DE3021012C2

DE3021012C2 - Verallgemeinertes interpolativers Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM Signalen

Info

Publication number: DE3021012C2
Application number: DE3021012A
Authority: DE
Inventors: Wilhelm Werner Dr.-Ing. 3002 Wedemark Korte; Hans-Georg Dr.-Ing. Prof. 3320 Salzgitter Musmann
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1980-06-03
Filing date: 1980-06-03
Publication date: 1985-08-22
Also published as: JPS5725741A; FR2483708B1; GB2077539A; GB2077539B; FR2483708A1; CA1175945A; US4467316A; DE3021012A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Heute verfügbare Digital-Analog-Umsetzer mit hohen Amplitudenauflösungen bis zu η = 18 bit je Abtastwert arbeiten nach dem Prinzip der gewichteten Stromquellen [1] Seitzer, D: »Elektronische Digital-Analog-Umsetzer«, Springer Verlag 1977. Der einfache Digitalteil des Umsetzers besteht im wesentlichen aus Registern zur Speicherung des jeweils gültigen Codewortes am Eingang des Umsetzers. Der aufwendige Analogteil eines Digital-Analog-Umsetzers mit einer Amplitudenauflösung entsprechend η bit je Abtastwert enthält η geschaltete Präzisionsstromquellen, deren gewichtetc Ströme am Ausgang des Umsetzers zusammengefaßt werden. Die Gewichtung der Ströme erfolgt entsprechend der Wertigkeit der eingangsseitig schaltenden Bits.

Die Realisierung eines Digital-Analog-Umsetzers mil gewichteten Stromquellen verlangt bei einer Amplitudenauflösung entsprechend η bit je Abiastwert den Ein-

satz yon Bauelementen mit einer Toleranz von 1 aus 2". Bei einem 16-bit-Digital-Analog-Umsetzer z. B. beträgt diese Toleranz 1 aus 65 536. Beim Aufbau der Umsetzer sind Genauigkeitsanforderungen in dieser Größenordnung nur durch den Einsatz teurer Präzisionsbauelemente und mit Hilfe kostenintensiver Abgleicharbeiten einzuhalten. Eine gleichbleibend nohe Amplitudenauflösung z.B. von 16bit je Abtsstwert ist nach längerer Betriebsdauer nur durch wiederholten Nachabg'eich zu gewährleisten.

Beim Wechsel der eingangsseitig angelegten PCM-Codewörter schalten nicht alle gewichteten Stromquellen exakt gleichzeitig um, so daß am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers kurzfristig Undefinierte, spitzenförmige Ströme fließen. Diese Umschaltspitzen, auch is Spikes oder Glitches genannt, müssen durch aufwendige Folgeschaltungen unterdrückt werden, da sie andernfalls, z. B. beim Einsatz der Umsetzer in hochwertigen PCM-Audiosystemen, zu wahrnehmbaren Beeinträchtigungen führen.

Ein interpolatives Verfahren zur Digits!-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen wurde in [2] Ritchie G. R, Candy, J. C, Ninke, W. H.: »Interpolative Digital-to-Analog Converters« in IEEE Transactions on Communications, VoL COM-22, Nr.il, Nov. 1974 Seiten 1797—1806, vorgeschlagen. Dabei wird jedes eingangsseitig anliegende PCM-Codewort der Länge π bit in zwei Anteile aufgespalten. Das höherwertige Teilcodewort der Länge Ic bit wird auf einen Addierer geschaltet, dessen Ausgänge mit einem Digital-Analog-Umsetzer mit 2* +1 analogen Repräsentativwerten verbunden sind. Das Teilcodewort der Länge m bit mit niedriger Wertigkeit, wird auf einen Akkumulator geschaltet, der mit einer Taktfrequenz arbeitet, die um den Faktor N = 2^m größer ist als die PCM-Abtastfrequenz. Die bei der Akkumulation entstehenden 1 bit-Überträge werden dem höherwertigen Codewort der Länge k bit hinzuaddiert und damit im nachgeschalteten Digital-Analog-Umsetzer berücksichtigt

