DE3211233C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Es ist bereits eine Anordnung zur Drehung einer Informations­ speicherplatte mit einer variablen Winkelgeschwindigkeit bekannt (US 42 23 349). Mit Hilfe dieser Anordnung wird von der betreffenden Platte eine Information mit einer vorgeschriebenen konstanten Rate wiedergewonnen. Bei dieser bekannten Anordnung sind eine Grobsteuereinrichtung zur groben Geschwindigkeits- bzw. Drehzahlsteuerung der Platte und eine Feingeschwindigkeits-Steuerschaltung vorgesehen, die mit der erstgenannten Steuereinrichtung gewissermaßen in Überlagerungsbeziehung wirksam ist. Es hat sich gezeigt, daß diese bekannte Art der Geschwindigkeits- bzw. Drehzahlsteuerung bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art keine zufriedenstellenden Ergebnisse liefert.

Es ist ferner eine Vorrichtung zur Steuerung der Drehzahl einer Platte bekannt (US 40 79 942), bei der die lineare Geschwindigkeit der Platte unabhängig von der Position des Abtasters stets dadurch konstant gehalten wird, daß ein Sensor an einem eine geringe Masse aufweisenden Stab angebracht ist, der sich um dieselbe vertikale Achse schwenkbar dreht, um die ein Abtasterarm schwenkbar ist. Der Sensor ist dabei unterhalb eines Plattentellers ange­ ordnet und liefert durch eine auf der Unterseite des Plattentellers vorgesehene Zeitsteuerplatte gesteuert Impulse an eine elektronische Auswerteschaltung, in der diese Impulse mit Standard-Referenzwerten verglichen werden. Derartige Maßnahmen führen bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art jedoch ebenfalls nicht zu zu­ friedenstellenden Ergebnissen.

Es ist auch schon eine Synchronsignal-Erkennungsschaltung bekannt (DE 30 04 799 A1), die zum Synchronisieren digitaler Datenempfangseinrichtungen dient. Dazu werden digitale Signale taktsynchron durch ein Schieberegister geschoben, mit dem eine Verknüpfungsschaltung verbunden ist, welche eine in den digitalen Signalen enthaltene Synchronimpuls­ folge erkennen kann. Obwohl die bekannte Erkennungsschaltung Synchronsignale auch dann erkennen kann, wenn der Übertragungsweg fehlerbehaftet ist, genügen die bei dieser bekannten Erkennungsschaltung getroffenen Schaltungsmaßnahmen indessen nicht, um bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art einen zufriedenstellenden Betrieb zu gewährleisten.

Es ist schließlich auch schon eine Vorrichtung zum Wiedergeben einer Plattenaufzeichnung bekannt (DE 31 37 907 A1), auf der ein PCM-Signal mit runlängenbegrenztem Code aufgezeichnet ist. Diese bekannte Vorrichtung weist einen Eingangs­ anschluß für den Empfang eines wiedergegebenen Signals von einer Aufzeichnungsplatte auf. Ferner ist ein Detektor zum Erfassen des maximalen oder minimalen Übergangsintervalls vorgesehen, welches in dem wiedergegebenen Signal enthalten ist, wobei ein Erfassungssignal erzeugt wird. Schließlich ist ein Vergleicher vorgesehen zum Vergleichen des Erfas­ sungssignals mit einem Bezugssignal entsprechend dem maximalen oder minimalen Übergangsintervall während der Drehung der Plattenaufzeichnung mit vorgegebener Geschwindigkeit bzw. Drehzahl und zum Erzeugen eines Steuersignals, welches einer Servoschaltung zum Steuern der Plattendrehung zuzu­ führen ist. Es hat sich gezeigt, daß auch diese Maßnahmen nicht in jedem Falle genügen, um einen einwandfreien Betrieb der Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu gewährleisten.

Um die Probleme, welche durch die vorliegende Erfindung gelöst werden, besser zu veranschaulichen, seien zunächst noch einige Ausführungen zu Anordnungen bzw. Systemen gemacht, welche die Grundlage für die vorliegende Erfindung bilden.

Als Systeme zur Ermittlung eines Signals von einer PCM- Audio-Platte sind ein Signalermittlungssystem vom optischen Typ, ein Signalermittlungssystem vom elektrostatischen Kapazitätstyp, etc. bisher angewandt worden.

Um ein Audio-PCM-Signal auf einer Platte aufzuzeichnen, sind bereits entsprechende Verfahren vorgeschlagen worden. Gemäß einem dieser Verfahren ist das Audio-PCM-Signal auf der Platte mit einer konstanten Winkelgeschwindigkeit und entsprechend einem weiteren Vorgang mit einer konstanten linearen Geschwindigkeit aufzuzeichnen. Um die Aufzeichnungs­ dichte zu steigern, wird die Aufzeichnung mit der konstanten linearen Geschwindigkeit stärker bevorzugt als die Aufzeichnung mit der konstanten Winkelgeschwindigkeit. In dem Fall, daß das Audio-PCM-Signal auf der Platte mit konstanter linearer Geschwindigkeit aufgezeichnet ist, ist das betreffende PCM-Signal mit konstanter linearer Geschwindigkeit wiederzugeben.

Gemäß einem Verfahren zur Steuerung der Plattendrehung bei der Wiedergabe mit konstanter linearer Geschwindigkeit wird in bekannter Art eine Position eines Aufnehmers mit Hilfe eines Potentiometers ermittelt. Aufgrund einer erforderlichen Drehzahl der betreffenden Position wird das ermittelte Ausgangssignal zu einem Teiler zurück­ geführt, wodurch eine Steuerinformation erhalten wird. Bei derartigen Verfahren wird jedoch die Schaltungs­ anordnung mit dem Positionsdetektor und dem Teiler teuer und im Aufbau kompliziert.

Demgegenüber wird beim Signalermittlungssystem vom optischen Typ die PCM-Audio-Platte vom optischen Typ generell nach folgendem Verfahren hergestellt. Durch die Verwendung eines mit Hilfe eines Aufzeichnungssignals optisch modulierten Laserstrahles wird eine Originalplatte hergestellt, auf der Vertiefungen (Ausnehmungen) gebildet werden, die auf "1" oder "0" des Aufzeichnungssignals ansprechen. Diese Herstellung erfolgt in einem Original­ aufzeichnungsprozeß. Die Audio- bzw. Tonplatte wird von dieser Originalplatte durch Pressen vervielfacht. Dieser Preßvorgang ist dem Preßvorgang zur Vervielfältigung einer normalen analogen Platte ähnlich. Die Bedingung oder dergleichen dieses Originalaufzeichnungsprozesses führt zu einer Verschiebung der Größe oder zur Vergrößerung der Vertiefungen, und zwar in einem gleichmäßigen Ausmaß um eine bestimmte Größe, so daß eine Erscheinung auftritt, gemäß der ein Ein-Aus-Verhältnis eines Wiedergabe­ signales nicht einen Wert von 50% erreicht, während das Ein-Aus-Verhältnis des Aufzeichnungssignals 50% beträgt (welches Signal asymmetrisch wird). Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß dann, wenn das Wieder­ gabesignal in ein Impulssignal durch eine Signalum­ setzschaltung oder einen Wandler eines Wiedergabesystems umgesetzt wird, die Impulsbreite des Wiedergabesignals von der des Aufzeichnungssignals verschieden wird, so daß die Demodulation des wiedergegebenen Signals usw. nicht genau durchgeführt werden, was Probleme mit sich bringt.

Wenn das von der Platte gelesene Signal abgegeben und hinsichtlich der Signalform von einem Komparator umgesetzt wird, der zu diesem Zeitpunkt als Signalumsetzschaltung dient, um die zuvor erwähnten Probleme zu überwinden, muß ein Bezugspegel für den Vergleich (Schwellwertpegel) bisher manuell eingestellt werden. Die betreffende Einstelloperation ist ziemlich aufwendig.

Es ist nun zur Vermeidung der vorstehend aufgezeigten Mängel auch schon versucht worden, ohne die Verwendung eines Detektors zur Ermittlung der Stelle der Aufnahmeeinrichtung auszukommen und die Platte so zu steuern, daß diese sich mit einer konstanten linearen Geschwindigkeit dreht, indem das von der Platte gewonnene Wiedergabesignal verwendet wird, wobei die Unsymmetrie im Wiedergabesignal durch das Wiedergabesignal von der Platte geändert oder korrigiert werden kann.

Die folgenden Punkte werden bei dieser vorgeschlagenen Verfahrensweise oder Schaltungsanordnung besonders berücksichtigt.

Wenn das PCM-Audiosignal von einem Basisband aufgezeichnet wird, welches nicht das Trägermodulationssystem, wie ein AM-(Amplitudenmodulations)-, FM-(Frequenzmodulations)- System usw. sein kann, dann wird im allgemeinen ein Modulations­ verfahren mit einem begrenzten Runlängen-Code verwendet, der auch als Lauflängen-Code bezeichnet wird. Entsprechend dem Verfahren mit der begrenzten Runlängen-Codemodulation wird bei "0"- oder "1"-Daten ein minimales Übergangs­ intervall T_min beim Übergang zwischen zwei Daten erweitert oder verlängert, um den Wirkungsgrad des Aufzeichnens zu steigern. Außerdem wird ein maximales Über­ gangsintervall T_max zwischen den beiden Daten verkürzt, um das Selbsttaktieren auf der Wiedergabeseite zu erleichtern.

