · 16 · 4 = 8 ms vergangen ist, so daß nach der Verarbeitung der Ergebnisse des sechzehnten Kanals der erste Kanal wieder behandelt wird.

Ein vollständiges Filterausgangsergebnis je Kanal besteht aus 16 vollständigen Ergebnissen, d.h. aus 12 Ergebnissen für die die 6 Zeichenfrequenzen »'.!sfilternden 6 Bandpaßfilter mit den Hilbert-Transformationsschaltungen und aus 4 Ergebn^:ssen für die zwei Störschutzfilter mit ihren Hilbert-Transformationsschaltungen. Wenn 16 vollständige Ergebnisse für einen bestimmten Kanal verfügbar sind, sind auch 16 unvollständige Ausgangsergebnisse, die um 64 Zeitrahmen ver «hoben sind, gespeichert worden, doch werden diese Ergebnisse nicht dem Mikroprozessor zugeführt Jedesmal, wenn ein vollständiges Ergebnis verfügbar ist, und dies geschieht alle

244 ns

125
16 ■ 32

wird es zum Pufferspeicher des Mikroprozessors übertragen. Für 16 vollständige Ergebnisse wird ein Zeitintervall von nur 244 ns · 16 = 3,9 μβ benötigt Während der restlichen 3,9 \is des 7,8 μβ langen Zeitintervalls werden die erwähnten 16 unvollständigen Filterergebnisse im Akkumulator AC gespeichert. Die Übertragung der vollständigen Filterergebnisse erfolgt während des ersten Zeitrahmens der erwähnten vier Zeitrahmen. Während der restlichen Zeit des ersten Zeitrahmens wird keine Information zum Mikroprozessor gesendet, da ein neues vollständiges Ergebnis des nächsten Kanals erst 3 Zeitrahmenintervalle nach dem ersten verfügbar ist. Während dieser 3 Zeitrahmenintervalle verarbeitet der Mikroprozessor die gespeicherten Ergebnisse. Neue vollständige Ergebnisse des nächstfolgenden Kanals sind zu Beginn des 5. Rahmens verfügbar. Diese Ergebnisse v/erden dann im Pufferspeicher des Mikroprozessors während des 5. Zeitrahmens gespeichert und dann während der drei folgenden Zeitrahmen weiterverarbeitet usw.

■ Für jeden Kanal führt der Mikroprozessor während der erwähnten drei Zeitrahmenintervalle gemäß dem im

Speicher Mgespeicherten Programm folgende Arbeiten aus:

A. Während der Erkennungsphase

Er berechnet die 8 phasenunabhängigen Moduli von den 8 Paaren der anstehenden vollständigen Filterergebnisse, wobei jedes Paar ein vollständiges Ergebnis von einem gegebenen Filter und seiner Hilbert-Transformationsschaltung ist Jeder Modulus ist aus der folgenden Näherungsformel berechnet:

/FTF* a + 1/36,

worin a und b ein Paar Filterergebnisse sind und a > bist Näheres über diese Näherungsformel kann den Seiten 921 und 923 des Artikels von Morio Onoe entnommen werden, der in der Zeitschrift »Proceedings of the IEEE«, Juli 1972, veröffentlicht worden ist.

2. Er ermittelt den größten Wert unter den 8 Moduli und leitet daraus zwei Schwellwerte DX und D 2 ab.

Diese Schwellwerte liegen für D1 bei 12 dB und für D 2 bei 24 dB unter dem größten Wert
3. Er vergleicht die Filterergebnisse der zwei Störschutzfilter mit dem Schwellwert und akzeptiert das Ergebnis, wenn es kleiner als D1 ist. Wenn eins der Filterergebnisse größer als D1 ist, wird der Empfänger gesperrt.

4. Er vergleicht ferner die Filterergebnisse jedes der restlichen 6 Filter mit den Schwellwerten D1 und D 2. Wenn ein Ergebnis größer als D1 oder kleiner als D 2 ist, akzeptiert er diesen Wert und speichert ihn. Wenn ein Ergebnis zwischen D1 und D 2 liegt, wird der Empfänger gesperrt.

5. Er führt eine 2-aus-6-Prüfung unter den gespeicherten Werten aus, d.h. der Empfänger erkennt das empfangene Signal, wenn zwei Filterergebnisse und die restlichen vier Filterergebnisse der erwähnten 6 Filterergebnisse größer als D X und kleiner als D 2 sind.

6. Er akzeptiert das erwähnte Signal nur dann, wenn eine Zeichendauerprüfung erfolgreich abgeschlossen worden ist, d. h. das Signal muß während zweier aufeinanderfolgender, durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennter 2-aus-6-Prüfur;gen erkannt werden. Der Empfänger wird gesperrt, wenn das Filter ein Ergebnis herausgibt, dessen Wert zwischen den beiden Schwellwerten DX und D 2 liegt Dies ist der Fall, wenn Störsignale empfangen werden, die normalerweise ein großes Frequezspektrum aufweisen und damit die Reaktion von mehr als zwei Filtern veranlassen.

B. Während der Sperrphase
Wenn ein Signal akzeptiert worden ist, führt der Mikroprozessor ein zweites oder Sperrphasenprogramm aus:

1. Während dieser Sperrphase vergleicht er die 6 Filterergebnisse mit einem festen Schwellwert D 3 (~ —38dBm, wobei 0 dBm einer Spannung von 774,6 mV entspricht). Wenigstens zwei aufeinanderfolgende, durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennte Ergebnisse müssen größer als DZ sein. Wenn ein oder mehrere Filter einen Ausgangswert lbfern, der größer als D3 aufgrund von empfangenen Störsignalen ist, bleibt der Empfänger gesperrt, so daß der Empfang der Störsignale während der Sperrp'iase den Empfänger nicht beeinflußt; dadurch wird der Empfänger gegen jedes Eingangssignal immun gemacftt, das einen Filterergebniswert erzeugt, welcher größer als der Schwellwert von —38 dBm ist. Rückwärtssignale werden nun zum Sender gesendet, der auf den Empfang dieser Signale hin die Aussendung der Vorwärtssignale unterbricht Wenn der Empfänger nicht in der geschilderten Weise immun gemacht worden wäre und wenn der Empfänger beispielsweise unmittelbar nach dem Erkennen einer Wählziffer ausgelöst werden würde, dann könnte er dieselbe Wählziffer aufeinanderfolgend zweimal erkennen, sofern gleichzeitig ein bestimmtes Vorwarnsignal und Störsignale auftreten und wenn diese Störsignale vor Beendigung der Vorwärtssignalsendung aufhören.

Wenn nach zwei aufeinanderfolgenden Prüfungen, die durch ein Zeitintervall von 8 ms getrennt sind, die Filterergebnisse kleiner als D 3 sind, wird der Empfänger ausgelöst.

2. Wenn ein Signal akzeptiert worden und damit eine Wählziffer erkannt worden ist, wird diese Wählziffer als Binärwert im Ausgangspufferspeicher M 0 gespeichert.

^j Im folgenden wird nun der Frequenzgang des Filterteils Fbeschrieben. Die Filterkurven in F i g. 13 bestehen

:~äus 6 individuellen Filterkurven 0 bis 5, wobei jede Filterkurve um eine unterschiedliche Nennfrequenz der 6 ""' Zeichenfrequenzen /0 bis /5 liegt, und 2 Störschutzfilterkurven 6 und 7. Die Zeichennennfrequenzen liegen ,;. 120 Hz entfernt Jede individuelle, zu einem der 6 Paare von mit CO bis C5 bezeichneten Bandpaßfihern und von

■ den zugehörigen, mit HO bis H 5 bezeichneten Hilbert-Transformationsschaltungen gehörenden Filterkurven hat folgende Kennwerte:

1. Bandbreite 120Hz(±60 Hz um die Nennfrequenz) bei einem Dämpfungswert von — 10 dB,

2. Nebenmaxima (nicht gezeigt) unter —36 dB und

3. Bandbreite 220 Hz bei einem Dämpfungswert von —36 dB.

Es sei daran erinnert, daß die Filter jedes Paares Ci, Hi (i — 0 bis 7) im wesentlichen denselben Frequenzgang haben, daß die Phasen der Ausgangssignale dieser Filterpaare sich durch eine ungerade Anzahl von -y Bogenmaßeinheiten unterscheiden und das die Ausgänge jedes Paares dazu benutzt werden, die Amplitude der an ihnen anstehenden Signale zur Erzielung eines phasenunabhängigen Wertes zu berechnea Die entsprechenden symmetrischen und unsymmetrischen Impulsantworten jedes individuellen Filters und jeder entsprechenden Hilbert-Transforir.ationsschaltung haben jeweils 128 Koeffizienten.

