DE3614247A1

DE3614247A1 - Hochfrequenztransformator und diagnosetechnik fuer diesen

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Publication number: DE3614247A1
Application number: DE19863614247
Authority: DE
Inventors: Peter Avon Conn. Chenausky
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1985-04-30
Filing date: 1986-04-26
Publication date: 1986-10-30
Anticipated expiration: 2006-04-27
Also published as: DE3614247C2; US4751717A; JPS61259586A; JPH084164B2

Description

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Peter Chenausky, 151 Deercliff Road, Avon, CT/USA

Hochfrequenztransformator und Diagnosetechnik
für diesen

Die Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenztransformatoren. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Hochfrequenztransformator, der besonders gut geeignet ist zur Verwendung bei der Erregung von Gas-Lasern mit einer Hochfrequenz-Querentladung und auf eine Diagnosetechnik oder ein Diagnoseverfahren für den Transformator.

Demgemäß ist das allgemeine Ziel der Erfindung eine neuartige und verbesserte Vorrichtung und ein Verfahren der oben genannten Art.

Ja/ Zwar ist der Gegenstand der Erfindung nicht darauf beschränkt, doch ist er besonders gut geeignet zur Verwendung in Verbindung mit hochfrequenzerregtem Gas-Laser. Die US-PSen 4 169 251, 4 352 188, 4 363 126, 4 429 398 und 4 443 877 offenbaren generell HF-erregte Gas-Laser, welche zwei einander gegenüberliegende leitende Oberflächen verwenden, zwischen denen eine querverlaufende Gasentladung erzeugt wird. US-PS 4 169 251 offenbart einen Wellenleiter-Laser, der mittels einer Querentladung hinreichend hoher Hochfrequenzen erregt wird, um eine vernachlässigbare Wechselwirkung der Entladungselektronen mit den die Entladung aufbauenden Elektroden sicherzustellen. US-PS 4 352 188 offenbart einen HF-gepumpten Wellenleiter-Laser, bei dem eine HF-Quererregungsspannung bei einer Frequenz von mindestens 3o MHz zwischen langgestreckten Elektroden auf einander' gegenüberliegenden Seiten einer Laserentladungskammer angelegt wird. Eine Mehrzahl von parallelen Induktanzen ist zwischen die einander gegenüberliegenden Elektroden außerhalb der Kammer an in periodischen Abständen liegenden Positionen längs der Längserstreckung der Kammer angekoppelt, um eine negative Admittanz zu bilden, die die Veränderungen des Phasenwinkels des Übertragungsleitungs-Reflektionskoeffizienten längs

vT-

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der Längserstreckung der Laserentladungskammer kompensiert. Die Veränderung in der Größe des Spannungsverhältnisses der stehenden Welle (VSWR) längs der Laserkammer, hervorgerufen durch die Erregungsspannung, wird dabei verringert.

US-PS 4 363 126 offenbart einen HF-erregten Gas-Laser, der einen

abgestimmten Schaltkreis verwendet mit einer Resonanzfrequenz, bei der der Realterm der komplexen Impedanz der Entladungskammer angepaßt ist an die Ausgangsimpedanz eines Treiberoszillators durch Plazieren eines induktiven Elements parallel zur Laser-Entladungskammer-Resistanz und -Kapazitanz. Der Wert der Induktanz ist so gewählt, daß die Resonanzfrequenz des abgestimmten Entladungskammerkreises, erzeugt durch die Addition des induktiven Elements, eine vorgewählte Beziehung zu der HF-Treiberfrequenz des Lasers besitzt. Ein Eingangsschaltkreis kompensiert den reaktiven Teil der Entladungskammer-Impedanz.

Ein prinzipielles technisches Problem in Verbindung mit HF-erregten Gas-Lasern ist das Auftreten von öbertragungsleitungseffekten, herrührend von der Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers oder der Erregerfrequenz des Lasers, wobei die elektrische Länge eines Lasers proportional der Erregungsfrequenz ist und der physikalischen Länge des Lasers. Die Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers hat die Tendenz, nachteilig die Entladungsgleichförmigkeit zu beeinflussen, und verringert infolgedessen den Betriebswirkungsgrad und die erzielbare Ausgangsleistung des Lasers, woraus schließlich ein Laser mit niedriger Ausgangsleistung pro Längeneinheit resultiert. Ein weiterer prinzipieller Nachteil herkömmlicher

HF-erregter Gas-Laser ist der ineffiziente Leistungstransfer zwischen der HF-Treiberquelle und der Gasentladung.

Δ. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen besonders für die Verwendung bei quererregten HF-Gas-Lasern geeigneten HF-Transformator zu schaffen, bei dem viele Nachteile der bisher bekannten Transformatoren vermieden sind, indem die Gleichförmigkeit der Entladung in Längsrichtung verbessert wird und die Leistungsübertragung auf den Entladungsbereich oder die Gasentladung ebenfalls verbessert werden. Im Rahmen der Erfindung liegt auch eine Diagnosetechnik oder Diagnosemethode, mittels der eine Information bezüglich des Ausgangsimpedanzpegels und der

Spannungsveränderungen in Längsrichtung längs des HF-Transformators

-AT-

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abgeleitet werden können. Damit lassen sich die relativen Spannungsveränderungen einer Gasentladungskammer bestimmen.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch 1 bzw. dem Patentanspruch 11 bzw. dem Patentanspruch 16.

Kurz zusammengefaßt, definiert der HF-Transformator gemäß der Erfindung einen engen langgetreckten Hohlraum. In der bevorzugten Ausführungsform sind vier langgestreckte elektrisch leitende Elemente im Abstand voneinander innerhalb des Hohlraums angeordnet. Das erste und das vierte Element liegt an Masse. Eine Leistungsquelle mit einer Spannung im Bereich zwischen 25 MHz bis 1ooo MHz wird an das erste und das zweite leitende Element angelegt. Eine induktive Verbindung zwischen zwei der leitenden Elemente, beispielsweise dem ersten und em dritten Element, ermöglicht den Aufbau einer höheren Ausgangsspannung, die zwischen dem dritten und dem vierten leitenden Element gemessen wird. Die Ausgangsspannung hat eine Höhe, die sich in Richtung der Längsachse des Hohlraums nicht wesentlich ändert und führt zu einer vorher festgelegten Impedanztransformation zu dem Bereich zwischen dem dritten und vierten leitenden Element. In einer bevorzugten Anwendung umfaßt der Bereich zwischen dem dritten und dem vierten Element die Gasquerentladungskammer eines HF-erregten Gas-Lasers, wobei der Bereich zwischen dem ersten und dem zweiten sowie dem zweiten und dem dritten leitenden Element vorzugsweise im wesentlichen von einem dielektrischen Material niedriger Verluste eingenommen wird.

