DE3616752C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Hörhilfe mit einem Mikrofon, einem zur Aufnahme von Audio-Frequenz-Eingangssignalen an den Ausgang des Mikrofons angekoppelten Leistungsverstärker und einem an den Ausgang des Leistungsverstärkers ange­ koppelten Ausgangswandler, wobei der Leistungsverstärker mit einer Gleichspannungsquelle verbindbare positive und nega­ tive Versorgungsanschlüsse besitzt.

Hörhilfen mit der zugehörigen Batterieleistungsversorgung sowie dem notwendigen Verstärker wurden in den letzten Jahren, u. a. durch Anwendung von MOS-Feldeffekttransisto­ ren, siehe die US-PS 40 68 090, erfolgreich bis zu einer Größe miniaturisiert, bei der die Hörhilfe vollständig innerhalb des Ohres getragen werden kann.

Ein ständiges Problem bei Hörhilfen dieser Bauart ist jedoch die Verzerrung, die beim Versuch, den Leistungsverbrauch zu vermindern, auftritt. Insbesondere können Hörhilfen mit niedriger Verzerrung, die mit herkömmlichen Klasse-A-Ver­ stärkerschaltkreisen arbeiten, zwar so konstruiert werden, daß sie ein Ausgangssignal mit ausreichend niedriger Ver­ zerrung, insbesondere bei niedrigen Lautstärkepegeln, lie­ fern, da jedoch Verstärker der Klasse A (und insbesondere Ausgangsstufen der Klasse A) einen sehr niedrigen Leistungs­ wirkungsgrad zeigen, ist der damit in Verbindung stehende Batterieverbrauch derartiger Hörhilfen ziemlich hoch und erfordert somit einen häufigen Austausch der Batterie der Hörhilfe. In einem Versuch, den Gesamtleistungswirkungsgrad des Systems zu verbessern, wurde auf Hörhilfenkonstruktionen zurückgegriffen, die in der Ausgangsstufe Verstärkerschal­ tungen der Klasse B verwenden. Da Verstärker der Klasse B definitionsgemäß im abgeschalteten Zustand im Leerlauf arbeiten, ist jedoch das übliche Ergebnis von einfachen Schaltkreisen der Klasse B das, daß bei niedrigen Signal­ pegeln Verzerrungen auftreten, die die Signalqualität un­ erwünschterweise hart machen.

Um dieses Problem zu vermeiden und das Verhalten der zwei Hälften des Verstärkerschaltkreises sowohl bei hohen wie bei niedrigen Betriebspegeln auszugleichen und eine gleich­ förmige Überkreuzungscharakteristik bei derartigen Verstär­ kern zu liefern, sind ziemlich komplizierte Balanceschalt­ kreise erforderlich. In der Praxis macht dies die Verwendung von starken inversen Rückführungen notwendig, die, wie dem Fachmann bekannt, Schaltkreise für hohe Verstärkung und starke daran angebrachte inverse Rückführungen erfordern. Aus diesem Grunde besteht die große Wahrscheinlichkeit von Oszillationen, die wiederum häufig die Verwendung von physi­ kalisch großen Rückführ- und Entkopplungskondensatoren von mehreren µF erfordern.

Eine oberflächlich attraktive, aber bis heute niemals zu­ friedenstellend erreichte Alternative ist die Verwendung von Verstärkungssystemen der Klasse C mit Impulsbreitenmodula­ tion, wobei ein Rechteckwellengenerator im Ultraschall­ bereich hinsichtlich seines Arbeitszyklus fortlaufend auf­ grund der augenblicklichen Amplitude der von einem Hörhil­ fenmikrofon aufgenommenen Tonfrequenzwellenform angepaßt wird. Der sich ergebende Ausgang enthält die Information der ursprünglichen Tonfrequenz wie auch Schaltmodulationskompo­ nenten im Ultraschallbereich. Obwohl derartige Systeme sich durch niedrige Verzerrung auszeichnen und leistungseffizient sind, wird doch nichtsdestoweniger ein erheblicher Anteil der Batterieleistung für Verluste verbraucht, die in der Ultraschallumschaltmodulationskomponente enthalten sind. Außerdem sind derartige Systeme gewöhnlich komplizierter als geradlinige Systeme der Klasse A oder der Klasse B, bedingt durch die Notwendigkeit, einen Oszillator, einen schaltenden Modulator und eine Vielzahl von einstellbaren Komponenten vorzusehen, um mit diesen ausreichende Schaltkreisbalance sicherzustellen. Eine weitere Ursache von Schwierigkeiten ist das Erfordernis, daß das System durch eine Batterie­ anordnung mit einer Spannung von nur 1,5 V versorgt werden muß.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Hörhilfe der eingangs genannten Art, die ein nur wenig Energie verbrau­ chendes und gleichzeitig nur geringfügige Verzerrungen aufweisendes Verstärkersystem der Klasse D umfaßt, die alle für die Hörhilfe notwendigen Erfordernisse erfüllt und zusätzlich auch ausreichend klein hergestellt werden kann, um bei einer im Ohr anzuordnenden Hörhilfe verwendbar zu sein.