Wie groß auch das maximale oder minimale Übergangsintervall T_max, T_min von einem Bezugswert abweicht, wenn die lineare Geschwindigkeit als Bezugsgröße herangezogen wird, wird in Übereinstimmung mit der zuvor betrachteten Schaltungsanordnung die betreffende Abweichung als Information ausgenutzt, um eine Geschwindigkeitsnachregelung, Phasennachregelung und eine Korrektur der Asymmetrie zu ermöglichen.

In diesem Falle wird in vorteilhafter Weise von dem Umstand Gebrauch gemacht, daß das Modulations-Ausgangssignal, in welchem T_max unter normalen Modulationsbedingungen nicht aufeinanderfolgend erzeugt wird, ein Bitmuster liefert, bei dem T_max nacheinander zweimal auftritt, wie dies in Fig. 2A veranschaulicht ist, und als Rahmensynchronisiersignal herangezogen wird. Unter Berücksichtigung des Umstandes, daß dieses Rahmensynchronisiersignal stets während einer Rahmenperiode auftritt, wird die Nachlaufsteuerschaltung so gesteuert, daß T_max gleich dem Bezugswert gemacht ist, so daß sowohl die lineare Geschwindigkeit konstant gemacht als auch die Asymmetrie korrigiert werden können.

In diesem Falle ist das maximale Übergangsintervall T_max beispielsweise mit 5,5 T gewählt (wobei T die Periode der Bitzelle der Eingangsdaten darstellt).

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung werden die Geschwindigkeits- und Phasen-Nachlaufsteuerschaltungen als Servoschaltung verwendet, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen. In diesem Falle ist die Phasen­ servoschaltung zu Anfang nicht in Betrieb, sondern erst nachdem die lineare Geschwindigkeit durch die lineare Servoschaltung konstant gemacht ist, um das Aus­ gangssignal zu erzeugen, welches dann einen Schalter umschaltet, durch den die Phasenservoschaltung wirksam gesteuert wird. Der Grund hierfür liegt in folgendem.

Da die PLL-Schaltung der Phasenservoschaltung einen begrenzten Fangbereich aufweist, wird es lediglich nach Festhalten der linearen Geschwindigkeit auf einen konstanten Wert durch die Geschwindigkeitsservoschaltung möglich, die Drehung der Platte in der Phase auf das Ausgangssignal des Quarzoszillators einzufangen, woraufhin eine starke Änderung der linearen Geschwindigkeit auftritt, und zwar mit Rücksicht auf die Abtastposition der Aufnahmeeinrichtung.

Da die Drehungs- und Geschwindigkeits-Nachlaufsteuerein­ richtungen durch zwei Schritte des Geschwindigkeitsservo­ systems bei der konstanten linearen Geschwindigkeit und durch das Phasenservosystem in den aktiven Zustand gebracht werden, sind, wie oben beschrieben, bei der zuvor vorgeschlagenen Schaltungsanordnung eine Vielzahl von Schaltungsteilen erforderlich, und lediglich eine Schaltung der betreffenden Schaltungen kann effektiv wirken.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung ist überdies die zur Ermittelung der maximalen oder minimalen Übergangsintervalle dienende Detektorschaltung unabhängig von dem Geschwindigkeitsservosystem und dem Steuer­ system für die Korrektur der Asymmetrie vorgesehen, was infolgedessen zu einer Steigerung der Herstellkosten führt.

Mit Rücksicht auf den eingangs betrachteten Stand der Technik und die vorstehend erläuterten Probleme liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß mit besonders geringem schaltungstechnischen Aufwand eine Steuerung durch ein Geschwindigkeits-Servosystem und durch ein Unsymmetrie-Steuersystem wirksam und zufriedenstellend erfolgt.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen.

Die Erfindung zeichnet sich durch den Vorteil eines besonders geringen schaltungstechnischen Aufwands aus, der insbesondere darin begründet liegt, daß mit einer einzigen Detektorschaltung ausgekommen werden kann, die über Um­ schalteinrichtungen für unterschiedliche Aufgaben ausgenutzt ist.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem systematischen Blockdiagramm ein Ausführungsbeispiel einer bereits vorgeschlagenen Schaltungsanordnung zur Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale.

Fig. 2A, 2B, 2C und 2D zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden.

Fig. 3 zeigt in einem systematischen Blockdiagramm ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung der Wiedergabe der auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signale.

Fig. 4A, 4B und 4C zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden.

Fig. 5 veranschaulicht in einem Diagramm ein Ausführungs­ beispiel einer praktischen Schaltungsanordnung, die den wesentlichen Schaltungsteil der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung bildet.

Fig. 6A bis 6M zeigen Signaldiagramme, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung dienen.

Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird zunächst eine bereits vorgeschlagene bekannte Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert werden, die sich auf eine Servoschaltung eines Signalde­ tektorsystems bezieht, welches für eine optische Platten­ wiedergabeanordnung verwendet wird (siehe DE 31 37 907 A1).

In Fig. 1 ist ein Fotodetektor oder Lichtstrahldetektor 1 vorgesehen, der ein PCM-Wiedergabesignal S_p mit einem abgerundeten Signalverlauf erzeugt, welches einer Sinuswelle nahekommt. Dieses wiedergegebene PCM-Signal S_p wird über einen Verstärker 2 einer Vergleicherschaltung oder einem Komparator 3 zugeführt, in welchem das betreffende Signal mit einer Schwellwertspannung V_T verglichen wird. Dadurch wird ein Ausgangssignal S₀ erhalten, das auf "1" oder "0" des Aufzeichnungssignals hin auftritt und das sodann an einen Ausgangsanschluß 18 abgegeben wird.

Dieses Ausgangssignal S₀ wird einer ersten Detektorschaltung 4 zur Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls T_max zugeführt, während ein Signal S₀, bei dem es sich um das durch einen Inverter 5 invertierte Signal S₀ handelt, einer zweiten Detektorschaltung 6 zur Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls T_max zugeführt wird. Diese beiden Detektorschaltungen 4 und 6 bestehen aus Sägezahnsignalformungsschaltungen 4A bzw. 6A und aus Schwellwerthalteschaltungen 4B bzw. 6B. Die Sägezahn­ signalformungsschaltung 4A erzeugt ein Sägezahnsignal SA1, bei dem es sich um ein Signal handelt, dessen Pegel mit einer konstanten Steigung innerhalb einer Periode allmählich ansteigt, in der das Ausgangssignal S₀ von dem Komparator 3 her für eine "1" kennzeichnend ist. Demgegenüber erzeugt die Sägezahnsignalformungsschaltung 6A ein Sägezahnsignal SA2, dessen Pegel mit derselben Steigung allmählich ansteigt wie das Sägezahnsignal SA1 der zuvor erwähnten Schaltung 4A, und zwar innerhalb einer Zeitspanne, während der das Ausgangssignal S₀ für eine "0" kennzeichnend ist. Die Spitzenwerthalteschaltungen 4B und 6B dienen dazu, die Spitzenwertpegel der entsprechenden Sägezahnsignale SA1 bzw. SA2 festzuhalten.

Die Ausgangssignale von diesen Spitzenwerthalteschaltungen 4B und 6B, nämlich die Ausgangssignale Vd1 bzw. Vd2 von der ersten Detektorschaltung 4 bzw. von der zweiten Detektorschaltung 6 nehmen die der Länge des maximalen Übergangsintervalls T_max in dem wiedergegebenen Signal entsprechenden Pegel an. Wenn eine bestimmte Länge der Bitzelle des PCM-Tonsignals mit T angenommen wird, dann wird der Pegel des Ausgangssignals Vd1 oder Vd2 der Detektor­ schaltung 4 oder 6 in dem Fall, daß das Übergangs­ intervall von 5,5 T zugeführt wird, als Geschwindigkeits- Bezugsspannung E_S herangezogen, und das Ausgangssignal Vd1 oder Vd2 wird ermittelt. Die Größe der Abweichung von der linearen Geschwindigkeit auf die Aufzeichnung hin kann ermittelt werden. Bei diesem Beispiel werden das Ausgangssignal Vd2 von der Detektorschaltung 6 her und das Geschwindigkeitsbezugssignal E_S einer Pegelver­ gleicherschaltung oder einem Komparator 7 zugeführt, so daß an einem Ausgangsanschluß 8 ein Geschwindigkeits­ steuersignal erzeugt wird, welches von dem Komparator 7 abgegeben wird. Dieses Geschwindigkeitssteuersignal erhöht oder steigert die Drehzahl des Motors zur Drehung der Platte, wenn das maximale Übergangsintervall T_max länger ist als 5,5 T. Das betreffende Steuersignal vermindert oder senkt die betreffende Drehzahl, wenn der obige Wert T_max kürzer ist als 5,5 T. Dieses Ge­ schwindigkeitssteuersignal wird über einen Schalter 9 an den Motor (nicht dargestellt) abgegeben, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen.

Außerdem werden die Ausgangssignale Vd1 und Vd2 der Detektor­ schaltungen 4 bzw. 6 einer Subtrahierschaltung oder einem Subtrahierwerk 10 zugeführt, mit dessen Hilfe ein Differenz-Ausgangssignal zwischen den beiden Aus­ gangssignalen Vd1 und Vd2 gebildet und einer Spannungs­ erzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 11 zugeführt wird (der durch einen Verstärker gebildet ist). Das von diesem Spannungsgenerator 11 gewonnene Ausgangs­ signal wird dem Komparator 3 als die oben erwähnte Schwellwertspannung V_T zurückgeführt.

