DE3024274A1 - Pegelwandlerschaltung - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Pegelwandlerschaltung. Es ist erforderlich, eine Pegelwandlerschaltung zwischen dem Ausgang einer emittergekoppelten Logikschaltung/ die auch als ECL-Schaltung bezeichnet wird, und dem Eingang einer Schaltung, wie z.B. einer Transistor-Transistor-Logikschaltung, die auch als TTL-Schaltung bezeichnet wird, oder einem N-Kanalfeldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode, der auch als N-MOS-Transistor bezeichnet wird, vorzusehen.

Die ECL-Schaltung wird nämlich mit einer negativen Versorgungsspannung betrieben_; und ihr Signalpegel ändert sich innerhalb eines negativen Spannungsbereiches gegenüber dem Erdpotential der Schaltung. Andererseits arbeiten Schaltungen, wie TTL-Schaltungen, N-MOS-Schaltungen oder dergleichen mit einer positiven Versorgungsspannung, und der Signalpegel ändert sich innerhalb eines positiven Spannungsbereiches gegenüber dem Erdpotential der Schaltung. Somit besteht eine Schnittstelle zwischen dem Ausgang der mit negativer Versorgungsspannung arbeitenden ersten Schaltung und dem Eingang der mit positiver Versorgungsspannung arbeitenden zweiten Schaltung.

Um einen Betrieb bei hoher Geschwindigkeit zu erreichen und den Energieverbrauch zu reduzieren, kann die Pegelwandlerschaltung aus Differentialtransistoren, welche zwei Eingangssignale mit ECL-Signalpegel erhalten, und Transistoren mit unsymmetrischem Gegentaktaufbau bestehen, welche die Differentialausgangssignale mit umgekehrten Phasen erhalten, welche von diesen Differentialtransistoren einer Pegelverschiebung unterworfen worden sind.

Die Differentiälausgänge gehen auf hohen Pegel, wenn beide der oben erwähnten zwei Eingangssignale offen sind.

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so daß die Transistoren der unsymmetrischen Gegentaktanordnung eingeschaltet werden. Um dies zu vermeiden, ist es erforderlich, einen Eingangsschutztransistor Q12 einzubauen.

Da die Pegelwandlerschaltung mit zwei Spannungen mit positivem und negativem Pegel arbeitet, ist darüber hinaus zu berücksichtigen, daß beide Pegelverschiebungsausgänge zum Zeitpunkt des Einschaltens der Versorgungsspannung oder aufgrund einer Spannungsschwankung auf hohen Pegel gehen, was zu einem Zusammenbruch oder einer Beschädigung der Gegentakt-Ausgangstransistoren aufgrund eines Überstromes in diesen führt. Somit ist es erforderlich, einen weiteren Schutztransistor zu verwenden, um zwangsläufig einen Pegelverschiebungsausgang im wesentlichen auf Erdpotential zu halten.

Die Anmelderin hat festgestellt, daß aufgrund der Tatsache, daß diese Schutztransistoren mit ihren Kollektoren an den Differentialausgangs-Verzweigungspunkt angeschlossen sind, die Streukapazität des Differentialausgangs-Verzweigungspunktes sich erhöht und die Betriebsgeschwindigkeit herabsetzt.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Pegelwandlerschaltung anzugeben, die in stabiler Weise bei hoher Geschwindigkeit arbeiten kann.

Gemäß einem wesentlichen Merkmal der Erfindung werden die Kollektorkapazitäten einer Vielzahl von Schutztransistoren von der Differentialausgangs-Kapazität getrennt, indem man ein aus einem Transistor oder einer Schottky-Diode bestehendes Kapazitäts-Trennelement verwendet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in Figur 1 ein Schaltbild einer ersten Ausfuhrungsform des

erfindungsgemäßen Pegelwandlers; Figur 2 eine Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Figur 1; Figur 3 ein Schaltbild einer anderen erfindungsgemSßen Ausführungsform;

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Figur 4 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Schaltung

nach Figur 3;
Figur 5 Kurvenformen zur Erläuterung von Signalen bei der

Schaltung nach Figur 4; und in Figur 6 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Erfindung^ Figur 1 zeigt eine erste Ausführungsform der Pegelwandlerschaltung oder des Pegelwandlers, der beispielsweise als monolithische integrierte Halbleiterschaltung mit externen Anschlüssen P1 bis P7 ausgebildet sein kann, ohne auf diese Ausführungsform beschränkt zu sein.

Der Anschluß P1 wird mit einer positiven Versorgungsspannung VCC von beispielsweise + 5 V versorgt, während der Anschluß P7 an eine negative Versorgungsspannung -VEE von beispielsweise - 5,2 V angeschlossen ist. Der Anschluß P3 wird auf Erdpotential GND der Schaltung gehalten..

In Figur 1 bezeichnet der von einer strichpunktierten Linie umschlossene Teil einen Pegelwandlerteil 1, während die ebenfalls von strichpunktierten Linien .umschlossenen Teile Vorspannungsteile 2 und 3 bilden. Die Teile 4-1, 4-2 und 5 bilden Versorgungsspannungs-Abtastteile.

Der Vorspannungsteil 2 enthält Widerstände R7 bis R10, einen Transistor Q4 und Dioden D11 bis D13 und ist zwischen die beiden Anschlüsse P1 und P7 geschaltet.

Dieser Vorspannungsteil 2 erzeugt Vorspannungen an den Knotenpunkten oder Verzweigungspunkten N3 bis N5, wenn die positiven und negativen Versorgungsspannungen VCC und -VEE anliegen.

Die Vorspannung am Verzweigungspunkt N3 wird als Vorspannung für den Versorgungsspannungs-Abtastteil 5 verwendet und so gewählt, daß sie kleiner ist als der Wert 2VBE der Basis-Emitter-Durchlaßspannungen VBE der Transistoren Q6 und Q8 des Versorgungsspannungs-Abtastteiles 5, wenn die Versorgungsspannungen VCC und -VEE innerhalb korrekter Bereiche liegen, während diese Vorspannung so eingestellt wird, daß sie größer ist als 2VBE, wenn die positive Versorgungsspannung VCC über den korrekten Pegel hinaus angestiegen ist und wenn

der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung -VEE unterhalb vom richtigen Pegel abgefallen ist. Die Vorspannung am Verzweigungspunkt N4 wird als Vorspannung für die Basis des Transistors Q12 im Pegelwandlerteil 1 verwendet. Diese Basis-Vorspannung wird so gewählt, daß sie niedriger ist als der Pegel des ECL-Signals, das an dem externen Anschluß P4 oder P5 der integrierten Schaltung anliegt.