Gelöst wird die Aufgabe bei der Hörhilfe gemäß der eingangs genannten Art durch einen als integrierten Schaltkreis vorgesehenen Leistungsverstärker der Pulsbreitenmodulations­ bauart, der bei Fehlen eines Eingangssignals an seinen Ausgangsanschlüssen ein aus positiven und negativen elek­ trischen Impulse von Ultraschallfrequenz bestehendes Signal mit einer Gleichstromkomponente von im wesentlichen Null liefert, und dadurch, daß der Verstärker Einrichtungen umfaßt, die derart aufgebaut sind, daß sie zur Lieferung einer Audiofrequenznachbildung des Eingangssignals an die Ausgangsanschlüsse die Zeitdauer der positiven und negativen elektrischen Impulse gemäß der aufgenommenen Audiofrequenz­ eingangssignale steuern, und daß der Leistungsverstärker Ausgangspolaritätsschalteinrichtungen umfaßt, die eine an die Ausgangsanschlüsse gelieferte Spitze-zu-Spitze-Spannung erzeugen, welche größer ist als die Spannung der Gleich­ spannungsquelle, indem die Versorgungsanschlüsse mit den Ausgangsanschlüssen mit einer bestimmten Polarität ange­ schlossen werden, um diese positiven Impulse zu erzeugen, und mit der entgegengesetzten Polarität, um die negativen Impulse zu erzeugen.

Gemäß einer vorzugsweisen Form werden zwei komplementäre Metalloxidhalbleiter (CMOS) in einem Umschaltbetrieb be­ nutzt, um die obigen Merkmale zu verwirklichen. Gemäß einer besonders günstigen Ausführungsform der Erfindung wird der zur Umschaltung dienende Oszillator aus drei kaskadenartigen CMOS-Schaltstufen gebildet, die als ein Ringoszillator ausgeführt sind, wobei die einzelnen Wartezeiten für jede Stufe zur Gesamtverzögerung beitragen, die die Frequenz festlegen. Alle drei Stufen werden gemeinsam gesteuert, um im wesentlichen identische Lade- und Lösezeiten zu erhalten, und zwar mit Hilfe von einstellbaren Ladeelementen in einer kaskadenartigen Schaltung, wobei alle sechs Cascodelade­ elemente von einem gekoppelten Paar von Stromspiegeln angetrieben werden, um so eine symmetrische Betriebsweise bei niedrigem Stromverbrauch zu erhalten. Indem der Oszil­ lator so gebaut ist, daß er mit der doppelten gewünschten Schaltfrequenz arbeitet, und indem der Oszillatorausgang mit Hilfe eines integralen, durch den Faktor 2 dividierenden Teilers geteilt wird, wird eine vollständige Symmetrie der Oszillatorausgangswellenform ohne wesentliche Arbeitszyk­ lusdrift aufrechterhalten. Durch die Verwendung derartiger Stromspiegel zur Steuerung aller sechs cascodenartigen Ladeelemente werden alle Ladeströme und somit die Frequenz der Oszillation mit Hilfe eines einzigen Widerstandes festge­ legt. Ein alternativer Oszillatorschaltkreis verwendet CMOS-Treiber-Transistoren mit ähnlicher Stromspiegelsteue­ rung, bei der jedoch die Strombegrenzung durch die Steuerung der Sourceregeneration sichergestellt wird (Unteransprü­ che 22 bis 26).

Entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird die Ultraschallrechteckwelle, die innerhalb des Oszil­ lators erzeugt wird, über einen vorgespannten Integrator geleitet, um an dem Integratorausgang eine Dreieckwelle zu erzeugen, bei der die Achsendurchläufe durch die dem Inte­ grator zugeführte Vorspannung gesteuert werden, wobei diese Vorspannung durch die vom Mikrofon abgeleitete Eingangs­ wellenform bestimmt wird. Das vom Mikrofon erhaltene Ton­ frequenzsignal, das dem Integrator zugeführt wird, führt dazu, daß die Achsendurchläufe der Dreieckswellenform von einem symmetrischen Ruhestand zu einem nichtsymmetrischen Zustand verschoben werden, wobei die Höhe dieses Ungleich­ gewichtes sowohl hinsichtlich des Vorzeichens wie auch hinsichtlich der Größe eine ständig sich ändernde Funktion der Amplitude der Tonfrequenzwelle ist (Ansprüche 4 und 5).