In diesem Falle wird eine Beschreibung bezüglich der Arbeitsweise des Komparators 3 für den Fall gegeben, daß diesem das zuvor erwähnte Rahmensynchronisiersignal zugeführt wird, welches als Wiedergabesignal Sp dient. Der Komparator 3 erzeugt das Ausgangssignal S₀, wie es in Fig. 2A veranschaulicht ist, und das dazu invertierte Signal , wie es in Fig. 2B veranschaulicht ist. Demgemäß erzeugen die Sägezahnsignalformungsschaltungen 4A und 6A die Sägezahnsignale SA1 (Fig. 2C) und SA2 (Fig. 2D), deren Pegel mit den bestimmten Steigungen in den betreffenden Intervallen allmählich ansteigen, in denen diese Signale S₀ und kennzeichnend sind für Einsen.

Wenn die Erscheinung einer Asymmetrie noch nicht auftritt, wie dies in Fig. 2A und 2B durch voll ausgezogene Linien veranschaulicht ist, dann sind die "0"- und "1"-Intervalle mit einer Länge von 5,5 T des von dem Komparator 3 abgeleiteten Ausgangssignals S₀ von gleicher Länge. In dem invertierten Ausgangssignal mit der zur Polarität des Ausgangssignals S₀ entgegenge­ setzten Polarität werden die Längen der "1"- und "0"- Längen für den Bereich von 5,5 T jeweils gleich. Demgemäß werden der Spitzenwert Vd1 des Sägezahnsignals SA1 und der Spitzenwert Vd2 des Sägezahnsignals SA2 einander gleich, so daß ein Fehlersignal, welches am Ausgang der Subtrahiereinrichtung 10 auftreten wird, 0 wird. Zu diesem Zeitpunkt wird die von dem Spannungsgenerator 11 erzeugte Bezugsspannung V_T mit einem bestimmten Pegel auftreten.

Wenn die Impulsbreite des Ausgangssignals S₀ in dem für eine "1" kennzeichnenden Intervall eingeengt wird, während die Impulsbreite in dem "0"-Intervall verbreitert wird, wie dies durch gestrichelte Linien in Fig. 2A und 2B veranschaulicht ist, so daß das invertierte Ausgangs­ signal kennzeichnend ist für die Änderungen seiner Impulsbreite gegenüber jener des Ausgangssignals S₀, wie dies durch gestrichelte Linien in Fig. 2C und 2D veranschaulicht ist, dann wird aufgrund der Unsymmetrie der Spitzenwert des Sägezahnsignals SA1 vermindert, wie dies mit dem Bezugszeichen Vd1′ angedeutet ist. Der Spitzenwert des Sägezahnsignals SA2 wird vergrößert, wie dies durch das Bezugszeichen Vd2′ veranschaulicht ist, so daß die Subtrahiereinrichtung 10 ein Fehlersignal erzeugt, welches als Vd1′-Vd2′=-ΔV angegeben wird. Dieses Fehler­ signal -ΔV vermindert den Pegel der Bezugsspannung V_T, welches von dem Spannungsgenerator 11 zu erzeugen ist, so daß der Spannungsgenerator 11 derart gesteuert wird, daß ΔV=0 erzielt wird. Wenn die Impulsbreite durch die Unsymmetrie in entgegengesetzter Richtung bezogen auf Fig. 2A und 2B abweicht, dann wird die Polarität des Fehlersignals positiv, so daß der Spannungsgenerator 11 so gesteuert wird, daß der Pegel der Bezugsspannung V_T ansteigt.

Wie oben beschrieben, kann die durch die Unsymmetrie hervorgerufene Schwankung der Impulsbreite eliminiert werden.

Wenn das Rahmensynchronisiersignal in den Daten durch das Muster des über das maximale Übergangsintervall hinausgehenden Invertierungsintervalls bei diesem Modulations­ system erkannt wird (5,5 T beträgt das maximale Über­ gangsintervall bei dem obigen Beispiel), dann genügt es, das Übergangsintervall dieses Rahmensynchronisiersignals zu ermitteln und das festgestellte Übergangsintervall festzuhalten. Mit kurzen Worten ausgedrückt heißt dies, daß von den Übergangsintervallen innerhalb des wiedergegebenen Signals das maximale oder minimale Übergangsintervall zu ermitteln und dann festzuhalten ist.

Nachdem das Ausgangssignal S₀ in diesem Fall mitgezogen wird, um die Platte mit der konstanten linearen Geschwindigkeit bzw. Drehzahl zu drehen, wird der Schalter 9 in eine Richtung umgeschaltet, die entgegengesetzt zu der in der betreffenden Zeichnung gezeigten Stellung ist.

Darüber hinaus ist der betreffende Schalter so angeordnet, daß die Drehung mit hoher Genauigkeit und geringen Ton­ höhenschwankungen (Wow und Flutter) gesteuert wird.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Ausgangs­ signal S₀ des Komparators 3 einer Differenzschaltung 12 zugeführt wird, in der eine Taktkomponente des wiedergegebenen PCM-Signals S₀ aus dem betreffenden Signal herausgenommen und dann einer PLL-Schaltung (phasen­ starre Regelschaltung) 13 zugeführt wird. Diese PLL- Schaltung 13 erzeugt ein Wiedergabe-Taktsignal mit der Bitfrequenz, welches dieselbe Zeitbasisschwankung aufweist, wie das am Ausgang auftretende Wiedergabesignal S₀. Dieses Wiedergabetaktsignal wird einer Phasenver­ gleicherschaltung oder einem Komparator 14 zugeführt, durch den das betreffende Taktsignal in der Phase mit dem Ausgangssignal eines Quarzoszillators 15 verglichen wird, dessen Ausgangssignal in der Frequenz mittels eines Frequenzteilers 16 untersetzt wird. Dies ermöglicht es, das aufgrund des Vergleichs erzielte Ausgangssignal vom Komparator 14 an einen Ausgangsanschluß 17 abzugeben. Das betreffende Ausgangssignal wird über den Schalter 9 an den Steuer- bzw. Treiberkreis für den Antrieb des Motors abgegeben, so daß die Platte nicht nur mit der konstanten linearen Geschwindigkeit gedreht wird, sondern außerdem in einem Zustand mit sehr geringen langsamen und schnellen Tonhöhenschwankungen (Wow und Flutter).

Im Zuge der obigen Beschreibung sind Geschwindigkeits- und Phasen-Servosteuereinrichtungen als Servorsteuerschaltung herangezogen worden, um die lineare Geschwindigkeit konstant zu machen. Bei diesem Beispiel ist die Phasenservoschaltung am Anfang nicht in Betrieb bzw. wirksam, sondern erst nachdem die lineare Geschwindigkeit durch die lineare Servoschaltung konstant gemacht ist, woraufhin von dieser Schaltung das Ausgangssignal erzeugt wird, welches dann einen Schalter um- bzw. ein­ schaltet, um die Phasenservoschaltung wirksam zu machen. Der Grund dafür liegt in folgendem.

Da die PLL-Schaltung 13 der Phasenservoschaltung einen begrenzten Fang- bzw. Mitziehbereich aufweist, ist es erst dann, wenn die lineare Geschwindigkeit von der Ge­ schwindigkeitsservoschaltung als konstant festgehalten ist, möglich die Drehung der Platte in der Phase auf das Ausgangssignal des Quarzoszillators 15 einzurasten, worauf­ hin eine starke Änderung in der linearen Geschwindigkeit folgt, und zwar aufgrund der Abtastposition der Aufnahme­ einrichtung.

Da, wie oben beschrieben, bei der bereits vorgeschlagenen Schaltungsanordnung die Drehungs- und Geschwindigkeits- Servoeinrichtungen in zwei Schritten wirksam gemacht werden, und zwar durch das Geschwindigkeits-Servosystem bei der konstanten linearen Geschwindigkeit und durch das Phasen-Servosystem, sind viele Schaltungsteile erforderlich, und lediglich eine der Schaltungen kann in Tätigkeit gesetzt sein.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung ist außerdem die Detektorschaltung zur Ermittlung des maximalen oder minimalen Übergangsintervalls unabhängig von dem Geschwindigkeits-Servosystem und dem Steuersystem zur Korrektur der Asymmetrie vorgesehen, was zu einer Steigerung der Herstellkosten führt.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung für die Wiedergabe eines Aufzeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals beschrieben. In Fig. 3 ist in einer systematischen Block­ diagrammdarstellung das betreffende Ausführungsbeispiel der Erfindung für den Fall eines Plattenwiedergabegerätes mit einem Signaldetektorsystem vom optischen Typ veran­ schaulicht. Dabei sind für die Bezeichnung entsprechender Elemente und Einzelteile dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie sie in Fig. 1 benutzt worden sind.

Gemäß Fig. 3 wird das Ausgangssignal S₀ von dem Komparator 3 direkt einem Eingangsanschluß eines Schaltkreises 21 zugeführt, und gleichzeitig wird das mittels eines Inverters 22 invertierte Ausgangssignal S₀ dem anderen Eingangsanschluß des Schaltkreises 21 zugeführt.