Die Vorspannung des Verzweigungspunktes N5 wird als Vorspannung für den Transistor Q10 des Vorspannungsteiles 3 verwendet.

Der Vorspannungsteil 3 besteht aus den Widerständen R15 bis R17, Dioden D14, D15 und Transistoren Q9, Q1O und ist zwischen der Erdungspunkt GND der Schaltung und den Anschluß P7 für die negativen Spannungsversorgung geschaltet. Dieser Vorspannungsteil 3 erzeugt Vorspannungen an den beiden Verzweigungspunkten N6 bzw. N7. Die Vorspannung VB am Verzweigungspunkt N6 wird auf einen mittleren Pegel des ECL-Signalpegels eingestellt. Wenn beispielsweise die hohen und niedrigen Pegel des ECL-Signals zu -0,89 V bzw. -1,69 V bestimmt werden, so wird die Bezugs-Vorspannung VB am Verzweigungspunkt N6 durch geeignete Einstellung der Widerstände R15 und R16 mit -1,29 V gewählt.

Die Vorspannung am Verzweigungspunkt N7 wird als Basis-Vorspannung für den Stromquellen-Transistor Q15 des Pegelwandlerteiles 1 verwendet.

Der Pegelwandlerteil 1 besteht im wesentlichen aus einem Stromquellen-Transistor Q15 mit einem Emitterwiderstand R24, einem Paar von Differentialtransistoren Q13, 0.14, Kollektor-Lastwiderständen R19, R20 für die jeweiligen Differentialtransistoren, unsymmetrischen Gegentakt-Transistoren Q16 bis Q19 in Form einer Darlington-Stufe sowie Widerständen R21 bis R23 und ist zwischen die Anschlüsse P1 und P7 für die Spannungsversorgung geschaltet.
Der Pegelwandlerteil 1 weist außerdem einen Transistor Q20 und Widerstände R25, R26 auf, die insbesondere vorgesehen

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sind, um die Arbeitsgeschwindigkeit in Übereinstimmung mit dem angestrebten Ziel zu erhöhen.

Obwohl nicht ausschließlich darauf beschränkt, ist der Anschluß P4 so ausgelegt, daß er mit einem Ausgangssignal A von einer nicht dargestellten ECL-Schaltung versorgt wird, während der Anschluß P5 die Referenz-Vorspannung VB erhält, die vom Vorspannungsteil 3 über den Anschluß P6 geliefert wird, und zwar über die in der Zeichnung dargestellte Verbindung zwischen den Anschlüssen außerhalb der integrierten Schaltung.

Infolgedessen führt das Paar von Differentialtransistoren Q13 und Q14 eine Differentialoperation in Abhängigkeit von dem ECL-Signal A durch, das am Anschluß P4 zugeführt wird.

Die Transistoren Q13 und Q14 sind nämlich leitend bzw. nicht-leitend, wenn das ECL-Signal A auf niedrigem Pegel ist. In diesem Zustand wird dem Konstantstromtransistor Q15 vom Widerstand R19 über den Transistor Q13 ein elektrischer Strom zugeführt. Der Widerstandswert des Widerstandes R19 und der Konstantstrom des Konstantstrom-Transistors Q15 werden vorher in geeigneter Weise gewählt, so daß der Verzweigungspunkt N1 im wesentlichen Erdpotential GND hat, z.B. einen niedrigen Pegel von +0,3 V.

Im Gegensatz dazu wird der Verzweigungspunkt N2 so eingestellt, daß er einen hohen Pegel einnimmt, der im wesentlichen gleich der positiven Versorgungsspannung VCC is^ und zwar durch den nicht-leitenden Zustand des Differentialtransistors QI4. Aufgrund des niedrigen Pegels des Verzweigungspunktes N1 werden die Transistoren Q18 und Q19 der Darlington-Stufe abgeschaltet, während die Transistoren Q16, Q17 eingeschaltet werden, wenn der Verzweigungspunkt N2 den hohen Pegel hat. Infolgedessen wird dem Anschluß P2 als Ausgang ein Signal mit hohem Pegel zugeführt, das im wesentlichen den Wert von (VCC -2-VBEJhat.

Wenn im Gegensatz dazu das ECL-Signal A den hohen Pegel hat, werden die Zustände des Paares von Differentialtransisto-

ren Q13, Q14 umgekehrt zu dem Fall eingestellt, bei dem das gleiche Signal den niedrigen Pegel hat. Durch geeignete Wahl des Widerstandswertes des Widerstandes R2O geht nämlich der Verzweigungspunkt N2 auf einen niedrigen Pegel, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist. In diesem Zustand werden die Transistoren Q18, Q19 der Darlington-Stufe durch das Potential mit hohem Pegel am Verzweigungspunkt N1 eingeschaltet, und die Transistoren Q16, Q17 in einer Darlington-Stufe werden durch das Potential mit niedrigem Pegel am Verzweigungspunkt N2 abgeschaltet. Infolgedessen wird dem Anschluß P2 als Ausgang ein Signal mit niedrigem Pegel zugeführt, das im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist.

Wenn bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung -VEE absinkt, wird die am Transistor Q10 anliegende Versorgungsspannung unzureichend, so daß der Emitter-Ausgangsstrom von diesem Transistor Q10 verringert wird. Dementsprechend wird der Kollektorstrom des Stromquellen-Transistors Q15 des Pegelwandlerteiles 1 verringert.

Nimmt man an, daß der Versorgungsspannungs-Abtastteil 5, das Abtastteil 4-1 für die negative Spannung und das Abtastteil 4-2 für die positive Spannung in der Schaltung nach Figur 1 vernachlässigt werden,so wird das Ausgangssignal des Pegelwandlerteils 1 in unerwünschter Weise durch die oben erwähnte Spannungsschwankung geändert, und darüber hinaus werden die unsymmetrischen Gegentakt-Transistoren Q16 bis Q19 in unerwünschter Weise eingeschaltet, so daß elektrische Ströme durch sie hindurchfließen können.