Die Achsendurchläufe der Integratorausgangswellenform werden benutzt, um die Zeit und die Polarität des Ausgangs eines die Polarität umkehrenden ausbalancierten CMOS-Schalttrei­ bers zu steuern, der zum Antrieb eines Ohrhörerwandlers dient. Die Dauer der positiven und negativen Schaltimpulse, die von dem Treiber erzeugt werden, verändern sich gemäß der Zeitverzögerung zwischen den Achsendurchläufen am Integra­ torausgang, wodurch ein pulsmoduliertes Signal der vom Ohrhörer gebildeten Last zugeführt wird, welches Signal ein Frequenzspektrum im Tonfrequenzbereich besitzt, welches ein Abbild der Wellenform darstellt, die vom Mikrofon erzeugt wird.

Günstig ist es, daß der Ausgang des umschaltenden Treibers durch Steuerung des Wertes nur eines einzigen Widerstandes in einem ergänzenden Gleichstromvorspannungsnetzwerk erzeugt wird, derart, daß bei einem Tonfrequenzsignal von Null auch ein Gleichspannungsausgangssignal von Null erhalten wird, und daß es möglich ist, die von dem Ohrhörer gebildete Last direkt an die Ausgangsanschlüsse des schaltenden Treibers anzuschließen, ohne daß ein Gleichstrom blockierender Kon­ densator dazwischen angeordnet werden müßte. Herstellungs­ technisch wird am günstigsten dies ergänzende Netzwerk dadurch verwirklicht, daß während der Herstellung des Schaltkreischipträgers auf diesem aufgebrannte Widerstände gebildet werden. Die Einstellung erfolgt dann durch Trimmen eines einzigen Widerstandes.

Gemäß einer noch anderen Ausführungsform der Erfindung (Anspruch 2), wird ein optionales reaktives Filter zwischen dem Ausgang des schaltenden Treibers und dem Hörer angeord­ net, wobei dieses Filter die Eigenschaft besitzt, daß, gesehen vom Treiber aus, die sich ergebenden Antriebslasten bei der Ultraschallschaltfrequenz im wesentlichen eine rein induktive Last darstellen, wodurch im wesentlichen die Gesamtheit des Leistungsspektrums, das von der Ultraschall­ frequenzkomponente repräsentiert wird, zur Leistungsver­ sorgungsbatterie zurückgeliefert wird, statt daß diese Energie im Empfänger verbraucht und damit der Leistungsver­ brauch der Gesamtanordnung erhöht wird. Vorteilhafterweise nehmen sowohl Verstärker wie auch Filter des erfindungs­ gemäßen Ohrhörers ein Gesamtvolumen von nur 0,01 cm³ ein. Der Gesamtstromabzug bei niedrigem Schallpegel beträgt annähernd 50 µA, wobei die Tonqualität bei niedrigen Hör­ pegeln charakterisiert ist durch einen gesamten harmonischen Verzerrungsgehalt von annähernd 0,5%. Die Verzerrung bei 500 Hz und 110 dB Schalldruckpegel beträgt etwa 5%.

Gemäß einer anderen vorzugsweisen Ausführungsform der Er­ findung (Anspruch 18) sind sowohl der Verstärker wie auch der optionale Filterinduktor innerhalb der Motorabteilung des Empfängergehäuses selbst angeordnet, so daß der Ver­ stärker und der Filterinduktor keinerlei zusätzlich not­ wendigen Stauraum erfordern, vielmehr vollständig innerhalb des üblichen Wandlergehäuses enthalten sind.