Die erwähnte Diagnosetechnik für die Messung des

Ausgangsimpedanzpegels in dem Transformator und der Spannungsveränderung längs des Transformators umfaßt das Einführen eines Störobjekts in den Transformatorausgangsspalt. Das Störobjekt wird an verschiedenen Positionen darin angeordnet und die entsprechende Frequenzverschiebung des Eingangs-VSWR-Pegels liefert die gewünschte absolute oder relative

Feldinformation.

Die Erfindung wird unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im einzelnen erläutert.

Fig. 1 zeigt schematisch eine fragmentarische perspektivische Darstellung eines Hochfrequenztransformators gemäß einem ersten

Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ist eine Querschnittsseitendarstellung einer zweiten Ausführungsform des HF-Transformators gemäß vorliegender Erfindung,

Fig. 3 ist ein vereinfachtes Äquivalenzschaltbild in Diagrammform für den Transformator nach Fig. 2,

Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm eines äquivalenten Komponentenschaltkreises für den Transformator nach Fig. 2,

Fig. 5 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Beziehung zwischen der gemessenen Eingangsimpedanz und der Eingangsfrequenz der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 6 ist eine schematische fragmentarische Perspektive einer dritten Ausführungsfortn eines HF-Transformators gemäß vorliegender Erfindung, wobei der Transformator nach Fig. 6 ausgebildet ist für das Entwickeln einer darin eingeschlossenen Gasentladung,

Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm für eine Anpaßschaltung, die mit dem Transformator nach Fig. 6 eingesetzt wird,

Fig. 8 ist ein Diagramm zur Erläuterung der relativen Feldstärkeverteilung für den Transformator nach Fig. 6, und

Fig. 9 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer anderen FeIdverteilung für den Transformator nach Fig. 6.

In den Zeichnungen sind einander entsprechende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Ein HF-Transformator gemäß der Erfindung ist

generell mit 1o bezeichnet. Der HF-Transformator 1o ist besonders gut geeignet für die Verwendung zum Speisen einer Gasentladung als

Erregerspannung in einem HF-erregten Gas-Laser. Eine bevorzugte Anwendung

des HF-Transformators 1o findet sich in einem Wellenleiter-Laser. Die

Erfindung kann jedoch auch für HF-erregte Gas-Laser verwendet werden, deren

optische Resonatoren freiraumstabile oder -unstabile Moden tragen, wie auch bei zahlreichen anderen Anwendungsfällen, bei denen ein HF-Transformator erforderlich.

In Fig. 1 sind die grundsätzlichen geometrischen Kennwerte und Beziehungen des HF-Transformators 1o dargestellt. Ein langgestrecktes, im

wesentlichen rechteckiges Gehäuse 14 begrenzt einen langgestreckten, sich in Längsrichtung erstreckenden Hohlraum 16. Der Hohlraum 16 hat einen gleichförmigen, im wesentlichen rechteckigen Querschnitt. Ein langgestrecktes, an Masse liegendes, elektrisch leitendes Element 18 ist an der Oberseite des Hohlraums 16 in fester Lage bezüglich der Wandungen des

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Gehäuses 14 angeordnet. Das leitende Element 18 steht in elektrischem Kontakt mit der Innenwandung des Gehäuses 14 und erstreckt sich generell in Längsrichtung im wesentlichen parallel zu der zentralen Längsachse des Hohlraums 16. Das leitende Element 18 hat gleichförmige Dicke und gleichförmige Breite.

Ein zweites, elektrisch leitendes Element 2o und ein drittes elektrisch leitendes Element 22 langgestreckter Form werden im Abstand abgestützt und erstrecken sich typischerweise im wesentlichen parallel zum Element 18. Das leitende Element 2o befindet sich zwischen den Elementen 18

^O und 22. Die leitenden Elemente 2o und 22 werden voneinander im Abstand gehalten durch einen langgestreckten Abstandsstreifen 14 mit im wesentlichen gleichförmiger Dicke. Der Streifen 24 besteht aus einem dielektrischen Material mit niedrigen Verlusten, wie Teflon oder einem keramischen Alumiumoxidmaterial. Ein generell mit 26 bezeichneter Kupferdraht verbindet das Element 18 elektrisch mit Element 22. Der Draht 26 ist so geformt, daß er eine Anzahl von Windungen oder Induktivitätseinheiten bildet, um die Induktanz des Transformators zu liefern. Der Draht 26 und insbesondere die geformten induktiven Einheiten nehmen im wesentlichen den Bereich des Hohlraums 16 ein, der zwischen den Elementen 18 und 2o befindlich ist. Die dargestellten Windungen oder Schleifen des Drahtes 26 stellen natürlich eine schematische Darstellung dar.

Eine langgestreckte Masseplatte 28 ist ebenfalls elektrisch mit dem Gehäuse 14 verbunden und ist typischerweise in fester Lage bezüglich der Bodenplatte des Gehäuses 14 angeordnet. Die Platte 28 ist üblicherweise parallel bezüglich Element 22 orientiert. Der Bereich zwischen der Masseplatte 28 und dem Element 22 stellt einen EntladungshOhlraumbereich 29 dar. Wenn der Transformator 1o als Aufwärtstransformator arbeitet, dienen die Elemente 18 und 2o als Eingangsklemmen für den Transformator, und das Element 22 und die Masseplatte 28 dienen als Ausgangsklemmen. Das Gehäuse 14 kann von rechteckiger, zylindrischer oder anderer Form sein, die so ausgewählt ist, daß das Gehäuse eine relativ niedrige Induktanz relativ zu der Transformator!nduktanz aufweist. Der insoweit beschriebene Transformator ist vorzugsweise so ausgelegt, daß der Entladehohlraum 29 zwichen Element 22 und Masseplatte 28 im wesentlichen frei ist von irgendwelchen Magnetfeldkreisen. Der Transformator nach Fig. 1

Länge senkrecht zur Ebene der Zeichnung von etwa 63 mm. Der Hohlraum kann ferner begrenzt werden durch konventionelle Spiegel (nicht dargestellt) für Resonanz-Laser-Strahlung. Ein HF-Oszillator 48 liefert Leistung über ein Koaxialkabel 45, dessen Innenleiter 46 elektrisch mit dem leitenden Element 2o verbunden ist. Der Innenleiter 46 wird von einem Rohrisolator 44 umschlossen, der bis zum Element 2o durchgeführt ist und sich im wesentlichen senkrecht zum Element 2o erstreckt. Der Oszillator 48 und das Koaxialkabl 45 haben eine normierte reale Ausgangsimpedanz von 5o Ohm.