Die prinzipie"e Wirkungsweise ergibt sich aus F i g. 1, die das Prinzip des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers nach [2] zeigt. Für das dargestellte Beispiel gilt π = 8 und k = m — 4. Mit dem höherwertigen 4 bit-Teilcodewort wird zunächst ein Repräsentativwert des Digital-Analog-Umsetzers vorgewählt Gesteuert durch das Übertrag'ingssignal des Akkumulators wird zwischen dem vorgewählten und dem nächsthöheren Repräsentativwert umgeschaltet, so daß im zeitlichen Mittel über eine Abtastperiode '/& auch die Information des niederwertigen 4 bit-Tei'codewortes in die analoge Ebene umgesetzt wird. Die zeitliche Mittelung erfolgt durch das Tiefpaßfilter am Auegang des Digital-Analog-Umsetzers. Dieses Tiefpaßfilter wird dort ohnehin benötigt zur Unterdrückung der periodischen Fortsetzungen des umgesetzte?. Nutzsignalspektrums oberhalb der halben Abtastfrequenz W = f_A/2.

Der Vorzug des Verfahrens nach [2] zur interpolativen Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Teilcodewörtern der Länge η bit liegt in der Verringerung der erforderlichen Anzahl von analogen Repräsentativwerten des Umsetzers von 2" auf 2*+1. Die Anforderungen an die Linearität des Umsetzers bleiben dagegen unverändert hoch. Berücksichtigt man ferner die um den Faktor N = 2^m ansteigende Schaltfrequenz des Umsetzers, so bringt das Verfahren nach [2] gegenüber der Digital-Analog-Umsetzung mit gewichteten Stromquellen zumindest für hohe AmplitudMauflösungen z. B. entsprechend 16 bit je Abtastwert keinen erkennbaren Vorteil.

Legt man für PCM-Audiosysteme die geforderten Abtastfrequenzen zwischen 32 kHz und 50 kHz, dann ergeben, sich für einen 16 bit-Umsetzer über das Taktfrequenzverhäitnis N = 2¹⁶ Akkumulatortaktfrequenzen im GHz-Bereich. Bei den genannten Abtastfrequenzen ist das erläutertes Verfahren zur interpolativen Digital-Analog-Umsetzung für hohe Amplitudenauflösungen mithin ungeeignet, was auch in [2] angemerkt worden ist

In der GB-PS 14 44 216 vom 28.7.1976 wird ein interpolativer DA-Wandler beschrieben. Wie in den F i g. 3 und 4 dieser Patentschrift gezeigt wird, benötigt das hier geschilderte Verfahren eine Quantisierungsstufe mit einem Subtrahier-Netzwerk, durch das das Quantisierungsfehlersignal berechnet wird und ein Transversalfilter höherer Ordnung mit ganzzahligen Koeffizienten für die Fehlerrückkopplung. Ganzzahlige Koeffizienten sind jedoch nicht nur angenähert optimal.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Dig.tal-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen eingangs genannter Art anzugeben, -,'obei der Aufwand im Analogteil des Digital-Analog-Uitjetzers auf ein Minimum reduziert werden soll, so daß der Umsetzer ohne Präzisionsbauelemente wesentlich genauer realisiert werden kann und damit die Integration der Schaltung < ;-möglicht wird.

Die Lösung der Aufgabe erfolgt, wie im Anspruch 1 beschrieben. Zweckmäßige Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben. Ein solches erfindungsgemäßes Verfahren führt zu besonders wirtschaftlichen Realisierungen von hochauflösenden Digital-Analog-Umsetzern, da die erforderlichen Schaltungen ohne Präzisionsbauelemente abgleichfrei hergestellt werden können und damit integrierbar sind.

Bei dem erfindungsgemäßer. Digital-Analog-Umsetzer mit nur zwei Repräsentativwerten können prinzipiell keine Linearitätsfehier auftreten.

