DE3430933C2 - - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/12—Picture reproducers
- H04N9/16—Picture reproducers using cathode ray tubes
- H04N9/29—Picture reproducers using cathode ray tubes using demagnetisation or compensation of external magnetic fields
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit den im
Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.
Zur Verbesserung von Bilddetails bei der Fernsehwiedergabe
ist in der älteren DE-OS 33 15 663 eine Schaltung beschrieben,
bei welcher dem Fernsehsignal bei Signalsprüngen ein Verstei
lerungssignal in Form von Vor- und Nachschwingern hinzugefügt
wird, welches Bildkantenschärfe erscheinen läßt. Aus diesem
Versteilerungssignal wird vor seiner Addition mit dem Video
signal ein achsnaher Amplitudenbereich herausgeschnitten,
dessen Größe vom niederfrequenten Gehalt des Videosignals
linear abhängig ist, um in den dunklen Bildteilen keine zu
sätzlichen Rauschstörungen auftreten zu lassen, welche ihrer
seits im Bilde störend wirken.
Diese sogenannte Signalentkernung, bei welcher der der Signal
mittelwertachse benachbarte "Kern" des Signals mit Hilfe einer
Signalübertragungsschaltung entkernt wird, deren Übertragungs
kennlinie eine tote Zone für Signale mit achsnahen Amplituden
aufweist, ist ein bekannter Signalverarbeitungsprozeß, der
gelegentlich zur Störunterdrückung verwendet wurde, wie bei
spielsweise in einer Veröffentlichung von J. P. Rossi "Digital
Techniques for Reducing Television Noise" SMPTE Journal,
März 1978, Seiten 134 bis 140 beschrieben ist. Das Ausmaß
der Entkernung kann auf dynamischer Basis automatisch einge
stellt werden, wie es beispielsweise in der US-PS 41 67 749
beschrieben ist, bei der der Betrag der Entkernung in Abhängig
keit vom Pegel des in einem Videosignal festgestellten Rauschens
verändert wird. Bei einer solchen Einrichtung ist der Grad der
Entkernung relativ groß, wenn der wahrgenommene Rauschpegel
hoch ist, um dadurch den Störabstand oder das Verhältnis vom
Signal zu Rauschen zu verbessern. Andererseits wird der Grad
der Entkernung bei niedrigerem Rauschpegel herabgesetzt, um
die Beeinflussung der gewünschten Signalamplitudenschwankungen
so klein wie möglich zu halten.
In der US-PS 44 41 121 ist eine Videosignal-Horizontal-Ver
steilerungseinrichtung für einen Fernsehempfänger beschrieben,
die eine Schaltungsanordnung zur einstellbaren Entkernung
einer Horizontal-Versteilerungssignalkomponente enthält, die
der Leuchtdichtekomponente eines Videosignals zur Detailer
höhung zugesetzt wird. Die Entkernung dieses Versteilerungs
signals verringert die Wahrscheinlichkeit, daß die gewünschte
Bilddetailanhebung von einer unerwünschten Anhebung des Unter
grundrauschens begleitet wird.
In der bereits erwähnten DE-OS 33 15 663, die der US-PS
44 37 124 entspricht, ist eine lineare Steuerung der Ent
kernung der Horizontal-Versteilerungskomponente in einer Ein
richtung der in der obenerwähnten US-PS 44 41 121 beschriebe
nen Art erläutert, bei der das Ausmaß der Entkernung (d. h.
die Entkernungs-"Tiefe") als Funktion des Pegels des Nieder
frequenzanteils der zu versteilernden Leuchtdichtesignale
zwischen einer Bildschwarzwert- und einer Bildweißwertgrenze
linear geregelt wird. Die lineare dynamische Regelung erfolgt
dabei in einem solchen Sinne, daß die maximale Entkernung bei
der Schwarzwertgrenze und die minimale Entkernung bei der Weiß
wertgrenze erfolgt. Hierbei wird also die Höhe des Unter
drückungspegels in Abhängigkeit mit dem Bildinhalt des Video
signals verändert, und zwar so, daß bei hellem Bildinhalt ein
relativ kleiner achsnaher Bereich kleiner Signalamplituden
aus dem Gesamtsignal herausgeschnitten wird und dieser Bereich
mit zunehmend dunklerem Bildinhalt linear breiter wird, also
bei dunkleren Bildern größere Signalamplituden herausgeschnit
ten werden als bei helleren Bildern, weil in dunklen Bildbe
reichen Störsignale als helle Blitze auffälliger sind als
dunkle Störungen in hellen Bildbereichen. Dieses im angel
sächsischen Sprachgebrauch als "coring" bezeichnete Verfahren
wird im angegebenen Fall auf eine Signalüberhöhungsschaltung
angewendet, im Angelsächsischen als "peaking" bezeichnet, bei
der Signalsprüngen Vor- bzw. Nachschwinger aufgesetzt werden,
welche das Wiedergabebild schärfer erscheinen lassen. Diese
Signalüberhöhung wird nun durch Benutzung einer dynamischen
Unterdrückungsschaltung der soeben erläuterten Art vom Bild
inhalt abhängig gemacht, so daß in hellen Bildbereichen die
Übergänge, also die Bildkanten schärfer erscheinen, weil der
Effekt dort am auffälligsten ist.