Gemäß einer noch anderen Ausführungsform der Erfindung (Anspruch 6) wird eine erhebliche Reduzierung bezüglich der sogenannten "Wettlauf"-Instabilität erreicht, der derartige Pulsbreitenmodulationsverstärker der Klasse D üblicherweise ausgesetzt sind, wobei diese Reduzierung durch Einführung von Korrektursignalen für transiente Signale sowohl im Mikrosekunden- wie auch im Millisekundenbereich erfolgt. Diese Signale werden auf eine solche Weise rückgeführt, daß sie die Verschiebung in der Vergleicherentscheidungsspannung kompensieren, die sich aus Variationen in der Batteriever­ sorgungsspannung ergeben, die durch das Schalten des Aus­ gangstreibers entstehen und dadurch auch an den Leistungs­ anschlüssen für den Verstärker auftreten. Diese transienten Signale finden ihren prinzipiellen Ursprung in transienten Spannungsabfällen über der inneren Impedanz der Versorgungs­ batterie für den Verstärker. Entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Erfindung (Anspruch 8) wird eine Hoch­ frequenztransientenkorrektur durch symmetrische Verbindung eines Integrationskondensators erreicht, der benutzt wird, um die Dreieckwellenform von der Oszillatorrechteckwellen­ form abzuleiten. In der niederfrequenten Domäne wird die Transientenkorrektur dadurch erreicht, daß mit einer der Batterieleitungen ein Widerstand in Serie geführt wird, dessen Wert im wesentlichen gleich dem Nennwiderstand des inneren Widerstandes der Batterie ist, und in dem ein Abbild des strominduzierten Abfalls in diesem Widerstand dem Ver­ gleichereingang als ein richtig in Phase liegendes Korrek­ tursignal zugeführt wird (Ansprüche 12 und 13).

Fig. 1 ist ein Funktionsblockdiagramm des Verstärker­ systems, welches insbesondere die Verbindung und die Funktion eines Oszillators, eines vorgespann­ ten Integrators, eines schaltenden Treibers und eines Ausgangsfilters zeigt;

Fig. 2 ist eine schematische Darstellung einer Form des Oszillatorschaltkreises der Fig. 1;

Fig. 3 ist eine schematische Darstellung eines alterna­ tiven Oszillatorschaltkreises;

Fig. 4 ist eine schematische Darstellung des vorgespann­ ten Integrators, des schaltenden Treibers und Filterschaltkreises von Fig. 1;

Fig. 5 ist eine teilweise schematische Darstellung eines modifizierten Stromvorspannungsschaltkreises zur Benutzung in einem spannungsgesteuerten Oszil­ lator;

Fig. 6 ist eine perspektivische Darstellung einer reprä­ sentativen Hörhilfe, die so ausgeführt ist, daß sie im Ohr getragen werden kann, wobei die Hör­ hilfe verknüpft ist mit internen modularen Ele­ menten, wie sie in schematisch gestrichelter Umrißzeichnung dargestellt ist: Ein Mikrofon, eine Batterie, ein Mikrofonvorverstärker, ein Lei­ stungsverstärker, und ein aufnehmender (reprodu­ zierender) Wandler, der über ein Rohr mit einem Tor verkoppelt ist, das so ausgeführt ist, daß es innerhalb des Ohrkanals paßt;

Fig. 7 ist eine Draufsicht auf einen repräsentativen miniaturisierten Leistungsverstärker der Klasse B gemäß dem Stand der Technik;

Fig. 8 ist eine Seitenansicht des Verstärkers der Fig. 7;

Fig. 9 ist eine Draufsicht auf einen Empfänger gemäß dem Stand der Technik, der so ausgeführt ist, daß er innerhalb einer Hörhilfe der Bauart paßt, die in Fig. 5 dargestellt ist, wobei in gestrichelter Umrißdarstellung das innere Volumen wiedergegeben ist, das vorgesehen ist, um den Wandlermotor und seine zugehörige Armatur aufzunehmen;

Fig. 10 ist eine Seitenansicht des Empfängers der Fig. 9, wobei außerdem eine innere Trennung dargestellt ist, die die untere Motorabteilung von einer oberen Ausgangsabteilung trennt, verkoppelt, um akustische Energie zu einem Ausgangstor zu lie­ fern;

Fig. 11 ist eine Draufsicht auf den vollständigen Lei­ stungsverstärker der vorliegenden Erfindung, bestehend aus einem umkapselten Chip, das auf einem Chipträger montiert ist und peripher dazu angeordnete Drahtanschlußteile besitzt;

Fig. 12 ist eine Seitenansicht des Verstärkers der Fig. 11;

Fig. 13 ist eine Draufsicht auf einen Miniaturinduktor, der in Verbindung mit dem Verstärker der Fig. 11 und 12 verwendet wird;

Fig. 14 ist eine Seitenansicht des in Fig. 13 dargestell­ ten Induktors;

Fig. 15 ist eine Draufsicht auf den in Fig. 9 dargestell­ ten Empfänger, wobei der Verstärker der Fig. 11 und 12 und der Induktor der Fig. 13 und 14 darin angeordnet dargestellt ist, wobei die neuen Kompo­ nenten in ähnlicher Weise in gestrichelter Umriß­ linie dargestellt ist; und

Fig. 16 ist eine Seitenansicht des neu konzipierten Emp­ fängers gemäß Fig. 15.