Anhand der Figuren soll im folgenden die Erfindung näher erläutert werden. Dabei zeigt

F i g. 1 das Prinzip des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers nach[21

F i g. 2 interpolative Digital-Analog-Umsetzung nach [2] mit 1 bit Digital-Analog-Umsetzer,

Fig.3 einen Quantisierer mit Rückkopplurg des Quantisierungsfehlers als äquivalente Struktur des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers nach [2],

F i g. 4 den Einfluß des Filters zur Quantisierungsfehlerrückkoppelung auf die spektrale Verteilung des Quantisierungsfehlers,

F i g. 5 die Parameter der verallgemeinerten Struktur des interpolativen Verfahrens zur Digital-Analog-Umsetzung für verschiedene Grade des Filters zur Rückkoppelung des Quantisierungsfehlers,

Fig.6 eLie verbesserte Struktur des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers zur Verringerung der erforderlichen Schleifentaktfrequenz /j bei gegebener Auflösung von η bit je Abtastwert,

F i g. 7 einen zweistufigen interpolativen Digital-Analog-Umsetzer und

Fig.8 einen interpolativen Digital-Analog-Umsetzer mit Filter 4. Grades zur Rückkoppelung des Quantisierungsfehlers.

Die Funktion dieses erfindungsgemäßen Digital-Analog-Umsetzers basiert auf einem verallgemeinerten interpolativen Prinzip.

Eine erfindungsgemäße äußerst vorteilhafte Weiterbildung besteht darin, daß durch Kaskadierung mehrerer interpolativer Netzwerke am Ausgang des Umset-

zers nur eine geschaltete Stromquelle mit zwei Repräsentativwerten benötigt wird, welche im Zusammenwirken mit einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter zur Darstellung des umgesetzten PCM-Signals in der analogen Ebene ausreichen. Damit gelingt es gegenüber der Lösung mit gewichteten Stromquellen und dem Verfahren nach [2], einen hochauflösenden Digital-Analog-Umsetzer für 16 bit Codewortlänge und bis zu 50 kHz Abtastfraquenz ohne die Verwendung von Präzisionsbauelementen abgleichfrei zu realisieren. Ein weiterer Vorteil der in der Erfindung beschriebenen Lösung besteht darin, daß keine Umschaltspitzen auftreten können.

Der Unterschied zu dem Verfahren mit gewichteten Stromquellen [1] besteht dabei darin, daß der Analogteil des erfindungsgemäßen Umsetzers nur eine einzige geschaltete Stromquelle enthält, wobei an die Genauigkeit ihrer beiden Repräsentativwerte keine hohen Anforderungen gestellt werden müssen. Kleine und langsame

lieh auch als geringfügige Verstärkungsschwankungen, die z. B. bei hochwertigen PCM-Audiosystemen tolerierbar sind.

Der Unterschied zu dem interpolativen Verfahren nach [2] besteht darin, daß die genannte Weiterbildung der Erfindung sich aus mehreren kaskadierten interpolativen Netzwerken zusammensetzt. Dabei enthält zumindest das erste Netzwerk am Eingang des erfindungsgemäßen Umsetzers ein digitales Filter von höherem als erstem Grad. Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen interpolativen Digital-Analog-Umsetzung soll im folgenden erklärt werden. Dabei soll zunächst das verallgemeinerte interpolative Prinzip abgeleitet werden aus dem in F i g. 2 dargestellten Sonderfall der interpolativen Struktur nach [21 Dieser Sonderfall ist dadurch gekennzeichnet daß eingangsseitig anliegende Codewörter in ihrer gesamten Länge von η bit auf den Akkumulator geschaltet werden. Vom Ausgangssignal wird nur das höchstwertige Bit zum Ausgang der Schaltung weitergegeben, was als Quantisierung gedeutet werden kann. Der in der Akkumulatorschleife verbleibende Codewortrest der Länge η bit repräsentiert dann den — in der üblichen Betrachtungsweise negativ zu zählenden — Quantisierungsfehler q.