Aus der DE-AS 22 29 674 ist eine Videosignalverarbeitungs
schaltung mit einem nicht linearen Verstärker bekannt, mit des
sen Hilfe ein Signalamplitudenbereich, der grauen Bildteilen
entspricht, mit einem größeren Verstärkungsgrad verstärkt wird
als die übrigen Amplitudenbereiche, um eine Kontrasterhöhung
in einem vorgegebenen Graubereich zu erhalten, der sich zwi
schen Schwarz- und Weißwert verschieben läßt. Jedoch handelt
es sich hierbei um die Verstärkung des Bildsignals selbst und
nicht um die Aufbereitung von Zusatzsignalen wie den Versteile
rungssignalen.
Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe
zugrunde, den Schärfeeindruck auch in dunkleren Bildbereichen
zu verbessern, die bei einer linearen Abhängigkeit des Unter
drückungspegels von der Bildhelligkeit nicht ganz befriedigt.
Die Lösung dieser Aufgabe der Verbesserung der Detailwieder
gabe im dunklen Bildbereichen gegenüber einer Schaltung, bei
welcher der Signalunterdrückungspegel mit dunkler werdendem
Bildinhalt linear ansteigt, besteht in der Unterteilung des
Änderungsbereiches für den Unterdrückungpegel in zwei Teil
bereiche mit unterschiedlicher Charakteristik: Während in
den hellen Bildbereichen der Unterdrückungspegel in gleicher
Weise wie bisher mit abnehmender Helligkeit zunimmt, wird
diese Zunahme in dunklen Bildbereichen schwächer gemacht, so
daß der Unterdrückungspegel in diesem zweiten Bereich bei
dunklem Bildinhalt langsamer wächst als im ersten Bereich bei
hellem Bildinhalt. Bei dunklem Bildinhalt hat die Entkernung
einen größeren Betrag, es wird also ein breiterer Signalkern
herausgeschnitten, wobei die Kernbreite mit zunehmend dunkler
werdendem Bild wächst. Gemäß der Erfindung wird das Ausmaß der
Entkernung, also deren Zunahme, bei Annäherung an den dunklen
Bildextremwert beschränkt: Die Kernbreite wächst also nach
dunkleren Bildteilen zu langsamer an.
Die dynamische Signalentkernungsschaltung gemäß der Erfindung
hat den Vorteil, daß dunklere Szenen, die durch einen Fernseh
empfänger wiedergegeben werden, der eine Signalentkernungs
schaltung gemäß der Erfindung hat, vom Betrachter mit verbes
serter Bilddetailwiedergabe wahrgenommen werden.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter
Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 einen Teil eines Fernsehempfängers, der eine Si
gnalentkernungsschaltung und eine dieser zuge
ordnete Entkernungssteuerschaltung gemäß einer
Ausführungsform der Erfindung enthält;
Fig. 2 eine graphische Darstellung des zeitlichen Ver
laufes eines Signales, auf die bei der Erläute
rung der Arbeitsweise der Entkernungsschaltung
gemäß Fig. 1 Bezug genommen wird, und
Fig. 3 weitere Einzelheiten von Teilen der Schaltungs
anordnung gemäß Fig. 1.
Der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 werden Leuchtdichte
signale von einer Leuchtdichtesignalquelle 11 über eine
Versteilerungsschaltungs-Eingangsklemme I und von dieser
einer Eingangsklemme L einer Verzögerungsleitung 12 zuge
führt. Die an der Klemme L erscheinenden Signale, und die
an einer Ausgangsklemme L′ der Verzögerungsleitung 12
auftretenden Signale werden einem mit steuerbarer Entkernung
arbeitenden Versteilerungssignalgenerator 15 zugeführt,
der beispielsweise eine Schaltungsanordnung des in der
oben bereits erwähnten US-PS 44 41 121 (Harwood) beschrie
benen Typs enthalten kann.
Wenn das Eingangsende der Verzögerungsleitung 12 durch
eine Impedanz, die mit dem Wellenwiderstand der Verzöge
rungsleitung im wesentlichen übereinstimmt, abgeschlossen
ist und das Ausgangsende der Verzögerungsleitung 12 fehl
angepaßt ist, so daß Reflexionen auftreten, enthalten die
Eingangssignale des Versteilerungssignalgenerators 15 ein
einmal verzögertes Leuchtdichtesignal (von der Klemme L′)
bzw. die Summe eines unverzögerten Leuchtdichtesignals
und eines zweimal verzögerten Leuchtdichtesignals (von der
Klemme L′). Wenn die durch die Verzögerungsleitung 12 be
wirkte Verzögerung gleich einer halben Periode einer vor
gegebenen Frequenz im hochfrequenten Teil des vom Leucht
dichtesignal eingenommenen Spektrums ist, entspricht die
Differenz zwischen den Signalen an den Klemmen L und L′
einem geeigneten Horizontal-Versteilerungssignal, das dem
Leuchtdichtesignal zur Anhebung oder Verstärkung der hori
zontalen Bilddetails zugesetzt werden kann. Die Versteile
rungskomponente des Leuchtdichtesignals ist für den hoch
frequenten Anteil des Leuchtdichtesignals repräsentativ.
