DE3024014C2 - Wechsel-Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechsel-Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung, der besonders in der Regelschaltung eines Quarzoszillators mit kleinem Stromverbrauch, beispielsweise für eine elektronische Uhr, Verwendung findet, und dessen Schaltbild in F i g. 1 wiedergegeben ist. Man sieht, daß der eigentliche Oszillator einen Verstärker A 1, einen Quarzresonator Q und zwei Phasenschieber-Kondensatoren aufweist. Der Verstärker A i wird durch eine Stromquelle / gespeist, wie in der deutschen Patentanmeldung DE-OS 28 53 421 beschrieben, um den Strom des Oszillators auf einem bestimmten, verhältnismäßig kleinen Wert zu halten.

Die Regelschaltung Reg erlaubt durch Einwirken auf die Stromquelle /in Funktion der Amplitude der Wechselspannung des Oszillators den Stromverbrauch noch weiter zu senken. Ein Verstärker A 2 erhält das verhältnismäßig schwache Wechselspannungssignal des Oszillators und liefert ein verstärktes Signal mit genügender Amplitude, um die Teilerstufen zu steuern, die normalerweise an den Oszillator angeschlossen sind.

Aus der Veröffentlichung von E. Vittoz und J. Fellrath »New Analog CMOS ICs Based on Weak Inversion Operation«, ESSCIRC 1976, Toulouse, odtT aus dem Artikel der gleichen Autoren »CMOS Analog Integrated Circuits Based on Weak Inversion Operation«, IEEE J. Solid State Circuits. Vol.SC-12, No. 3, June 1977, S. 224 bis 231, ist ein Amplitudendetektor bekannt, welcher eine Schaltung wie diejenige von F i g. 2 aufweist Dieser Amplitudendetektor wandelt eine Eingangs-Wechselspannung Us'm eine Ausgangs-Gleichspannung U_A. Die Eir.gangsspannung wird durch einen Kondensator Cl dem Tor eines in Serie mit einer Stromquelle Io geschalteten Transistor Ti geliefert, wobei die Serieschaltung der Stromquelle und des Transistors zwischen die Klemmen einer nicht dargestellten Spannung-Speisequelle geschaltet ist. Die Senke D1 des Transistors ist mit seinem Tor G1 durch einen Widerstand R1 und mit seiner Quelle 51 durch einen Kondensator C2 verbunden. Die auf dem Tor des Transistors Ti vorhandene Wechselspannung wird einem Filter mit einem Widerstand R 2 und einem Kondensator C3 zugeführt Das Filter erzeugt eine Ausgangspannung Ua- Der Wert der Ausgangspannung U_A, der gleich ist dem mittleren Wert der Torspannung am Transistor 7 1, ist eine Funktion der Amplitude der Eingangs-Wechselspannung Ub In einer solchen Schaltung müssen die Widerstände R 1 und R 2 einen sehr hohen Wert, in der Größenordnung von 100 Megohm, aufweisen und es wird vorgeschlagen, diese durch antiparallel geschaltete polykristalline Dioden zu realisieren. Solche Dioden können nur durch eine besondere Technologie hergestellt werden (»Sigate technology«), weiche die Anwendungsmöglichkeiten erheblich einschränkt.

Es ist weiter, beispielsweise durch das Buch von U. Tietze und Ch. Schenk »Halbleiter-Schaltungstechnik«, Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York 1974, S. 135-138 bekannt, daß Widerstände durch Feldeffekttransistoren realisiert werden können.

Es ist demgegenüber Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Wechsel-Gleichspannungswandler anzugeben, der einfacher als der bekannte, in F i g. 2 wiedergegebene Wandler aufgebaut ist, der mittels einer herkömmlichen Technik für CMOS-Schaltungen integriert werden kann, und der die verschiedenen notwendigen Merkmale und Eigenschaften aufweist, um in einer Oszillatorschaltung mit sehr kleinem Ctromverbrauch verwendet werden zu können.