Ein vereinfachter Komponentenäquivalenzschaltkreis für den

HF-Transformator nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Die Längsübertragungsleitungseffekte können vernachlässigt werden, da die Transformatorkomponenten eine Länge von weniger als o,o3 Wellenlängen aufweisen. Die verteilte Kapazitanz zwischen dem an Masse liegenden leitenden Element 18 und dem nicht an Masse liegenden leitenden Zwischenelement 2o ist mit C_A bezeichnet. Die Kapazitanz zwischen dem nicht an Masse liegenden leitenden Element 2o und dem leitenden Element 22 ist mit Cg bezeichnet, während die Serieninduktanz des Drahtes 26, der Elemente 18 und 22 verbindet, mit L bezeichnet ist. Der äquivalente Parallelverlust der Induktivität L ist mit R_Q bezeichnet. Die Induktanz des Transformatorgehäuses ist mit L„ bezeichnet. Die Kapazitanz, in welche der Transformator Leistung zu übertragen hat, ist mit C. bezeichnet, und der zugehörige Verlustwiderstand ist mit R_L bezeichnet.

Wenn die Transformatorinduktanz L groß ist relativ zur Gehäuseinduktanz Lw im Hauptfrequenzbereich des Transformators, liegen die Lastkapazitanz C. und der Lastwiderstand R. im wesentlichen parallel zu den Komponenten des Transformators. Eine Äquivalenzschaltbilddarstellung für die letztere Beziehung ist in Fig. 4 dargestellt. Obwohl demgemäß die Komponeten des Transformators 12 so angeordnet sind, daß sie geometrisch bzw. mechanisch in Serie liegen, ist die elektrische Komponentenkonsequenz die, daß der Resonanzteilerkreis des Transformators Io im wesentlichen parallel liegt zu der reaktiven Belastung. Es ist dabei festzuhalten, daß Fig. 4 ein konzeptionelles Modell ist als ein Ansatzpunkt für die Illustration der vorteilhaften Charakteristiken des erfindungsgemäßen HF-Transformators, obwohl in der Wirklichkeit die Transformatorinduktanz nicht parallel zu den Kapazitanzen C_A und C_ß liegen muß. Demgemäß hat der Konstrukteur einige Freiheit, die Längsverteilung der Transformatorspannung

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zu verändern.

In einer praktischen Verwirklichung eines solchen HF-Transformators wurde die Transformatorinduktivität 26 aus einem einzigen Stück Kupferdraht mit einer Länge von 3o,5 cm und einem Durchmesser von o,9 mm gebogen. Der Bereich zwischen Elementen 18 und 2o wurde durch eine Schicht Teflonmaterial (Polytetrafluorethylen) mit einer Dicke von 17,8 mm eingenommen. Auch der Streifen 24 bestand aus Teflon mit einer Dicke von 6,35 mm, und der gleichförmige Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 betrug 2,3625 mm. Die Elemente 18, 22, 24 und 28 hatten alle eine Breite zwischen 17,8 und 2o,445 mm, wobei der Streifen 2o 1o,67 mm breit war, 3,175 mm dick war und eine Länge von 45,7 mm aufwies, wenn ein Betrieb nahe 144 MHz beabsichtigt wurde.

Im linken Teil der Fig. 4, der die äquivalenten elektrischen Schaltkreiselemente C_A, C_ß, L und R_Q umfaßt, wird der generell hohe Wert des äquivalenten Parallelverlustes R_Q der Transformatorinduktanz L auf einen niedrigeren Wert herabgesetzt durch den kapazitiven Teiler aus C_A und Cg, wobei das Herabsetzungsverhältnis proportional ist:

C 2
^LB

(c_{A +} c_B )²

Diese Beziehung wird abgeleitet von dem vollständigeren Ausdruck für die

Transi

sind:

Transformatoreingangsimpedanz, dessen Realterm (R_e) und Imaginärterm (I_m)

+ C_B)[ (w²LC_B - 1) - (w²LC_T τ I)]
[w²L(C_A + C_B)]² + [R_ow(C_A + C₃)(W²LC_x - I)]²

~^(CA

[w²L(C_A + C_B)]² + [R_ow(C_A + C_B)(w²LC_T - I)]²

unter der Voraussetzung, daß die Winkelfrequenz w = 2f beträgt und daß

c_Ac_{B 2}

Cy = miteinander in Beziehung stehen durch w LCy=L

⁰A⁺⁰B

In Impedanzkoordinaten gemäß Fig. 5 wird der Transformatoreingangsimpedanzort der Kurve 5o erzeugt entsprechend den oben identifizierten Transformatorparametern, wenn R_L unendlich ist und wo das Polarzentrum für diese Koordinaten auf 5o Ohm⁵ standardisiert worden ist. Die Kurve 52 wurde erzeugt, wenn ein nichtinduktiver Kohlenstoffwiderstand mit einer Gleichstromresistanz von 566o Ohm zwischen die Elemente 18 und 22 der Vorrichtung nach Fig. 2 geschaltet wurde, wobei beide Kurven 5o und 52 mehr aufgelöst sind mit zehn (1o) ein (1) MHz-Frequenzmarkierungen für den Frequenzswing von 14o MHz bis 15o MHz.