Der Versteilerungssignalgenerator 15 bildet ein Versteile
rungssignal entsprechend einer solchen Signaldifferenz.
Hieraus wird jedoch der achsnahe Kern bis zu einer Tiefe
entfernt, der von der Größe eines Entkernungstiefe-Steuer
signals CC abhängt, das einem Steuereingang der Schaltung
15 zugeführt wird. Die Entkernungssteuerspannung CC wird
von einer Entkernungspegel-Steuerspannungsquelle 20 gelie
fert, auf die noch eingegangen wird.
Der Versteilerungs-Signalgenerator 15 liefert gleichartig
entkernte Versteilerungsausgangssignale in Gegentaktform
(also in bezug aufeinander invertierte Signale) an eine
verstärkungsgeregelte Signalübertragungsschaltung 14.
Die Signalübertragungsschaltung 14 überträgt die entkernten
Versteilerungssignale mit einer Verstärkung (oder Dämpfung),
die durch eine Versteilerungssteuerspannung PC bestimmt
wird. Die Gegentaktausgangssignale von der Signalübertra
gungsschaltung 14 werden in einer Kombinierschaltung 16
mit den Gegentaktausgangssignalen eines Leuchtdichtesignalver
stärkers 13 summiert. Der Verstärker 13 wird durch die ver
zögerten Leuchtdichtesignale von der Klemme L′ gesteuert.
Die Kombinierschaltung 16 liefert gegenphasige Gegentakt-)
Versionen eines versteilerten Leuchtdichtesignals an einen
Verstärker 17 für das versteilerte Leuchtdichtesignal.
Der Verstärker 17 setzt die versteilerten Gegentakt-Leucht
dichtesignale in ein unsymmetrisches Signal an einer Aus
gangsklemme T O um. Das Signal an der Klemme T O kann bei
spielsweise einer Matrixschaltung eines Farbfernseh
empfängers zur Kombination mit entsprechenden Farbdiffe
renzsignalen zugeführt werden, um Farbsignale für eine
Farbbildröhre zu erzeugen.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 17 wird außerdem dem Ein
gang eines Bandpaßverstärkers 18 zum Zwecke der automatischen
Versteilerungssteuerung zugeführt. Der Verstärker 18 hat
beispielsweise ein Durchlaßband mit einer Breite von 1 MHz,
das bezüglich einer Frequenz von etwa 2 MHz zentriert ist
und liefert die in das Durchlaßband fallenden Komponenten
des versteilerten Leuchtdichtesignals an einen Spitzengleich
richter 19. Der Spitzengleichrichter 19 erzeugt die Versteile
rungssteuerspannung PC, die proportional der Amplitude der
bandpaßgefilterten Komponenten ist, um die Größe der der
Kombinierschaltung 16 zugeführten Versteilerungssignale
in einem Sinne zu steuern, der der Amplitude der zugeführten
Komponenten entgegengesetzt ist. Die Arbeitsweise einer
solchen automatischen Versteilerungssteuerungsschaltung
und Beispiele für Schaltungsanordnungen zum Realisieren
der Funktionen der Schaltungseinheiten 13, 14, 16, 17, 18
und 19 sind in der US-PS 43 99 460 (Harwood) beschrieben.
Die der Eingangsklemme I zugeführten Leuchtdichtesignale
werden außerdem einen Eingang einer Entkernungsgrad-
Steuerspannungsquelle 20 zugeführt, deren Schaltbild in
Fig. 1 dargestellt ist. Wie die links in Fig. 1 dargestell
te Kurve zeigt, kann das Luminanzeingangssignal beispiels
weise einen in negativer Richtung verlaufenden Synchroni
sierimpuls enthalten, an den sich eine ins Positive gehen
de und in weißer Richtung ansteigende Treppenspannungs
komponente, die hier den Bildinhalt darstellt, anschließt.