Genauer gesagt, wenn einer von dem Paar von Differentialtransistoren, z.B. der Transistor Q13, des Pegelwandlerteiles 1 in Abhängigkeit von einem am Eingang A anliegenden Signal mit niedrigem Pegel in den Einschaltzustand geht, so wird der Spannungsabfall am Widerstand R19 gemäß der Verringerung des Kollektorstromes des oben erwähnten Strora-

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quellen-Transistors Q15 verringert. Infolgedessen wird das Signalpotential mit niedrigem Pegel am Verzweigungspunkt N1 erhöht und infolgedessen die Transistoren Qi8 und Q19 in unerwünschter Weise eingeschaltet. In diesem Zustand beginnt der Pegel des Signals am Ausgangsanschluß P2, der zwangsläufig den hohen Pegel von den Transistoren Q16, Q17 annimmt, welche das Signal mit hohem Pegel vom Verzweigungspunkt N2 erhalten, in unerwünschter Weise zum niedrigen Pegel hin abzunehmen.

Wenn im Gegensatz dazu der andere Differentialtransistor Qt4 in Abhängigkeit von einem am Eingang A anliegenden Signal mit hohem Pegel in den EinschaIt-Zustand geht, so wird der Spannungsabfall am Widerstand R2O gemäß der Abnahme des Kollektorstromes des Stromquellen-Transistors Q15 verringert, so daß das Potential des Signals mit niedrigem Pegel am Verzweigungspunkt N2 erhöht wird und die Transistoren Q16, Q17 in unerwünschter Weise einschaltet. In diesem Zustand wird der Pegel des Signals am Ausgangsanschluß P2, der zwangsläufig den niedrigen Pegel von den Transistoren Q18, Q19 annimmt, welche das Signal mit hohem Pegel vom Verzweigungspunkt N1 erhalten, in unerwünschter Weise auf den hohen Pegel angehoben, weil die Transistoren Q16, Q17 durchzuschalten beginnen.

Wenn die positive Versorgungsspannung VCC über den vorgegebenen Bereich hinaus ansteigt, wird das Signal mit niedrigem Pegel am Verzweigungspunkt N1 oder N2 in unerwünschter Weise zum hohen Pegel hin erhöht, da der Spannungsabfall am Widerstand R19 oder R20 des Pegelwandlerteiles 1 einen im wesentlichen konstanten Wert annimmt, der durch den Strom im Stromquellen-Transistor Q15 bestimmt ist. Wenn beispielsweise der Pegel des am Eingang A anliegenden Signals niedrig ist, so wird das Potential am Verzweigungspunkt N1, das den niedrigen Pegel annehmen sollte, in Richtung des hohen Pegels gemäß der Zunahme der positiven Versorgungsspannung VCC erhöht. Damit werden die Transistoren Q18, Q19, die den Ausschalt-Zustand einnehmen sollten, in unerwünschter

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Weise gemäß der Zunahme des Potentials am Verzweigungspunkt, N1 eingeschaltet.

Wenn im Gegensatz dazu die positive Versorgungsspannung VCC unter den vorgegebenen Bereich abgesunken ist, so kann der hohe Pegel des dem Ausgangsanschluß P2 zugeführten Signals nicht mehr als ausgeprägter hoher Pegel für die Schaltung angesehen werden, die an den Ausgangs-? anschluß P2 angeschlossen ist, wie z.B. die TTL-Schältung oder eine N-MOS-Schaltung.

Wenn das Signal am Anschluß P2 einen unerwünschten Pegel annimmt, so arbeiten die TTL-Schaltung oder die N-MOS-Schaltung, welche das Signal vom Anschluß P2 erhalten, überhaupt nicht oder mit Fehlfunktionen.

Die Zeitspannen, bis die richtigen positiven und negativen Versorgungsspannungen VCC bzw. -VBE nach dem Einschalten der Versorgungsspannung aufgebaut sind, unterscheiden sich in Abhängigkeit von den Schaltungsanordnungen. Wenn das Einschalten der negativen Versorgungsspannung -VEE wesentlich gegenüber dem Einschalten der positiven Versorgungsspannung VCC verzögert ist, so nehmen die Verzweigungspunkte N1 und N2 den hohen Pegel im wesentlichen gleichzeitig innerhalb der Zeitspanne ein.

Wenn die Verzweigungspunkte N1 und N2 den hohen Pegel im wesentlichen gleichzeitig wegen einer ungenügenden negativen Versorgungsspannung -VEE, übermäßiger positiver Versorgungsspannung VCC oder einer Zeitdifferenz zwischen dem Einschalten der positiven Versorgungsspannung und der negativen Versorgungsspannung annehmen, so wird der Signalpegel am Ausgangsanschluß P2 in unerwünschter Weise, wie oben erläutert, geändert. Zur gleichen Zeit werden die Gegentakt-Ausgangs transistoren Q17 und Q19, die zwischen den Anschluß P1 für die positive Versorgungsspannung und den geerdeten Anschluß P3 geschaltet sind, gleichzeitig eingeschaltet, so daß von der Versorgungsspannung VCC ein Strom durch diese Transistoren Q17 und Q19 fließt, was die Gefahr einer Beschädigung oder im schlimmsten Falle eines Ausfalles

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dieser Transistoren zur Folge hat.

Um dies zu vermeiden, ist es möglich, einen nicht dargestellten Strombegrenzungswiderstand in die Reihenschaltung der Ausgangstransistoren Q17 und 0.19 einzubauen, um den hindurchfließenden Strom zu verringern. Dies führt jedoch insofern zu einem Problem, als der Ausgangsstrom am Ausgangsanschluß P2 in unerwünschter Weise durch den genannten Strombegrenzungswiderstand begrenzt wird und es schwierig wird, den Ausgangsanschluß P2 mit einem Signal zu versorgen, das die kapazitive Last mit hoher Geschwindigkeit treibt.