Die einzigen gezeigten Schwellwerte DX und D2 sind von Kurven 1 und 2 ir Fig. 13 abgeleitet, die Höchstwerte bei einem Dämpfungswert von —12 dB bzw. —24 dB zeigen. Die Höchstwerte der Kurven 1 bis 6 sind auf 0 dB festgelegt worden.

Das Störschutzfiltersystem besteht aus zwei Mehrbandfiltern C6 und CT und den entsprechenden Hilbert-Transformationsschaltungen H6 und HT, wobei die Durchlaßkurvenmaxima der Bänder 6 und 7 zwischen den Zeichennennfrequenzen liegen. Die Filter CT, HT haben drei Durchlaßbänder, während die Filter C 6, //6 nur .zwei besitzen. Jedes Durchlaßband dieser Filter liegt um eine unterschiedliche Frequenz der Frequenzen 600 Hz, 720 Hz, 840 Hz, 960 Hz, 1080 Hz, die durch die arithmetischen Mittelwerte von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zeichennennfrequenzen gebildet sind. Die Störschutzfilter haben folgende Kennwerte:

1. Maximale Verstärkung bei etwa —8 dB,

2. Nebenmaximum (nicht gezeigt) unter —21 dB.

Nebenbei bemerkt, sind diese FIR-Filter durch Rechner entwickelt worden, die den Algorithmus der REMEZ-Vermittlungsanlagen verwenden; dieser Algorithmus ist in dem schon erwähnten Buch »Theory and Applications of Digital Processing« auf den Seiten 194 bis 204 von L R. Rabiner und B. Gold beschrieben worden.

Es sei ferner bemerkt, daß jedes Filterpaar CO, HO bis C5, H5 (Filterkurven 0 bis 5) eine Bandbreite BWvon etwa 46,5 Hz (nur gezeigt für Kur/e 1) hat, die durch die Schnittstellen der Filterkurven 0 Us 5 mit den Schwellwerten D 2 festgelegt ist. Die Bandbreite BW der Kurve 1 ist beispielsweise durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve D 2 mit den benachbarten Filterkurven 0 und 2 festgelegt Die Bandbreite ist ferner durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve D 1 mit den Filterkurven 6 und 7 begrenzt Bei diesem Ausfümrungsbeispiel liegen für die Bandbreite BIV der Kurve 1 einerseits die Schnittstelle Q' 1 der Kurve 7 und der Schwell wertkurve D t und die Schnittstelle der Kurve 0 mit der Schwellwertkurve D 2 auf derselben gestrichelten vertikalen Linie und andererseits die Schnittstelle Q" 1 der Kurve 6 und der Schwellwertkurve D1 und die Schnittstelle der Kurve 2 mit der Schwellwertkurve D 2 auf einer zweiten gestrichelten, vertikalen Linie. Wenn aber die Werte der Kurven 6 und 7 nach oben verschoben werden, dann fallen der Schnittpunkt Q' 1 der Schwell-wertkurve D i mit der Kurve 7 und der Schnittpunkt Q" 1 der Schwellwertkurve D1 mit der Kurve 6 in die Zone BW, so daß die Lage d»r Kurven 6 und 7 die Bandbreite weiter verringern kann. Wenn — wie vorher schon erwähnt wurde

— ein Ausgangssignal der Filter 6 und 7 größer als der Schwellwert D1 ist, wird das System gesperrt Der Grund, warum die Bandbreite BW durch die Schnittstellen der Schwellwertkurve D 2 mit den benachbarten Filterkurven begrenzt wird, wird später noch näher erläutert werden.
Es sollen nun verschiedene Betriebsfälle betrachtet werden.

1. Empfang eines eine Doppelfrequenzkomponente aufweisenden MFC-Signals

Es sei angenommen, daß das MFC-Signal Komponenten mit den Frequenzen /2 und /Ί aufweist, wobei die Amplitude der letzteren Frequenzkomponente größer als die andere ist, und daß ferner die Frequenz /Ί etwas unterschiedlich von der Frequenz /1 ist und innerhalb des durch die Bandbreite Undefinierten Frequenzbandes liegt Die Schwellwerte Q1 auf der Schwellwertkurve D1 und Q 2 auf der Schwellwertkurve D 2 werden von der größten Antwort der Filterpaare Ci, Hi (i = 0 bis 5) abgeleitet, wie schon vorher erwähnt worden ist, wobei diese Antwort vom Filterpaar Ci₁Hi geliefert wird. Die Filterausgangswerte der Störschutzfilterpaare C6, H 6 und CT, Hl werden nun mit dem Schwellwert Q1 verglichen, und da diese Ausgangswerte kleiner als Q1 sind, wird das Ergebnis für die weitere Prüfung akzeptiert Dann werden die Ausgangswerte der Filterpaare Ci, Hi (i = 0 bis 5) aufeinanderfolgend mit den Schwellwerten Qi und Q2 verglichen; der Vergleich ergibt dann folgendes:

Filterpaare Ausgangswerte

CO, HO kleiner als Q 2

Ci, Hi größer als Qi

C2,H2 größer als Qi

CZ, HZ kleiner als Q 2

C 4, H 4 .kleiner als Q 2

C 5, H 5 kleiner als Q 2

In diesem Fall sind zwei Ausgangswerte größer als Q1, während die übrigen vier Ausgangswerte kleiner als Q 2 sind; damit wird dieses Ergebnis aufgrund der vom Mikroprozessor ausgeführten 2-aus-6-Prüfung akzeptiert. Wenn ein Eingangssignal eine Frequenz außerhalb der Bandbreite SWaufweist, so wird ein benachbartes Filter einen Ausgangswert erzeugen, der zwischen Qi und Q 2 hegt so daß in diesem Fall der Empfänger gesperrt wird, oder das benachbarte Filter wird einen Ausgangswert erzeugen, der größer als Q1 ist, so daß in diesem Fall die 2-aus-6-Prüfung negativ ausfällt, weil dann zwei benachbarte Filter Ausgangswerte abgeben, die größer als Q i für dieselbe Zeichenfrequenz sind. Wie bereits erwähnt worden ist, ist die Bandbreite normalerweise durch die Schnittstellen der Schwellwerte D 2 mit zwei benachbarten Filterkurven begrenzt Eine weitere Begrenzung der Bandbreite wird mittels der Störschutzfilter erreicht

Was die Reaktion auf Störspannungen betrifft, so läuft entweder die 2-aus-6-Prüfung negativ aus, oder es treten zwischen den Werten Q1 und Q 2 Hegende Filterausgangswerte auf, da ein Störsignal generell ein großes Frequenzspektrum hat Ein analoger, dasselbe Prinzip mit zwei Schwellwerten verwendender Empfänger ist übrigens in der US-Patentschrift 39 61 143 beschrieben worden, so daß nicht näher auf die Reaktion des Empfängers auf Störsignale eingegangen wird.

2. Empfang eines Einzeifrequenzsignais

Wenn in diesem Fall keine Störschutzfilter vorhanden wären, könnten Imitationen (falsche Erkennung einer Wählziffer) auftreten, was darin begründet Hegt, daß der Empfänger positiv auf den Empfang eines Einzelfrequenzsignals reagiert Wenn ein Signal mit nur einer Frequenz fs empfangen wird, reagieren beide Filterpaare CO, HO und Ci, Hi positiv, da die Filterausgangswerte beide größer als der Schwellwert Qs sind. Wenn keine andere Zeichenfrequenz vorhanden ist geht die 2-aus-6-Prüfung positiv aus. Aber das Störschutzfilterpaar CT, HT reagiert negativ, weil sein Ausgangswert yT größer als der Wert Qs auf der Schwellwertkurve Di ist In F i g. 13 ist hinsichtlich der Filterkurven 1 und 2 ein Frequenzbereich RG gezeigt, der durch die Schnittstelle /23 der Schwellwertkurve D i mit der Filterkurve 2 und durch die Schnittstelle der Schwellwertkurve D1 mit der Filterkurve 1 festgelegt ist Solche Frequenzbereiche müssen dagegen geschützt werden, durch Einfrequenzsignale verursachte Imitationen zu eliminieren. Dieser Schutz wird durch Einführung der gezeigten Störschutzfilter erreicht.