Im Falle eines unbelasteten Transformators ist R_Q allein die Hauptkomponente des Schaltkreisverlustes_tund der Transformatorbetrieb wird beschrieben unter der Annahme, daß das Transformationsverhältnis nicht groß genug ist, um R , dessen Wert noch nicht bestimmt worden ist, auf 5o Ohm

herabzutransformieren. Wenn dies erwünscht wäre, müßte C_A vergrößert werden, in welchem Falle der Abstand zwischen den Elementen 18 und 2o von Fig. 2 kleiner gemacht werden müßte. Dies kann beispielsweise erfolgen durch Umdrehen der Struktur, bestehend aus den Elementen 18, 2o, 22, 24 und 26 als eine Gesamteinheit. Wie oben beschrieben, sind jedoch, da das Transformationsverhältnis nicht groß genug ist, um den hohen Wert von R_Q auf 5o Ohm herunterzutransformieren, die Transformatorparameter offensichtlich besser angepaßt zum Transformieren eines niedrigeren Wertes des Parallelverlustes von 5o Ohm. Die Kurven 52 aus Fig. 5 wurde erzeugt, um diesen Fall zu illustrieren, in dem der 566o Ohm-Widerstand wie oben beschrieben angeschlossen wurde.

Man erkennt, daß die Eingangsimpedanz für den Fall des belasteten Transformators repräsentiert werden kann als ein nahezu 5o Ohm-Abschluß über dem engen Frequenzbereich zwischen 143 MHz und 144 MHz. Der Prozentsatz der reflektierten auftreffenden Leistung von der Transformatoreingangsöffnung ist sehr klein in diesem Frequenzbereich, und deshalb kann eine Aufzeichnung der reflektierten Leistung über der Frequenz

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zwischen 143 MHz und 144 MHz konzeptionell so vorgestellt werden, daß ein tiefer Einbruch in diesem FrequenzIntervall vorliegt. Offensichtlich würde eine geringfügige Erhöhung der Lastkapazitanz C^ diesen Einbruch etwas in Richtung niedrigerer Frequenz verschieben. Dies kann erfolgen entweder durch geringfügiges Verringern des vorhandenen Abstandes zwischen Element 22 und Platte 28 oder durch lokales Absenken des wirksamen Abstandes zwischen Element 22 und Platte 28 durch Einfügen eines kleinen leitenden Störobjekts in den Kondensator, gebildet zwischen Element 22 und Platte 28, um auf diese Weise lokal gespeicherte Energie im elektrischen Feld von C_L aus dem Volumen des leitenden Störobjekts zu verdrängen.

Für den Fall, daß die Lastresistanz R_L im Äquivalentschaltkreis 6o einen offenen Kreis darstellt, sind drei Parameter, die den Schaltkreis 6o beschreiben, die Resonanzfrequenz f,,, das Q des unbelasteten Kreises, Qq und das Verhältnis des äquivalenten Parallelverlustes R« der Induktivität L zu dem Q des unbelasteten Kreises, Rn/Qn· Für den Fall, daß die Lastresistanz R. des Kreises 6o von einem offenen Kreis abweicht, sind die drei Parameter, die den Kreis 6o beschreiben, f_Q, das Q des belasteten Kreises (Q_L) und das Verhältnis des gesamten äquivalenten Parallelverlustes R₀ zu dem Q des belasteten Kreises( Ry/Q_L), worin der gesamte äquivalente

Parallelverlust die Kombination von R_Q und R_L parallel zu einander ist.

Wenn ein kleines leitendes Objekt in den Bereich 34 oder den Bereich zwischen Element 22 und Platte 28 eingeführt wird, welcher den Bereich der Lastkapazitanz C, definiert, vergrößert das leitende Objekt geringfügig die elektrische Feldenergiedichte durch Verdrängen des lokalen elektrischen Feldes aus dem Bereich der Lastkapazitanz, eingenommen von dem leitenden Objekt. Die Resonanzfrequenz, bei der die Schaltungseingangsöffnung ein lokales VSWR-Minimum aufweist, verschiebt sich zu einer geringfügig niedrigeren Resonanzfrequenz entsprechend der lokalen Verringerung des wirksamen Abstandes zwischen Element 22 und Platte

28. Wenn der Bereich frei von irgendwelchen Magnetfeldern ist, wird die Verschiebung zu der niedrigeren Resonanzfrequenz nicht begleitet durch einen Kompensationseffekt zu höherer Frequenz infolge einer Störung des Magnetfeldes. Wenn das elektrische Feld des Kreises im Inneren des Bereiches der Lastkapazitanz C. groß ist relativ zu den Störkreisfeldern der anschließenden Einschlußwandungen des Gehäuses 3o, und wenn das

elektrische Feld in dem Lastkondensatorbereich 34 groß ist relativ zum elektrischen Feld in den dielektrischen Materialien zwischen den leitenden Oberflächen des Transformators, so ist die folgende Beziehung anwendbar:

R_o -l K₂ (S)² df

^Ki

worin:

S der Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 ist, der die Lastkapazitanz C_L bestimmt,

e« die Permeabilität des freien Raumes zwischen den Elementen 22 und 28 ist,
f die Kreisresonanzfrequenz ist,

df die gemessene Frequenzverschiebung der Resonanzfrequenz ist, resultierend aus der Einführung eines kleinen leitenden Objekts in den Bereich 34,

dv das Volumen des kleinen leitenden Objektes ist, eingeführt in den Kapazitanzbereich,

K₁ eine Konstante ist, die eine Funktion der Form des störenden Objekts ist und der Art und Weise, in der das Objekt relativ zu dem lokalen elektrischen Feld, das das Objekt umgibt, ausgefluchtet ist, und

K₂ eine Konstante ist, deren Wert nahe bei Einheit liegt, wenn der Spalt von C. im wesentlichen das gesamte elektrische Kreisfeld enthält.

Wenn der gestörte Bereich im wesentlichen das gesamte elektrische Kreisfeld enthält, und wenn das störende Objekt ein Zylinderkörper ist mit einer Höhe, die wesentlich kleiner ist als der Abstand S und das runde Ende des Objekts senkrecht zum elektrischen Feld steht, nähert sich K₁/K₂ der Einheit. In dieser Näherung ist wegen der Verteilung der Felder innerhalb des Kreises, die nicht abhängt von den Kreisverlusten, sondern von der Geometrie der Schaltungsanordnung, die gemessene Frequenzverschiebung sowohl für den unbelasteten wie auch den belasteten Fall dieselbe.