Die Tiefe der Entkernung des Versteilerungsausgangssignales
des Versteilerungsgenerators 15 wird in Abhängigkeit von
der Amplitude des niederfrequenten Anteiles der Leuchtdichte
signale von der Quelle 11 nach Verarbeitung durch die Ent
kernungsgrad-Steuerspannungsquelle 20 gesteuert, an deren
Ausgang das Entkernungs-Steuersignal CC auftritt. Die
Steuersignalquelle 20 enthält zu diesem Zweck, wie noch
erläutert werden wird, einen invertierenden Tiefpaßver
stärker. Um die dynamische Entkernung des Versteilerungs
signals vom Generator 15 im gewünschten Sinne zu steuern,
bewirkt das tiefpaßgefilterte Ausgangssignal CC von der
Schaltung 20 eine Vergrößerung der Entkernungstiefe, wenn
sich das Ausgangssignal der Schaltung 20 in Schwarzrichtung
ändert, während eine Änderung des Ausgangssignales der
Schaltung 30 in Weißrichtung die Entfernungstiefe verrin
gert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung hat die Entkernungsgrad
steuersignalquelle 20 eine nichtlineare Transfercharakteri
stik oder Übertragungskennlinie, bei der die Leuchtdichte
signale in einem Bereich zwischen der Weißwertgrenzampli
tude und einem Schwellenwert in Schwarzrichtung mit einem
ersten Verstärkungsfaktor verstärkt werden, während die
Leuchtdichtesignale für Amplituden, die zwischen dem
Schwellenwert und der Schwarzwertamplitudengrenze liegen,
mit einem anderen Verstärkungsgrad verstärkt werden. Das
von der Schaltungsanordnung 20 gelieferte Steuersignal
CC hat daher eine entsprechende nichtlineare Charakteri
stik.
Dem Eingang der Steuerspannungsquelle 20 werden Leucht
dichtesignale zugeführt, die beispielsweise die durch
die Kurve dargestellte Polarität haben, bei der der in
den schwärzer-als-schwarz-Bereich gehende Synchronisier
impuls in negativer Richtung verläuft. Diese Leuchtdichte
signale werden über einen Gleichstrom sperrenden Block
kondensator 31 und einen Reihenwiderstand 32 der durch
die Basis gebildeten Eingangselektrode eines Transistors
33 zugeführt, der als invertierender Verstärker in Emit
terschaltung geschaltet ist. Mit dem die Ausgangselektrode
bildenden Kollektor des Transistors 33 ist ein Arbeitswider
stand 34 gekoppelt und der Basis-Emitter-Strecke des Tran
sistors 33 ist ein Vorspannungswiderstand 39 parallelge
schaltet. Zwischen dem Kollektor und der Basis des Transi
stors 33 ist eine Rückkopplungsschaltung in Form eines über
brückten T-Filternetzwerkes geschaltet, welches durch Rei
henwiderstände 35, 36, einen Kondensator 30 und die parasi
täre Kollektor-Basis-Kapazität C P des Transistors 33 ge
bildet wird. Das Filternetzwerk verleiht dem Verstärker-
Transistor 33 eine Tiefpaßfiltercharakteristik mit einer
-3 dB-Grenzfrequenz von etwa 1,0 MHz. Eine solche Tiefpaß
charakteristik verhindert im wesentlichen Nachschwingstörun
gen im Entkernungs-Steuersignal CC.
Dem Rückführungswiderstand 35 im Kollektor-Basis-Kreis des
Transistors 33 ist eine Diode 37 parallelgeschaltet, die
zur Erzeugung der nichtlinearen Verstärkungsgradcharakteri
stik der den Transistor 33 enthaltenden Signalübertragungsschaltung
zwischen einem Weißgrenzwert und einem Schwarz
grenzwert des Bildes in folgender Weise beiträgt: Durch
einen Widerstand 38 wird dem Verbindungspunkt der Rück
kopplungswiderstände 35 und 36 ein vorspannender Strom
zugeführt, der eine Schwellenwertvorspannung für die
Diode 37 erzeugt. Die Diode 37 wird in den Sperrbereich
(Rückwärtsbereich) vorgespannt, wenn die tiefpaßgefilterten
Ausgangssignale am Kollektor des Transistors 33 Werte zwi
schen der Weißwertgrenze und einem Schwellenwert haben,
der zwischen der Weißwertgrenze und der Schwarzwertgrenze
liegt. Die Diode 37 wird zunehmend mehr in Flußrichtung
vorgespannt und leitend, wenn die Ausgangssignale am Kol
lektor des Transistors 33 Werte zwischen dem Schwellen
wert und dem Schwarzgrenzwert annehmen, wodurch der Ver
stärkungsgrad des Transistors geändert wird. Die Wirkung
der Diode ist aus dem in Fig. 2 dargestellten Signalver
lauf ersichtlich.
Die Kurve in Fig. 2 entspricht einer horizontalen Bild
zeile des Leuchtdichtesignals, das am signalinvertierenden
Ausgang, als am Kollektor des Transistors 33 auftritt.
Das dargestellte Leuchtdichtesignal enthält einen positi
ven Synchronisierungsimpuls, der während des Bildaustast
intervalles auftritt, und ein anschließendes Bildinter
vall mit einer treppenartigen Signalkomponente zwischen
einem Schwarzgrenzwert (mehr positiv) und einem Weißgrenz
wert (weniger positiv). Die Diode 37 bleibt in einem
ersten Amplitudenbereich der Signale zwischen dem Weiß
grenzwert und dem Schwellenwert nichtleitend, welch
letzterer beispielsweise einem Wert des Leuchtdichte
signals entsprechend etwa 30 IRE-Einheiten entspricht.