Bemerkung: Alle in den Fig. 7 bis 16 dargestellten Elemente sind mit einem identischen Maßstab wiedergegeben, wie am Boden der Zeichnungen durch eine Skalenlinie angedeutet ist, die ein Paar von Markierungen trägt, die eine Länge von 1/10 Zoll wiedergibt.

Fig. 17 ist ein allgemeines Blockdiagrammschema, das die prinzipiellen Elemente der Fig. 1 bis 4 umfaßt, weiterhin aber mittels gestrichelten Umrißlinien und Bruchpunkten weitere, die Verzerrung reduzie­ rende Schaltungsteile zeigt;

Fig. 18A zeigt die Rechteckwellenform, die dem Eingang des Vergleichers der Fig. 17 unter Null-Tonfrequenz­ signalbedingungen zugeführt werden;

Fig. 18B zeigt Schalttransiente, die mit jedem Vergleicher­ übergang verbunden sind, angedeutet durch die Achsenkreuzungen der Fig. 18A;

Fig. 18C zeigt einen hohen Tonfrequenzmodulationszustand, wobei die Skala sowohl hinsichtlich der Zeit wie auch hinsichtlich der Amplitude bezüglich der Fig. 18A reduziert wurde;

Fig. 18D zeigt den Aufbau von Tonfrequenzstromkomponenten, die verknüpft sind mit dem Beginn des in Fig. 18C dargestellten Modulationszustandes;

Fig. 18E zeigt die Transientenvariation der Batteriever­ sorgungsspannung während des Aufbaus des Ton­ frequenzstromes, wie in Fig. 18 dargestellt;

Fig. 19A zeigt die Vergleichereingangsspannung unter Null­ tonfrequenzmodulationsbedingungen, und zeigt weiterhin in gestrichelter Linienform den Effekt der positiven Rückführung auf die dem Vergleicher­ eingang zugeführte Eingangsspannung;

Fig. 19B zeigt die Impulspositionsverzerrung, die durch die Rückführungsverriegelung erzeugt wird;

Fig. 19C zeigt die Tonfrequenzausgangsverzerrung, die durch die Pulspositionsverzerrung der Fig. 19B erzeugt wird;

Fig. 20 zeigt die Variation der Verriegelungsspannung, geliefert durch die positive Rückführung, die Veranlassung gibt zu der Versetzung der in Fig. 19A und B dargestellten Vergleichereingangsspan­ nung;

Fig. 21 zeigt die Phasenstellung von einer Spannung, die von dem Rechteckwellengenerator abgeleitet wird, verwendet zur Kompensation von Pulsdauerverzer­ rung, induziert durch Rückführungsverriegelung des Vergleichers;

Fig. 22 zeigt die kombinierten Ergebnisse auf die Ver­ gleichereingangsspannung von sowohl der Rück­ führungsverriegelung als auch der gelieferten Rechteckwellenspannung, wobei die Kombination richtige Achsenüberkreuzungen entsprechend der in Fig. 19 dargestellten Eingangsdreieckswellenform wiederherstellt.

Es sei nun die Erfindung im einzelnen näher beschrieben.

Zwar ist die vorliegende Erfindung in vielen unterschied­ lichen Ausführungsformen verwirklichbar, doch wird im fol­ genden und in den Zeichnungen eine vorzugsweise Ausführungs­ form der Erfindung dargestellt, wobei die vorliegende Offen­ barung als ein exemplarisches Beispiel der Prinzipien der Erfindung anzusehen sind, und nicht als eine Begrenzung der breiten Aspekte der vorliegenden Erfindung auf die darge­ stellten Ausführungsformen.