Andererseits wird ein Ausgangssignal eines Quarzoszillators 31 einem Frequenzteiler 32 zugeführt, der ein in der Frequenz untersetztes Signal SFX mit der Rahmen­ periode abgibt. Dieses Signal SFX wird einer Flipflop­ schaltung 33 zugeführt, die ein Signal HF erzeugt (siehe Fig. 4A), welches mit jeder Rahmenperiode zu invertieren ist. Dieses Signal HF wird als Schaltsignal dem Schaltkreis 21 zugeführt, so daß dieser Schaltkreis 21 zu der einen Eingangsanschlußseite hin in dem Fall umgeschaltet ist, daß das Signal HF kennzeichnend ist für "1", während eine Umschaltung zu der anderen Eingangsanschlußseite hin erfolgt, wenn das zutreffende Signal kennzeichnend ist für "0". Dies bedeutet, daß der Schaltkreis 21 abwechselnd zum einen Eingangsanschluß und zum anderen Eingangsanschluß mit jeder Rahmenperiode umgeschaltet wird.

Das Ausgangssignal des Schaltkreises 21 wird einem Detektor­ kreis oder Detektor 23 zur Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls zugeführt. Dieser Intervalldetektor 23 kann beispielsweise aus Sägezahnsignalformungsschaltungen und Spitzenwert-Halteschaltungen bestehen, wie dies zuvor beschrieben worden ist. Das Ausgangssignal dieses Detektors 23 wird einem Schaltkreis 24 zugeführt. Dieser Schaltkreis 24 wird durch das zuvor erwähnte Signal HF zu der einen Ausgangsanschlußseite hin in dem Fall umgeschaltet, daß das Signal HF eine "1" ist, während eine Umschaltung zu dem anderen Ausgangsanschluß hin erfolgt, wenn das betreffende Signal eine "0" ist. Dieses Umschalten erfolgt dabei im Synchronismus mit dem Schaltkreis 21. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Schaltkreis 24 abwechselnd mit der jeweiligen Rahmen­ periode umgeschaltet wird.

Ein an einem Ausgangsanschluß des Schaltkreises 24 auf­ tretendes Signal wird einer Spannungserzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 25 zugeführt (der beispiels­ weise aus einem Verstärker besteht), wobei die Ausgangs­ spannung dieses Spannungsgenerators einer Pegelvergleicher­ schaltung oder einem Komparator 26 zugeführt wird. Demgemäß wird die betreffende Ausgangsspannung mit der Bezugsspannung E_S verglichen. Mit der von dem betreffenden Komparator abgegebenen Ausgangsspannung wird der Plattenantriebsmotor (nicht gezeigt) gesteuert.

Demgegenüber wird ein an dem anderen Ausgangsanschluß des Schaltkreises 24 erzieltes Signal einer Spannungs­ erzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 27 zugeführt (der beispielsweise aus einem Verstärker besteht), wobei die Ausgangsspannung dieses Generators dem Komparator 3 als Schwellwertspannung V_T zugeführt wird.

Ein Geschwindigkeits-Servosystem 20V ist durch ein System gebildet, umfassend den das Wiedergabesignal aufnehmenden Eingangsanschluß, den Komparator 3, den Schaltkreis 21, den Detektor 23, den Schaltkreis 24, den Spannungsgenerator 25, den Pegelkomparator 26 und den Motorantriebskreis. Demgegenüber ist ein Unsymmetrie-Steuersystem 20A durch eine geschlossene Regelschleife gebildet, bestehend aus dem Komparator 3, dem Inverter 22, dem Schaltkreis 21, dem Detektor 23, dem Schaltkreis 24, dem Spannungs­ generator 27 und dem Komparator 3.

Im folgenden werden die Betriebsweisen des zuvor erwähnten Geschwindigkeits-Servosystems 20V und des zuvor erwähnten Steuersystems 20A in Verbindung beispielsweise mit dem Teil des Rahmensynchronisiersignals erläutert.

Das Eingangssignal S₀ von dem Schaltkreis 21 her und das invertierte Signal weisen Signalverläufe auf, wie sie in Fig. 4B oder 4C veranschaulicht sind.

Die Schaltkreise 21 und 24 werden in der einen Rahmen­ periode TA zu dem einen Eingangsanschluß bzw. zu dem einen Ausgangsanschluß hin umgeschaltet, und zwar während das Schaltsignal HF kennzeichnend ist für eine "1", wie dies in Fig. 3 veranschaulicht ist, welches den Betrieb des Geschwindigkeits-Servosystems 20V ermöglicht.

Der Detektor 23 dient dazu, das maximale Übergangsintervall zu ermitteln, welches kennzeichnend ist für eine "1" (positive Polarität) des Eingangssignals, so daß das Übergangsintervall bei positiver Polarität des Rahmen­ synchronisiersignals in dem Ausgangssignal S₀, wie es in Fig. 4B veranschaulicht ist, festgestellt wird, um das Geschwindigkeits-Servosystem 20V aktiv zu machen, so daß das maximale Übergangsintervall von 5,5 T erzielt wird. Damit wird die Platte mit der konstanten linearen Geschwindigkeit gedreht.

Demgegenüber werden in einer Rahmenperiode TB, in der das Schaltsignal HF kennzeichnend ist für eine "0", die Schaltkreise 21 und 24 zu dem anderen Eingangsanschluß bzw. zu dem anderen Ausgangsanschluß hin umgeschaltet. Dies führt dazu, daß das Unsymmetrie-Steuersystem 20A aktiv ist. In diesem Falle ermittelt der Detektor 23 die Zeitspanne, während der das invertierte Signal kennzeichnend ist für eine "1", nämlich das maximale Übergangsintervall mit der negativen Polarität des Ausgangssignals S₀, so daß die Schwellwertspannung V_t derart gesteuert wird, daß dieses maximale Übergangsintervall zu 5,5 T gemacht wird.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosystem 20V in einer solchen Art und Weise wirkt, daß das maximale Übergangsintervall T_max mit positiver Polarität des Ausgangsintervalls S₀ eine Länge von 5,5 T annehmen kann, während das Unsymmetrie-Steuersystem 20A derart wirkt, daß das maximale Übergangsintervall T_max bei negativer Polarität des Aus­ gangssignals S₀ eine Länge von 5,5 T annehmen kann. Dies bedeutet, daß die beiden Servosysteme 20V und 20A auf einer Zeitteilbasis arbeiten, wobei die lineare Geschwindigkeit bzw. Drehzahl die bestimmte Geschwindigkeit bzw. Drehzahl dadurch werden kann, daß das maximale Übergangs­ intervall T_max zu 5,5 T gemacht wird. Außerdem wird die Unsymmetrie korrigiert, bei der das maximale Übergangsintervall T_max bei positiver Polarität verschieden sein wird von jenem bei negativer Polarität, was bei dem Intervall von gleicher Länge der Fall sein muß.

In diesem Fall wird das von dem Frequenzteiler 32 abgeleitete Ausgangssignal SFX dem für die Ermittelung des maximalen Übergangsintervalls vorgesehenen Detektor Fig. 23 zugeführt, um diesen nahezu in Synchronismus mit den Umschaltungen der Schaltkreise 21 und 24 zurückzusetzen.

Nachdem bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung die lineare Geschwindigkeit etwa konstant gehalten ist, er­ folgt eine Anpassung dahingehend, daß die Platte ohne langsame und schnelle Tonhöhenschwankungen (Wow und Flutter) durch die Funktion des Phasen-Servosystems ge­ dreht werden kann. Darüber hinaus wird bei diesem Aus­ führungsbeispiel die Zeitkonstante des Geschwindigkeits- Servosystems 20V hinreichend größer gewählt als jene des Phasen-Servosystems, so daß die Ausgangssignale vom Ge­ schwindigkeits-Servosystem und vom Phasen-Servosystem einander addiert werden können, um den Plattenantriebs­ motor zu steuern.

Wie insbesondere in Fig. 3 veranschaulicht, ist ein Phasen- Servosystem 30 vorgesehen, welches hauptsächlich aus einer Phasenservosignal-Formungsschaltung 34, einer Rahmensyn­ chronisiersignalgewinnungsschaltung 35 und einer Span­ nungserzeugungsschaltung oder einem Spannungsgenerator 36 besteht.

Der Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschaltung 35 wird das Ausgangssignal S₀ zugeführt, welches von dem Kompara­ tor 3 geliefert wird, und außerdem wird der betreffenden Schaltung 35 der Taktimpuls von der PLL-Schaltung 13 zu­ geführt. In dieser Rahmensynchronisiersignalgewinnungs­ schaltung 35 wird in jeder Invertierungsperiode beispiels­ weise des Ausgangssignals S₀ der Taktimpuls mit einer konstanten Periode gezählt, um das Rahmensynchronisier­ signal SF zu ermitteln. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Rahmensynchronisiersignal SF dadurch gewonnen wird, daß festgestellt wird, daß das maximale Übergangsintervall T_max zweimal aufeinanderfolgend auf­ tritt. Sogar dann, wenn das Rahmensynchronisiersignal SF durch einen Aussetzer oder dergleichen ausfällt, wird außerdem in der Rahmensynchronisiersignalgewinnungsschal­ tung 35 der Taktimpuls von der PLL-Schaltung 13 in der Frequenz untersetzt, wodurch die Bildung eines Signals SFG erfolgen wird, dessen durch einen Aussetzer ausge­ fallenes Rahmensynchronisiersignal SF kompensiert ist. Dies bedeutet, daß das Signal SFG mit dem Signal SF syn­ chronisiert ist und zu dem Signal der Rahmenperiode wird.