In diesem Bereich von Signalamplituden oder -werten hat
der Transistor 33 einen ersten, verhältnismäßig linearen
Verstärkungsgrad, der durch das Verhältnis der Summe der
Werte der Widerstände 35 und 36 zum Wert des Widerstandes
32 entspricht.
In einem zweiten Bereich der Signalamplituden, der zwi
schen dem Schwellenwert und dem Schwarzgrenzwert liegt,
wird die Diode 37 zunehmend mehr in Flußrichtung vorge
spannt und leitend, so daß sie den Wert der Rückkopplungs
impedanz und damit den Verstärkungsgrad des Transistors
33 entsprechend ändert. Der Verstärkungsgrad des Transi
stors 33 wird durch die stärkere Gegenkopplung herabge
setzt und die Leuchtdichteausgangssignale werden durch
das Leiten der Diode, die den Rückführungswiderstand 35
überbrückt, komprimiert. Die Diode 37 leitet für die mei
sten Leuchtdichtesignalwerte zwischen dem Schwellenwert
und dem Schwarzgrenzwert in ihrem nichtlinearen, knie
förmigen Bereich ihrer Kennlinie, in dem die Diode 37
eine Offsetspannung zwischen 0,0 und etwa 0,5 V aufweist.
Für Signalwerte im schwärzer-als-schwarz-Bereich, wie sie
von dem positiven Synchronisierimpuls angenommen werden,
leitet die Diode stark in einem mehr linearen Bereich und
bewirkt dadurch ein Beschneiden, durch das die Amplitude
des Synchronisierimpulses begrenzt wird.
Entsprechend der Signalkompression im zweiten Signalamplitu
denbereich begrenzt das Entkernungs-Steuerausgangssignal
CC den Betrag der im Signal vom Versteilerungsgenerator
15 bewirkten Entkernung umso mehr, je mehr sich die Signal
werte vom Schwellenwert dem Schwarzgrenzwert nähern, ver
glichen mit der relativ stärkeren Schwarzbereichentkernung,
die ohne eine solche Kompression sonst stattfinden würde.
Es wurde festgestellt, daß eine Videosignalverarbeitung
mit der in der oben beschriebenen Weise arbeitenden
Steuerquelle 20 zu einer Bildwiedergabe führt, die beim
Betrachter den Eindruck einer besseren Detailwiedergabe
erweckt, insbesondere in dunklen Szenen mit weniger als
30 IRE-Einheiten. Es wurde ferner festgestellt, daß der
Einfluß von Störungen, die durch die Begrenzung der Si
gnalentkernung bei dunklen Szenen auftreten können, nicht
stört und durch die verbesserte Detailwiedergabe mehr als
wettgemacht wird, wenn die Signalentkernung bei dunkleren
Szenen oder Bildteilen in der oben beschriebenen Weise
eingeschränkt wird. Untersuchungen haben gezeigt, daß die
beschriebene nichtlineare Signalentkernungseinrichtung
eine bessere Näherung an die Empfindlichkeit des Auges
des Betrachters bezüglich Störungen und Bilddetails für
dunklere Szenen ergibt.
Die Entkernungs-Steuerspannungsquelle 20 in Fig. 1 ent
hält ferner einen PNP-Transistor 40, der eine Klemmein
gangsschaltung zur Wiederherstellung der Gleichstrom
komponente darstellt, wie sie in der US-PS 44 37 123 be
schrieben ist. Kurz gesagt, sind der die Eingangselektro
de darstellende Emitter und der die Ausgangselektrode dar
stellende Kollektor des Transistors 40 mit dem Kollektor
ausgangskreis des Transistors 33 bzw. dem Blockkondensa
tor 31 verbunden. Der Basis des Transistors 40 wird eine
Referenzvorspannung von einem Spannungsteilernetzwerk
zugeführt, das Widerstände 41 und 43 enthält. Der Kon
densator 31 isoliert die die Steuerspannungsquelle 20
enthaltende Schaltungsanordnungen gegen Schwankungen des
Gleichstrompegels an der Eingangsklemme I. Der Klemmtran
sistor 40 wird durch die positiven Synchronisierimpulse,
die im Kollektorkreis des Transistors 33 auftreten,
periodisch in den leitenden Zustand ausgesteuert. Während
der Intervalle, in der der Transistor 40 leitet, wird
die Ladung am Kondensator 31 so eingestellt, daß die
Spitzen der Synchronisierimpulse am Ausgang der Steuer
spannungsquelle 20 auf ein Potential geklemmt werden,
das auf das durch den Spannungsteiler 41 und 43 bestimm
te Referenzpotential bezogen ist. Das Referenzpotential
wird so gewählt, daß das Steuerausgangssignal CC der
Steuersignalquelle 20, das in Ansprache auf ein Schwarzwert
eingangssignal entsteht, die gewünschte Entfernungstiefe
(z. B. 6%) bewirkt. Das Klemmen trägt also dazu bei, die
gewünschte Entkernungstiefe für schwarze Bildteile oder
Szenen einzustellen.