Gemäß der Erfindung wird die unerwünschte Änderung des Ausgangssignalpegels am Ausgangsanschluß P2 sowie die unerwünschte Erzeugung eines hindurchfließenden Stromes völlig vermieden, ohne daß die Verwendung eines Strombegrenzungswiderstandes erforderlich ist, und zwar durch die Verwendung des Versorgungsspannungs-Abtastteiles 5 und im wesentlich integral ausgebildete Abtastteile 4-1 und 4-2 für die negative bzw. positive Spannung.

Der Versorgungsspannungs-Abtastteil 5 besteht in der dargestellten Weise aus Widerständen R11 bis R13 und Transiotox-en Q5 bis Q8. Bei der dargestellten Schaltung werden die Transistoren Q6 und Q8 eingeschaltet, wenn die Vorspannung am Verzweigungspunkt N3 des Vorspannungsteiles 2 größer wird als der Wert 2VBE der Basis-Emitter-Durchlaßspannung VBE und abgeschaltet, wenn diese unter den Wert 2VBE abnimmt.

Wie bereits erwähnt, nimmt die Vorspannung am Verzweigungspunkt N3 einen kleineren Wert als 2VBE an, wenn die positive und die negative Versorgungsspannung VCC bzw. -VEE innerhalb der richtigen Bereiche liegen. In diesem Zustand bleibt der Transistor Q8 abgeschaltet und begrenzt somit das am Verzweigungspunkt N2 des Pegelwandlerteiles 1 auftretende Signal überhaupt nicht.

Die Vorspannung am Verzweigungspunkt N3 wird größer als 2VBE, wenn die positive Versorgungsspannung VCC sehr

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groß oder die negative Versorgungsspannung -VEE sehr klein wird. Dementsprechend wird der Transistor Q8 eingeschaltet, um dafür zu sorgen, daß der Transistor Q20 eingeschaltet wird. Infolgedessen wird der Verzweigungspunkt N2 des Pegelwandlerteiles 1 durch die Transistoren Q8 und Q2O geerdete, um einen niedrigen Pegel anzunehmen, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist. Infolgedessen wird ein unerwünschtes gleichzeitiges Einschalten an den Verzweigungspunkten N1 und N2 völlig vermieden.

Figur 2 zeigt die jeweiligen Arbeitsbereiche der Spannungs-Abtastteile 4-1, 4-2 und 5, wobei die positive Versorgungsspannung VCC und der Betrag der negativen Versorgungsspannung IVEEj mit der Ordinatenachse bzw. der Abszissenachse dargestellt sind. In dieser Figur 2 bezeichnet das Symbol D ein Gebiet innerhalb der Normalbereiche der positiven und negativen Versorgungsspannungen VCC und -VEE.

Der Transistor Q8 des Versorgungsspannungs-Abtastteiles 5 in Figur 1 wird im Gebiet A1 oberhalb der Linie £1 in Figur 2 eingeschaltet.

Das Abtastteil 4-1 für die negative Versorgungsspannung umfaßt in der dargestellten Weise Widerstände R3, R4, die in Reihe zwischen den geerdeten Anschluß P3 und den Anschluß P7 für die negative Versorgungsspannung geschaltet sind, Dioden D5 bis D8 und einen Transistor Q2, der mit seiner Basis an den gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode D8 und des Widerstandes R4 angeschlossen ist.

Der oben genannte Transistor Q2 wird eingeschaltet bzw. abgeschaltet, wenn der Absolutwert |vEE| der negativen Versorgungsspannung höher bzw. niedriger als der Wert 5 VBE der Durchlaßspannungen VBE der Dioden D5 bis DS und der Basis-Emitter-Durchlaßspannung VBE des Transistors Q2 wird*

Der Äbtastteil 4-2 für die positive Versorgungsspannung umfaßt Widerstände RI, R2 und Dioden D1 bis D4, die in Reihe zwischen den Anschluß P1 für die positive Versorgungsspannung und den geerdeten Anschluß P3 geschaltet sind, und einen Transistor Q1, der mit seiner Basis an den gemeinsamen Ver-

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bindungspunkt von der Diode D4 und dem Widerstand R2 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q1 ist über den Widerstand R5 an den Anschluß P1 für die positive Versorgungsspannung angeschlossen. Der Transistor Q3 ist mit seiner Basis an einen gemeinsamen Verbindungspunkt vom Kollektor des genannten Transistors Q1 und dem Widerstand R5 angeschlossen, während sein Kollektor und sein Emitter an die jeweiligen Anschlüsse des Transistors Q8 angeschlossen sind.

Der Emitter des Transistors Q1 ist an den Kollektor des Transistors Q2 des genannten Abtastteiles 4-1 für die negative Versorgungsspannung über eine Diode D9 angeschlossen. Die Kathode der Diode D9 ist über eine Diode D1O an den geerdeten Anschluß P3 angeschlossen.

Das Potential am Emitter des Transistors Q1 wird im wesentlichen auf Erdpotential GND gehalten, wenn der Transistor Q2 des Abtastteiles 4-1 für die negative Versorgungsspannung aufgrund der Wirkung der Dioden D9 und D10 in den Einschaltzustand geht, und schwimmt, wenn der Transistor Q2 im abgeschalteten Zustand ist.

Der Transistor Q1 befindet sich im eingeschalteten Zustand, wenn die positive Versorgungsspannung VCC größer als etwa 5 VBE ist, während der genannte Transistor Q2 sich im eingeschalteten Zustand befindet, und er geht in den abgeschalteten Zustand, wenn die positive Versorgungsspannung VCC unterhalb von 5 VBE ist oder wenn sich der Transistor Q2 im abgeschalteten Zustand befindet.

Die Abtastteile 4-1 und 4-2 für die negative bzw. positive Versorgungsspannung sind im wesentlichen integral miteinander ausgebildet. Wenn zumindest eine der positiven und negativen Versorgungsspannungen VCC und -VEE hinsichtlich ihres Absolutwertes unterhalb eines vorgegebenen Pegels abfallen, bedingt dadurch, daß zumindest einer der Transistoren QI und Q2 in den abgeschalteten Zustand geht, so wird der Transistor Q1 abgeschaltet. In diesem Falle liefert daher der Kollektor des Transistors Q1 mit dem

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Lastwiderstand R5 ein Signal mit hohem Pegel.