Es ist übrigens nicht notwendig, gesonderte Störschutzfilter zu verwenden. Eine andere Möglichkeit besteht darin, daß die Bänder der Störschutzfilter Teil der individuellen Filter sind. Ein Beispiel dafür ist in Fig. 14 gezeigt, in der die Bänder 0', 1', 2', 3', 4' und 5' jeweils einen Teil der Filterkurven 0,1,2,3,4 und 5 bilden.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise des digitalen Filterteils J⁷SoIl noch die F ί g. 3 in Verbindung mit den F ί g. 5,6 und 7 betrachtet werden. F i g. 5 zeigt Abtastwertfolgen Xk,o bis *>, t& worin k ein dem Zeitrahmen Fk. zugeordneter Index ist und der zweite Index den entsprechenden Kanal anzeigt

Der zum 128. Zeitrahmen und zum 16. Kanal gehörende Abtastwert ist xm,\s. 128 Abtastwerte je Kanal werden vom Filterteil F während eines vollständigen Zyklus benutzt um ein vollständiges Filterergebnis zu gewinnen. Hinsichtlich dieses Zyklus sind die Abtastwerte xoj und x\oz,; sowie x-\jund xmjäquivalent, wobei / = 0 bis 15 ist d.h, daß die Abtastwerte mit demselben Filterkoeffizienten multipliziert werden, obwohl die Abtastwerte von Afc und x^t sowie *_t und xw verschieden sein können. Dies wird generell wie folgt ausgedrückt:

(x)k.j = (x)k ±mj,
wobei die Klammern andeuten, daß die Abtastwerte verschieden sein können.

Ferner sei darauf verwiesen, daß wegen des Zeitrahmenintervalls von 125 ns das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten desselben Kanals

beträgt.

F i g. 6 zeigt in abgekürzter Form, wie die Eingangsabtastwertfolge mit der Impulsantwort der 6 individuellen Filter und den 2 Störschutzfiltern gefaltet ist. Diese Impulsantworten sind die Folgen

C'_k (/ = 0 bis 7, k = 0 bis 127)

H'_k (für die Hilbert-Transformation)

Zum Beispiel ist CPy folgende Folge: CPo, C³U CPz,... CPm, die die Impulsantwort des individuellen Filters Co darstellt. Das Fach 0β4 an der Schnittstelle der ersten Zeile Xk.o und der ersten Spalte F = k = 0 zeigt an, daß die ■Filterkoeffizienten

/"""0 i/0 /-Ί u\ /~*Ί u2 /"¹I Tjl

LO, 111), L-O, tlQ, L-O) "Oj ■·· ^L0j "0

CU,

Cl₄,

nacheinander mit dem Eingangswert χ multipliziert werden. Da die logarithmischen Werte dieser Koeffizienten und Abtastv/erte verwendet werden, werden Additionen anstatt Multiplikationen ausgeführt, wie später noch näher erläutert wird. In gleicher Weise steht das Fach 684 (16. Zeile, 1. Spalte) für die aufeinanderfolgende logarithmische Addition von

Cg₁

f,s,

H)

68,

C°₄,H'l Cl, H\, ... C\, Hl

und der Eingangsabtastwerte *■*, ₎₅ (k = 0).

Nach dem vollständigen Ablauf der vier Zeitrahmen FO bis F3 sind alle 128 Koeffizienten aller 16 Filter (8 Filter und 8 Hilbert-Transformationsschaltungen) einmal benutzt worden. Während der vier folgenden Zeitrahmen F4, F5, F6 und Fl, Zeile 0 (Fig.6), müssen die gleichen logariihmischen Additionen wie während der Zeitrahmen FO, Fl, F2, F3, Zeile 15, ausgeführt werden, jedoch in umgekehrter Reihenfolge, d.h. daß der logarithmische Wert des Eingangsabtastwertes Xk, ο nacheinander zu den logarithmischen Werten von

C₄ und Cig k = 4 C₅ und C(,9 k = 5 C₁, und Cm k = 6 C'i und C_n k = 7

addiert wird. Bei den folgenden Zeilen 1 bis 15 wird keine Umkehrung vorgenommen, doch die Werte einer bestimmten Zeile können aus einer vorhergehenden Zeile der vier vorhergehenden Zeitrahmen entnommen werden. Weitere Eigenschaften der Faltungstabelle in F i g. 6 werden erst später behandelt werden.

F i g. 7 zeigt eine Übersicht über die Speicherweise von Filterkoeffizienten bezüglich des Fachs 0β4 in 32 aufeinanderfolgenden Zeilen des ROM-Speichers CB, der 32 χ 16 χ 4 = 2048 Speicherplätze mit jeweils 10 Bits aufweist, wobei 8 Bits zur Speicherung der codierten logarithmischen Werte dienen, 1 Bit ein Zeichenbit und I Bit ein Kontrolibit für jeden Filterkoeffizienien ist. Die Speicherteile Sn und Ct des Speichers CB speichern dieses Zeichenbit und dieses Kontrollbit für jeden codierten logarithmischen Wert. Der Leseausgang des Speicherteils Sn ist mit einem der Ausgänge der exclusiven ODER-Schaltung £0 verbunden, während der Leseausgang des Speicherteils Ct an die Stufe SR des Registers RP angeschlossen ist. Das Kontrollbit wird in jedem codierten Filterkoeffizientenwert auf logisch 1 gesetzt, ausgenommen in dem Wert des ersten Koeffizienten CO, HO aus noch zu erläuternden Gründen. Der ROM-Speicher CB wird beispielsweise durch sechs 1K χ 8-Bit-Speicher gebildet, von denen drei durch sich auf die Filter für die Vorwärtsfrequenzen beziehende Filterkoeffizienten programmiert und die restlichen drei für die Rückwärtsfrequenzen reserviert sind. Zum Auslesen dieses Speichers werden Adressen mit Ii Bits benötigt. Diese Adressen werden vom Adreßzähler an Ausgängen Ti bis Ti 1 (F i g. 3) ausgegeben. Ein später beschriebener Umsetzer TR muß zur Berücksichtigung der Änderung nach jeweils vier Zeitrahmen (wie vorher erwähnt) eingesetzt werden. Da der logarithmische Wert jedes ankommenden Abtastwertes zum logarithmischen Wert der 32 Filterkoeffizienten dazuaddiert werden muß, darf jeder Additionsvorgang nicht mehr als

244 ns

40

60 65

dauern. Die Leserate des Speichers CB beträgt somit 4,096 MHz, die die Grundrate für den Betrieb des Filterteils Fist.

Wie vorher schon erwähnt worden ist, werden im ROM-Speicher CB die binärcodierten logarithmischen Werte der Filterkoeffizienten und im Speicher ME1 die Eingangsabtastwerte gespeichert. Diese Eingangsabtastwerte sind nach der bekannten /4-Vorschrift für die Presserkennlinie codiert, die im folgenden näher erläutert wird. In einem Speicherplatz des ROM-Speichers MEi ist derjenige binärcodierte logarithmische Wert gespeichert, der dem codierten Eingangsabtastwert entspricht Die Vorschrift, nach der die Umsetzung eines gemäß dem Pressercode codierten Eingangsabtastwert in einem binärcodierten logarithmischen Wert durchgeführt wird, wird nun in Verbindung mit Fig. 10 beschrieben. In dieser Figur ist in ausgezogenen Linien die obengenannte Signalpresserkennlinie gemäß der bekannten A-Vorschrift gezeigt, die die codierten Signalwerte abhängig von den normierten, linearen, analogen Spannungswerten Vdarstellt. Die mit dem normierten Wert 1 identischen, maximalen Spannungswerte entsprechen einem Signalwert von 3,14 dBm bzw. 1,57 V. Die Kennlinie ist aus 8 linearen Abschnitten ~ÖÄ bis GH zusammengesetzt Jedem Abschnitt sind 16 gleiche Ordinatenwerte zugeordnet. Die Spannungsabtastwerte, die in einem durch den erwähnten Ordinatenwert jedes linearen Abschnittes begrenzten Intervall liegen, haben denselben Code. Zum Beispiel haben die Werte im Intervall V"— V denselben Binärcode (1 Zeichenbit, 3 Abschnittsbits und 4 Größenbits). Der Abschnitt OA beginnt im Nullpunkt und nicht im Schnittpunkt der Kurve 1/256 mit der Abszisse, so daß die Abschnitte OA und OB dieselbe Neigung haben. Mit gestrichelten Linien ist eine logarithmische Kurve dargestellt die durch die Punkte H₁G₁F₁E₁... A und den Abszissenwert V = 1/256 läuft Diese gestrichelte Kurve wird durch die Gleichung

/ = 1281og25e256v
beschrieben, wobei 256 die Basis des Logarithmus ist. Für

ν < -^r-ist/negativ,

ν > -jgg-ist/positiv,
ν = 1 ist y = 128.

Um die logarithmischen Werte, die einem gemäß der v4-Vorschrift für die Presserkennlinie codierten Abtastwert entsprechen, zu gewinnen, werden die folgenden Zwischenoperationen ausgeführt:

Der analoge Wert v, der dem codierten Abtastwert entspricht, v/ird bestimmt. Da die v-Werte, die innerhalb

eines durch die erwähnten, gleichen Ordinatenwerte begrenzten Intervalls den gleichen Code aufweisen, wird der arithmetische Mittelwert der begrenzten v-Werte gebildet, wie es bei der Digital-analog-Umwandlung

V + V" üblich ist Für den codierten Abtastwert 11101011 ist beispielsweise der entsprechende v-Mittelwert ^ .