Der Wechsel-Gleichspannungswandler gemäß vorliegender Erfindung, der diese Aufgabe löst, ist in Form einer integrierten Schaltung, bei dem auf einem Substrat mindestens ein erster Feldeffekttransistor mit isoliertem Tor, ein strombegrenzendes Element zur Speisung des ersten Feldeffekttransistors, ein erster, mit dem Eingang des ersten Feldeffekttransistors verbundener Kopplungskondensator zur Steuerung des ersten Feldeffekttransistors durch die Wechselspannung, ein zwischen Eingang und Ausgang des ersten Feldeffekttransistors geschaltetes Widerstandselement und ein zum ersten Feldeffekttransistor parallel geschalteter, zweiter Kondensator vorgesehen sind, wobei das Widerstandselement aus einem zweiten Feldeffekttransistor mit isoliertem Tor besteht welcher zweiter Feldeffekttransistor durch ein erstes Referenzpotential solcher Größe polarisiert wird, daß eine zwischen seinem Tor und seiner Quelle liegende Spannung etwa gleich groß wie seine Schwellenspannung ist, und wobei der Ausgang des ersten Feldeffekttransistors einen Ausgang des Spannungswandlers bildet

Die Erfindung wird nun im einzelnen anhand einer Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.

F i g. 1 zeigt die Schaltung eines geregelten Quarzoszillators.

Fig.2 zeigt die Schaltung eines vorbekannten Wandlers.

Fig.3 zeigt die Prinzipschaltung des erfindungsgemäßen Wandlers.

Fig.4 zeigt die Wirkung der Überlagerung einer Eingangs-Wechselspannung auf den Strom des Transi- -< > stors 7Ί von F i g. 3.

F i g. 5 zeigt die Schaltung des Wandlers von F i g. 3. F i g. 6 zeigt die Schaltung eines ersten Ausführungsbeispiels des Wandlers von F i g. 5.

Fig.7 zeigt eine Schaltung eines anderen Ausführungsbeispiels des Wandlers von F i g. 5.

Fig.8 zeigt die Wirkung der Nichtlinearität des Transistors T2 von F i g. 5.

F i g. 9 zeigt die Transferfunktion des erfindungsgemäßen Wandlers.

i" F i g. 10 zeigt den mit einer elektronischen Schaltung verbundenen Wandler von F i g. 7.

F i g. 11 zeigt die Schaltung eines den Wandler von F i g. 7 enthaltenden geregelten Oszillators, und die

Fig. 12—18 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele des Wandlers von Fig.5, welche bestimmte Vorteile je nach ihrer besonderen Verwendung aufweisen.

Zuerst kann man erkennen, daß in der bekannten

Schaltung von F i g. 2 und in Abwesenheit einer Eingangsspannung Ue oder falls die Ausgangsklemme beispielsweise mit einem Tor eines MOS-Transistors verbunden ist, kein Gleichstrom durch R 1 oder R 2 fließt. In diesem Fall sind die Potentiale auf der Senke Dl, am Tor Gi und am Kondensator C3 gleich:

Uß] — Uc\ = Ua- Der einzige, in der Schaltung fließende Gleichstrom ist der von einer Stromquelle oder von einem strombegrenzenden Element an 7Ί gelieferte Strom /o. Das Vorhergehende zeigt daß die Elemente R 2 (Widerstand) und CZ (Kondensator)

so ausgespart werden können, ohne die Transferfunktion der Schaltung wesentlich zu beeinflussen.

In F i g. 3 erkennt man die Schaltung von F i g. 2 aber, ohne die Elemente R 2 und C3. Die Arbeitsweise der Schaltung von Fig.3 ist die folgende: In Abwesenheit der Eingangs-Wechselspannung wird der Arbeitspunkt von Transistor Π durch den Strom Io bestimmt, der eine Spannung an der Senke D1 und am Tor G1 von Transistor Ti hervorruft. Diese Spannung Ua = Uc ι = Uo wird durch die Charakteristik des Senken-Stroms in Funktion der Tor-Quellenspannung von Ti bestimmt, wie dies aus Fig.4 hervorgeht. In Fig.4a erzeugt eine direkt auf Uo überlagerte Wechselspannung t/feine starke Erhöhung des Stromes fos während der positiven Halbperiode von Ue, ohne eine bemerkenswerte Abnahme dieses Stromes während der negativen Halbperiode von Ue zu erzeugen. Dadurch ergibt sich, daß der mittlere Strom im Transistor eine Tendenz entwickelt, gegen einen Wert zu steigen, der