Wenn die Absolutwerte der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung -VEE Werte annehmen, welche die vorgegebenen Pegel gleichzeitig überschreiten, so geht der Transistor Q1 in den eingeschalteten Zustand, so daß ein Signal mit niedrigem Pegel, dessen Wert im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist, am Kollektor des Transistors Q1 erhalten wird.

Der Transistor Q3 wird durch das vom Kollektor des Transistors Q1 abgeleitete Signal mit hohem Pegel eingeschaltet und durch ein Signal von diesem mit niedrigem Pegel abgeschaltet.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, geht dann, wenn der Absolutwert der positiven Versorgungsspannung VCC oder der negativen Versorgungsspannung -VEE kleiner als ein vorgegebener Pegel ist, der Transistor Q3 in den abgeschalteten Zustand, so daß der Emitter des Transistors Q20 auf einen Pegel geht, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist. Somit geht, wie bereits erwähnt, der Verzweigungspunkt N2 des Pegelwandlerteiles 1 auf einen niedrigen Pegel, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND ist, so daß die Verzweigungspunkte N1 und N2 daran gehindert sind, gleichzeitig auf hohen Pegel zu gehen.

Der Abtastteil 4-1 für die negative Versorgungsspannung sorgt dafür, daß der Verzweigungspunkt N2 auf niedrigen Pegel geht, wenn die negativen Versorgungsspannung -VEE im Bereich B1 auf der linken Seite der Linie Ä2 in Figur 2 ist, während der Abtastteil 4-2 für die positive Versorgungsspannung so arbeitet, daß der Verzweigungspunkt N2 auf nie- drigen Pegel gebracht, wenn die positive Versorgungsspannung VCC sich im Bereich C unterhalb der Linie A3 in Figur 2 befindet.

Im Pegelwandlerteil 1 gemäß Figur 1 liefert der Ausgangsanschluß P2 ein Ausgangssignal, dessen Pegel zwangsläufig auf dem niedrigen Pegel innerhalb dieser Bereiche A1 und B1 gehalten wird. Daher ist es möglich, den durch die

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Transistoren Q17 und Q19 hindurchfließenden Strom zu beseitigen. Somit ist es auch möglich, die Ausgangstransistoren Q17 und Q19 vor Beschädigungen oder Zerstörungen durch den hindurchfließenden Strom zu schützen. Der Emitter des Transistors Q12 des Pegelwandlerteiles 1 ist an die Emitter des Paares von Differentialtransistoren Q13, Q14 angeschlossen, während sein Kollektor an die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q8 angeschlossen ist. Der Transistor Q12 erhält an seiner Basis eine Vorspannung mit einem kleineren Pegel als der niedrige Pegel des ECL-Signals, das beispielsweise hohe und niedrige Pegel von -0,89 V bzw. -1,69 V hat. Somit geht dieser Transistor Q12 in den abgeschalteten Zustand, wenn der Anschluß P4 ein ECL-Signal A erhält oder wenn der Anschluß P5 die Vorspannung VB oder das ECL-Signal B erhält.

Der Transistor Q12 geht in den eingeschalteten Zustand, wenn die Eingangs-Anschlüsse P4 und P5 gleichzeitig öffnen, um die Differentialtransistoren Q13 und Q14 gleichzeitig abzuschalten. Infolgedessen geht der Emitter des Transistors Q20 auf den niedrigen Pegel, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential ist, so daß der Verzweigungspunkt N2 zwangsläufig auf niedrigem Pegel gehalten wird, wie es bereits erläutert worden ist. Der von den Abtastteilen 4-1 und 4-2 für die positive und negative Versorgungsspannung gesteuerte Schutztransistor Q3, der von dem Versorgungsspannungs-Abtastteil'5 gesteuerte Schutztransistof Q8 und der Schutztransistor Q12 des Pegelwandlerteiles verhindern gemeinsam, daß die Verzweigungspunkte N1 und N2 aus verschiedenen Gründen gleichzeitig auf hohen Pegel gehen.

Wenn der Transistor Q20 weggelassen und die Kollektoren der Schutztransistoren Q3, Q8 und Q12 gemeinsam an den Verzweigungspunkt N2 angeschlossen werden, so werden die Kollektor-Kapazitäten dieser Schutztransistoren Q3, Q8 und Q12 zu der Kollektor-Kapazität des Differentialtransistors Q14 hinzuaddiert. Diese direkte Verbindung der Kollektor-Kapazitäten einer Vielzahl von Transistoren an den Verzweigungs-

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punkt N2 verringert in erheblichem Maße die Schaltgeschwindigkeit am Verzweigungspunkt N2.

Bei der Ausführungsform nach Figur 1 sind die Schutztransistoren Q3, Q8 und Q12 gemäß der zugrundeliegenden Zielsetzung mit ihren Kollektoren an den Emitter des Transistors Q2O angeschlossen, der speziell für die Trennung der Kapazitäten vorgesehen ist, so daß die Kollektor-Kapazitäten dieser Schutztransistoren Q3, Q8 und Q12 vom Verzweigungspunkt N2 abgetrennt werden können. Infolgedessen wird nur die Kollektor-Kapazität des Transistors Q20 zur Kapazität des Verzweigungspunktes N2 hinzuaddiert, um einen schnellen Schaltvorgang des Verzweigungspunktes N2 zu realisieren.

Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind keinesfalls ausschließlich oder einschränkend aufzufassen und könne ι in verschiedener Weise modifiziert werden. Beispielsweise kann das von einem Widerstand R25 zwischen den zusammengeschalteten Kollektoren der Schutztransistoren Q3, Q8 und Q12 und dem Anschluß P1 für die positive Versorgungsspannung gebildete Ausgangssignal einer Inverterschaltung, bestehend aus einem Transistor und einem Widerstand zugeführt werden, wobei der Ausgang der Inverterschaltung verwendet wird, um einen npn-Transistor zu treiben, der zusätzlich zwischen den geerdeten Anschluß P3 und den Verzweigungspunkt N2 oder N1 geschaltet ist. Alternativ dazu kann dieser neu angeschlossenen Transistor vom Ausgang einer NAND-SchaItung getrieben werden, welche die Ausgangssignale von Kollektorlastschaltungen der Schutztransistoren erhält. Es ist auch möglich, eine Diode, insbesondere eine Schottky-Diode, die eine besonders kleine Übergangskapazität liefern kann, anstelle des Kapazitäts-Trenntransistors Q20 der oben beschriebenen Ausführungsform zu verwenden. Es ist auch möglich, den Kapazitäts-Trenntransistor als Mehremitter-Transistor mit einer Vielzahl von Emittern auszubilden, die Ausgangssignale von den Lastwiderständen erhalten, die an die Kollektoren der Schutzwiderstände angeschlossen sind.