Dieser Mittelv/ert wird in die Gleichung eingesetzt:

y = !28!cg25₆256v+ 128

= 128(^256256^+1)
= 128Iog25e256² ν (2)

Die Kurve nach dieser Gleichung ist die in F i g. 10 gestrichelte Kurve, die um den Betrag von 128 nach oben so verschoben ist Der so erhaltene /-Wert ist abgerundet und dann codiert. Dieser codierte Wert wird im Speicher ME1 gespeichert wie schon gesagt worden ist. Aus der Gleichung (2) wird abgeleitet, daß nur ein Abtastwert, der einen genauso kleinen Wert wie

W = -65536-^⁵*¹⁰⁵

hat, einen logarithmischen Wert 0 (Iog256256 = 1) aufweist und daß normierte Abtastwerte, die größer als 1,5 χ 10-⁵ sind, einen positiven logarithmischen Wert haben. Bei einem weiteren solchen Vorgehen brauchen keine negativen logarithmischen Werte benutzt werden, weil Abtastwerte, die kleinere v-Werte als 1,5 χ 10~⁵ aufweisen, vernachlässigt werden können.

Es ist klar, daß aufgrund der Codierung der Abtastwerte Quantisierungsfehler bleiben, aber die Verwendung von logarithmischen Werten anstelle von Presserwerten ergibt eine bessere Näherung.

In ähnlicher Weise v/ird eine verschobene logarithmische Kurve, die der für die Eingangsabtastwerte ähnlich ist, benutzt, um die in die Koeffizientenbank CB zn speichernden Filterkoeffizienten zu codieren. Die von einem Filter mit der Verstärkung 1 bezogenen Koeffizientenwerte sind die Abszissenwerte, und auch in diesem Fall brauchen keine negativen logarithmischen Werte verwendet zu werden. Das Zeichenbit des Filterkoeffizienten und des Eingangsabtastwerts gelangen an die exclusive ODER-Schaltung EO. Das Ausgangssignal dieser Schaltung bestimmt, ob ein Wert oder dessen Zweierkomplement aus dem Speicher ME2 ausgelesen wird, der die als

Eingangsadressen benutzten logarithmischen Eingangswerte in entsprechende lineare Werte umsetzt. Dieser Speicher ME 2 hat deshalb zwei Bereiche. Ein Bereich enthält die normalen linearen Werte und wird freigegeben, wenn die Zeichenbits des Eingangsabtastwerts und des entsprechenden Filterkoeffizienten gleich sind. Der zweite Bereich enthält die Zweierkomplemente der linearen Werte und wird freigegeben, wenn die erwähnten Zeichenbits verschieden sind.

Wenn ein Abtastwert, beispielsweise ΛΌ,ο, zum Empfängereingang gelangt, wird er in das Eingangsregister R 0 (eine Kombination aus Texas-Instruments-Typen SN 74 S 374) getaktet, und zwar durch die Anstiegsflanke eines Impulses mit einer Periodendauer von 7,8 μβ, der dem Freigabeeingang des Registers R 0 vom Ausgang T5 des Zählers CO (F i g. 3) zugeführt wird. Dieser Abtastwert bleibt im Register R 0 während der Dauer von 7,8 ps. Der Speicher ME1 wird daher adressiert und versorgt den Addierer AD 1 mit dem logarithmischen: Abtastwert. Während des Zeitintervalls von 7,8 μβ wird die Koeffizientenbank CB zweiunddreißigmal adressiert, die alle 244 ns einen logarithmischen Filterkoeffizientenwert liefert, der dem Addierer AD 1 zugeleitet wird. Das Zei- !chenbit und das Kontrollbit, die jedem ausgelesenen Filterkoeffizienten entsprechen, werden einem der Eingänge der Schaltung EO bzw. der Stufe SR zugeführt.

' Diese logarithmischen Filterkoeffizientenwerte werden zu den logarithmischen Abtastwerten dazuaddiert, und daß Ausgangssignal des Addierers wird als Adresse für den Speicher ME 2 benutzt, der die entsprechenden linearen Werte oder deren Zweierkomplemente je nach dem Ausgangssignal der Schaltung EO liefert. Alle 244 ns erscheint am Ausgang des Speichers ME2 ein Ergebnis, denn die Schaltungen MEi, AE>\ und ME2 verursachen eine Ausgangsverzögerung von 240 ns.

Vor der v/eiteren Beschreibung des Filterteils Fsollen die Fig. 8 und 9 betrachtet werden, die «eu ' ('■■■- »Pipeline«-Register ÄPund auf den Akkumulator ACbeziehen. Dieser Akkumulator ist ein RAM-Speicher mit jeweils 32 Speicherplätzen je Kanal (512 Speicherplätze) und besteht zum Beispiel aus 16 Speicherchips (1K χ 1 !Bit), die teilbenutzt werden. Der Akkumulator weist somit 16 Blöcke mit jeweils 32 Speicherplätzen auf. Jeder "Speicherplatz hat 16 Bits. Die ausgelesenen Wörter sind 16-Bit-Wörter, die ein Filterausgangssignsil kennzeichnen. Die zum Adressieren von 512 Speicherplätzen notwendigen Adressen werden vom Adreßzämer ο (Ausgänge Ti bis T9) ausgegeben. Die 16 Blöcke 1 bis 16 sind in der rechten Hälfte der F ig. 9 dargestellt, jeder iBlock ist in zwei Teile mit jeweils 16 Speicherplätzen eingeteilt. Der Block 1 ist beispielsweise in die Teile 1 a und lib eingeteilt; der Teil la ist in der linken Hälfte der F i g. 9 dargestellt Dieser Teil la hat 16 Speicherplätze, von denen jeder ein unterschiedliches vollständiges Filterergebnis der 6 individuellen Filter, die durch die Impulsantwort Oq,...Cm 0=0 bis 5) gekennzeichnet sind, der zwei Störschutzfilter, die durch die Inipulsantwort O₀,... Om 0 = ⁶· ⁷) gekennzeichnet sind, und der entsprechenden Hilbert-Transformationsschaltung-Impulsantworten FP₀,... K'\ η (i = 0 bis 7) speichern kann. Diese 16 vollständigen Filterergebnisse sind iia abgekürzter Form durch die Formeln

127

Y₀=

¹ V

'* ^xk,Oi

127

35

η -

(2) "ο

im Teil la des Blocks 1 darstellbar. Obwohl F i g. 9 einfachheitshalber die in alien Speicherplätzen des Speichers CB gespeicherten vollständigen Filterergebnisse zeigt, ist dies nicht gleichzeitig möglich. Die 16 vollständigen, durch die Formeln

127

^ = Σ O

127

Υ!* = Σ

+64.0,

■Χ*+64.Ο

(3)

(4)

50

dargestellten Filterergebnisse sind erst 64 Zeitrahmen bzw. 8 ms nach dem Auftreten der Ergebnisse Yb und V₀ verfügbar. Dies rührt daher, daß die Impulsantworten mit der vorgeschriebenen Abtastfolge

Λμ, 0,^65,0 · · .,
gefaltet ist Im allgemeinen ist ein vollständiges Ergebnis

127

0=0 bis 15)

nach dem Auftreten des Ergebnisses Vb verfügbar. Aus dem rechten Teil der F i g. 9 kann abgeleitet werden, daß die Ergebnisse eines Blocks 4 Zeitrahmen nach denen des vorigen Blocks verfügbar sind und daß vier Zciirahmen nach dem Auftreten der Ergebnisse des Teils 16b des 16. Kanais die Filterergebnisse des Teils I a des Kanals 1 wieder vollständig sind.

60

Wie bereits erwännt wurde, ist diese Staffelung der Verfügbarkeit von Ergebnissen nötig, damit der Mikroprozessor die Filterergebnisse der verschiedenen Kanäle nacheinander auswerten kann, da der Mikroprozessor ja 4 Zeitrahtnen für die Auswerturg eines Filterergcbnisses braucht. Der Mikroprozessor ist an sich bekannt und aus drei bipolaren 4-Bit-Prozessorbausteinen bestehen.
Fig. 8 zeigt folgende I Jipulse:

70: Taktimpulse am Ausgang TO des Adreßzählers CO (Periode P: 244 ns),

7 0 Tiikiiiiipiilfjf 7"0,dir um 1/4 Periode verzögert sind,

1 und 4: Ausgangsimpulse an den Ausgangen 1 und4des Demultiplexers DM(V i g. J) und |

to de 2: Impulse, die um 25 ns in bezug auf die Impulse 4 verzögert sind. f

Die Ausgangsimpulse an den Ausgängen 2 und 3 werden nicht benutzt Die Impulse TO und T'O werden den zwei Adreßeingängen des Demultiplexers DM zugeführt, von dem ein Dateneingang ständig auf logisch 0 gehalten wird. Diese Adresseneingänge werden daher nacheinander mit den Adressen 01,00,10,11 gespeist, so daß die Ausgänge 1,2,4,3 ausgewählt werden, die auf logisch 0 gebracht werden. Der Ausgang 4 ist über die Verzögerungsschaltung DE2 (Verzögerung 25 ns) mit dem Schreibeingang WR des Akkumulators ACund mit dem Freigabeeingang E1 des Registers RP verbunden. Der Schreibeingang WR ist bei logisch 0 aktiv.