Der gemessene Wert von R/Q kann kombiniert werden mit dem gemessenen Kreis-Q, um den Ausgangsimpedanzpegel des Transformators abzuleiten, da die folgende Beziehung gilt:

Für einen HF-Transformator gemäß Fig. 2 wurden drei getrennte Störobjekte in Form von zylindrischen Messingscheibchen mit einer Höhe H

und einem Volumen dv gemäß Tabelle 1 in dem Bereich 34 des Lastkondensators eingesetzt. Der Bereich 34 hatte eine gleichförmige Höhe von 2,3625 mm, eine Breite von 19 mm und eine Länge von 63,5 mm.

TABELLE 1

H (mm) dv (tfubikmillimeter)
Objekt 1 0,787 68,7

Objekt 2 o,5o8 28,ο

Objekt 3 o,5o8 18,8

Die Längsachsen der Messingobjekte waren senkrecht zu

den parallelen Längsachsen von Element 22 und Platte 28 ausgefluchtet. Die beobachteten Frequenzverschiebungen und gemessenen Kreis-Q für die drei Objekte der Tabelle 1 sind in Fig. 2 unten für den Fall wiedergegeben, wo der Äquivalenzschaltkreis 6o unbelastet ist.

TABELLE 2

	1	f₀ (MHz )	df(KHz)	R/QiOhm)	Q	,3	^R0	(Ohm)
Objekt	2	145	-I000	139,0	229	,3	41	,6o2
Objekt	3	145	- 4oo	136,4	229	,3	4o	,824
Objekt	145	- 26o	132,0	229	39	,5o7

Die Frequenzverschiebungen und gemessenen Last-Q des Kreises für die drei Objekte gemäß Tabelle 1 sind unten in Tabelle 3 für den Fall wiedergegeben, daß der Äquivalenzkreis 6o mit 5,66o Ohm belastet ist.

	1	^fo	TABELLE 3	df(KHz)	R/Q(Ohm)	Q	,1	R_T(Ohm)
	2	143	(MHz)	-1ooo	142,7	45	,1	6435
Objekt	3	143	,034	- 38o	133,0	45	,1	5998
Objekt		143	,034	- 25o	13o,3	45		5876
Objekt	,034

Es ist festzuhalten, daß im Falle des unbelasteten Transformators das VSWR-Minimum ziemlich breit ist infolge der Fehlanpassung, von der die gewählten Transformatorparameter begleitet sind, und des hohen Wertes von R . In einem solchen Fall kann ein Anpaßnetzwerk 7o gemäß Fig. 7 zwischen

-yt- " ■- -

die Swing-HF-Quelle und den Transformator eingefügt werden, um die Auflösung der 26o KHz-Frequenzverschiebung zu vereinfachen, hervorgerufen das Störobjekt mit 18,8 Kubikmillimeter.

Einige Bemerkungen bezüglich der Daten der Tabellen 1, 2 und 3 und

der Abhängigkeit von R/Q auf die Konstanten K^ und K₂ sollten erfolgen. Eine ist, daß die Frequenzverschiebungen gleicher Objekte im wesentlichen in beiden Fällen sowohl belastet als auch unbelastet gleich sind, wie zu erwarten. Eine weitere Bemerkung bezieht sich; darauf, daß in den Daten hoher Auflösung nach Tabelle 3 die Frequenzverschiebung per Volumeneinheit des Störobjekts im wesentlichen dieselbe ist für die beiden Objekte gleicher Höhe, jedoch deutlich kleiner für das Objekt größerer Höhe ist, was die Rolle von K₁, K₂ illustriert,und wie H relativ zu S sein sollte.

Beispielsweise wurde in einem etwas größeren Gehäuse mit Wandungsdicken von 3,175 mm und Außenabmessungen von 1o cm Breite χ 1o cm Höhe χ 15 cm Tiefe ein Transformator aufgebaut mit einem 6,35 mm hohen Ausgangsspalt mit einer einzigen Transformatorspule, bestehend aus einem Kupferrohr von 133,35 mm Länge und 6,35 im Durchmesser. Bei einer Frequenz von 223,1o MHz wurde ein lastfreies Q von 851,3 erzielt, und mit einer Störtechnik unter Verwendung eines Knopfes von 12,9 mm³ wurde ein R/Q von 163,9 gemessen. Wenn diese Schaltung mit einem Kohlenstoffwiderstand belastet wurde mit einem Gleichstromwiderstand von 15,2oo Ohm waren das Last-Q bzw. R/Q 96,ο bzw. 163,9. Der Gleichstromwiderstand hatte demgemäß einen Belastungseffekt von 15,7oo Ohm, sehr nahe dem erwarteten Gleichstromwert von 15,2oo Ohm.

Die Transformationswirkung wird erzeugt, wenn das elektrische Feld

des Transformatoreingangs und -ausgangs eng miteinander verkoppelt sind. Die Diagnosetechnik in Verbindung mit der Störung der inneren Felder eines Transformators, der so aufgebaut ist, zeigt, daß ein detailliertes Bild bezüglich des tatsächlichen Ausgangsimpedanzpegels eines Transformators abgeleitet werden kann. Der HF-Transformator ist in der Lage, beispielsweise eine HF-Spannungsspitze-Spitze über dem Spalt zwischen Element 22 und 28 oberhalb 1ooo V zu erzielen, wenn eine 2o Watt HF-Quelle an die Eingangsöffnung über Elementen 18 und 2o angeschlossen wird.

Ein elektrisch langgestreckter HF-Transformator, ausgebildet zum Illustrieren einer brauchbaren Geometrie für einen Hochleistungs-Laser

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gemäß der Erfindung ist in Fig. 6 mit 80 bezeichnet. Ein Streifen 82 aus Teflonmaterial ist zwischen die Elemente 22 und 28 eingefügt. Der Streifen 82 war in einem praktischen Ausführungsbeispiel 5 mm hoch, 22,85 mm breit und 5o cm lang. Ein rechteckiger Schlitz 84 ist symmetrisch längs der Längsmittellinie des Streifens 82 eingebracht. Der Schlitz 84 hatte eine Breite von 7,875 mm und eine Tiefe von 3,555 mm. Ein dritter Streifen 9o aus Teflonmaterial mit einer Dicke von 19 mm hält die Elemente 2o und 22 parallel zueinander im Abstand. Windungen 92, £>4, 96 und 98 sind elektisch angeschlossen zwischen den leitenden Elementen 18 und 22. Diese Windungen bestanden aus Kupferdraht von 1,27 mm Durchmesser. Die Länge 1 jedes der induktiven Drähte in Millimetern und der mittlere axiale Ort Z von dem Endeinspeisungspunkt in Zentimetern ist in Tabelle 4 unten wiedergeben.