Die Phasenservosignalformungsschaltung 34 erhält das ge­ wonnene Rahmensynchronisiersignal SF, das Signal SFG der Rahmenperiode und das Bezugssignal SFX der Rahmenperiode zugeführt, welches von dem Frequenzteiler 32 abgeleitet ist.

Die Phasenservosignalformungsschaltung 34 bildet dabei dann kein Phasenservosignal, wenn das Rahmensynchroni­ siersignal SF nicht von der Rahmensynchronisiersignal­ gewinnungsschaltung 35 gewonnen wird. Wenn das Rahmen­ synchronisiersignal SF von dieser Schaltung als stabiles Signal gewonnen wird, dann nimmt die Phasenservosignal­ formungsschaltung 34 einen Phasenvergleich des Signals SFG mit dem Signal SFX vor, um ausgangsseitig ein Signal zu erhalten, welches von der Phasenabweichung zwischen den miteinander verglichenen Signalen abhängt.

Dieses Vergleicher-Ausgangssignal wird dem Spannungsgene­ rator 36 zugeführt, in welchem die dadurch erzeugte Aus­ gangsspannung zu der Ausgangsspannung von dem Spannungs­ generator 25 in dem Geschwindigkeits-Servosystem 20V hinzuaddiert und dann an den Pegelkomparator 26 abge­ geben wird. Die Widerstände 28 und 37 dienen dabei dazu, die beiden Ausgangsspannungen miteinander zu mischen.

Das Phasen-Servosystem 30 ist so ausgelegt, daß es so lange unwirksam ist, bis das Geschwindigkeits-Servo­ system 20V die lineare Geschwindigkeit auf einen be­ stimmten Wert festsetzt, da die PLL-Schaltung 13 den eingeengten Mitziehbereich aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die lineare Geschwindigkeit den bestimmten einen Wert aufweist, das Rahmensynchronisiersignal SF, bei dem das maximale Übergangsintervall 5,5 T in zweifacher Folge vorhanden ist, nicht gewonnen werden kann. Demgemäß bil­ det die Phasen-Servosignalformungsschaltung 34 nicht das Phasen-Servosignal, so daß das Phasen-Servosystem 30 un­ wirksam wird.

Wenn die lineare Geschwindigkeit den bestimmten einen Wert aufweist, dann wird mit Rücksicht darauf, daß das Rahmensynchronisiersignal SF als stabiles Signal ge­ wonnen wird, das Phasenservosignal gebildet, um das Phasen-Servosystem 30 derart zu steuern, daß der Motor durch dieses Phasenservosystem 30 gesteuert wird.

Während auf diese Art und Weise der Motor durch das Ge­ schwindigkeits-Servosystem 20V und durch das im Dauer- bzw. stationären Zustand befindliche Phasen-Servosystem 30 gesteuert wird, wird das Geschwindigkeits-Servosystem 20V für eine große Schwankung aktiv, während das Phasen- Servosystem 30 für eine kleine Schwankung aktiv wird.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 5 eine prak­ tische Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Wie­ dergabe eines Aufzeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten Signals gemäß der Erfindung erläutert.

Wenn bei dieser Ausführungsform der das Vorliegen eines maximalen Übergangsintervalls feststellende Detektor 23 eine Entscheidung darüber trifft, ob die Länge des maxi­ malen Übergangsintervalls des Wiedergabesignals 5,5 T beträgt oder nicht, muß der Takt mit der konstanten Frequenz gezählt werden, die hinreichend höher ist als die Bitfrequenz des Wiedergabesignals, und zwar in jeder Invertierungsperiode des Ausgangssignals S₀.

Gemäß Fig. 5 ist ein Zähler 231 vorgesehen, der einem solchen Zweck dient. Ein Taktsignal CP mit der Frequenz von beispielsweise 34,6 MHz wird dem Takteingang CK die­ ses Zählers 231 zugeführt. NAND-Glieder 21A und 21B ent­ sprechen dem Schaltkreis 21 in Fig. 3. Das Ausgangssignal S₀ wird dierekt dem NAND-Glied 21B zugeführt, während das invertierte Ausgangssignal von dem Inverter 22 her dem NAND-Glied 21A zugeführt wird. Außerdem wird ein HF-Signal von dem Q-Ausgang der Flipflopschaltung 33 dem NAND-Glied 21A zugeführt, und das Ausgangssignal vom Ausgang wird dem NAND-Glied 21B zugeführt, so daß die NAND-Glieder 21A und 21B abwechselnd miteinander in jeweils einer Rahmenperiode geöffnet bzw. übertra­ gungsfähig sind. Die NAND-Glieder 21A und 21B geben ihre Ausgangssignale an ein UND-Glied 21C ab. Ein Aus­ gangssignal dieses Verknüpfungsgliedes wird dem Lösch­ anschluß bzw. Löscheingang CL des Zählers 231 zugeführt. Demgemäß wird in einer Rahmenperiode TA, in der das Q-Ausgangssignal HF kennzeichnend ist für eine "1", das NAND-Glied geöffnet bzw. übertragungsfähig sein, wodurch ein Signal erzeugt wird, gemäß dem das Ausgangssignal invertiert ist, d. h., daß ein Signal abgegeben wird, welches dem Ausgangssignal S₀ äquivalent ist. Dieses Signal wird über das UND-Glied 21C dem Löschanschluß CL des Zählers 231 zugeführt, wodurch der Zähler 231 das Eingangstaktsignal in der Periode zählt, während der das Signal S₀ kennzeichnend ist für eine "1". Während der Periode, innerhalb der das Signal S₀ kennzeichnend ist für eine "0" bleibt die Zählerausgangsstellung in dem Zähler 231 auf 0 stehen.

In einer Rahmenperiode TB, in der das Q-Ausgangssignal zu "1" wird, ist außerdem das NAND-Glied 21B geöffnet bzw. übertragungsfähig, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches den invertierten Zustand des Signals S₀ zeigt.

Dieses Signal wird über das UND-Glied 21C dem Löschan­ schluß CL des Zählers 231 zugeführt, so daß der Zähler 231 das Eingangstaktsignal in der Periode zählt, während der das Signal S₀ kennzeichnend ist für eine "0". Bei Vorliegen des Zustandes "1" bleibt die Ausgangszähler­ stellung bei 0. Demgemäß zählt der Zähler 231 die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der Invertierungsperiode ent­ halten sind, während der das Signal S₀ kennzeichnend ist für eine "1", und zwar während der Periode TA. Außerdem zählt der betreffende Zähler die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der Invertierungsperiode enthalten sind, wäh­ rend der das Signal S₀ eine "0" ist, und zwar während der Periode TB.

Wenn die Invertierungsperiode, während der die Anzahl der Taktimpulse CP gezählt wird, um mehr als einen Takt­ impuls größer ist als die Anzahl der Taktimpulse CP, die in der betreffenden Zeitspanne enthalten sind, wenn die Invertierungsperiode 5,5 T in dem Ausgangssignal S₀ oder in dem invertierten Signal vorhanden ist, dann wird das bestimmte Ausgangssignal des Zählers 231 zu "1", so daß das Ausgangssignal eines an dem Zähler 231 angeschlossenen NAND-Gliedes 232 zu "0" wird. Mit Rück­ sicht auf die Tatsache, daß dieses NAND-Glied 232 sein Ausgangssignal an einen Freigabeanschluß EN des Zählers 231 abgibt, hält der Zähler 231 sodann die Zähloperation an, wodurch die NAND-Glieder 21A und 21B in den gesperr­ ten Zustand gebracht werden, so daß weder das Signal S₀ noch das Signal den Zähler 231 danach löschen kann.

In diesem Zustand wird mit dem Ansteigen des von dem Fre­ quenzteiler 230 gemäß Fig. 3 abgeleiteten Bezugssignals SFX der Rahmenperiode eine D-Flipflopschaltung 233 das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 speichern.

Dieses Signal SFX wird über einen Inverter 234 einem Triggeranschluß A einer monostabilen Kippschaltung 235 zugeführt. Diese monostabile Kippschaltung 235 liefert ein Ausgangssignal M1, welches zu einem etwas späteren Zeitpunkt ansteigt als das Signal SFX. Dieses Ausgangs­ signal M1 wird über das UND-Glied 21C dem Löschanschluß CL des Zählers 231 zugeführt, so daß der Zähler 231 mit dem Ansteigen des Ausgangssignals M1 gelöscht wird, nachdem das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 durch die D-Flipflopschaltung 233 gespeichert ist. Da das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 zu "1" wird und dann dem Freigabeanschluß EN des Zählers 231 zugeführt wird, nimmt die Zählerstellung des Zählers 231 den möglichen Zustand an, und das NAND-Glied 21A oder das NAND-Glied 21B wird übertragungsfähig, wodurch es ermöglicht ist, daß die Anzahl der Taktimpulse CP innerhalb der jeweili­ gen Invertierungsperiode des wiedergegebenen Signals er­ neut zu zählen ist.

Auf diese Weise speichert die D-Flipflopschaltungg 233 das Ausgangssignal von dem NAND-Glied 232, in jeder Rah­ menperiode. Wenn zu diesem Zeitpunkt irgendein Inver­ tierungsintervall des Signals HF vorhanden ist, welches länger ist als 5,5 T innerhalb einer Rahmenperiode, dann ist das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 232 be­ reits zu "0" geworden.