Der Ausgang 1 des Demultiplexers DM ist an den Freigabeeingang E3 des Auffangregisters TL angeschlossen. Aus F i g. 8 ist abgeleitet, daß der Akkumulator AC sich im Lesezustand mit Ausnahme des aktiven Zeitintervalls T4 (logisch 0) befindet Die an den Eingängen des Registers RP vorhandene Information wird in diesem Register gespeichert und steht dann an dessen Ausgang, wenn der Freigabeeingang Ei durch eine < positiv ansteigende Flanke (z. B. 31) eines Impulses de 2 am Ende des Zeitintervalls T4 getriggert wird. Der Ausgang des Akkumulators AC ist mit dem Auffangregister TL verbunden, dessen Ausgang über einen Tristate-Busleitungstreiber TB an den Mikroprozessor PR und an den Zwei-zu-ein; -Datenselektor S2-t angeschlossen ist Der andere Eingangszweig dieses Datenselektors ist geerdet, während dessen Ausgang mit einem der Eingänge des Addierers AD 2 verbunden ist Die Stufe SR des Registers RP ist an den Auswahleingang SE des Datenselektors S 2-1 und an den Freigabeeingang E 2 des Treibers TB angeschlossen (F i g. 3).

Es wird nun angenommen, daß ein Teilprodukt, beispielsweise Qx* im Register RP durch eine positiv ansteigende Flanke, z. B. der Flanke 31, des Impulses de 2 (F i g. 8) gespeichert ist, am Ausgang des Registers RP zur Verfügung steht und demnach dem Addierer AD 2 zugeführt wird. Während des Zeitintervalls T3 wird die Summe der vorigen Teilprodukte

aus dem Akkumulator AC ausgelesen. Die aus dem Akkumulator AC ausgelesenen Daten werden über das Auffangregister TL und den Datenselektor 52-1 zum Addierer AD 2 übertragen, wobei das Auffangregister TL durch den Impuls 11 des Impulszuges 1 freigegeben wird und der Datenselektor 52-1 den nichtgeerdeten Eingang aus bereits erläuterten Gründen auswählt. Diese Daten werden nicht zum Mikroprozessor übertragen, da der Treiber TB gesperrt ist Während des Zeitintervalls T4' wird die Summe

Σ C_kXk

im Addierer AD 2 gebildet, die in dem geeigneten Speicherplatz des Akkumulators AC während des Zeitintervalls T5 gespeichert wird, wonach diese Summe wieder ausgelesen und zum nächsten Teilprodukt Ck
addiert wird. Wenn ein vollständiges Filterergebnis

.

gewonnen und aus dem Akkumulator AC ausgelesen worden ist, wird es im Auffangregister TL gespeichert, wobei das erste Produkt Cqx'o in Register Abgespeichert worden ist Aus weiter unten erläuterten Gründen wählt dann der der Datenselektor 52-1 den geerdeten Eingang aus, und der Treiber TjB wird freigegeben. Demzufolge wird das vollständige Filterergebnis zum Mikroprozessor gesendet, während ein Wort aus lauter Nullen zum Addierer AD 2 übertragen wird. Dies ist deshalb nötig, weil nur das erste Teilergebnis Cox'o im Akkumulator .ACgespeichert werden muß, wobei x'o der erste folgende Einfachwert des betrachteten Kanals ist Der Datenselektor 52-1 wählt den geerdeten Eingang aus, und der Treiber TB wird freigegeben, wenn das Teilprodukt Cpx'o im Register RP aufgrund des Rücksetzens der Stufe SR im Register ÄPauf Null gespeichert wird. Es sei daran erinnert, daß die ersten Filterkoeffizienten Co, Hq auf logisch 0 gesetzt werden. Die den anderen Koeffizienten zugeordneten Kontrollbits werden auf logisch 1 gebracht und beeinflussen den Datenselektor 5 2-1 und den Treiber TB nicht

Vor der näheren Beschreibung des Umsetzers TR sollen die F i g. 24 und 25 betrachtet werden.
In der abgekürzten Tabelle der F i g. 24 stellt jedes Bezugszeichen die in F i g. 6 zwischen zwei Doppelvertikalen auf einer Horizontalen gezeigten vier Kästchen dar. Das Bezugszeichen B stellt beispielsweise die vier

Kästchen 60/124,61/125,62/126,63/127 dar, während das Bezugszeichen 5 (invertiertes Bezugszeichen die vier Kästchen 124/60, 126/61, 126/62 und 127/63 versinnbildlicht. Alle Kästchen der Fig.6, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden Doppelvertikalen liegen, haben dieselbe Blocknummer BLN (F i g. 24).
Es ist folgendes zu erkennen:

1. Dieselben Bezugszeich^n oder die zugeordneten invertierten Bezugszeichen erscheinen in derselben Folge in jeder Blocknummer BLN (vier Zeitrahmen). Die zu einer Blocknummer gehörenden Bezugszeichen und die zur nächsten Blocknummer gehörenden sind um ein Bezugszeichen gestaffelt

2. Ein Bezugszeichen, das an der Schnittstelle der Teile CH15 und irgendeiner Spalte liegt, erscheint invertiert in der nächstfolgenden Spalte auf der Zeile CHO.

3. Eine Inversion findet beim Wechsel von einem zum nächsten Kanal statt, wenn die Kanalnummer größer als die Blocknummer bis zu einer Blocknummer 15 ist, d. h. während der ersten 8 ms.

4. Für die folgenden Blocknummern 0 bis 15 ist dasselbe Muster wie für die 15 vorhergehenden Blocknummern wiederholt, doch alle Blocknummern sind invertiert.

Diese Erkenntnisse sind für die spätere Erläuterung der Arbeitsweise des Umsetzers TR nützlich.

Die linke Tabelle der Fig.25 zeigt die Inhalte der Koeffizientenbank in abgekürzter Form, wobei daran erinnert sei, daß ein Block, wie beispielsweise der Block 60/124, den in F i g. 7 gezeigten Speicherteil darstellt, in dem die 32 Filterkoffizienten

C₀, Η·ο und O_M, WfA, (i = 0 bis 7)

gespeichert sind. Die rechte Tabelle in Fig.25 zeigt Bezugszeichen, die die Kästchen in den entsprechenden Horizontalen darstellen.

Der in F i g. 26 gezeigte Umsetzer TR weist einen voreinstellbaren 4-Bit-Zähler COl auf, dessen Ausgänge mit den Adresseneingängen Λ 6 bis Λ 9 der Koeffizientenbank CB verbunden sind, weiterhin einen Komparator iCOMP zum Vergleich der Ausgangszustände der Atisgänge Γ6 bis T9 und T12 bis T12 des Zählers CO, eine ^! exclusice ODER-Schaltung EX1 zum Vergleich der Ausgangszustände der Ausgänge 75 und 716 und eine exclusive ODER-Schaltung EX2 zum Vergleich der Ausgangszustände der ODER-Schaltung EX1 und des {Comparators COMP. Der Ausgang der ODER-Schaltung EX 2 ist an den Adresseneingang A 5 der Koeffizientenbank CB angeschlossen. Der Zähler COl v/eist ferner einen mit dem Mikroprozessor PR verbundenen Ladeeingang L1 und einen mit dem Ausgang 75 des Zählers CO verbundenen Takteingang CL1 auf. Die Ausgänge 712 bis 715 sind über Inverter //Van die vier Zählereingänge angeschlossen. Der den Eingängen A 1, A 2, A 3, A 4 zugeführte Adressenteil a 1, a 2, a 3, a 4 wählt einen Platz der ersten 16 (z. B. 0 bis 15 in F i g. 7) oder der zweiten (z. B. 17 bis 32 in Fi g. 7) Plätze eines Kästchens aus, was davon abhängt, ob das dem Adresseneingang A 5 zugeführte Adressenbit a 5 den Wert 0 oder 1 hat Die zu den Adresseneingängen A 6 bis A 9 übertragenen Adressenbits a 6, a 7, a 8, a 9 wählen eine Gruppe von 4 Kästchen von auf einer Horizontalen liegenden 16 Gruppen aus, während die den Eingängen A10 und .AU zugeführten Zeitrahmenbits a 10 und all zusammen mit den Adressenbits a 6 bis a 9 ein vorbestimmtes Kästchen auswählen.