Wandelt man das Blockschaltbild von Fig.2 dieser Deutung entsprechend geringfügig um, so erhält man das Blockschaltbild von F i g. 3 als äquivalente Struktur. Das Register im Rückkoppelungsweg des Quantisierungsfehlers q stellt den einfachsten Fall eines Fehlerräckkoppelungsfilters ersten Grades dar. Anhand des Diagramms von Fig.4 läßt sich die Wirkung dieser Quantisierungsfehlerrirrkkoppelung auf das Leistungsdichtespektrum des Quantisierungsfehlers am Ausgang des Quantisierers qualitativ ablesen. Dabei wurde vereinfachend angenommen, daß der Quantisierungsfehler ohne Fehlerrückkopplung ein konstantes Leistungsdichtespektrum besitzt

Die Wirkung der Quantisierungsfehlerrückkopplung nach F i g. 3 besteht darin, daß im Bereich tiefer Frequenzen die Leistung des Quantisierungsfehlers vermindert wird, während sie bei höheren Frequenzen ansteigt Wie in Fig.4 ferner angedeutet ist kann durch den Einsatz von Fehlerrückkoppelungsfiltern höheren Grades die Leistung des Quantisierungsfehlers im Frequenzband 0 < / < W des Nutzsignals weiter abgesenkt werden. Andererseits steigt die Leistungsdichte des Quantisierungsfehlers oberhalb der Signalbandgrenze W steiler an. Diese Anteile der Quantisierungsfehlerleistung können jedoch mit Hilfe des analogen Tiefpaßfilters am Ausgang des D/A-Umsetzers ausreichend gedämpft werden.

Zur Fehlerrückkopplung wählt man zweckm&ßigerweise Transversalfilter mit der komplexen Übertragungsfunktion

G(z)

wobei R den Grad und g_r die Filterkoeffizienten darstellen. Das Problem besteht nun darin, für einen gegebenen Grad R diejenigen Koeffizienten g_r zu bestimmen, die die Leistung des Quantisierungsfehlers im Nutzfrequenzband minimal werden lassen.

Um dieses Optimierungsproblem lösen zu können, sei vereinfachend angenommen, daß der Quantisierungsfehler mit dem PCM-Signal am Eingang des Umsetzers nicht korreüert ist. Οεπϊϊ ^a\\i für dss Lcistut^sdichtcspektrum des Quantisierungsfehlers unter der weiter oben gemachten Annahme, daß sein Spektrum ohne Fehlerrückkopplung weiß ist·

= |1 -G(J)Y ■ S„

mit G(J) =

f-l

2NW

Die Bedingung für minimale Leistung des Quantisierungsfehlers im Signalfrequenzband 0 < /< Wlautet nunmehr:

Pf

w
· S₁₁ J |1 -

α/* Min.

Dieses Integral ist für jeden beliebigen Grad des Feh-Ierrückkopplungsfilters G(z) geschlossen lösbar. Ein Iineares Gleichungssystem zur Bestimmung der optimalen Filterkoeffizienten g_r erhält man, wenn man das gelöste Integral nach allen Koeffizienten g_r partiell differenziert und die Differentiale gleich Null setzt. Für den Fall N< < 1 ergeben sich als optimale Filterkoeffizienten in guter Näherung die Binomialkoeffizienten mit alternierendem Vorzeichen, wie sie für verschiedene Filtergrade in der Tabelle von F i g. 5 zusammengestellt worden sind.

Das analoge Tiefpaßfilter am Ausgang eines Digital/

so Analog-Umsetzers dient zur Unterdrückung der periodischen Fortsetzungen des Signalfrequenzbandes, die. bei der Abtastung entstanden sind. Bei interpolativen Umsetzern dämpft es gleichzeitig die spektralen Anteile hoher Quantisierungsgeräuschleistung im Sperrfrequenzband / > W. Bei ausreichend hoher Sperrdämpfung sind diese Anteile gegenüber der Quantisierungsfehlerleistung P_q* im Signalfrequenzband 0 < / < W zu vernachlässigen, so daß P_q* in guter Näherung die Fehlerleistung im Ausgangssignal des gesamten PCM-Decoders beschreibt die bei der interpolativen Digital/ Analog-Umsetzung durch Quantisierungsverzerrungen entsteht

Demgegenüber errechnet sich die Quantisierungsfehlerleistung des mit der Taktfrequenz Λ/ ■ /Ä = 2 ■ N ■ W betriebenen Quantisierers ohne Fehlerrückkopplung unter der bereits getroffenen Annahme einer konstanten Leistungsdichte S_q dieses Fehlers zu