TABELLE 4

1 (mm) ζ (cm )

Windungen 92 15o 1o

Windungen 94 213,5 11,5

Windungen 96 188 34

Windungen 98 2oo,5 48 Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 6 ist festzuhalten, daß die

Anschlußpunkte die Anzahl der Windungen und die Art und Weise des Anschlusses, d.h. die Orientierung der an Masse liegenden Enden relativ zu der Eingangsöffnung für die Wicklungen für jede Transformatorkonfiguration verändert werden können. In dem hier vorliegenden Ausführungsbeispiel ist jeweils die Koordinate, an der jede der Windungen an das Element 18 angeschlossen ist, kleiner als die entsprechende Koordinate, an der jede Windung mit dem Element 22 verbunden ist, d.h. es liegt eine vertikale Versetzung der Anschlußpunkte vor. Es ist festzuhalten, daß das vorgenannte Verhältnis umgekehrt werden kann oder alternierend angewandt werden kann, je nach Wunsch, um eine vorgegebene Spannungsverteilung zu erzielen entsprechend einer vorher festgelegten Induktanzverteilung. In der Praxis wird die Treiberfrequenz ausgewählt, und die Windungen werden hergestellt. Die Windungen werden dann angeschlossen, wobei die anfänglichen Anschlußpunkte basierend auf früherer Erfahrung festgelegt werden. Danach werden die Windungen verändert, um die gewünschte Frequenz zu erzielen, d.h. ein Netzanalysator wird verwendet, um festzustellen, ob das VSWR-

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Minimum bei der gewählten Frequenz liegt und, falls nicht, werden die Induktivitäten physikalisch verändet. Danach wird die Meßtechnik gemäß vorliegender Erfindung verwendet, um festzustellen, ob die Frequenzverschiebung längs des Schlitzes 84, d.h. C, , an allen Punkten gleich ist. Wenn die Frequenzverschiebung nicht im wesentlichen konstant ist, werden die Induktivitäten verändert und/oder die Anschlußpunkte derselben werden geändert. Dieser Vorgang wird mehrmals wiederholt, bis die gewünschten Resultate erzielt sind.

Die inneren Felder des Transformators nach Fig. 6 können bestimmt

werden durch Anbringen eines Störobjekts (nicht dargestellt) an einer dünnen monofilen, für 5 Kp ausgelegten Angelleine und Durchziehen des Störobjekts durch den Streifen 82 längs Schlitz 84. Für diese Messungen wurde ein zylindrisches Störobjekt mit einer Höhe von o,813 mm und einem Volumen von 39,ο mm³ verwendet.

In einem Falle, wobei Streifen 87 entfernt wurde, um einen

Luftspalt von 3,175 mm zu schaffen, trat ein scharfes VSWR-Minimum bei 138.900 MHz auf und eine mittlere Frequenzverschiebung von 59 KHz wurde an verschiedenen Stellen Z längs des Transformatoraufbaus gemessen mit einem resultierenden Rg/Q_Q-Wert von 28,4. Mit dem geschlitzten Streifen 82 an Ort und Stelle, wie in Fig. 6 dargestellt, trat das VSWR-Minimum bei 148,6oo MHz auf, und ein lastfreies Kreis-Q« von 317,5 wurde gemessen. Bei Durchlauf des Knopfes durch den axialen Schlitz 84 wurde das mittlere R_Q zu etwa 9,2oo Ohm festgestellt mit einer geschätzten Unsicherheit von + oder -15%.

Fig. 8 stellt grafisch die Frequenz verschiebung in KHz über dem

Abstand längs der Achse Z in Zentimetern dar. Die Kurve 1oo zeigt die Frequenzverschiebungsmessungen in 5 cm-Intervallen längs des Schlitzes 84 für den Störknopf mit einer Höhe von o,8125 mm und einem Volumen von 39 mm³. Ein VSWR-Minimum von 148,8 MHz wurde erzielt. Die Kurven 1o4, 1o6 und 1o8 zeigen die Feldgleichförmigkeit für ein größeres rechteckiges Störobjekt bei einer Anzahl verschiedener Frequenzen. Die Verwendung einer 7 Watt HF-Hochleistungsquelle, deren Frequenz auf 144,5 MHz gesetzt wurde, ist besonders betont, da VSWR-Minima von 14o, 16o bzw. 144,5 MHz für die Kurven 1o4, 1o6 bzw. 1o8 erreicht wurden unter Verwendung eines äußeren

Anpaßkreises, wie Schaltkreis 7o, um die Auflösung des VSWR-Minimums an

willkürlich gewählten Frequenzen in dem interessierenden Bereich zu unterstützen.

Kurve 11o der Fig. 8 zeigt die Frequenzverschi ebung über dem Abstand des Störobjekts längs Schlitz 84 für einen Fall, wo der Transformator 8o modifiziert wurde durch Umkehren der Koordinaten der Anschlußpunkte der Induktivitäten an die Elemente 18 und 22.

In Fig. 9 ist die Kurve 112 eine Aufzeichnung der Frequenzverschiebung über dem Abstand längs Schlitz 84 für ein natürlich auftretendes VSWR-Minimum bei 922 MHz für ein metallisches Störobjekt.

Kurve 114 ist eine ähnliche Aufzeichnung für ein störendes Keramikobjekt. Die vorstehenden Daten illustrieren, daß die positiven Frequenzverschiebungen in Richtung magnetischer Felder gehen, da der Isolator gemäß Kurve 114 nur die gespeicherte Energie im elektrischen Feld stört.