Die vorliegende Erfindung richtet sich auf einen Leistungs­ verstärker für eine Hörhilfe, um Signale zu verstärken, die von einem Mikrofonvorverstärker erhalten wurden, und um diese Signale an eine Hörgerätlast zu liefern. Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Gesamtverstärkersystems, wobei das Leistungsverstärkersystem gemäß der vorliegenden Erfindung innerhalb des Rechtecks PA umschlossen ist. Tonfrequenz­ signale, die von einem Mikrofon M aufgenommen wurden und durch einen Vorverstärker PR verstärkt wurden, beide von herkömmlichem Hörhilfendesign, werden dem Verstärkerein­ gangsanschluß "f" zugeführt, um verstärkt zu werden und zu einem Ausgangsohrhörer E verbunden über ein optionales Filter F mit den Ausgangsanschlüssen "e" und "d". Der Ohr­ hörer E besteht aus einem Wandlermotor, der innerhalb eines Wandlergehäuses in geeigneter Weise enthalten ist, um mit dem Ohrkanal in Verbindung zu treten. In der vorliegenden Anmeldung werden die Ausdrücke "Ohrhörer", "Wandler" und "Empfänger" tauschbar verwendet werden, wenn nicht anders festgelegt, um das Element zu bezeichnen, das funktionell in Fig. 1 als Ohrhörer E funktionell identifiziert dargestellt ist.

Eine Batterie B mit einer Spannung von 1,2 bis 1,5 V be­ liefert eine positive Systemsammelschiene, bezeichnet mit BP und eine negative Systemsammelschiene, bezeichnet mit BN, mit Leistung. Oszillator O, auch in zwei Ausführungsformen in den Fig. 2 und 3 schematisch erläutert und im folgenden noch näher diskutiert, der seine Energie von der positiven und der negativen Sammelschiene BP und BN erhält, erzeugt an seinem Ausgangsanschluß "a" eine symmetrische Rechteckwelle von Ultraschallfrequenz mit einer Spannungsauslenkung, die von dem Potential der negativen Sammelschiene BN bis zum Potential der positiven Sammelschiene BP reicht. Somit ist eine Amplitudenschwankung von annähernd 1,2 bis 1,5 V am Anschluß "a" in der Ausgangswellenfolge repräsentiert. Ein vorgespannter Integrator I, schematisch auch in Fig. 4 erläutert, und im folgenden noch näher diskutiert, verar­ beitet die vom Anschluß "a" erhaltene Eingangswellenform, um eine Dreieckwellenform an seinem Ausgangsanschluß "c" zu erzeugen.

Ein Hörfrequenzvorspannungssignal, das die Hörfrequenz­ spannung repräsentiert, die von dem Aufnahmemikrofon "M" erhalten wird, ist über Kondensator C 1 mit dem vorspannenden Anschluß "b" verkoppelt und verursacht eine zusätzliche Verschiebung der Dreieckwellenform, die durch den Inte­ grationsprozeß an dem Ausgangsanschluß "c" des vorgespannten Integrators I erzeugt wird. Der Unterschaltkreis, um dies zu erreichen, ist in Fig. 4 dargestellt und wird im folgenden noch näher erläutert. Bei Abwesenheit eines Ausganges von dem Mikrofon M ist die Ausgangsdreieckwellenform von dem vorgespannten Integrator I am Anschluß "c" symmetrisch hinsichtlich der Amplitude um die "Achsendurchgänge" ange­ ordnet. Der Ausdruck "Achsendurchgänge" wird im gegenwärti­ gen Zeitpunkt benutzt, um Wellenformdurchläufe durch einen Schwellwertpotentialwert in der Mitte zwischen dem Potential der zwei Leistungssammelschienen BP und BN anzudeuten, d. h. annähernd 0,6 V positiv mit Bezug auf die negative Sammel­ schiene. Ein von dem Vorverstärker PR empfangenes Hörfre­ quenzvorspannungssignal wird die am Anschluß "c" gesehene Dreieckwellenform als Antwort darauf nach oben und nach unten verschieben, um so das Zeitintervall zwischen den Achsendurchgängen zu verschieben.

Ein schaltender Treiber D, in Fig. 4 ebenfalls schematisch erläutert und in dem folgenden noch näher beschrieben, der über den Sammelschienen BP und BN angeschlossen ist und von diesen seine Leistung erhält, hat als Eingangssignal die Wellenform, die am Ausgangsanschluß "c" des vorgespannten Integrators erzeugt wird, und verbindet schaltend seine Ausgangsanschlüsse "e" und "d" mit der positiven und der negativen Versorgungssammelschiene BP bzw. BN während der Dauer der Periode zwischen positiven Achsendurchgänge. Während der Perioden zwischen negativen Achsendurchgängen wird die Verbindung der Anschlüsse "e" und "d" umgekehrt, wodurch die Ausgangsanschlüsse "e" mit der negativen Sammel­ schiene BN und der Anschluß "d" mit der positiven Sammel­ schiene BP verbunden wird.