Die Amplitude des Synchronisierungsimpulses, der den Klemm
transistor 40 leiten läßt, kann aus verschiedenen Gründen
in unvorhersehbarer Weise schwanken, wodurch das Niveau,
bei dem der Klemmtransistor 40 leitet, verändert und die
die Klemmwirkung des Transistors 40 in unerwünschter
Weise beeinflußt werden kann. Klemmfehler, die sonst
durch Schwankungen der Synchronisierungsimpulsamplitude
eingeführt werden können, werden jedoch durch die
Synchronisierimpuls-Begrenzungswirkung erheblich verrin
gert, die durch die erwähnte Signalkompression durch den
gegengekoppelten Verstärker mit dem Transistors 33 be
wirkt wird. Die Komprimierung des Schwarzbereiches und
die Begrenzungsfunktion tragen also ebenfalls dazu bei,
ein genaueres Klemmen sowie eine genauere Wiederein
führung der Gleichstromkomponente zu bewirken und den Ent
kernungsfehler zu verringern.
Für optimale Zeitverhältnisse bei der dynamischen Ände
rung des Entkernungsgrades sollte die Gesamtverzögerung
im Steuerkanal einschließlich der Steuerspannungsquelle
20 im wesentlichen mit der Verzögerung des einmal ver
zögerten Eingangssignales des Versteilerungssignalgene
rators 15 übereinstimmen, was beispielsweise durch Wahl
einer geeigneten Verzögerungscharakteristik des Tiefpaß
filterkreises der Schaltung 20 erreicht werden kann.
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles
für den mit veränderbarer Entkernung arbeitenden Ver
steilerungssignalgenerator 15 in Fig. 1 zusammen mit der
Verzögerungsleitung und der Steuerspannungsquelle. Bei dem
Generator 15 handelt es sich um einen Typ, wie er in der
oben erwähnten US-PS 44 41 121 beschrieben ist. Die Leucht
dichtesignale von der Eingangsklemme I werden über einen
Gleichstrom sperrenden Blockkondensator 45 und einen Wi
derstand 48 der Eingangsklemme L der der Verzögerungsleitung
12 zugeführt. Bei der Verzögerungsleitung 12 kann es
sich beispielsweise um eine breitbandige Einrichtung
mit einem linearen Phasengang in dem vom Leuchtdichte
signal eingenommenen Frequenzband (das beispielsweise
bis 4 MHz reicht) handeln und die Verzögerungsdauer
kann etwa 140 ns betragen. Das Eingangsende der Verzö
gerungsleitung 12 an der Klemme L ist (beispielsweise
mit Hilfe des Widerstandes 48) mit einer Impedanz abge
schlossen, die im wesentlichen mit dem Wellenwiderstand
der Verzögerungsleitung übereinstimmt, während das Aus
gangsende der Verzögerungsleitung an der Klemme L′ fehl
angepaßt ist, um einen Reflexionseffekt zu erhalten. An
den jeweiligen Enden der Verzögerungsleitung 12 treten
daher die folgenden Signale auf:
- a) ein einmal verzögertes Leuchtdichtesignal an der Klem me L′, und
- b) die Summe eines unverzögerten Leuchtdichtesignales und eines zweimal verzögerten Leuchtdichtesignales an der Klemme L.
Die Differenz zwischen den jeweiligen Signalen an den Klem
men L und L′ entspricht einem geeigneten Horizontal-Verstei
lerungssignal, das dem Leuchtdichtesignal zugesetzt werden
kann, um dessen horizontale Details durch Anhebung der hoch
frequenten Leuchtdichte-Signalkomponenten zu verbessern;
die maximale Anhebung oder Verstärkung tritt hier etwa
bei 3,5 MHz auf.
Das Horizontal-Versteilerungssignal wird durch einen Dif
ferenzverstärker 50 linear verstärkt, welcher emitter
gekoppelte Transistoren 51, 53 enthält, deren Basen Ein
gangssignale von den Klemmen L′ bzw. L der Verzögerungs
leitung über Emitterfolgertransistoren 54 und 55 zuge
führt werden. Die Kollektorelektroden der Transistoren
51 und 53 sind mit einem Betriebspotential über entspre
chende, nicht dargestellte Belastungen, wie Arbeitswider
stände gekoppelt, die sie mit den Ausgangskreisen einer
Begrenzerverstärkerstufe teilen, auf die noch eingegangen
wird. Die Kollektorströme der Transistoren 51 und 53
ändern sich entsprechend gegenphasiger Versionen des Ver
steilerungssignales.
Das Horizontal-Versteilerungssignal wird durch einen ab
schneidenden oder begrenzenden Differenzverstärker 60
nichtlinear verstärkt. welcher emittergekoppelte Transi
storen 61, 63 enthält, deren Basen Eingangssignale von
den Klemmen L′ bzw. L der Verzögerungsleitung 12 über
Emitterfolgertransistoren 54 und 55 zugeführt werden.