In Fig. 5 sind UND-Glieder 24A und 24B vorgesehen, die dem einen Ausgangsanschluß des Schaltkreises 24 gemäß Fig. 3 entsprechen; die in Fig. 5 dargestellten UND- Glieder 24C und 24D entsprechen dem anderen Ausgangs­ anschluß des betreffenden Schaltkreises. Ein am Q-Aus­ gang der D-Flipflopschaltung 233 auftretendes Signal VS wird den UND-Gliedern 24A und 24D zugeführt. Das an dem betreffenden Q-Ausgang auftretende VS-Signal wird außerdem über einen Inverter 24E in der Polari­ tät invertiert dem UND-Glied 24B zugeführt. Dem UND- Glied 24C wird vom -Ausgang der D-Flipflopschaltung 233 ein Ausgangssignal zugeführt. Ferner wird das HF- Signal von dem Q-Ausgang der Flipflopschaltung 33 den UND-Gliedern 24A und 24B zugeführt. Das am -Ausgang auftretende Signal wird den UND-Gliedern 24C und 24D zugeführt, so daß die UND-Glieder 24A und 24B in einer Rahmenperiode TA übertragungsfähig sind, während der das am Q-Ausgang auftretende Signal HF kennzeich­ nend ist für eine "1". Die UND-Glieder 24C und 24D sind in einer Rahmenperiode TB entsprechend wirksam, in der das am -Ausgang auftretende Ausgangssignal zu "1" wird. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24A wird dem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsver­ stärkers 250 zugeführt, während das entsprechende Aus­ gangssignal des UND-Gliedes 24B dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des betreffenden Verstärkers zugeführt wird.

Während der Rahmenperiode TA, während der das an dem be­ trachteten Q-Ausgang auftretende VS-Signal kennzeichnend ist für eine "0", gibt demgemäß der Operationsverstärker 250 einen Konstantstrom über einen Widerstand 25R an einen Kondensator 25C ab. Demgegenüber wird während der Rahmenperiode TA, während der das an dem betrachteten Q-Ausgang auftretende Signal VS kennzeichnend ist für eine "1", ein Entladestrom von dem Kondensator 25C über den Widerstand 25R fließen. In diesem Falle ist die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 25C und den Widerstand 25R bestimmt wird, so gewählt, daß sie hin­ reichend größer sein kann als eine Rahmenperiode. Dem­ gemäß wird die Spannung, mit der das Ausgangssignal VS auftritt, in die Spannung umgesetzt, die an den beiden Enden des Kondensators 25C erhältlich ist.

Darüber hinaus ist eine Diode 29 dem Kondensator 25C parallel geschaltet, um einen Schaltungspunkt P in Fig. 5 daran zu hindern, eine positive Spannung zuge­ führt zu erhalten.

Die an dem Schaltungspunkt P auftretende negative Span­ nung wird über den Widerstand 28 dem Pegelkomparator 26 zugeführt, und zwar dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 26, wodurch diese Spannung mit der Bezugsspannung E_S verglichen wird, die dem nichtin­ vertierenden Eingangsanschluß des betreffenden Opera­ tionsverstärkers zugeführt wird. Das Ausgangssignal des betreffenden Operationsverstärkers wird an den Motor (nicht dargestellt) abgegeben.

Wenn die Platte in das Gerät geladen bzw. eingebracht ist, wird das Ausgangssignal VS der D-Flipflopschaltung 233 zu "0", so daß die Spannungen an den beiden Enden des Kondensators 25C durch die Funktion der Diode 29 zu 0 gemacht sind. Sodann wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 26 gleich der Bezugsspannung E_s, so daß dem Motor die Möglichkeit gegeben ist, sich zu drehen. Während die Platte beginnt sich zu drehen und während ihre Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit noch geringer ist als die bestimmte lineare Geschwindig­ keit, da nämlich das maximale Übergangsintervall in dem Signal S₀ länger ist als 5,5 T, ist das Ausgangssignal VS kennzeichnend für "0", und die Spannung an den beiden Enden des Kondensators 25C befindet sich ebenfalls im Zustand von "0". Demgemäß wird die Rotationsgeschwindig­ keit bzw. Drehzahl des Motors nahe der bestimmten Ge­ schwindigkeit bzw. Drehzahl erhöht.

Wenn, wie oben beschrieben, die Drehzahl bzw. Rotations­ geschwindigkeit des Motors bis zu der bestimmten linearen Drehzahl bzw. Geschwindigkeit erhöht ist, dann wird das maximale Übergangsintervall innerhalb des Signals S₀ nahe­ zu 5,5 T betragen. Wenn in diesem Zusammenhang das maxi­ male Übergangsintervall kleiner ist als 5,5 T, dann wird das Ausgangssignal VS zu "1", so daß der Entladungsstrom von dem Kondensator 25C fließt. Das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P wird zu einem negativen elektri­ schen Potential, durch das das Ausgangssignal des Opera­ tionsverstärkers 26 höher angehoben wird als auf die Be­ zugsspannuung E_s, wodurch der Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors ermöglicht ist, sich abzusenken.

Wenn demgegenüber das maximale Übergangsintervall größer wird als 5,5 T, dann wird das Ausgangssignal VS zu "0", so daß der Ladestrom von dem Operationsverstärker 250 auf den Kondensator 25C fließt. Dadurch steigt das elek­ trische Potential an dem Schaltungspunkt P in positiver Richtung an, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors erhöht wird. Im Dauerzustand, in dem die lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit konstant ist, treten in dem Signal VS wiederholt die Zustände "1" und "0" in richtiger Weise innerhalb jeder Rahmenperiode TA auf, und zwar auf die genaue Ermittlung von 5,5 T in dem Zähler 231. In Verbindung mit der Zeitkonstante wird demgemäß die Spannung an dem Kondensator 25C zu 0V.

In diesem Fall dient die Diode 29 dazu, den Motor daran zu hindern, in der Rückwärtsrichtung zu laufen. Wenn das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P gemäß Fig. 5 einen positiven Spannungswert aufweist und außer­ dem größer wird als die Bezugsspannung E_S, dann wird genauer gesagt das Ausgangssignal des Operationsver­ stärkers 26 eine negative Spannung annehmen, so daß der Motor in der Rückwärtsrichtung läuft. Da bei die­ ser Ausführungsform die Diode 29 zwischen dem Schal­ tungspunkt P und Erde bzw. Masse mit der in Fig. 5 ge­ zeigten Polung vorgesehen ist, wird in dem Fall, daß das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P posi­ tiv wird, die betreffende Diode 29 leitend werden, so daß das elektrische Potential an dem Schaltungspunkt P nicht den positiven Spannungswert erhalten wird. Dadurch ist der Rückwärtslauf des Motors blockiert.

In entsprechender Weise wird dann, wenn zuvor die Aus­ wahl der Polarität des Eingangssignals für den Zähler 231 oder des Signals S₀ erfolgt, welches von dem Kompa­ rator 3 erhalten wird, wenn die Platte nicht eingeführt bzw. geladen ist, ermöglicht, den Motor an einer Drehung zu hindern, wenn die betreffende Platte noch nicht ein­ geführt bzw. geladen ist.

Demgegenüber werden während einer Rahmenperiode TB, wäh­ rend der das Signal kennzeichnend ist für eine "1", folgende Steuerungsvorgänge ausgeführt. Wenn das Aus­ gangssignal VS von der D-Flipflopschaltung 233 her kenn­ zeichnend ist für eine "1", d. h. dann, wenn das maximale Übergangsintervall mit negativer Polarität größer ist als 5,5 T, wird das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 24D zu "1", und das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C wird zu "0". Aufgrund der Tatsache, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C dem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 270 zugeführt wird, und mit Rücksicht darauf, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24D dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Opera­ tionsverstärker 270 zugeführt wird, wird das Ausgangs­ signal dieses Operationsverstärkers 270 zu diesem Zeit­ punkt ein positives Ausgangssignal, so daß der Opera­ tionsverstärkers 270 den Ladestrom über einen Widerstand 27R an einen Kondensator 27C abgibt, der zwischen diesem Widerstand und Erde bzw. Masse liegt.

Wenn demgegenüber das maximale Übergangsintervall mit negativer Polarität kleiner ist als 5,5 T, dann wird das Ausgangssignal des UND-Gliedes 24C zu "1", und das UND-Glied 24D liefert das Ausgangssignal "0". Demgemäß erzeugt der Operationsverstärker 270 das negative Aus­ gangssignal, so daß der Entladestrom von dem Kondensator 27C über den Widerstand 27R fließt. Die Spannung V_T an dem Kondensator 27C wird als Schwellwertspannung für den Komparator 3 gemäß Fig. 3 verwendet. Auf diese Art und Weise wird die betreffende Spannung V_T derart ge­ steuert, daß das maximale Übergangsintervall von nega­ tiver Polarität zu 5,5 T werden kann.

Wenn in diesem Falle der Lade- und Entladestrom des Kon­ densators 25C als iv angenommen wird, wenn außerdem der Lade- und Entladestrom des Kondensators 27C mit ia an­ genommen wird und wenn die Kapazitäten der Kondensatoren 25C und 27C mit C_v bzw. C_a angenommen werden, dann werden die betreffenden Kapazitäten so gewählt, daß folgende Beziehung erfüllt ist:

Dadurch ist die Ausbildung des Schwingens verhindert.