In Abwesenheit einer Vorspannung, die von dem Mikrofon M abgeleitet wird, ist der Eingang zum schaltenden Treiber D eine Dreieckwelle von gleichen Ausschlägen und somit von gleichem Intervall zwischen Achsendurchgängen, was dazu führt, daß zwischen den Anschlüssen "e" und "d" eine Recht­ eckwellenspannungswellenform mit einer Höhe entsteht, die ungefähr gleich dem Zweifachen der Batteriespannung ist. In dieser Hinsicht ist zu bemerken, daß der schaltende Treiber so ähnlich wie ein einfacher Polaritätsumkehrschalter arbei­ tet. Wie bereits angegeben, verschiebt das Hörfrequenzsignal vom Mikrofon M die Achsendurchläufe und bewirkt somit, daß die an den Anschlüssen "d" und "e" erzeugte Ausgangsspannung eine impulsmodulierte Folge ist, wobei die Modulation der Impulsbreiten eine Pulsdauermodulation konstituiert. Wie dem Durchschnittsfachmann bekannt ist, besitzt, solange die Oszillatorfrequenz zumindest das Zweifache der Frequenz der höchsten Tonfrequenzkomponente ist, das sich ergebende Frequenzspektrum einen Tonfrequenzteil, der ein Abbild der Spannung darstellt, die von dem Mikrofon erzeugt wird, wie auch Ultraschallfrequenzkomponenten, die von der Schaltwir­ kung abgeleitet werden, die durch den Oszillator O induziert wird.

Der Ohrhörer E ist mit den Ausgangsanschlüssen "d" und "e" über ein dazwischengeschaltetes Filter F verbunden, wobei das Filter F so konstruiert ist, daß es eine möglichst reine Induktivität bei der niedrigsten Komponente des an den Anschlüssen "e" und "d" vorhandenen Ultraschallspektrums darstellt, und wieder im wesentlichen transparent für Hör­ frequenzbereiche ist, oder alternativ eine Audiohochfre­ quenz-"Anpassung" liefert, d. h. eine ergänzte Hochfre­ quenz-Hörfrequenzantwort, von der bekannt ist, daß sie in bestimmten Fällen von Hördefekten nützlich ist, oder bei der Überwindung von eingegebenen Hochfrequenzantwortsabfällen von im wesentlichen induktiven Ohrhörerlasten hilft, wenn diese durch Spannungsquellen angetrieben werden.

Der umschaltende Treiber D ist so ausgeführt, daß er zwi­ schen den Sammelschienen BP und BN und den Ausgangsanschlüs­ sen "d" und "e" eine sehr niedrige Schaltimpedanz bildet, mit dem Ergebnis, daß dann, wenn die Ausgangslast zwischen "e" und "d" bei den Schaltfrequenzen rein induktiv ist, die in dem Filter während jedes Halbzyklus gespeicherte Energie zu der Systembatterie B zurückgeführt wird, so daß ein minimaler Nettosystemleistungsabfluß von der Batterie ver­ lorengeht.

Als nächstes seien die Schaltkreise in größeren Einzelheiten erläutert. Fig. 2 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des als O in Fig. 1 repräsentierten Oszil­ latorschaltkreises. Der Oszillator ist in der Form eines dreistufigen Ringoszillators ausgebildet, wobei jede Stufe aus einem Schaltungspol von zwei komplementären Paaren von PMOS- und NMOS-Transistoren gebildet wird, die als ein PMOS­ oberer Halbpol, z. B. P 3 und P 4 und ein unterer Halbpol N 3 und N 4 angeordnet sind. Im oberen Halbpol ist die Source des Transistors P 3 mit der positiven Sammelschiene BP und seine Drain mit der Source von P 4 verbunden. In ähnlicher Weise ist im unteren Halbpol die Source von N 4 mit den negativen Sammelschienen BN und seine Drain mit der Source von N 3 verbunden. Die Drains von P 4 und N 3 sind zusammengeschlos­ sen, um den Ausgangsanschluß der Stufe PO 1 zu bilden. Die Eingangselemente eines gegebenen Pols sind die gegenseitig miteinander verbundenen Gates von, z. B., Transistor P 4 und Transistor N 3. Alle Transistoren in dieser Version des Oszillators in der gesamten verbleibenden Schaltung, die im folgenden noch näher erläutert wird, sind entweder PMOS- oder NMOS-Transistoren mit Kanalschwellwertpotentialen, die vorzugsweise derart angepaßt sind, daß sie im verbesserten Betrieb arbeiten.