Eine Adresse 16,17, f 8, r9 tritt an den Ausgängen 76, 77, 78, 79 des Zählers CO auf und entspricht einem vorbestimmten Kanal CHO bis CHiS. Die Adressenbits 112 bis ί 15 treten an den Ausgängen 712 bis 715 des Zählers CO auf und bilden eine BLN-Adresse zur Adressierung der 16 Blocknummern BLN der ersten oder zweiten Blocknummernreihe, während das Bit 116 am Ausgang 716 entscheidet, ob die erste oder zweite Reihe Blocknummern BLN genommen werden soll.

Die folgende Tabelle zeigt die Kästchenadressen a 6 bis a 9 und die entsprechenden BLN-Adressen 112 bis 115 sowie das Bit a 15 in Übereinstimmung mit den in den F i g. 6,24 und F i g. 25 gezeigten Tabellen.

ί 12

ί13

/14

a5

1	1	1	1	0
0	0	0	0	1
0	0	0	1	1
0	0	1	0	1

1	1	1	0	0
1	1	1	1	0
0	0	0	0	1

(Fortsetzung)

BLN fl2 ί13 tu (15 s6 al

a9

10

1	1	0	0	0
1	1	0	1	b
1	1	1	0	0
1	1	1	1	0
0	0	0	0	1

35 40 45

15

50

Der Zähler COl hat 15 Schritte (Taktperiode 7,8 μβ), wobei jeder Zeitrahmen alle vier Zeitrahmenvon einer

unterschiedlichen Adresse aus beginnt Diese Startadressen sind die invertierten Werte der BLNMdressen.

Demzufolge wird der Zähler COl alle 0,5 ms (= 4 · 15 · 7,8 μβ) mit dem Inversen der Adresse 112,113,114 ί 15 über die Inverter IN geladen, und dann zählt der Zähler CO mit einer Rate von 1 pro 7,8 μ5 während der vier

folgenden Zeitrahmen weiter,
ω Der Komparator COMP vergleicht die Adressen jedes Kanals CHO bis CH15 mit der BLN-Adresse. Wenn die Kanalnummer größer als die Blocknummer BEN ist, liiegt der Ausgang auf logisch 1. Wenn die Kanalnummer

kleiner oder gleich BLN ist, liegt der Ausgang auf logiscfrp.
Wenn der Ausgang des Komparators COMP auf logisch 0 liegt, darf das Bit a 5 sich während der ersten 8 ms

des Gesamtzyklus von 16 ms nicht ändern (a 5 = tS), während bei einem Signal von logisch 1 am Ausgang des Komparators COMP das Bit a 5 während des obengenannten Zeitintervalls invertiert wird. Während des folgenden Zeitintervalls von 8 ms ist die Situation noch klarer:

^ii K 1

9 <-t

K 't'

	30	15 567	fl5
/5	COMP	f 16	0 1
O 1	0 0	0 0	1 0
O 1	1 1	0 0	1 0
O 1	0 0	1 1	0 1
O 1	1 1	1 1

Aus dem obigen folgt, daß a 5 die exclusive ODER-Funktion von r5, COAfPund f 16 ist; in Verbindung hiermit wird daran erinnert, daß 116 darüber entscheidet, ob die erste oder zweite BLN-Reihe genommen wird.

Im Fall der Registersignalisierung gemäß dem Signalisierungssystem Nr. 5 (Grünbuch, Vol. VI-2, Seiten 323

bis 337, S.Plenarsitzung in Genf am 4,—15.Dezember 1972, veröffentlicht durch das I.T. Y, 1973) wird ein

2-aus-6-Mehrfrequenzcode benutzt Bei diesem System haben die normalen Wahlimpulse eine Dauer von 55 ms.

Da dieses System kein Zwangslaufverfahren benutzt, ist es wichtig, ein Wahlzeichen in dem angegebenen

^Zeitintervall zu erkennen. Daher ist es nötig, die Auswahl der Filterkoeffizienten — verglichen mit dem

'iyrorbeschriebenen System mit Zwangslaufverfahren — zu begrenzen.

Bei dem gemäß der Erfindung ausgeführten Empfänger sind nur 96 Zeitrahmen und demzufolge dieselbe ^Anzahl von Filterkoeffizienten zur Gewinnung eines vollständigen Filterergebnisses betrachtet worden. Dies "' bedeutet, daß ein Ergebnis alle

ι 6 ms I = 125 ias · -

verfügbar ist, wenn wieder zwei Filter und ihre zugeordneten Hilbert-Transformationsschaltungen für die 6 Frequenzen und die zwei Störschutzfilter je Kanal betrachtet werden, wobei die Koeffizienten der zwei Reihen

96

von 16 Filtern um -=- = 48 Werte gestaffelt sind.

Die Faltungstabelle in Fig.27 ähnelt der in Fig.6 und zeigt die Multiplikationsfolgen der nacheinander ankommenden Abtastwerte und die entsprechenden Filterkoeffizienten während der verschiedenen Zeitrahmen. Die in der Tabelle der F i g. 27 gezeigten Kästchen haben dieselbe Bedeutung wie die in F i g. 6 gezeigten. iDaher wird auf die Ausführungen zu dieser F i g. 6 verwiesen. Jedes Kästchen enthält Filterkoeffizienten

Ok, Ok +48, H'k +48 (i = 0 bis 7).

Da je Kästchen zwei Reihen von gestaffelten Koeffizienten vorhanden sind, beträgt die Anzahl der Kästchen je Blocknummer (BLN) -j- = 48. Die Anzahl der Zeitrahmen je Blocknummer ist daher -jg- = 3, da ja die

Kanalanzahl 16 ist

Die in Fig.28 dargestellte Tabelle, die der der Fig.25 ähnelt, zeigt in abgekürzter Form die Inhalte der Koeffizientenbank. Es wird hierzu auf die Erläuterungen in Verbindung mit der F i g. 25 verwiesen. Es muß jedoch bemerkt werden, daß nur 32 · 16 · 3 = 1536 Speicherplätze in der Koeffizientenbank CB benötigt werden, so daß ein Block der 512 Plätze im Fall eines Speichers mit 2048 Speicherplätzen nicht benutzt wird. Die .Koeffizientenbank CB wird in ähnlicher Weise wie in dem in F i g. 25 dargestellten Fall ausgelesen, d. h., vom Speicherplatz 511 über die Plätze 0 bis 510, vom Speicherplatz 1023 über die Plätze 512 bis 1022 und vom Speicherplatz 1535 über die Plätze 1024 bis 1534 während der Zeitrahmen 0 bis 2, dann vom Platz 510 zum Platz 509, vom Platz 1022 zum Platz 1021 und vom Platz 1534 zum Platz 1535 während der Zeitrahmen 3 bis 5 usw. Da nur 3 Zeitrahmen in jeder Blocknummer anstelle von 4 Zeitrahmen wie im vorhergehenden Fall vorhanden sind, müssen die Bits a 10 und a 11 der Adresseneingänge A 10, A11 (Fig.26) nach jedem Block zurückgesetzt werden. Zu diesem Zweck wird der Zählerteil (TS, T9, TlO, TH) des Zählers CO, der aus synchronisierten 4-Bit-Zählern TO bis Γ3, T4 bis 77, TS bis TIl, T12 bis T15 und einem D-FIipflop (Ausgang T16) besteht, nach jeder Blocknummer (alle drei aufeinanderfolgende Zeitrahmen) zurückgesetzt, so daß der Zählerteil T12, T13, T14, T15 einen Schritt weiterläuft Daher wird der Zähler COl nach jeder Gruppe von drei Zehrahnien mit dem richtigen Binärwert geladen.

Schließlich sei noch darauf hingewiesen, daß in dem nach dem System Nr. 5 arbeitenden Empfänger die Schwellwerte D1, D 2 (F i g. 13) bei etwa —8 dB bzw. —19 dB liegen.

Bei dem nach dem Tastwahlverfahren arbeitenden Empfänger muß dieser zwei Frequenzen, und zwar jeweils eine aus zwei Gruppen aus je vier Frequenzen erkennen können. Nach der CCITT-Empfehlung Q 23 sind dies die Frequenzen 697,770,852 und 941 Hz für die untere Gruppe und die Frequenzen 1209,1336,1477 und 1633 Hz für die höhere Gruppe.