Das Phasenservosystem 30 wird im folgenden näher betrach­ tet. Das Phasenservosignal wird von einer Schaltungsanord­ nung erzeugt, die Flipflopschaltungen 341 und 342, ein UND-Glied 343 und eine D-Flipflopschaltung 344 aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Signal SFX der Rahmenperiode von dem Frequenzteiler 32 (in Fig. 3) der Flipflopschaltung 341 zugeführt wird, von der ein Signal F1 erhalten wird, welches zu dem Zeitpunkt zu in­ vertieren ist, zu dem das Signal SFX ansteigt. Außerdem wird das Signal SFG der Rahmenperiode von der Signalge­ winnungsschaltung 35 (in Fig. 3) der Flipflopschaltung 342 zugeführt, von der ein Signal F2 abgegeben wird, wel­ ches zu dem Zeitpunkt zu invertieren ist, zu dem das Signal SFG ansteigt. Die beiden Signale F1 und F2 werden dem einen bzw. dem anderen Eingangsanschluß des UND-Glie­ des 343 zugeführt, von dem ein Signal A1 erhalten wird, welches von der Phasendifferenz zwischen den beiden Si­ gnalen F1 und F2 abhängt. Dieses Signal A1 wird den UND- Gliedern 361 und 362 zugeführt. Andererseits wird in der D-Flipflopschaltung 344 der Zustand des Signals F2 zu dem Zeitpunkt abgetastet, zu dem das Signal F1 an­ steigt.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen SFX und SFG 180° wird, wie dies in Fig. 6L und 6M veranschau­ licht ist, dann befinden sich die beiden Signale SFX und SFG in dem Zustand, in dem sie keine Phasendifferenz zwi­ schen sich aufweisen, und das Ausgangssignal A1 von dem UND-Glied 343 her wird stets zu "0". Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das Phasenservosystem 30 der­ art arbeitet, daß das Signal SFX und das Signal SFG die in Fig. 6L und 6M dargestellten Zustände aufweisen können.

Wenn die Signale SFX und SFG die Signalverläufe haben, wie sie beispielsweise in Fig. 6A bzw. 6C veranschau­ licht sind, und wenn darüber hinaus die Ausgangssignale F1 und F2 von den Flipflopschaltungen 341 bzw. 341 von dem Zustand abgeleitet sind, in welchem die Phasendif­ ferenz zwischen diesen Signalen 180° beträgt, wobei die betreffende Abweichung in Fig. 6B und 6D veranschaulicht ist, dann erzeugt die D-Flipflopschaltung 344 ein Aus­ gangssignal UD, welches zu "0" wird, wie dies in Fig. 6F veranschaulicht ist. Gleichzeitig wird das Ausgangssi­ gnal A1 des UND-Gliedes 343 zu einem Impuls mit einer Impulsbreite, die der Abweichungsgröße des Impulses ent­ spricht, wie dies Fig. 6E veranschaulicht.

Obwohl das Ausgangssignal A2 von dem UND-Glied 361 zu "0" wird, wie dies Fig. 6G veranschaulicht, erzeugt das UND- Glied 362 an einem Ausgang A3 einen Impuls, dessen Impuls­ breite abhängt von der Phasenabweichung, wie sie in Fig. 6H veranschaulicht ist, so daß ein Verstärker 360, dem die Ausgangssignale A2 und A3 zugeführt werden, einen Lade­ strom über einen an ihm angeschlossenen Widerstand 36R an einen Kondensator 36C abgibt, der zwischen dem betref­ fenden Widerstand und Erde bzw. Masse vorgesehen ist. Da­ durch steigt die Spannung an dem betreffenden Kondensator 36C an.

Wenn demgegenüber die beiden Signale SFX und SFG bezüg­ lich der in Fig. 6A und 6C dargestellten Signalverläufe ausgetauscht werden, obwohl der Ausgangszustand des UND- Gliedes 343 nicht geändert wird, dann wird das Ausgangs­ signal UD von der D-Flipflopschaltung 344 zu "1", wie dies in Fig. 6I veranschaulicht ist.

Demgemäß wird zu diesem Zeitpunkt ein Impuls mit einer von der Phasenabweichung abhängigen Impulsbreite von dem Ausgang A2 des UND-Gliedes 361 erhalten, wie dies in Fig. 6J veranschaulicht ist, und das Ausgangssignal A3 von dem UND-Glied 362 her wird zu 0, wie dies Fig. 6K veranschaulicht, so daß der Entladestrom von dem Konden­ sator 36C über den Widerstand 36R fließt.

Aus der obigen Beschreibung geht hervor, daß die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors in einer solchen Art und Weise gesteuert wird, daß die Phasendifferenz zwischen den Signalen F1 und F2 180° annehmen kann und daß damit die Spannung an dem Kondensator 36C zu 0 V wird.

In diesem Falle wird die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 36C und den Widerstand 36R gegeben ist, so gewählt, daß sie angemessen kleiner ist als die Zeit­ konstante, die durch den Kondensator 25C und den Wider­ stand 25R gegeben ist. Nachdem die Drehzahl bzw. Rota­ tionsgeschwindigkeit des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit durch das Geschwindigkeits- Servosystem 20V festgehalten bzw. mitgezogen ist, wird der Motor oder die Platte gedreht, während eine Phasen­ verriegelung auf den Takt vorliegt, der von dem durch das Phasenservosystem 30 wiedergegebenen Signal gewonnen ist. Außerdem ist die Geschwindigkeits-Servoeinrichtung für große Schwankungen wirksam bzw. aktiv, da die Ge­ schwindigkeits-Servoeinrichtung wirksam ist.

Bis das Geschwindigkeits-Servosystem 20V die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors auf die kon­ stante lineare Drehzahl bzw. Geschwindigkeit gewisser­ maßen einrastet, ist das Phasen-Servosystem 30 so aus­ gelegt, daß es, wie zuvor, nicht aktiv ist. Dies wird auf folgende Art und Weise erreicht.

Dazu ist insbesondere ein Zähler 41 vorgesehen, in wel­ chem das von dem Signal S₀ in der Signalgewinnungs­ schaltung 35 (Fig. 3) abgeleitete Rahmensynchronisier­ signal SF dem zugehörigen Löschanschluß CL zugeführt wird. Einem Taktanschluß CK des betreffenden Zählers 41 wird das Signal SFG der Rahmenperiode zugeführt, wel­ ches nahezu mit dem Rahmensynchronisiersignal SF syn­ chronisiert ist. Da das Rahmensynchronisiersignal SF von der Signalgewinnungsschaltung 35 gemäß Fig. 3 nicht aus dem Signal S₀ gewonnen wird, bis die Drehzahl bzw. Rotationsgeschwindigkeit des Motors auf die zuvor er­ läuterte konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwindig­ keit eingerastet bzw. eingefangen ist, erzeugt die be­ treffende Signalgewinnungsschaltung 35 das Signal SFG allein. Demgemäß beginnt der Zähler 41 damit, dieses Signal SFG zu zählen. Unter Berücksichtigung des Ein­ flusses von Störungen usw. wird das am Ausgang Q_D des betreffenden Zählers auftretende Ausgangssignal zu "1", wenn der Zähler 41 das Signal SFG aufeinanderfolgend, beispielsweise achtmal, zählt, um als Zählwert eine "8" zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal Q_D des Zählers 41 wird über einen Inverter 42 den UND-Gliedern 361 und 362 zugeführt. Wenn dieses Ausgangssignal Q_D kennzeichnend ist für eine "1", dann sind die UND-Glieder 361 und 362 geschlossen bzw. übertragungsfähig, so daß das Phasen- Servosystem 30 nicht arbeitet.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Mo­ tors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwin­ digkeit verriegelt bzw. eingefangen ist, dann leitet die Signalgewinnungsschaltung 35 gemäß Fig. 3 das Rahmen­ synchronisiersignal SF aus dem Signal S₀ ab, so daß der Zähler 41 dadurch gelöscht wird. Damit verbleibt das Ausgangssignal Q_D des betreffenden Zählers in dem Zu­ stand, der kennzeichnend ist für "0". Demgemäß sind die UND-Glieder 361 und 362 offen bzw. übertragungsfähig, wodurch dem Phasen-Servosystem 30 ermöglicht ist, den Betrieb zu beginnen.

Wenn das Rahmensynchronisiersignal SF durch den Aussetzer usw. um mehr als achtmal aufeinanderfolgend ausfällt, nachdem die Rotationsgeschwindigkeit bzw. Drehzahl des Motors auf die konstante lineare Drehzahl bzw. Geschwin­ digkeit eingerastet worden war, dann kann dies wahr­ scheinlich zu einem fehlerhaften Arbeiten des Geschwin­ digkeits- bzw. Drehzahl-Servosystems 20V und des Un­ symmetrie-Steuersystems 20A führen. Um dies zu vermei­ den, wird bei dieser Ausführungsform die folgende Anord­ nung bereitgestellt.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß das am Ausgang Q_D des Zählers 41 auftretende Q_D-Ausgangssignal einer monostabilen Kippschaltung 43 zugeführt wird, um diese mit dem Ansteigen des Ausgangssignals Q_D zu trig­ gern, so daß das Q-Ausgangssignal dieser Kippschaltung zu "1" wird. Dieses Q-Ausgangssignal und das Q_D-Aus­ gangssignal werden einem NAND-Glied 44 zugeführt, dessen Ausgangssignal den UND-Gliedern 24A bis 24D zugeführt wird. Wenn demgemäß das Rahmensynchronisiersignal SF nicht erhalten wird, dann wird das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 44 zu "0" während der Dauer der Periode, die der Zeitkonstante der monostabilen Kippschaltung 43 entspricht, so daß die UND-Glieder 24A bis 24D schließen bzw. gesperrt werden, um eine fehlerhafte Arbeitsweise sowohl des Geschwindigkeits-Servosystems 20V als auch des Steuerungs-Servosystems 20A zu verhindern.