Die Daten aus Fig. 9 wurden aufgenommen ohne Verwendung eines Impedanzanpaßkreises zwischen der HF-Quelle und dem HF-Transformator. Die Daten repräsentiert in Kurven 1o4, 1o6 und 1o8 der Fig. 8 wurden abgeleitet unter Verwendung eines Schaltkreises gemäß dem nach Fig. 7. Die Daten gemäß Fig. 9 illustrieren, wenn ein quererregter Gasentladungskreis ein natürlich auftretendes VSWR-Minimum bei einer intessierenden Frequenz aufweist, man detaillierte intere Feldinformationen erhält durch Messung der verschiedenen in dem VSWR-Minimum in Verbindung mit Einführung eines Störobjekts in den kapazitiven Raum, wo die Entladung erfolgen soll. Die Kurve 1o6 der Fig. 8 deutet an, daß selbst dann, wenn eine Sondenfrequenz von 16o MHz nicht zusammenfällt mit der Frequenz des natürlich auftretenden VSWR-Minimums bei 148,8 MHz die Verschiebung des VSWR-Minimums, bewirkt durch das störende Objekt, gelöst werden kann, wenn ein äußerer Anpaßkreis verwendet wird. Wenn ein externer Kreis selbst für einen Entladekreis mit hohem Q, d.h. Q₀ =317,5, weit entfernt von seinem natürlich auftretenden VSWR-Minimum verwendet wird, so wird die gemessene räumliche Veränderung der Frequenz beibehalten, obwohl die beobachtete Frequenzverschiebung ausgelöscht wird. Wenn demgemäß nur relative Feldinformation erwünscht ist, kann ein äußerer Kreis verwendet werden, um einen hinreichend tiefen Einbruch zu erzeugen zum Auflösen der Frequenzverschiebung von kleinen Störobjekten, solange die induzierte Frequenzverschiebung infolge des

QV

kleinen Objektes klein ist relativ zu der Bandbreite des äußeren Kreises.

Der deutliche Vorteil der Störtechnik besteht darin, daß es mehrere zueinander in Beziehung stehende Methoden gibt, die verwendet werden können, um relative Informationen bezüglich der internen Felder eines Lasers abzuleiten, ohne den Aufbau physikalisch oder mechanisch zu verändern. Vom elektrischen Standpunkt aus ist festzuhalten, daß keine Sekundäreffekte oder Sekundärkorrekturen berücksichtigt werden müssen infolge der Einführung entweder einer Spannungs- oder einer Stromsonde. Die Daten der Kurve 1o8 aus Fig. 8 deuten an, daß selbst eine HF-Quelle höherer Leistung, wie etwa die EntladungsanregungsquelIe selbst, für diesen Zweck verwendet werden kann. Wenn die Technik im einzelnen verwendet wird, ist eine absolute Information bezüglich des tatsächlichen Ausgangsimpedanzpegels verschiedener Transformatorkreise ableitbar bis zu Ausgangspegeln von mehreren looo Ohm.

Gemäß vorliegender Erfindung hatte der langgestreckte

Transformator gemäß Fig. 6 in dem Gehäuse gemäß Fig. 2 die folgenden Charakteristiken bei Ausbildung als ein COg-Laser.

Das Element 28 bestand aus Aluminium mit einer Breite von 15,875 mm, einer Höhe von 12,7 mm und einer Länge von 367 mm; das Element 82 bestand aus zwei identischen Aluminiumoxidstreifen von 24,13 mm Breite, 5 mm Höhe und 38o mm Länge, von denen jeder eine Halbkreisnut (84) von 6,35 mm Breite längs der Längsmittellinie eingeschliffen aufwies, so daß ein zylindrisches Gasentladungsvolumen begrenzt wurde. Das Element 22 bestand aus Aluminium von 15,875 mm Breite, 6,35 mm Höhe und 367 mm Länge. Das Element 9o bestand aus Aluminiumoxid von 15,875 mm Breite, 13,335 mm Höhe und 38o mm Länge mit 28 Löchern von 2,3876 mm, um den Durchtritt des Drahtes für die Transformator induktanz zu ermöglichen. Das Element 2o war ein o,5o8 mm dickes Messingblech von 1o,16 mm Breite und 36o mm Länge. Das Element 88 war ein Distanzstück aus Teflon mit 1o,16 mm Breite, 5,715 mm Höhe und 36o mm Länge mit mit einem 5,715 mm hohen und 15,875 mm breiten, 38o mm langen Aluminiumoxid-"Fensterrahmen"-Halter; und das Element 18 war ein Aluminiumstück von 15,875 mm Breite, 6,223 mm Höhe und 38o mm Länge. Das langgestreckte Gehäuse gemäß Fig. 2 hatte eine Gesamtlänge von 416 mm und für den Betrieb nahe 146 MHz hatten die Induktivitäten die Daten gemäß

Tabelle 5.

	92	1 (mm)	-yr-	Drahtdurchmesser	36U247
	94	15o	TABELLE 5	0,8125	(mm)
	96	2oo	ζ (mm)	0,8125
Windungen	98	14o	3o	0,8125
Windungen	1oo	14o	1oo	0,8125
Windungen		117	165	1,22
Windungen		26o
Windungen	32o

Beim Betrieb als C0₂-Laser wurde das 37 cm lange und einen Durchmeser von 6,35 mm aufweisende Verstärkungsmedium erzeugt durch Pumpen einer 1-1-6:C0₂-Luft-He-Gasmischung bei einem Druck von etwa 25 Torr mit 17o Watt HF und einer Frequenz von 146,52ο MHz. Der optische Hohlraum, gebildet durch einen Plano-ZnSe-Ausgangskoppler mit 95% Reflektion und einem Maximumreflektion-Planospiegel aus komprimiertem Silicium erzeugte ein Multimodus-Ausgangsmuster, charakteritisch für einen optischen Resonator mit einer Fresnel-Zahl von 1,9.

Zu Zwecken der Erläuterung wurden oben bevorzugte

Ausführungsbeispiele erläutert, doch ist dies nicht als eine Beschränkung der Anwendbarkeit der Erfindung zu verstehen. Modifikationen, Alternativen und Anpassungen können von Fachleuten durchgeführt werden, ohne von dem Grundgedanken der Erfindung abzuweichen.