Bei der Signalisierung zwischen Registern entstehen Störspannungen vorwiegend durch Kontaktprellungen bei Suchern oder Wählern, die im Verbindungsweg liegen. Bei der Tastwahl können die Störspannungen von der

Sprache herrühren, die über den Sender während den Zeitintervallen zwischen der Wählzifferübertragung eintrifft Die Imitationsrate ist als solche definiert, wenn 100 Stunden lang Sprachsignale von normalen Telefongesprächen auf den Empfänger gelangen. Obwohl der Empfänger gegen solche Sprachsignale geschützt werden muß, muß eine bestimmte Störspannungsgröße zugelassen werden. Wenn andere Störsignale als Sprachsignale während der Wahl vorhanden sind, wird ein störspannungsempfindlicher Empfänger gesperrt werden und die Wählsignale nicht erkennen können. Wenn ein Störsignal während der Wahl auftritt, so kann eine Wählziffer ebenso als solche nicht erkannt und dann wieder als neue Wählziffer erkannt werden, wenn die Störsignale während des Wählzifferzeitintervalls aufeinanderfolgen. Daher muß der Empfänger gleichzeitig Störsignale zulassen und einen Sprachschutz aufweisen, also zwei zuwiderlaufende Bedingungen erfüllen.

Die Störsignaltoleranz ist als Geräuschabstand (in dB und für weißes Rauschen) definiert, bei dem keine Stockungen im Wählziffererkennungsablauf durch den Empfänger auftreten, wenn ein Signal, das aus Zeichenimpulsen und Pausen von je 50 ms Dauer besteht und von Störanteilen begleitet wird, während einer vorgegebenen Zeitspanne zum Empfänger gelangt Je kleiner der Geräuschabstand ist, desto besser ist selbstverständlich die Störsignaltoleranz.

Der Sprachschutz ist als Geräuschabstand (in dB und für weißes Rauschen) definiert, bei dem der Empfänger gesperrt wird, also seine Wählziffer nicht erkennt, wenn die obengenannten Signale zum Empfänger gelangen. In der Praxis hat sich gezeigt, daß dieser Sprachschutz recht gut ein Maß für die Imitationsrate bildet.

Um den Empfänger gegen Stör- und Sprachsignale zu schützen, werden in den Empfängern zwei fließende Schweüwerte vorgesehen, und jedes der acht individuellen Filter ist als Mehrbandfiiter ausgebildet, wie noch erläutert wird. In dem Tastwahlempfänger liegen diese zwei Schwellwerte bei —6 dB und —12 dB.

Im Prinzip unterscheidet sich der Tastwahlempfänger nicht vom vorbeschriebenen Empfänger. Der Filterteil F weist acht multiplexgeschaltetj FIR-Mehrbandfilter mit jeweils 128 Koeffizienten auf. Der Mikroprozessor bearbeitet getrennt die Filterergebnisse der vier der unteren Zeichenfrequenzgruppe zugehörigen Filter und die Filterergebnisse der vier der oberen Zeichenfrequenzgruppe zugeordneten Filter. Aus jedem Gruppenergebnis wird ein Maximalwert abgeleitet und von diesem Maximalwerten wiederum werden die zwei Schwellwerte abgeleitet Die Filterergebnisse der drei übrigen Filter in jeder Frequenzgruppe werden mit den entsprechenden kleineren Schwellwerten verglichen und als gültig festgestellt, wenn ihre Werte kleiner sind. Die Pegeldifferenz zwischen den obengenannten Maximalwerten ist auf 6 dB begrenzt Deshalb wird der Maximalwert jeder Frequenzgruppe mit dem Schwellwert von —6 dB der anderen Frequenzgruppe verglichen und diese Werte werden als gültig interpretiert, wenn sie beide größer sind als die —6 dB-Schwellwerte jeder Frequenzgruppe sind. Für jeden Kanal ist ein vollständiges Filterergebnis alle 8 ms verfügbar, und eine Wählziffer wird als gültig festgestellt, wenn diese Wählziffer nach drei aufeinanderfolgenden Prüfungen, d. h. nach 3 · 8 = 24 ms, erkannt ist.

Nun wird auf die Fig. 15 bis 22 Bezug genommen, die Frequenzgangkurven der individuellen Filter des Tastwahlempfängers zeigen. Ferner stellt F i g. 23 eine Zusammenstellung der F i g. 15 bis 22 dar. Der Frequenzgang jedes individuellen Filters läßt zwei Durchlaßbänder erkennen. Ein erstes Band liegt um die Zeichennennfrequenz, und ein zweites Band liegt um eine Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs der unteren und oberen Zeichenfrequenzgruppe. Für jede Zeichennennfrequenz ist die entsprechende Mittenfrequenz des zweiten Frequenzbandes in der folgenden Tabelle aufgeführt:

Untere Freqaenzgruppe Obere Frequenzgruppe

Zeichennenn- Frequenzendes Zeichennenn- Frequenzendes

frequenz zweiten Bandes frequenz zweiten Bandes

697 770 852 941

1040

1040

1209
1336
1477
1633

580

580

1100

1100

Die Werte der Mittenfrequenz der zweiten Frequenzbänder sind nicht kritisch, aber sie sind derart gewählt daß der Frequenzbereich zwischen der unteren und oberen Zeichenfrequenzgruppe und der Frequenzbereich unterhalb der unteren Zeichenfrequenzgruppe wirksam aufgefüllt ist Zwei Frequenzpaare jeder Frequenzgruppe entsprechen derselben Mittenfrequenz der zweiten Frequenzbänder. Die Ursache besteht darin, daß die Empfänger der unteren und oberen Zeichenfrequenzgruppe wenigstens einen nicht annehmbaren 2-aus-4-Code erkennen, wenn Sprechsignale vorhanden sind, die Anteile im Frequenzbereich unter der unteren Zeichenfrequenzgruppe oder zwischen den Zeichenfrequenzgruppen aufweisen.

Die Zusammenstellung in F i g. 23 zeigt die Frequenzbänder, die um die Zeichennennfrequenzen der unteren (LG) und der oberen Zeichenfrequenzgruppe (HG), und um die Mittenfrequenzen in den Frequenzbereichen unter der unteren Zeichenfrequenzgruppe und zwischen den Zeichenfrequenzgruppen liegen. Es hat sich herausgestellt, daß die Einführung der zweiten Durchlaßbänder den Sprachschutz verbessert und daß die Störsignaltoleranz nicht wesentlich beeinflußt wird.

Es sei noch bemerkt daß nötigenfalls statt Filter mit zwei Durchlaßbändern auch Filter mit drei Durchlaßbändern verwendbar sind, wobei das dritte Durchlaßband sich im Frequenzbereich oberhalb der oberen Zeichenfrequenzgruppe befindet

Obwohl nur nach den Signalverfahren der Signalisierungssysteme R 2 und Nr. 5 arbeitende Empfänger beschrieben worden sind, können die Empfänger gemäß der Erfindung leicht an andere Signalisierungssyteme, wie beispielsweise an das System R1, angepaßt werden.

Hierzu 26 Blatt Zeichnungen

Claims (37)

Patentansprüche:

1. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger mit Störschutzschaltungen für Wählkennzeichen im m (i)-Code (n > m a 1) mit wenigstens einem digitalen Mehrfrequenzbandfilter und einer Anordnung von digitalen Resonanzbandfiltern in Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Frequenzdurchlaßbänder (z.B. unterhalb der unteren Zeichennennfrequenzgruppe und zwischen der unteren und der oberen (Zeichennennfrequenzgruppe) vorgesehen sind, die den Störschutzschaltungen als Störschutzbänder zugeordnet sind.

2. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen eine Anzahl erster Filter aufweisen, die der Anzahl der Zeichenfrequenzen entspricht, wobei jedes erste Filter einer anderen Zeichenfrequenz zugeordnet ist und entweder als Einzel- oder Mehrbandfilter ausgebildet ist

?. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Fall, in dem die ersten Filter als Einzelbandfilter ausgebildet sind, deren Anzahl auch wenigstens ein Störschutzmehrbandfilter umfaßt, dessen Bänder je· "ils zwischen zwei benachbarten Zeichennennfrequenzen liegen.

4. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl erster Filter zwei Störschuczmehrbandfilter (6,7, F i g. 13) aufweist

5. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Filter alle als Mehrbandfilter ausgebildet sind, deren Durchlaßbänder jeweils um die Zeichennennfrequenzen und deren Störschutzbänder jeweils zwischen zwei benachbarten Zeichennennfrequenzen liegen.

■ 6. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Störschutzbander zwischen zwei nächstfolgenden oder vorhergenden Zeichennennfrequenzen in bezug auf eine der Zeichennennfrequenzen liegen.

7. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Filter ferner durch ein zweites und drittes Filter gebildet sind, von denen die Irnpulsantwort des einen die Hilbert-Transforrnation des anderen ist.

8. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter als Filter mit Impulsantwort für Impulse endlicher Dauer ausgebildet sind.

9. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß alle Filter dieselbe Anzahl Λ/ von Filterkoeffizienten aufweisen.

10. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet daß die Anzahl N = 128 ist.

11. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Filter ein vollständiges Ausgangsergebnis abgibt, wenn dieselbe Anzahl N von Eingangsabtastwerten, die von der Kombination empfangener Zeichenfrequenzen abgeleitet sind, von jedem Filter empfangen worden ist.

12. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Filter der zweiten und dritten Filter als Doppelfilter ausgebildet ist und daß die Ausgangsergebnisse der Doppelfilter um eine vorbestimmte Anzahl von Zeitrahmen gegeneinander verschoben sind.

13. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsergebnisse um N/2 Zeitrahmen verschoben sind.

14. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen (F) einen Speicher (CB) aufweisen, der Binärwerte der Filterkoeffizienten für jedes Filter der ersten Filter speichert.

15. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 9 und 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher (CB) N mal /Seicherplätze aufweist, wobei /die Anzahl der zweiten und dritten Filter ist.

16. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß daß N= 128, / = 16 und damit NI = 2048 ist.

17. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfänger so ausgebildet sind, daß sie eine Kombination aus zwei Zeichenfrequenzen empfangen, wobei jede dieser Frequenzen einer anderen Gruppe von jeweils vier Frequenzen angehört, und daß jedes Filter ein Durchlaßband, welches jeweils um die Nennfrequenz der in zwei Gruppen eingeteilten Zeichenfrequenzen liegt, und ein Durchlaßband aufweist, welches außerhalb der erstgenannten Durchlaßbänder liegt.

18. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfänger im Zeitmultiplexverfahren arbeiten, wobei die Filterschaltungen der Empfänger im Zeitmultiplexverfahren betriebene Filter sind.

19. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 11 und 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsergebnisse der Filter für zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Kanäle gegeneinander um eine zweite Anzahl von Zeitrahmen verschoben sind.

20. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 12,15 und 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher (CB) in N/2 Speicherbereiche eingeteilt ist, daß jeder Speicherbereich 2/ Speicherplätze und ein vorbestimmter Speicher 112 erste vorbestimmte, homologe Filterkoeffizienten und 1/2 zweite homologe Filterkoeffizienten aufweist, die zu den die /zweite Filter bildenden Doppelfilter gehören, daß ferner der vorbestimmte Speicherbereich 1/2 dritte und 112 vierte vorbestimmte, homologe Filterkoeffizienten aufweist, die zu dem die /dritten Filter bildenden Doppelfilter gehören, und daß die ersten, zweiten, dritten und vierten homologen Filterkoeffizienten in jedem Speicherbereich durch eine konstante Anzahl von aufeinanderfolgenden Filterkoeffizienten der Impulsantwortreihe getrennt sind, wobei diese konstante Anzahl um eins geringer als die erste vorbestimmte Anzahl ist.

21. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die konstante

Anzahl (W/2)— 1 ist.

22. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 12,19 und 20, dadurch gekennzeichnet. daß ein in einem Speicherplatz eines Speicherbereichs gespeicherter Filterkoeffizienttnwerl und ein in einem homologen Speicherplatz eines angrenzenden Speicherbereichs gespeicherter Filterkoeffizientenwert durch eine zweite konstante Anzahl von aufeinanderfolgenden Filterkoeffizienten der Innpulsantwort- reihe in jeder der NI2L Gruppen von aufeinanderfolgenden Speicherbereichen getrennt sind, wobei ihre Speicherbereiche mit den ersten, zweiten, dritten usw. Filterkoeffizienten beginnen, wobei L die Anzahl der Kanäle ist, die durch die im Zeitmultiplex betriebenen Filter bedient werden, und wobei die zweite konstante Anzahl um eins geringer als die zweite vorb?stimmte Anzahl von Zeitrahmen ist.

23. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 16 und 22, dadurch gekennzeichnet, daß NHL = 4 ist und daß die zweite konstante Anzahl gleich 3 ist.

24. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 12 und 18, dadurch gekennzeichnet, daß fernei tin Akkumulator (AC) vorgesehen ist, in den für jeden Kanal und für jedes Doppelfilter unvollständige oder vollständige Filterergebnisse eingespeichert werden.

25. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 15 und 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Akkumulator (AC) L Blöcke mit 2/ Speicherplätzen aufweist, wobei L die Anzahl der Kanäle ist, die durch die im Zeitvielfach betriebenen Filter bedient werden, und wobei die ersten und zweiten / Speicherplätze der 2/ Speicherplätze jedes Blocks zur Speicherung der unvollständigen oder vollständigen Filterergebnisse der zweiten Filter bzw. der dritten Filter reserviert sind.

26. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach den Ansprüchen 9 und 24, dadurch gekennzeichnet, daß das den letzten der N Filterkoeffizienten kennzeichnende Datenwort ein besonderes Bit aufweist, das das

',;_. -Vorliegen eines vollständigen Filterergebnisses am Ausgang des Akkumulators anzeigt, wenn aJle Filterkoef-Y„ fizienten benutzt worden sind.

~

27. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß ein Mikropro-■ zessor (PR, M, MO) zur weiteren Verarbeitung der aus dem Akkumulator ausgelesenen vollständigen Filterergebnisse vorgesehen ist

28. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor so ausgebildet ist, daß die Filterergebnisse jedes zweiten und dritten Filters für jede der Zeichen-, f requenzen jedes Kanals weiterverarbeitet werden, insbesondere daß

a) phasenunabhängige Werte von jedem Filterergebnis des zweiten und dritten Filters abgeleitet werden,

b) der größte Wert dieser phasenunabhängigen Werte ermittelt wird,

c) zwei Schwellwerte aus dieser Ermittlung abgeleitet werden,

d) die phasenunabhängigen Werte mit den Schwellwerten verglichen und die Werte akzeptiert werden, wenn sie vorbestimmte Kriterien erfüllen,

"■ ^!e) eine n-aus-m-Prüfung durchgeführt wird,

f) eine Zeichendauerprüfung durchgeführt wird,

g) die Empfänger verriegelt werden, wenn ein Signal die vorbestimmten Kriterien erfüllt hat, und

h) die phasenunabhängigen Werte mit einem festen Schwellwert verglichen werden, weain einmal die Empfänger verriegelt worden sind, und die Empfänger freigegeben werden, wenn die Werte unter den festen Wert fallen.

29. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen (F) Koeffizientenspeicher (CB)zur Speicherung codierter logarithmischer Werte der Filterparameter |und Konverter (MEi) zur Umsetzung der codierten Abtastwerte des Zeichenfrequenzsignals in rein logarithmische Werte aufweisen.

30. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Konverter (MEl) als Speicher, insbesondere als ROM, ausgebildet sind, die die rein logarithmischen Werte speichern, daß ferner ein Eingangsregister (R 0) zur aufeinanderfolgenden Speicherung der codierten Eingangsabtastwerte und ein Addierer (AD 1) zum aufeinanderfolgenden Addieren der logarithmischen Werte der aus dem Koeffizientenspeicher (CB) ausgelesenen Filterparameter und der aus den Konverterspeichexn (MEt) ausgelesenen rein logarithmischen Werte vorgesehen sind, wobei, wobei der Konverterspeicher (MEi) zwischen dem Eingangsregister (R 0) und dem Addierer (AD i) liegt

31. Digitaler Mehrfrequenzcodefcmpfänger nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß jeder rein logarithmische Wert in einen anderer Speicherplatz des Konverterspeichers (ME 1) unter einer Adresse gespeichert wird, die gleich dem entsprechenden codierten Eingangsabtastwert ist.

32. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß beide logas rithmischen Werte, die im Konverterspeicher ('AiE i) und irn Koeffizienienspeächer (CB) gespeichert sind,

durch eine logarithmische Funktion mit gleicher Basis definiert sind.

33. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis gleich 256 ist

34. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die logarithmische Funktion den Werty = 128Iog256256²ivhat, worin wdie normierten, linearen Werte der Filterparameter oder die linearen Werte der Eingangsabtastwerte sind.

35. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter ferner einen zweiten Speicher (ME2), in dessen Speicherplätze der lineare Wert der entsprechenden Speie! rplatzadresse gespeichert ist, die der codierte, logarithmische, am Ausgang des Addierers (AD 1) vorhandene Wert ist, und ein zweites Register (RP) zur Kurzzeitspeicherung der aus dem dritten Speicher

iiffijii.

ausgespeicherten linearen Werte aufweist

36. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter ferner einen Akkumulator (AC) zur Speicherung unvollständiger oder vollständiger Filterergebhisse und einen /weiten Addierer (ADT) zum Addieren der unvollständigen Filterergebnisse und der entsprechenden, aus dem zweiten Register (RP) ausgelesenen Werte umfaßt

37. Digitaler Mehrfrequenzcodeempfänger nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet daß ein Mikroprozessor, der die vollständigen Filterergebnisse verarbeitet und ein transparentes Auffangregister (TL) vorgesehen sind, daß die unvollständigen oder vollständigen Filterergebnisse zwischenspeichert und die unvollständigen Filterergebnisse zum zweiten Addierer (AD 2) oder die vollständigen Filterergebnisse zum Mikro-

ο prozessor (PR, M, MO) überträgt