ORIGINAL INSPECTED

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Die oben beschriebenen Ausführungsformen der Versorgungsspannung-Abtast teile 4-1, 4-2 und 5 sowie der Vorspannungsteile 2 und 3 sind ebenfalls nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt und können in unterschiedlicher Weise abgewandelt werden.

Figur 3 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform. Die Pegelwandlerschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird bei der Schnittstelle zwischen dem Ausgang einer emittergekoppelten Logikschaltung (ECL-Schaltung) und dem Eingang einer Schaltung verwendet, wie z.B. einer Transistor-Transistor-Logikschaltung (TTL-Schaltung) oder einer N-Kanal-Feldeffekttransistorschaltung mit isolierter Steuerelektrode (N-MOS-Schaltung).

Obwohl nicht darauf beschränkt, läßt sich die dargestellte Schaltung als monolithische integrierte Schaltung mit herkömmlichen Techniken herstellen, wobei man externe Anschlüsse P1 bis P7 hat.

Der oben genannte Anschluß P1 ist so ausgelegt, daß er eine Versorgungsspannung von +5 V erhält, während der Anschluß P7 eine negative Spannung von -5,2 V erhält. Der Anschluß P3 ist an das Erdpotential GND angeschlossen.

Der von einer strichpunktierten Linie 3' umschlossene Teil ist ein Differentialschalter, der aus einem Stromquellen-Transistor Q1O¹ mit einem Emitterwiderstand R7¹, einem Paar von Differentialtransistoren Q8¹ und Q9' und Kollektorwiderständen R1' und R3¹ für die jeweiligen Differentialtransistoren besteht.

Ein Pegel, der im wesentlichen auf einem mittleren Wert des ECL-Signalpegel liegt, beispielsweise bei einer Spannung von -1,29 V, wird an die Basis des Transistors Q8¹ über die Anschlüsse P6 und P5 von einer Vorspannungsschaltung 6¹ angelegt. Somit wird der Differentialtransistor Q8' oder Q9¹ durch das Anlegen des ECL-Signals A an die Basis des Transistors Q9' über den Anschluß P4 eingeschaltet, so daß ein konstanter Strom vom Konstantstrom-Transistor Q10¹ durch den Widerstand R1' oder R3¹ fließen kann, um einen

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Spannungsabfall zu erzeugen. Infolgedessen werden Signale mit umgekehrter Phase von den Kollektoren der Transistoren Q8¹ und Q9¹ gemäß dem Eingangssignal mit ECL-Pegel abgeleitet. In diesem Falle werden die Widerstände R1' und R3' auf geeignete Pegel eingestellt, so daß die niedrigen Pegel der Kollektor-Ausgangssignale dieser Transistoren Q8¹ und Q9¹ einen Wert annehmen, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential ist, beispielsweise +0,3 V.

Die Kollektorausgänge der Transistoren Q8¹ und Q9' sind an die Basen der Transistoren Q2' und Q4' in Kaskadenverbindung über Emitterfolgertransistoren QV und Q3¹ angeschlossen. Infolgedessen werden die Ausgangstransistoren Q2¹ und Q4' mit umgekehrten Phasen durch die Kollektorausgänge von dem Paar von Differentialtransistoren Q8¹ und Q9¹ betätigt.

Infolgedessen erzeugt der Ausgangsanschluß P2 ein Ausgangssignal OUT, das in ein positives Spannungssystem umgewandelt wird, das dem negativen Spannungssystem des Eingangssignals A mit ECL-Pegel entspricht und das groß genug ist, um eine schwere Last zu treiben, wie z.B. eine kapazitive Last, z.B. ainen N-MOS-Speicher.

Bei dieser Ausführungsform wird eine Schutzschaltung 2' verwendet, die so aasgelegt ist, daß sie einen der Ausgangspunkte des Differentialschalters 3¹, z.B. den Verzweigungspunkt N1', zwangsläufig auf niedrigem Pegel hält, wenn die Versorgungsspannungen VCC und -VEE außerhalb von vorgegebenen Bereichen liegen.

Der Verzweigungspunkt N2' als Ausgangspunkt der Schutzschaltung 2' ist an den Verzweigungspunkt N1' als Ausgangspunkt des Differentialschalters 3¹ über eine Kapazitätstrennschaltung 1' angeschlossen.

Die Schutzschaltung 2' enthält eine Schaltung 4¹ zum Abtasten von positiven und negativen Versorgungsspannungen VCC und -VEE, eine Schaltung 5' zum Abtasten der negativen Versorgungsspannung -VEE, eine Vorspannungsschaltung 6¹ sowie Schutztransistoren Q5', Q6¹ und Q7¹. Diese Abtast-

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schaltungen 4¹ und 5* sind so ausgelegt, daß sie die Schutx.transistoren Q5¹ oder Q6' im eingeschalteten Zustand halten, wenn die Versorgungsspannung aus den vorgegebenen Bereichen herausfällt. Infolgedessen kann der Ausgangspunkt N1' auf niedrigem Pegel gehalten werden.

Der Schutztransistor Ql ist vorgesehen, um zu verhindern, daß die Ausgänge des Paares von Differentialtransistoren Q8¹ und Q9' gleichzeitig auf hohen Pegel gehen, wenn die Eingänge dieser Transistoren gleichzeitig geöffnet werden.

Bei der Ausführungsform nach Figur 3 sind der Ausgangspunkt N2' der Schutzschaltung 2' und ein Ausgangspunkt N1' des Differentialschalters 3' über eine Diode D1' miteinander verbunden, deren Kathode an den oben erwähnten Ausgangspunkt N2¹ angeschlossen ist.