merklich größer ist als der durch die Stromquelle gelieferte Strom Ιο. Der Strom Io wird jedoch durch die Stromquelle konstant gehalten, so daß der Kondensator C2 gezwungen ist, sich zu entladen, welches eine Erniedrigung von Ua erzeugt. Da der mittlere Wert der Torspannung Ug der gleiche ist wie Ua, muß die Torspannung ebenfalls abnehmen, bis der mittlere Strom im Transistor 71 wieder gleich Io wird. Dies ist in F i g. 4b angegeben, die zeigt, daß der mittlere Strom im Transistor wieder gleich Io wird, falls die Spannung Og ι um einen Betrag AU abgenommen hat. Es kann gezeigt werden, daß, je größer die Amplitude des Eingangs-Wechselsignals Ue, um so größer die Differenz zwischen Uo und der Ausgangsspannung Ua und der mittleren Torspannung Oc \ = (Ua) ist. Die Verschiebung um einen Betrag AU des Arbeitspunktes ist daher eine Funktion der Eingangs-Wechselspannung.

Für eine Eingangskapazität von 1 pF und einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 32 kHz ist die benötigte Zeitkonstante ungefähr 100 Mikrosekunden, so daß der Widerstand R 1 einen Wert von in der Größenordnung 100 Megohm haben muß. Widerstände mit einem solch hohen Wert sind sehr schwierig in einer integrierten Schaltung herzustellen. In der eingangs zitierten Literaturstelle werden, wie bereits erwähnt, diese Widerstände mittels antiparallel geschalteten polykristallinen Dioden hergestellt, was eine besondere Herstellungsmethode verlangt. In der erfindungsgemäßen Schaltung wird der Widerstand R 1 durch einen MOS-Transistor realisiert, der durch eine herkömmliche Technik integriert werden kann. Dieser Transistor, in Fig.5 mit 72 bezeichnet, ist vorgespannt, um einen einem sehr hohen Wert entsprechenden Widerstand zwischen der Senke und der Quelle aufzuweisen. Die Dimensionierung von Transistor 7"! und des Stromes Io wird unter Berücksichtigung, daß ohne irgendein Eingangs-Wechselsignal die Ausgangsspannung Ua = Uo ungefähr die gleiche ist wie die Schwellspannung Ut des Transistors 71, durchgeführt. Der Kanal von Transistor 72 mit den Enden 52 und D 2 ist dann auf dem Potential der Schwellspannung von Transistor 71. In Fig.5 ist der Transistor 72 durch eine Torspannung Uc 2 vorgespannt, die derart ausgewählt ist, daß er nur schwach leitend ist. Die Spannung zwischen Tor und Quelle oder Senke von 72 muß daher einen Wert aufweisen, der ungefähr gleich der Schwellspannung U_T ist. Der Wert der Spannung Uc 2 gegen Erde ist ungefähr der doppelte desjenigen der Schwellspannung.

F i g. 6 zeigt, daß die Torspannung Uc 2 der Schaltung von F; g. 5 mit einer zusätzlichen Stromquelle /1 erhalten werden kann, die zwei in Serie geschaltete MOS-Transistoren 74 und 75 speist, wobei die Senke jedes Transistors mit seinem Tor verbunden ist Fi g. 7 zeigt eine einfachere Schaltung als diejenige von F i g. 6, die keine zusätzliche Stromquelle benötigt, sondern nur einen zusätzlichen Transistor 77, der in Serie mit dem Transistor 71 geschaltet ist Die Serienschaltung der Transistoren 71 und 77 von Fig.7 ersetzt die Serienschaltung von 75 und 74 von Fig.6, um die Vorspannung mit einem Wert von U_A + U_T zu erhalten.