Als Stromquelle für die Transistoren 61 und 63 dient
ein Transistor 65. Der Differenzverstärker 60 dient als
Eingangsstufe eines begrenzenden Verstärkers für das
Versteilerungssignal. An Lastwiderständen 67 und 69
stehen gegenphasige Versteilerungssignale zur Verfügung, de
ren maximale Auswanderungen über einen bestimmten Schwel
lenwert abgeschnitten sind.
Als Ausgangsstufe des begrenzenden Verstärkers dient ein
Differenzverstärker 70, der emittergekoppelte Transistoren
71, 73 enthält und ein weiteres Clippen der Versteilerungs
signale bewirkt. Die durch die Basen gebildeten Eingangs
elektroden der Transistoren 71 und 73 sind mit den Kollek
torausgängen der Transistoren 61 bzw. 63 der Eingangs
stufe verbunden. Als Stromquelle für die Transistoren
71 und 73 dient ein Transistor 75. Die Kollektorausgangs
ströme der Transistoren 71 und 73 der Begrenzer-Ausgangs
stufe werden jeweils mit den Kollektorausgangsströmen
der Transistoren 51 und 53 des linearen Verstärkers
kombiniert, um gegenphasige, entkernte Versteilerungs
signalströme I P und I P ′ zu erzeugen.
An die in Reihe geschalteten Basis-Emitterstrecken der
Stromquellentransistoren 75 und 65 wird eine Spannung ge
legt, die an zwei in Reihe geschalteten und in Flußrichtung
vorgespannten Dioden 77 und 78 erzeugt wird. Mit der Ba
sis des Stromquellentransistors 75 ist der Kollektor eines
Steuertransistors 81 verbunden, dessen Kollektor-Emitter-
Strecke die Basis-Emitter-Strecke des Stromquellentransi
stors 65 überbrückt.
Das Entkernungssteuersignal CC von der Schaltung 20 wird
über einen Emitterfolgertransistor 85 und einen Wider
stand 83 dem Basiseingang des Steuertransistors 81 zuge
führt, dessen Basis-Emitter-Übergang durch eine Diode
82 überbrückt ist. Eine Änderung des Wertes des positiven
Entkernungssteuersignals CC ändert die Leitfähigkeit
der Kollektor-Emitter-Strecke des Steuertransistors 81.
Das veränderliche Steuersignal CC wird außerdem dem Basis
eingang eines PNP-Steuertransistors 79 zugeführt, dessen
Emitterausgang mit dem Basiseingang des Stromquellentransi
stors 75 gekoppelt ist. Der Basis-Emitter-Übergang des
Steuertransistors 79 ist in einem wesentlichen Teil des
Variationsbereiches des Entkernungs-Steuersignales CC
in Sperrichtung vorgespannt. Unter diesen Umständen hat
der Steuertransistor 79 keinen Einfluß auf das Arbeiten
der einstellbaren Entkernungsschaltung, die so arbeitet,
wie es in der bereits mehrfach erwähnten US-PS 44 41 121
beschrieben ist und wie es im folgenden kurz zusammenge
faßt werden soll.
Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 75 bildet einen
Spannungsteiler mit der Parallelkombination (a) der Basis-
Emitter-Strecke des Stromquellentransistors 65 und (b)
der Kollektor-Emitter-Strecke des Steuertransistors 81,
so daß die an den in Reihe geschalteten Dioden 77 und 78
abfallende Vorspannung geteilt wird. Das Spannungsteiler
verhältnis hängt davon ab, wie stark der Steuertransistor
81 leitet. Wenn die durch den Steuertransistor 81 gebildete
Parallelimpedanz infolge eines Anstieges des positiven
Steuersignals CC abnimmt, nimmt auch die Basis-Emitter-
Spannung des Stromquellentransistors 65 ab, was von einem
komplementären Anstieg der Basis-Emitter-Spannung des
Stromquellentransistors 75 begleitet ist. Umgekehrt wer
den die Spannungen an den Basis-Emitter-Übergängen der
Transistoren 65 und 75 in komplementärer Weise größer
bzw. kleiner, wenn der Wert des Entkernungs-Steuersi
gnales CC abnimmt.
Eine Änderung des Entkernungs-Steuersignales CC bewirkt
also komplementäre Änderungen der Betriebsströme der
in Kaskade geschalteten Differenzverstärkerstufen 60 und
70 sowie entsprechende komplementäre Änderungen der je
weiligen Verstärkungsfaktoren der beiden in Kaskade ge
schalteten Stufen des Begrenzerverstärkers. Da die Schwan
kungen der durch den Steuertransistor 81 gebildeten Gleich
stromimpedanz einen vernachlässigbaren Einfluß auf die
an den Dioden 77 und 78 abfallende Vorspannung hat, bleibt
die Gesamtverstärkung des Begrenzerverstärkers, die pro
portional dem Produkt der Größen der Betriebsströme der
Stufen 60 und 70 ist, bei der Änderung der Verteilung
der Verstärkung auf die Stufe 60 und 70 unverändert. Für
ein genaues Entkernen wird diese ungestörte Größe der
Gesamtverstärkung so eingestellt, daß der Verstärkungs
grad des linearen Verstärkungskanals, der den Verstärker
50 enthält, und der Verstärkungsgrad des nicht linearen
Verstärkungskanales, der die Begrenzerstufen 60 und 70
enthält, im wesentlichen gleich sind.