Außerdem sind der Ausgangspunkt N2¹ und der Anschluß P1 für die positive Versorgungsspannung über einen Widerstand R2¹ miteinander verbunden.

Wie nachstehend näher erläutert, hat die erfindungsgemäß vorgesehene Kapazitätstrennschaltung 1 mit dem Widerstand R2¹ und der Diode D1' die Funktion, die Anstiegsgeschwindigkeit des Potentials am Ausgangspunkt N1' vom niedrigen Pegel zum hohen Pegel zu erhöhen.

Die Figuren 4 und 5 erläutern· diese Funktionen. Genauer gesagt zeigt Figur 4 ein Ersatzschaltbild eines Schaltungsteiles der Ausführungsform nach Figur 3 mit den Widerständen R1' und R2¹, der Diode D1' und dem Transistor Q8¹. Die Kapazitäten C1' und C2¹ sind Streukapazitäten, die mit den Ausgangspunkten N1' und N2¹ verbunden sind.

Die Kapazität C2¹ ist die Kapazität der Schutztransistoren Q5¹, Q6¹ und Q7¹, während die Kapazität C1' die Kapazität bezeichnet, welche die Transistoren Q8', Q3' usw. besitzen. Wenn die Potentiale an den Ausgangspunkten N1' und N2¹ hier mit V1' bzw. V2¹ bezeichnet sind, so sind die dazugehörigen Wellenformen Vl¹ und V2' in Figur 5 dargestellt. Die strichliert gezeichnete Wellenform wird erhalten, wenn der

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Widerstand R2' nicht angeschlossen ist.

Die folgende Erläuterung basiert auf der Annahme, daß die Schutz transistoren Q5¹, Q6' und Q7¹ £;tets den abgeschalteten Zustand einnehmen.

Die Spannungen oder Potentiale V1' und V2' werden im wesentlichen auf dem gleichen Pegel wie VCC gehalten, wenn der Transistor Q8¹ sich im abgeschalteten Zustand befindet, da die Kapazitäten C1' und C2¹ durch die Widerstände R1' und R2* geladen sind.

Wenn dann der Transistor Q8^r zum einem Zeitpunkt ti eingeschaltet wird, wird die elektrische Ladung der Kapazität C1' durch den Transistor Q8¹ entladen, so daß die Spannung V1' auf einen Wert in der Nähe des Erdpotential GND gebracht wird. Zu dieser Zeit wird die Diode D1' in Sperrichtung vorgespannt. In der Zwischenzeit wird die elektrische Ladung der Kapazität C2¹ durch einen Leckstrom entladen, der durch den Leckwiderstand RO¹ fließt. Um daher die Spannung V2' im wesentlichen auf dem Pegel von VCC zu halten, sollte der Widerstandswert des Widerstandes R2¹ so gewählt werden, daß er ausreichend klein im Vergleich zum Widerstandswert des Leckwiederstandes RO¹ ist. Infolgedessen wird der Widerstandswert des- Widerstandes R2¹ so gewählt, daß er etwa im Bereich zwischen 1 ΚΩ und 100 ΚΩ liegt.

Andererseits wird in dem Falle, wo der Widerstand R2¹ nicht angeschlossen ist, die elektrische Ladung der Kapazität C2¹ allmählich durch den durch den Leckwiderstand RO' fließenden Leckstrom entladen, so daß sich die Spannung V2¹ allmählich dem Erdpotential GND annähert. Dieser Vorgang ist mit der gestrichelten Linie in Figur 5 dargestellt.

Wenn dann der Transistor Q8' zu einem Zeitpunkt t2 abgeschaltet wird, wird die Kapazität C1' durch den Widerstand R1' aufgeladen. Infolgedessen steigt die Spannung V1' mit einer Zeitkonstante C1'R1' an und erreicht im wesentlichen den Wert VCC zu einem Zeitpunkt t4.

Wenn andererseits der Widerstand R2'nicht angeschlossen ist, so nähert sich die Spannung V2' allmählich dem Erd-

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potential GND in der oben erläuterten Weise. Wenn daher die Duchlaßspannung der Diode D1' mit VFDl bezeichnet wird, so wird die Diode D1' in Durchlaßrichtung zu einem Zeitpunkt t3 vorgespannt, bei dem die Spannung V1 ' größer wird als die Soannungssumme(V2' + VFD1). Infolgedessen wird die Kapazität C2' durch den Widerstand R1' und die Diode D1' aufgeladen. Infolgedessen wird eine Zeitkonstante (C1¹ + C2') · R1' gebildet, um den Zeitpunkt t5 zu verzögern, zu dem die Spannung V1' einen Pegel erreicht, der im wesentlichen gleich VCC ist. Dieser Zustand ist mit einer gestrichelten Linie in Figur 5 dargestellt.

Wie oben erläutert, besteht die Funktion des Widerstandes R2¹ und der Diode D1' darin, die Spannung V2' des Ausgangspunkten N2' im wesentlichen auf dem Pegel von VCC zu halten, um eine konstante elektrische Ladung zum Laden der Kapazität C2¹ aufrechtzuerhalten, so daß die Kapazität C2¹ vom Ausgangspunkt N1' gesehen in äquivalenter Weise vernachlässigt werden kann. Es ist somit möglich, die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung V1' am Ausgangspunkt N1' zu erhöhten. Bei cieser Ausführungsform wird bevorzugtermaßen eine Schottky-Diode als Diode D1' verwendet, die eine besonders kleine Übergangskapazität liefern kann.

Figur ί zeigt eire abgewandelte Ausführungsform, bei der ein Transistor Q11' als Schaltelement zwischen den Aus- · gangspunkten N1' und K2¹ der Ausführungsform nach Figur 4 verwendet wird. Der Tansistor Q11¹ ist mit seinem Kollektor und seinem Emitter an den Ausgangspunkt N1' bzw. N2' angeschlossen, während seine Basis über den Widerstand R8¹ an die Versorgungsspannung VCC angeschlossen ist.