Die Transferfunktion der Schaltung von Fig.7 ist leicht von derjenigen der Schaltung von Fig.6 verschieden, da in F i g. 7 die Referenzspannung für das Tor von 72 konstant bezüglich der Ausgangsspannung Ua ist (sie variiert in Funktion der Eingangsspannung bezüglich der Masse), während sie in der Schaltung von F i g. 6 konstant bezüglich der Masse ist und bezüglich des Ausgangs variiert. Für die Impedanz des Transistors ist es jedoch die Tor-Quellenspannung, die wichtig ist, d. h. die Spannung zwischen dem Tor und dem Ausgang. Der Transistor 72 der F i g. 5, 6 und 7 beeinflußt die Transferfunktion der Schaltung, da seine Charakteristik Ids = F(Ud) nicht symmetrisch ist, wie aus F i g. 8 hervorgeht. In Übereinstimmung mit F i g. 8c erzeugt ein alternierendes Signal, symmetrisch bezüglich Usund angelegt an die Senke D 2, einen starken Strom in den negativen Halbperioden, insbesondere für die hohen Werte der Eingangsspannung, während in den positiven Halbperioden der Strom klein und nahezu konstant ist, sobald die Eingangsspannung über einen gewissen Wert steigt. Die Gleichspannungskomponente ist nicht Null, is daher muß sich der Kondensator Cl derart aufladen, daß Od positiver wird als t/s. F i g. 8d zeigt den Fall, bei welchem das Gleichgewicht wieder erreicht wurde: der mittleren Spannung Ud, positiver als Us, ist das rechteckige Eingangssignal Ue überlagert und erzeugt einen Strom im Transistor 72, dessen Gleichstromkomponente Null ist. Diese Bedingung kann auch durch Verschieben von Us gegen einen negativeren Wert erreicht werden, damit Od konstant bleibt.

Daraus folgt, daß die Bedingungen der Schaltung nach Fig. 5 die folgenden sind: Einerseits sinkt die mittlere Torspannung Üg\ von Transistor 71 infolge der Nichtlinearität der Charakteristik I_Ds = f(Uc) dieses Transistors, falls die Amplitude des Eingangssignals wächst. Die Spannung Uc 1 von 71 hängt nur Io und Ue ab. Andererseits erzeugt Transistor 72, wie bereits oben gesehen, eine Verschiebung zwischen dem Pegel der mittleren Torspannung Oc 1 und der Ausgangsspannung U_A in solcher Weise, daß U_A, die Us von Fig.8 entspricht, kleiner wird als 0c\, die seinerseits Ud entspricht. Man sieht, daß sich beide Effekte in der gleichen Richtung kombinieren, wie aus F i g. 9 hervorgeht. Die Transferfunktion-Charakteristik, wie in Fig.9 dargestellt, kann an die unterschiedlichen Anforderungen der Schaltung angepaßt werden, wobei es in der Praxis vorteilhaft ist, diese empirisch zu bestimmen.

Die Ausgangsspannung Ua ist sowohl eine Funktion des Stromes Io als auch der Schwellenspannung des Transistors Ti. Dies ist jedoch kein wirklicher Nadiicil, da in den meisten Fällen die Spannung Ua in der integrierten Schaltung weiterbehandelt wird. Der Wandler bildet dann nur eine kleine Einheit einer elektronischen Untergruppe. Im Falle einer richtig dimensionierten Zusammenschaltung mit anderen EIementen der Schaltung ist es möglich, den Einfluß der beiden obenerwähnten Parameter, von denen die Ausgangsspannung U_A abhängt, aufzuheben.

Fig. 10 zeigt eine erste Anwendung des Wandlers von F i g. 7 als Amplitudendetektor. Man erkennt, daß die Ausgangsspannung Ua des Wandlers durch einen Kondensator C2 gefiltert ist, und daß sie das Tor von Transistor 710 steuert, der durch eine Stromquelle nlo gespeist ist Die Schaltung ist derart gestaltet daß die Ausgangsspannung UiO an den Klemmen von 710 auf dem Pegel 1 ist, wenn Uegrößer als LWist,undaufdem Pegel Null, wenn Ue kleiner als U_Rer ist Eine andere Anwendung des Wandlers von Fig.7 ist in Fig. 11 dargestellt die eine Schaltung eines Oszillators mit sehr kleinem Stromverbrauch darstellt Die Schaltung von F i g. 11 stellt im Prinzip den Oszillator von F i g. 1 dar, jedoch ohne den Verstärker A 2. Der Quarzresonator Q ist zwischen dem Tor und dem Ausgang von Transistor 711 geschaltet der seinerseits in Serie mit einem