Claims

Peter Chenausky, 151 Deercliff Road, Avon, CT/USA

Patentansprüche

1. Transformator zur Verwendung bei Frequenzen im Hochfrequenzbereich, gekennzeichnet durch die Merkmale: *

erste leitende Mittel mit einem planaren elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, elektrisch an Masse liegend,

zweite leitende Mittel mit einem planaren elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, der räumlich versetzt gegenüber dem ersten leitenden planaren Abschnitt versetzt ist, welche ersten und zweiten leitenden planaren Oberflächenabschnitte zusammenwirken, um zwischeneinander eine innere Kapazitanz C zu definieren, wobei das zweite leitende Mittel außerdem mindestens teilweise eine äußere Kapazitanz C_L gegen Masse definiert,

dritte leitende Mittel mit einem planaren elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt,

Mittel zum Halten des dritten leitenden Mittels derart, daß dessen ebener Oberflächenabschnitt sich zwischen den planaren Oberflächenabschnitten des ersten und des zweiten leitenden Mittels befindet, derart, daß die dritten leitenden Mittel die genannte Kapazitanz C_x in ein Paar von Kapazitanzen C_A und C_ß unterteilt,

zumindest ein erstes induktives Element, das zwischen ein Paar der genannten leitenden Mittel geschaltet ist,

Mittel zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung zwischen die genannten ersten und dritten leitenden Mittel, wobei die Frequenz der genannten HF-Spannung so gewählt ist, daß sich ein Minimum des Spannungsverhältnisses der stehenden Welle ergibt, und

Mittel zum Koppeln einer Belastung an den Transformator, welche Kopplungsmittel zwischen die zweiten leitenden Mittel und Masse geschaltet sind.

2. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des ersten

und des dritten leitenden Mittels geschaltet ist.

3. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des ersten und des zweiten leitenden Mittels geschaltet ist.

4. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen den planaren Oberflächenabschnitt des dritten leitenden Mittels und Masse geschaltet ist.

5. Transformator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch vierte leitende Mittel mit einem planaren elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, elektrisch an Masse liegend, welches vierte leitende Mittel mit seinem planaren Oberflächenabschnitt im Abstand von dem planaren Oberflächenabschnitt des zweiten leitenden Mittels positioniert ist und auf der Seite des zweiten leitenden Mittels gegenüber dem dritten leitenden Mittel.

6. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die planaren Oberflächenabschnitte der leitenden Mittel parallel sind.

7. Transformator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die planaren Oberflächenabschnitte der leitenden Mittel parallel sind.

8. Transformator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des zweiten und des dritten leitenden Mittels geschaltet ist.

9. Transformator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des ersten und des zweiten leitenden Mittels geschaltet ist.

1o. Transformator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des dritten leitenden Mittels und des vierten leitenden Mittels geschaltet ist.

36U247

11. Hochfrequenzerregter Gas-Laser, gekennzeichnet durch eine erste an Masse liegende leitende Oberfläche und eine dritte nicht an Masse liegende leitende Oberfläche und eine dritte nicht an Masse liegende leitende Oberfläche, welche ersten und dritten leitenden Oberflächen zusammenwirkend eine innere Kapazitanz C zwischeneinander definieren, wobei die dritte nicht an Masse liegende leitende Oberfläche eine Kapazitanz C_L gegen Masse außerhalb von C hat, eine zweite nicht an Masse liegende leitende Oberfläche, angeordnet zwischen der ersten ;und der dritten leitenden Oberfläche, welche zweite leitende Oberfläche die genannte Kapazitanz C in Kapazitanzen C_A und C_ß aufteilt, zumindest erste induktive Mittel, die zwischen ein Paar der genannten leitenden Oberflächen geschaltet sind, Mittel zum Anlegen einer Hochfrequenzwechselspannung zwischen die zweite und die erste leitende Oberfläche, wobei die Frequenz der HF-Spannung nahe einer Frequenz mit miminaler stehender-Wellen-Spannung liegt, beobachtet bei den Hochfrequenzspannungsanlegemitteln, und durch eine Gasentladungskammer begrenzende Mittel, angeordnet in dem kapazitiven Bereich von C_L, wobei sich eine Achse eines optischen Resonanzhohlraums durch die Gasentladungskammerbegrenzungsmittel erstreckt, in welchem Hohlraum ein Laser-Gas entsprechender Mischung und entsprechenden Druckes eingeschlossen ist, und der Hohlraum ausgefluchtete Spiegel umfaßt für Resonanz-Laser-Strahlung, die in dem Hohlraum erzeugt wird.

12. Gas-Laser nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Mittel elektrisch zwischen die zweite und die dritte leitende Oberfläche geschaltet ist.

13. Gas-Laser nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Mittel elektrisch zwischen die erste und die zweite leitende Oberfläche geschaltet ist.

14. Gas-Laser nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Mittel elektrisch zwischen die dritte leitende Oberfläche und mit

Masse verbundene Oberflächen geschaltet ist.

15. Gas-Laser nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die

Gasentladungsbegrenzungsmittel einen Wellenleiter-Laser umfassen.

16. Diagnosetechnik zum Bestimmen der Feldverteilung in einem Transformator, ausgelegt für die Verwendung bei Frequenzen im Hochfrequenzbereich, umfassend die Schritte:

Anschließen einer Hochfrequenzenergiequelle an die Eingangsklemmen

des Transformators,

Einführen eines Feldstörobjekts in der|. Raum, der teilweise das

Dielektrikum der Kapazitanz begrenzt, in die der Transformator Energie

überträgt, und
Bewegen des Störobjekts durch den Raum unter Messung der

Frequenzverschiebung der Hochfrequenzspannung, geliefert von der

HF-Energiequelle.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Raum, durch den das Störobjekt bewegt wird, langgestreckt ist und der

Transformator mindestens ein erstes induktives Element umfaßt, wobei das

Verfahren ferner den Schritt umfaßt:

Durchführen der physikalischen Veränderung bezüglich des induktiven

Elements, wenn die gemessene Frequenzverschiebung einen vorgewählten Grad

übersteigt, und
Wiederholen des Schrittes der Bewegung des Störobjekts unter

Messung der Frequenzverschiebung.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator parallele beabstandete leitende Platten umfaßt und das induktive Element zwischen ein Paar dieser Platten geschaltet ist, wobei der Schritt der Durchführung der Veränderung umfaßt:

Justieren der Anschlußpunkte des induktiven Elementes an die Platten.

19. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator einen hochfrequenzerregten Gas-Laser umfaßt.