Auch bei dieser Ausführungsform besteht die Funktion des Widerstandes R2^f und des Transistors Q11' darin, das Potential V2' am Ausgangspunkt N2' der Schutzschaltung 2¹ im wesentlichen auf dem gleichen Pegel wie VCC zu halten, um eine konstante elekrische Ladung zum Laden der Kapazität C2' zu haben, so daß die Kapazität C2' vom Ausgangspunkt N1' des Differentialscaalters 3¹ in äquivalenter Weise ver-

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nachlässigt werden kann. Damit ist es möglich, die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung V1' am Ausgangspunkt N1' zu erhöhen.

Die oben beschriebene Ausführungsform ist nicht ausschließlich aufzufassen, so kann beispielsweise der Differentialschalter 3¹ und die Schutzschaltung 2¹ für letzteren durch Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuer elektrode ersetzt werden.

Zusammenfassend wird sonr.t eine Pegelwandlerschaltung zum Umwandeln eines Signals nut einer Polarität in ein Signal der entgegengesetzten Polarität angegeben, die ein Paar von Differentialtansistoren, Gegentakt-Ausgangstransistoren, welche die Differentialausgangssignale entgegengesetzter Phase von den Differentialtransistoren erhalten, eine Vielzahl von Schutztransistoren zum Schutz der Ausgangstransistoren, sowie ein Kapazitätstrennelement aufweist, das zwischen die gemeinsamen Kollektorausgänge der Vielzahl von Schutztransistoren und den Ausgang von einem der Differentialtransistoren geschaltet ist. Der Schutztransistoi verhindert, daß beide Differentialausgänge aufgrund verschiedener Betriebsbedingungen der Pegelwandlerschaltung gleichzeitig auf hohen Pegel gehen. Damit wird eine Beschädigung ader ein Ausfall der Ausgangstransistoren durch einen hindurchfließenden Strom vermieden. Das Kapazitätstrennelement trägt außerdem dazu bei, die Verringerung der Betriebsgeschwindigkeit der Differentialtransistoren zu verhindern, welche sonst von den Kollektorkapazitäten der Vielzahl von Schutztransistoren hervorgerufen wird.

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Claims (5)

P AT E N TA η Λ/Ä LT E SCHIFF ν. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HOPF EBB1NGHAUS FINCK MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÜNCHEN 9O POSTADRESSE: POSTFACH 95 O1 6O, D-8OOO MÜNCHEN 95 HITACHI, LTD. und 27. Juni 1980 HITACHI OME ELECTRONIC CO., LTD. DEA-25 205 Pegelwandlerschaltung PATENTANSPRÜCHE *

1. Pegelwandlerschaltung, gekennzeichnet durch

einen ersten (Q13) und einen zweiten Eingangstransistor (Q14), die mit ihren Emittern in einer Differentialschaltung verbunden sind,

eine erste Last (R19), die zwischen den Kollektor des ersten Eingangstransistors (Q13) und eine positive Versorgungsspannung (VCC, P1) geschaltet ist,
eine zweite Last (R20) , die zwischen den Kollektor des zweite.i Eingangstranistors (Q14) und die positive Versorungsspannung (VCC, P1) geschaltet ist,

eine Stromquelle (Q15), die zwischen die Emitter der ersten und zweiten Eingangstransistoren (Q13, Q14) und eine negative Versorgungsspannung (-VEE, P7) geschaltet ist,

einen ersten Ausgangs trans is tor (0.17^ dessen Basis mit dem ^

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Ausgangssignal vom Kollektor des zweiten Eingangstransistors (Q14) antreibbar ist, dessen Kollektor an die positive Versorgungsspannung (VCC, P1) und dessen Emitter an einen Ausgangsanschluß (P2) angeschlossen sind.

einen zweiten Ausgangstransistor (Q19), dessen Basis mit dem Kollektor-Ausgangssignal des ersten Eingangstransistors (Q13) antreibbar ist, dessen Kollektor an den Ausgangsanschluß (P2) angeschlossen und dessen Emitter an einen geerdeten Anschluß (GND) angeschlossen sind,

eine Versorgungsspannungs-Abtaschaltgung (4-1, 4-2, 5), die zumindest eine der positiven (VCC) und negativen Versorgungsspannungen (-VEE) abtastet,

einen ersten Schutztransistor (Q12), dessen Basis an einer Vorspannung (2) mit einem niedrigeren Pegel als der an den ersten und zweiten Eingangstransistoren (Q13, Q14) anliegenden Spannungspegel anliegt, dessen Kollektor über eine dritte Las't (R25) an die positive Vers or gungs spannung (VCC) angeschlossen ist und dessen Emitter mit den Emittern der ersten und zweiten Eingangstransistoren (Q13, Q14) verbunden ist, einen zweiten Schutztransistor (Q8), dessen Basis das Ausgangssignal von der Versorgungsspannungs-Abtastschaltung (4-1, 4-2, 5) erhält, dessen Emitter an den geerdeten Anschluß (GND) angeschlossen und dessen Kollektor mit dem Kollektor des ersten Schutztransistors (Q12) verbunden ist und ein Kapazitäts-Trennelement (Q20; D1¹) das zwischen dem Kollektor des zweiten Eingangstransistors (Q14; Q8¹) und den Kollektoren der ersten und zweiten Schutztransistoren (Q12, Q8; Q6', Q7') angeordnet ist.

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2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung (4-1, 4-2, 5) so ausgelegt ist, daß sie den zweiten Schutztransistor (Q8) einschaltet, wenn die positive Versorgungsspannung (VCC) sehr hoch oder wenn die negative Versorgungsspannung (-VEE) sehr niedrig ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Kapazitäts-Trenneleitient ein Kapazitäts-Trenntransistor (Q2O) ist, dessen Emitter an die Kollektoren der ersten und zweiten Schutztransistoren (Q12_f Q8), dessen Basis über einen Widerstand (R26) an die positive Versorgungsspannung (VCC) und dessen Kollektor an den Kollektor des zweiten Eingangstransistors (Q14) angeschlossen ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Kapazitäts-Trennelement eine Kapazitäts-Trenndiode (DV) ist, deren Kathode mit den Kollektoren der ersten und zweiten Schutztransistoren (Q6', Q7¹) verbunden und deren Anode an den Kollektor des zweiten Eingangstransistors (Q8¹) angeschlossen ist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet , daß ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung (1) von dem Ausgangsanschluß abgeleitet und einem Eingangsanschluß einer N-MOS-Schaltung zugeführt wird.