Transistor ΓΙΟ geschaltet ist, dessen Tor durch den Wandler von F i g. 7 gesteuert ist, wobei dessen Ausgangsspannung durch den Kondensator C2 gefiltert ist. Wenn die Ausgangswechselspannung des Oszillators am Kondensator C5 zunimmt, nimmt die Ausgangsspannung des Wandlers am Kondensator C2 ab, wodurch die Leitfähigkeit von Γ10 ebenfalls abnimmt, wodurch der Strom in TU vermindert wird. Die Amplitude des Signals am Kondensator C5 regelt sich auf einen kleinen Wert ein, wodurch der Stromverbrauch des Oszillators vermindert wird. Falls die Eingangskapazität von TlO genügend hoch ist, kann der Kondensator C 2 weggelassen werden.

Die obenerwähnten Anwendungsbeispiele zeigen, daß der Wandler in sehr verschiedenen Schaltungen verwendet werden kann. Er beinhaltet weniger Elemente als die bereits erwähnte vorbekannte Schaltung, und er kann durch irgendeine bestehende Technologie der integrierten Schaltungen hergestellt werden, da dazu nur Standardelemente verwendet werden, die normalerweise in tausenden von Stücken integriert werden und daher leicht produziert werden können. In bezug auf die bekannte Schaltung ist die Steigung der Ausgangsspannung in Funktion der Eingangs-Wechselspannung größer, wodurch gegebenenfalls zusätzliche Verstärkerstufen eingespart werden können. Überdies ist die Dimensionierung der Schaltung nicht kritisch, so daß zum Beispiel die kritische Frequenz des Wandlers derart gewählt werden kann, daß die durch den Wandler erzeugten niederfrequenten Streusignale ausgeschaltet werden können.

Die Fig. 12 bis 18 zeigen weitere Ausführungsbeispiele des Wandlers von Fig.5, mit bestimmten Vorteilen, je nach ihren verschiedenen Anwendungen.

Die Schaltung von F i g. 12 zeigt, daß die Stromquelle von F i g. 5 durch einen Transistor T3 des zum Transistor Π komplementären Leitungstyps realisiert werden kann, <^-iobei die Quelle 53 des Transistors T3 mit dem positiven Pol der Stromquelle, die Senke D 3 mit der Senke Dl von Transistor Tl und das Tor G 3 mit einem zweiten Referenzpotential Ref2, das Tor G 2 von Transistor Γ2 mit einem ersten Referenzpotential Ref\ verbunden ist.

Die Schaltung von F i g. 13 zeigt, daß die Stromquellen Jo und /1 der Schaltung von F i g. 6 jeweils durch die • Transistoren T3 und T6 in genauer Übereinstimmung miteinander realisiert werden können, wobei deren Quellen S3 und 56 mit dem positiven Pol der Stromquelle und die Tore CZ und G 6 miteinander und mit einem zweiten Referenzpotential verbunden sind. Das erste Referenzpotential ist dasjenige von Tor G 2 von 72 und der Senke D 5 von Transistor TS.

F i g. 14 zeigt, wie die Stromquelle der Schaltung von Fig.7 durch einen in Serie mit Transistor 7"7 geschalteten Transistor TS realisiert werden kann, wobei dessen Quelle 58 mit dem positiven Pol der Stromquelle, die Senke D 8 mit der Senke D 7 von Transistor Tl und das Tor G 8 mit einem zweiten Referenzpotential verbunden ist.