7 8

P₁, " 2 · NW · S_q wiesen, daß zur Trennung des negativen Quantisie

rungsfehlers vom Ausgangssignal des Quantisierers Ie-

Man bezeichnet das Leistungsverhältnis Pq/Pq* als diglich eine Verzweigung von Signalleitungen entspre-Gcwinn des interpolativen Umsetzungsverfahrens. Die- chend der Darstellung in F i g. 2 vorzunehmen ist. scr Gewinn ist ein Maß für die Amplitudenauflösung des 5 Bei einer Abtastfrequenz von f_A = 50 kHz ergeben interpolativen Digital/Analog-Umsetzers. ' sich für das in F i g. 7 und 8 angegebene Realisierungs-

Für eine geforderte Auflösung des interpolativen Di- beispiet eines interpolativen 16-bit-D/A-Umsetzers folgital/Ancp>g-Umsetzers entsprechend π bit je Abtast- gende Taktfrequenzen: wert muß der Gewinn Pq/P_q* ausreichend groß sein

gegenüber dem maximalen Verhältnis zwischen Signal- ίο 1. Stufe /si = 1,6MHz leistung und Quantisierungsfehlerleistung einns gleich- 2. Stufe fs2 = 25,6 MHz

förmigen Quantisierers mit 2" Stufen. Unter dieser Voraussetzung ist im Ausgangssignal des interpolativen Die relativ niedrige Taktfrequenz /si in der ersten PCM-Decoders im wesentlichen nur die Fehlerleistung Stufe läßt selbst im Hinblick auf die Integration der enthalten, die durch Quantisierung bei der Digital/Ana- is Schaltung eine bitserielle Verarbeitung von Eingangssilog-Umsetzung entsteht. gnal und Quantisierungsfehler zu. Wegen der einfachen

Der Gewinn der interpolativen Digital/Analog-Um- Filterkoeffizienten ergibt sich daraus eine besonders setzung hängt ab vom Verhältnis N der Taktfrequenz wirtschaftliche Realisierungsmöglichkeit des Fehlerde·" Fphlprrilrlclcnpnhingsschleife zur PCM-Abtastfre- rückkopplungsfilters nach dem Prinzip der verteilten quenz. In der Tabelle von F i g. 5 ist der Gewinn Pq/P_q* 20 Arithmetik, das in [3] Kammeyer, K. D.: »Analyse des für verschiedene Grade der optimierten Fehlerrück- Quantisierungsfehlers bei der Verteilten Arithmetik«, kopplungsfilter und für N > > 1 in guter Näherung an- Universität Erlangen-Nürnberg 1977, beschrieben wird, gegeben. Diese Ausdrücke erhält man, wenn man die Bei dieser Realisierung wird der Multiplizierer für die Ubertragungsfunktionen G(Q der optimierten Fehler- Koeffizienten eingespart.

rijckkopplungsfilter jeweils in die oben angegebene Be- 25 Wegen ihrer einfachen Struktur kann die 2. Stufe des ziehung für P_q* einsetzt. 16-bit-D/A-Umsetzers nach F i g. 7 alternativ durch den

Zum Beispiel ist für den Entwurf eines interpolativen Einsatz eines kleinen Festwertspeichers wirtschaftlich 16-bit-Digital/Analog-Umsetzers ein Minimalgewinn realisiert werden. Diese Stufe erzeugt an ihrem Ausvon etwa 105 dB erforderlich, da das Verhältnis zwi- gang jeweils eines von insgesamt 17 verschiedenen seschen maximaler Signalleistung und Quantisierungsfeh- 30 riellen Bitmustern von jeweils 16 bit Länge in Abhängiglerleistu g am Ausgang eines gleichförmigen Quantisie- keit vom eingangsseitig anliegenden Ausgangssignal rers mit 2¹⁶ Stufen ca. 98 dB beträgt [I]. Bei einer vorge- der 1. Stufe. Gesteuert durch dieses Signal, wird das gebenen Abtastfrequenz von Λ» = 50 kHz errechnet jeweils aktuelle von 17 fest abgespeicherten Bitmustern sich aus dem Minimalgewinn über die angegebenen Be- adressiert, mit der Taktfrequenz f$\ parallel in ein Schieziehungen in der Tabelle von F i g. 5 die erforderliche 35 beregister übernommen und aus diesem mit der Takt-Taktfrequenz N ■ /a für die Fehlerrückkopplungsschlei- frequenz f_Si seriell ausgelesen.