Der Betrag der Entkernung wird bei einer Verringerung der
Größe des Entkernungs-Steuersignals CC verringert, was
den Verstärkungsgrad der Eingangsstufe 60 erhöht und
bewirkt, daß die Signalbeschneidung in der Ausgangsstufe
70 näher an der Signalachse erfolgt. Umgekehrt nimmt der
Betrag der Entkernung zu, wenn der Wert des Steuersignals
CC zunimmt, was den Verstärkungsgrad der Eingangsstufe
60 herabsetzt und zur Folge hat, daß die Ausgangsstufe
70 weiter weg von der Signalachse clippt. Der Einfluß des
PNP-Steuertransistors 79 ist auf das Ende des Entkernungs-
Steuerbereiches, das einem minimalen Entkernungswert zuge
ordnet ist, begrenzt, wie es beispielsweise in der US-PS
44 38 454 (Shanley) erläutert ist. Wenn die Größe des
Entkernungs-Steuersignales CC auf einen Wert absinkt,
der genügend nahe an Massepotential liegt, ändert sich
die Vorspannung des Basis-Emitter-Überganges des PNP-Steuer
transistors 79 derart, daß der Transistor 79 in Flußrich
tung vorgespannt wird und leitet. Der Transistor 79 wird
beispielsweise bei Werten des Steuersignals CC unter etwa
+0,7 V leitend und bei Werten des Steuersignals CC unter
etwa +0,5 V leitet der Transistor 79 genügend stark, um
die Stromquellentransistoren 75 und 65 zu sperren, wodurch
die Begrenzerverstärkerstufe außer Betrieb gesetzt und
die Entkernung vollständig unterbunden wird. Die einstell
bare Entkernungsschaltung weist also am einen Extrem des
Entkernungs-Steuerbereiches den Entkernungswert Null auf.
Weitere Einzelheiten bezüglich des Betriebes des mit ein
stellbarer Entkernung arbeitenden Versteilerungssignal
generators 15 gemäß Fig. 3 kann der erwähnten US-PS
44 37 124 (Cochran) entnommen werden.
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zur dynamischen Unterdrückung klei
ner Amplituden im hochfrequenten Anteil eines Videosignals in
Abhängigkeit von einem Steuersignal, mit einer Steuersignal
quelle, deren Eingang das Videosignal zugeführt wird und die
das Steuersignal in solchem Sinne liefert, daß bei dunklem
Bildinhalt entsprechenden Videosignalen der Unterdrückungs
pegel zunehmend höher als bei hellem Bildinhalt liegt,
dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer
signalquelle (20) eine Signalübertragungsschaltung (33, 35, 36,
37) mit derart nichtlinearer Charakteristik enthält, daß sie
das Steuersignal in einem ersten Videosignalbereich zwischen
einem hellen Bildextremwert und einem bei dunklem Bildinhalt
liegenden Schwellwert mit einer ersten Steuercharakteristik
und in einem zweiten Videosignalbereich zwischen dem Schwell
wert und einem dunklen Bildextremwert mit einer zweiten Steuercharak
teristik in dem Sinne liefert, daß der Unterdrückungspegel
in dem zweiten Bereich langsamer als im ersten Bereich zunimmt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Signalübertragungsschaltung eine die Bild
amplitude des Steuersignals im zweiten Bereich komprimierende
Schaltung (35, 36, 37) enthält.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Signalübertragungsschaltung eine
Tiefpaß-Übertragungscharakteristik (Tiefpaß 30, 35, 36) auf
weist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Signalübertragungsschaltung einen Verstär
ker (33) mit einer Gegenkopplungsschaltung (30, 35, 36) und
einem mit dieser gekoppelten Schwellwertelement (Diode 37) enthält,
welches in dem ersten Videosignalbereich einen anderen Lei
tungszustand als im zweiten Videosignalbereich hat entsprechend
unterschiedlichen Verstärkungsgraden des Verstärkers in den
beiden Videosignalbereichen.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß sie in einem Fernsehempfänger mit dynamisch ge
steuerten Horizontaldetail-Versteilerungsschaltung enthalten
ist und ein Horizontalversteilerungssignal mit von der Größe
des Steuersignals abhängigem Unterdrückungspegel für kleine
Signalamplituden liefert, und daß die Steuersignalquelle eine
Schaltung mit Tiefpaß-Übertragungsfunktion und einer Charak
teristik enthält, bei welcher der Unterdrückungspegel für
kleine Signalamplituden bei Leuchtdichtesignalen mit dunklem
Bildinhalt höher als bei Leuchtdichtesignalen mit hellem Bild
inhalt liegt.
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