Fig. 15 zeigt, wie es möglich ist, eine zur eingangs erwähnten Literaturstelle äquivalente Struktur mittels herkömmliche Komponenten zu realisieren. In der Schaltung der Fig. 15 kann der Kondensator C2 eingespart werden und der Transistor T2 als Spannungsverstärker arbeiten, der eine Ausgangsspannung Ua u liefert, die die verstärkte Eingangs-Wechselspannung Ue ist. Die Ausgangsspannung Um ist eine Gleichspannung, die Funktion der Amplitude der

'S Eingangs-Wechselspannung Ue ist. Die Ausgangsspannung Ua2 wird durch einen dem Transistor T9 äquivalenten Widerstand gefiltert, der mit dem Kondensator C3 ein Tiefpaßfilter bildet. Das Tor G 9 von Transistor 7"9 wird durch ein drittes Referenzpotential ReFZ vorgespannt. Die Referenzpotentiale Refi und Ref3 können voneinander verschieden sein, beispielsweise falls sie verschiedene Zeitkonstanten aufweisen müssen; sie können aber auch identisch sein, wie in Fig. 16dargestellt ist.

Fig. 17 stellt die Schaltung von Fig. 14 dar, in welcher ein Kondensator C 4 zwischen der Senke D 7 von Transistor T7 und Masse geschaltet ist. Die Senke D 7 von T7 kann dann als Ausgang des Wandlers, der die Spannung i/43 liefert, verwendet werden. Da der Strom durch T7 konstant ist, ist auch die Spannung zwischen der Senke und Quelle von T7 konstant. Gegebenenfalls kann entweder der Kondensator C 2 oder der Kondensator C4 eingespart werden. Die Schaltung von Fig. 17 ist besonders für Anwendungen als Differentialverstärker geeignet.

Fig. 18 schließlich zeigt, daß in der Schaltung von F i g. 17 es nicht notwendig ist, das Tor G 2 von Transistor 7"2 mit dem Ausgang UAi zu verbinden. Das Tor G 2 kann auch mit einem vierten Referenzpotential RefA verbunden sein. Dieses bedeutet einen Vorteil gegenüber der Schaltung von F i g. 17, indem der Spannungsabfall in T7 den Anforderungen der nachfolgenden Stufe angepaßt werden kann, die mit dem die Spannung Ua 5 liefernder. Ausgang verbunden ist ohne

Gefahr zu laufen, daß diese Ausgangsspannung nicht mit der Vorspannung von 7"2 kompatibel ist.

Die vorhergehenden Beispiele zeigen, daß der Wandler leicht den Anforderungen der verschiedenen Anwendungsfälle angepaßt werden kann ohne die

Notwendigkeit seine Grundstruktur zu verändern. Dies in Verbindung mit der Tatsache, daß dieser Wandler mit irgendeiner herkömmlichen MOS-Technölugie realisiert werden kann, gibt diesem einen sehr weiten Anwendungsbereich.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Wechsel-Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung, bei dem auf einem Substrat mindestens ein erster Feldeffekttransistor mit isoliertem Tor, ein strombegrenzendes Element zur Speisung des ersten Feldeffekttransistors, ein erster mit dem Eingang des ersten Feldeffekttransistors verbundener Kopplungskondensator zur Steuerung des ersten Feldeffekttransistors durch die Wechselspannung, ein zwischen Eingang und Ausgang des ersten Feldeffekttransistors geschaltetes Widerstandselement und ein zum ersten Feldeffekttransistor parallel geschalteter zweiter Kondensator vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement aus einem zweiten Feldeffekttransistor (T₂) mit isoliertem Tor besteht, wotiei der zweite Feldeffekttransistor durch ein erstes Referenzpotential solcher Größe polarisiert wird, daß eine zwischen seinem Tor (G₂) und seiner Quelle (S₂) liegende Spannung etwa gleich groß wie seine Schwellenspannung ist, und daß der Ausgang CDi) des ersten Feldeffekttransistors (Τη einen Ausgang (Ua 1) des Spannungswandlers bildet

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (S 2) und die Senke (D 2) des zweiten Transistors (Tl) mit der Senke (DX) beziehungsweise mit dem Tor (G 1) des ersten Transistors (Ti) verbunden sind, daß die Quelle (Si) des ersten Transistors (Ti) mit dem ersten Pol einer Stromquelle verbunden ist, und daß das strombegrenzende Element einen dritten Transistor (T3) aufweist, der eine Leitfähigkeit des zum ersten Transistor komplementären Typs aufweist, wobei die Quelle (S3) und die Senke (D3) des dritten Transistors mit dem zweiten Pol der Stromquelle beziehungsweise mit der Senke (Di) des ersten Transistors verbunden sind, ur.d daß das Tor (G 3) des dritten Transistors durch ein zweites Referenzpotential polarisiert ist (F i g. 12).

3. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Referenzpotential durch einen vierten (TA) und fünften (TS) in Serie geschalteten Transistor erzeugt wird, wobei beim vierten Transistor (T4) die Quelle (SA) mit dem ersten Pol der Stromquelle, die Senke (D A) mit seinem Tor (G 4) und mit der Quelle (SS) des fünften Transistors (TS) verbunden sind, dessen Tor CG 5) und Senke (D S) miteinander und mit dem Tor (G 2) des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, um an dieses Tor (G 2) das erste Referenzpotential zu liefern, und daß der vierte und fünfte Transistor durch einen sechsten Transistor (T6) gespeist sind, dessen Senke (DG) mit der Senke (DS) des fünften Transistors, dessen Tor (G 6) mit dem zweiten Referenzpotentiai und dessen Quelle (S 6) mit dem zweiten Pol der Stromquelle verbunden sind (Fig. 13).

4. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (S 2) und die Senke (D 2) des zweiten Transistors (T2) mit der Senke (Di) beziehungsweise mit dem Tor (G i) des ersten Transistors (T 1) verbunden sind, daß die Quelle (S 1) des ersten Transistors (Ti) mit dem ersten Pol einer Stromquelle verbunden ist, und daß das strombegrenzende Element einen siebten Transistor (T7) des gleichen Leitfähigkeitstyps wie der erste Transistor und einen achten Transistor (TS) des komplementären Leitfähigkeitstyps aufweist, und daß der siebte und achte Transistor in Serie geschaltet sind, wobei die Senken (D 7, DS) der siebten und achten Transistoren miteinander und mit dem Tor (G 7) des siebenten Transistors verbunden sind, dessen Quelle (S7) mit der Senke (Di) des ersten Transistors, die Quelle (SS) des achten Transistors mit dem zweiten Pol der Stromquelle und das Tor (G S) des achten Transistors mit einem zweiten Referenzpotential verbunden sind (F i g. 14).

5. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Senke (Dl) des siebenten Transistors (TT) mit dem Tor (G 2) des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, um an dieses Tor

(G 2) das erste Referenzpotential zu liefern (F ig. 14).

6. Wandler nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet daß die Senke (D 7) des siebenten Transistors (T7) mit dem ersten Pol eines vierten Kondensators (CA) verbunden ist, dessen zweiter Pol mit dem ersten Pol der Stromquelle verbunden ist wobei der erste Pol des vierten Kondensators (CA) einen zusätzlichen Ausgang (Ua 3) des Wandlers bildet, und daß das Gleichspan-

nungspotemial an dem zusätzlichen Ausgang eine Funktion der Amplitude der Wechselspannung ist (F ig. 17).

7. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er einen neunten Transistor (T9) und einen dritten Kondensator (C3) aufweist, um einen zusätzlichen Ausgang (Ua 2) des Wandlers zu bilden, wobei die Senke (D 9) des neunten Transistors (T9) mit der Senke (D 2) des zweiten Transistors (T2), sein Tor (G 9) mit einem dritten Referenzpotential und seine Quelle (S9) mit dem ersten Pol des dritten Kondensators dessen zweiter Pol mit dem ersten Pol der Stromquelle verbunden ist, und der erste Pol des dritten Kondensators den zusätzlichen Ausgang (Ua 2) bildet, dessen Gleichspannungspotential eine Funktion der Amplitude der Wechselspannung ist (Fig. 15).

8. Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet daß das erste und das dritte Referenzpotential gleich sind (F i g. 16).

9. Wandler nach Anspruch 1, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der zweiten, dritten oder vierten Kondensatoren CC2, C3, CA) durch Streukapazität der integrierten Schaltung oder durch die Eingangskapazitäten der folgenden elektronischen Stufen, die mit einem der Ausgänge (Ua i, Ua 2 oder Ua 3) verbunden sind, gebildet sind.