fe in Abhängigkeit vom Grad R des optimierten Fehler- .

rückkopplungsfilters. Eine für die Realisierung der Um- Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

setzerschaltung besonders günstige Taktfrequenz von

32 · U ergibt sich für den Fall R = A. 40

Die verallgemeinerte Struktur des interpolativen Digital/Analog-Umsetzers mit optimiertem Fehlerrückkopplungsfilter C(z) ist in F i g. 6 dargestellt. Wie aus
den in F i g. 5 tabellierten Betragssummen der optimierten Filterkoeffizienten hervorgeht, steigt die Codewort- 45
länge des Signals am Ausgang des Fehlerrückkopplungsfilters gegenüber der Codewortlänge des Quantisierungsfehlers q am Filtereingang mit wachsendem Filtergrad R an. Unter Berücksichtigung des PCM-Signals
am Eingang des Umsetzers ergibt sich für den Quanti- 50
sierer die erforderliche Anzahl von 2^Ä+1 Quantisierungsstufen, sofern der Filtergrad R > 1 ist

Diese Eigenart der verallgemeinerten Struktur des
interpolativen Digital/Analog-Umsetzers erfordert eine
Kaskadierung von mehreren Interpolationsnetzwerken, 55
um die Anzahl der erforderlichen Quantisierungsstufen
sukzessive bis auf 2 herabsetzen zu können, damit am
Ausgang des gesamten Umsetzers nur eine geschaltete
Stromquelle benötigt wird. Dabei ist in der ersten Stufe
dieses mehrstufigen interpolativen Umsetzers stets das 60
Fehlerrückkopplungsfilter mit dem höchsten erforderlichen Grad und in der letzten Stufe ein Filter mit dem
Grad R = 1 zu verwenden. Die oben angegebene Forderung für den Minimalgewinn gilt für jede Stufe.

Das Beispiel für einen zweistufigen interpolativen 65
16-bit-D/A-Umsetzer ist in Fig. 7 dargestellt Die dort
vereinfacht dargestellte Struktur der ersten Stufe ist in
F i g. 8 detailliert angegeben. Es sei hier darauf hinge-

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren für Digital-Analog-Umsetzung von PCM-SignaJen nach einem verallgemeinerten inter- s polativen Prinzip mit einem digitalen Fehlerrückkoppelungsfilter, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Eingangssignal in einem Eingangsregister codewortweise zwischengespeichert und auf einen Addierer geschaltet wird, dessen Ausgangscodewort in ein höherwertiges und ein niederwertiges Teilcodewort aufgespalten wird, wobei das höherwertige Teilcodewort gegenüber dem PCM-Eingangscodewort eine geringere Codewortlänge aufweist, daß mit einer Taktfrequenz, die einem Vielfachen der PCM-Abtastfrequenz entspricht, die entstehende Folge höherwertiger Teilcodewörter an den Ausgang des Umsetzers weitergegeben wird und mit der gleichen Taktfrequenz die Folge niederwertiger Teilcodewörter in einer Rückkoppelungsschleife durch <Ljs digitale nicht rekursive Fehlerräckkoppslüngsiilier beliebigen Grades größer als eins gefiltert und sodann codewortweise zum zwischengespeicherten Eingangscodewort addiert wird, daß Grad und Impulsantwort des Fehlerrückkoppe-Iungsfilters derart eingestellt werden, daß der durch Codewortverkürzung entstandene Quantisierungsfehler, enthalten in der Folge der höherwertigen Teilcodewörter, innerhalb des PCM Nutzsignalfrequenzbandes minimiert wird, derart, daß in diesem Band die Leistung dieses zusätzlichen Quantisierungsfehlers gegenüber der im PCM-Eingangssignal bereits enthaltenen Quantisierungsfehlerleistung zu vernachlässigen ist, daß die folge der höherwertigen Teilcodewörter am Ausgang durch einen Digital-Analog-Umsetzer mit einer geringer! Anzahl analoger Repräsentativwerte in die analoge Ebene umgesetzt wird und daß das umgesetzte Signal ein analoges Tiefpaßfilter durchläuft, das zum einen die durch Abtastung entstandenen periodischen Fortsetzungen des Nutzsignalfrequenzbandes unterdrückt und zum anderen die außerhalb des Nutzsignalfrequenzbandes konzentrierten zusätzlichen Quantisierungsverzerrungen, die durch Codewortverkürzung entstanden sind, ausreichend dämpf L

2. Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß mehrere interpolative Netzwerke zur sukzessiven Codewortverkürzung kaskadiert werden, daß in der ersten Stufe stets das Fehlerrückkoppelungsfilter mit dem höchsten erforderlichen Grad eingesetzt wird, daß sich der Fehlerrückkoppelungsfiltergrad und damit die Codev/ortlänge der weitergegebenen Folge höherwertiger Teilcodewörter von Stufe zu Stufe verringern, wobei sich die Schleifentaktfrequenz von Stufe zu Stufe erhöht, daß die letzte codewortverkürzende Stufe als einfacher digitaler Akkumulator, bestehend aus einem Addierer und einem Register, derart realisiert wird, daß das Ein-Bit-Ausgangssignal des Addierers nicht akkumuliert sondern zum Ausgang des mehrstufigen interpolativen Digital-Analog-Umsetzers weitergegeben wird;dort durch einen Digital-Analog-Umsetzer mit nur zwei analogen Repräsentativwerten, z. B. einer geschalteten Stromquelle, in die analoge Ebene umgesetzt wird und danach das analoge Tiefpaßfilter durchläuft.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der einfache digitale Akkumulator in der letzten codewortverkürzenden Stufe durch die Kombination eines Festwertspeichers mit einem Schieberegister ersetzt wird, wobei alle möglichen bitseriellen Muster des Ein-Bit-Ausgangssignals im Festwertspeicher abgelegt sind, daß das jeweils gültige Bit-Muster vom Eingangssignal dieser Stufe über den Adreßeingang des Festwertspeichers ausgewählt und in das Schieberegister übertragen wird, auf dem das Bit-Muster sodann seriell ausgelesen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung der digitalen nichtrekursiven Fehlerrückkoppelungsfilter mit höherem als erstem Grad eine Schaltung eingesetzt w ird, die nach dem Prinzip der »Verteilten Arithmetik« arbeitet, nachdem die digitale Filterung durch das Fehlerfückkoppelungsfilter als Faltung seiner Impuisantwort mit der Folge der rückgekoppelten niederwertigen Teilcodewörter realisiert wird, wobei alle durch den die Filterimpulsantwort darstellender? Koeffzientensats der zugelassenen, bei der Faltung entstehenden, Partialsummen in einem Festwertspeicher abgelegt sind, daß die rückgekoppelte Folge niederwertiger Teilcodewörter in serieller Form eine Schieberegisterkette mit Anzapfungen durchläuft, die mit den Adreßeingänger/ des Festwertspeichers verbunden sind, wobei die Anzapfungen so gewählt sind, daß an ihnen von jedem der durch die Faltung erfaßten Teilcodewörter jeweils Ein-Bit gleicher Wertigkeit erscheint, daß mit dem an den Anzapfungen anstehenden Bii-Muster die zugehörige Faitungspartialsumme der aktuellen Wertigkeit aus dem Festwertspeicher abgerufen wird, daß diese Partialsummen in der am Ausgang des Festwertspeichers angeschlossenen Akkumulatorschaltung ihrer Wertigkeit entsprechend aufsummiert werden, so daß jeweils nach einer Anzahl vor. Taktschritten, die der Codewortlänge der niederwertigen Teilcodewörter entspricht, *. ,τ Akkumulatorausgang ein neues Codewort des Filterausgangssignals ansteht, das sodann zum zwischengespeicherten Eingangscodewort addiert wird.