Das Geschwindigkeits-Servosystem 20V und das Unsymmetrie- Steuersystem 20A sind beide nach einer konstanten Zeit­ periode erholt.

Da das Ausgangssignal der Servoschaltung bei der konstan­ ten linearen Drehzahl bzw. Geschwindigkeit als Geschwin­ digkeits- bzw. Drehzahl-Servosignal ausgenutzt wird und da die Zeitkonstante dieser Drehzahl- bzw. Geschwindig­ keits-Servoschaltung so gewählt ist, daß sie hinreichend kleiner ist als jene der Phasen-Servoschaltung, erzeugt gemäß der Erfindung die Servoschleife keine Schwingung, so daß der Servobetrieb wirksam stabil wird, wobei die Servoverstärkung verbessert werden kann.

Gemäß der Erfindung erfolgt bei dem in Fig. 1 dargestell­ ten Ausführungsbeispiel die Steuerung in zwei Schritten, gemäß denen die Phasen-Servoschaltung wirksam gemacht ist, nachdem die Geschwindigkeits-Servoschaltung bei der konstanten Geschwindigkeit bzw. Drehzahl aktiv ist. Diese Steuerung ist jedoch nicht notwendig, wodurch sich die Anordnung der Servoschaltung extrem vereinfacht.

Da der Detektor gemeinsam vorgesehen ist, um das maximale Übergangsintervall oder das minimale Übergangsintervall zu ermitteln, werden, wie oben beschrieben, gemäß der Erfindung das Geschwindigkeits-Servosystem und das Un­ symmetriesteuersystem beide auf einer Zeitteilbasis be­ trieben. Darüber hinaus sind das Geschwindigkeits-Servo­ system und das Unsymmetrie-Steuersystem in dem Maximum- oder Minimum-Übergangsintervall bei positiver Polarität und negativer Polarität umschaltbar. Die Erfindung kann dabei sehr einfach oder leicht aufgebaut sein.

Obwohl das Geschwindigkeits- bzw. Drehzahl-Servosystem in starkem Maße eine Änderung erfährt, und zwar in Ver­ bindung mit der Position, in der die Aufnahmeeinrichtung die Platte abtastet, wenn eine Änderung von der Innen­ seite in radialer Richtung zur Außenseite der betreffen­ den Platte hin erfolgt, ist für das Unsymmetrie-Steuer­ system die Platte selbst einzig von Wichtigkeit, weshalb nahezu keine Änderung auftritt, wenn die Wiedergabeposi­ tion auf der Platte geändert wird. Wenn sowohl das Ge­ schwindigkeits-Servosystem als auch das Unsymmetrie- Steuersystem gemeinsam ausgebildet werden, so wird das Geschwindigkeits-Servosystem oder das Unsymmetrie-Steuer­ system 20A niemals schwingen, da die den beiden Systemen anhaftenden Konstanten voneinander verschieden sind.

Bei einer Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines Auf­ zeichnungsträgers bzw. des auf einem Aufzeichnungsträ­ ger als PCM-Signal in einem begrenzten Runlängencode auf­ gezeichneten Signals wird das von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebene Signal an einem Eingangsanschluß aufge­ nommen. Eine erste Vergleicherschaltung vergleicht das wiedergegebene Signal mit einem ersten Bezugssignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches positive und negative Signalanteile entsprechend dem Eingangssignal aufweist. Eine Detektorschaltung dient zur Ermittelung der maximalen oder minimalen Übergangsintervalle, die in dem Ausgangssignal enthalten sind, und zur Erzeugung eines Detektorsignals. Eine zweite Vergleicherschaltung vergleicht das Detektorsignal mit einem zweiten Bezugs­ signal, welches dem maximalen oder minimalen Übergangs­ intervall während der Wiedergabe des Aufzeichnungsträ­ gers mit einer bestimmten Geschwindigkeit entspricht. Dabei wird ein erstes Steuersignal für die Abgabe an eine Drehzahl- bzw. Geschwindigkeits-Servoschaltung er­ zeugt, die eine erste Zeitkonstantenschaltung zur Steue­ rung der Drehzahl bzw. Geschwindigkeit des Aufzeichnungs­ trägers enthält. Außerdem ist eine phasenstarre Regel­ schleife vorgesehen, die ein Phasensignal aus dem wieder­ gegebenen Signal erzeugt. Ferner sind eine Oszillator­ schaltung für die Ableitung eines Bezugsphasensignals und eine dritte Vergleicherschaltung vorgesehen, welche das Phasensignal von der phasenstarren Regelschleife mit einem Bezugssignal vergleicht und welche ein zweites Steuersignal für eine Phasen-Servoschaltung abgibt, die eine zweite Zeitkonstantenschaltung enthält, mit der die Phase des von dem Aufzeichnungsträger wiedergegebenen Signals gesteuert wird. Dabei weist die erste Zeitkon­ stantenschaltung eine Zeitkonstante auf, die größer ist als die Zeitkonstante der zweiten Zeitkonstantenschal­ tung.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zur Wiedergabe eines auf einem Aufzeich­ nungsträger mittels eines begrenzten Runlängen-Codes in Rahmen mit festgelegter Rahmendauer aufgezeichneten PCM- Signals, insbesondere Audio-PCM-Signals, mit einer eine Antriebseinrichtung für den Antrieb des Aufzeichnungsträgers steuernden Servoeinrichtung, welche folgende Einrichtungen umfaßt:

• a) eine erste Pegel-Vergleicherschaltung (3), die das jeweils wiedergegebene PCM-Signal mit einem ersten Be­ zugssignal (V_T) vergleicht und die ein Ausgangssignal mit den "1"- und "0"-Bits des jeweiligen PCM-Signals entsprechenden positiven und negativen Signalanteilen abgibt,
• b) eine der ersten Pegel-Vergleicherschaltung (3) nach­ geschaltete Detektorschaltung (23), welche ein für die Dauer der "1"-Bits und "0"-Bits in Übergangsintervallen des jeweiligen PCM-Signals entsprechendes Ausgangssignal abgibt,
• c) eine zweite Pegel-Vergleicherschaltung (26), die der Detektorschaltung (23) nachgeschaltet ist und die das von der Detektorschaltung (23) abgegebene Ausgangssignal bzw. ein diesem entsprechendes Signal mit einem zweiten Bezugssignal (E_S) vergleicht, welches der maximalen oder minimalen Bit-Dauer in den Übergangsintervallen während der Wiedergabe des Aufzeichnungsträgers mit einer bestimmten Geschwindigkeit entspricht, wobei das Ausgangssignal der zweiten Pegel-Vergleichsschaltung der Antriebseinrichtung zugeführt wird,
• d) und eine Phasenvergleicherschaltung (34), die ausgangs­ seitig ein Signal erzeugt, welches der Phasenabweichung zwischen einem Referenzsignal (SFX) und einem periodi­ schen Vergleichssignal (SFG) entspricht, das aus dem Ausgangssignal (S₀) der ersten Pegel-Vergleicherschal­ tung (3) mittels einer phasenstarren Regelschleife (12, 13) gewonnen wird, wobei das Ausgangssignal der Phasen­ vergleicherschaltung (34) der Antriebseinrichtung zugeführt wird,

dadurch gekennzeichnet,

• e) daß die Detektorschaltung (23) eingangsseitig über eine erste Umschalteinrichtung (21) zum einen direkt und zum anderen über einen Inverter (22) am Ausgang der ersten Pegel-Vergleicherschaltung (3) angeschlossen ist,
• f) daß die Detektorschaltung (23) ausgangsseitig über eine zweite Umschalteinrichtung (24) zum einen mit der zweiten Pegel-Vergleicherschaltung (26) und zum anderen für die Abgabe des ersten Bezugssignals (V_T) mit der Eingangs­ seite der ersten Pegel-Vergleicherschaltung (3) verbunden ist,
• g) daß die beiden Umschalteinrichtung (21, 24) entsprechend der Rahmendauer des PCM-Signals Umschaltsignale (HF) zugeführt erhalten
• h) und daß das periodische Vergleichssignal (SFG) ein der genannten Rahmendauer entsprechendes Signal ist, welches mittels einer Rahmensynchronisiergewinnungsschaltung (35) aus dem Ausgangssignal der phasenstarren Regelschleife (12, 13) und dem Ausgangssignal (S₀) der ersten Pegel- Vergleicherschaltung (3) gewonnen wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß eine das erste Bezugssignal erzeugende Steuerschaltung (27) vorgesehen ist, die so ausgelegt ist, daß ein Intervall des positiven Signalanteils des Ausgangssignals und ein Intervall des negativen Signal­ anteils des wiedergegebenen Signals einander gleich sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Drehzahl- bzw. Geschwindigkeits-Servo­ schaltung (20V) und die Steuerschaltung (20A bzw. 27) in dem Fall umgeschaltet werden, daß die das maximale oder minimale Übergangsintervall ermittelnde Detektorschaltung entweder den positiven Anteil oder den negativen Anteil des maximalen oder minimalen Übergangsintervalls des wie­ dergegebenen Signals ermittelt.