Der Eingang zu den oberen und unteren Hälften dieses Pols wird gleichzeitig den Gates von P 4 und P 3 zugeführt. Die gemeinsame Verbindung der Drains der Treibertransistoren P 4 und N 3 treiben die Eingänge zu der nächsten Stufe, d. h. die Gates von Treibertransistoren P 4 und N 5. Somit dient während des Betriebs das Schalten der oberen und unteren Pole einer gegebenen Stufe alternierend zum Laden und Entladen der Gatekapazität der nächsten Stufe. Der Ausgang des dritten Pols PO 3 ist zum Eingang des ersten Pols PO 1 über eine Leitung L zurückgeführt, wodurch die Konfiguration einen Ringoszillator bildet, der von einer Ausgangsfrequenz charak­ terisiert ist, die durch die Summe der einzelnen Ladezeiten der Gates der Eingangstransistoren eines jeden Pols, bei­ spielsweise P 4 und N 3 von Pol PO 1, bestimmt ist, wobei diese wiederum von der Größe des Ladestroms bestimmt werden, z. B. I 3, geliefert durch die Treiberstufe für die angetriebenen Gates.

Im wesentlichen wird der gesamte durch diese drei Stufen PO 1 bis PO 3 von der Batterie gezogene Strom durch den Stromfluß repräsentiert, der notwendig ist, um die einzelnen Eingangs­ gates zu laden und zu entladen. Der Ladestrom und somit die Frequenz der Oszillation wird durch die Strombegrenzungs­ wirkung von P 3, P 5, P 7, N 4, N 6 und N 8 bestimmt, die zwischen den Sources und ihren entsprechenden Treibertransistoren und Signalmasse, d. h. die Batteriesammelschienen BP und BN, bestimmt. Deren effektiver Widerstand, der den oberen bzw. den unteren Halbpolstromfluß bestimmt, wird durch gemeinsame Gatevorspannungen kontrolliert, die von den Leitungen LP und LN geliefert werden. Somit wird eine Einstellung dieser Vorspannungen die Oszillatorfrequenz verändern. Wie im folgenden noch erläutert wird, ist es wünschenswert, daß die Frequenz des Oszillators beim Herstellungsprozeß auf einen vorbestimmten Wert einstellbar ist, abhängig von den Eigen­ schaften der Ausgangslast, die von dem Ohrhörer E und dem Filter F repräsentiert wird. Eine wesentliche Vereinfachung wird in dem Schaltkreis der Fig. 2 erreicht, indem ein Doppeltstromspiegel verwendet wird, um die Schaltströme in der oberen und in der unteren Hälfte eines jeden Schaltpols auf im wesentlichen identische Werte zu bringen, und diesen Wert durch einen einzigen Widerstand zu steuern, der während der Herstellung auf einen permanent festgelegten Wert ge­ trimmt werden kann, um so die Frequenz auf einen gewählten Wert festzusetzen.

In dem Schaltkreis der Fig. 2 wird dies mit Hilfe eines Paares von Stromspiegeln erreicht, die die Transistoren P 1, P 2 und N 1 verwenden. Der erste Stromspiegel besteht aus Transistoren P 1 und P 2 und arbeitet in Verbindung mit Wider­ stand R 1. Der Transistor P 1 ist mit seiner Source mit der positiven Sammelschiene BP verbunden, wobei sein Gate und sein Drain miteinander verbunden und über einen Widerstand R 1 an die negative Sammelschiene BN zurückgeführt sind. Durch Veränderung des Wertes von Widerstand R 1 wird der Strom I 1 durch den ersten Transistor P 1 auf einen gewählten Wert festgelegt. Transistor P 2, der mit seiner Source an der positiven Sammelschiene BP angeschlossen ist und dessen Gate mit dem Gate von P 1 verbunden ist, besitzt somit die gleiche Gate-zu-Source-Vorspannung wie P 1 und wiederholt somit den Wert des Stromes I 1 als I 2, geliefert an eine Last, die von der Drain von N 1 gebildet wird, wobei Transistor N 1 mit seinem Gate und seiner Drain mit seiner Source an der nega­ tiven Sammelschiene BN angeschlossen, um als zweiter Strom­ spiegel zu dienen, wie als nächstes gezeigt wird.

Insofern als die oberen Halbpolströme I 3, I 4 und I 5 be­ troffen sind, weil die Source-Elektroden von P 3, P 5 und P 7 mit der positiven Sammelschiene BP und ihre Gates alle mit dem Gate von P 2 verbunden sind, ist deren Gate-zu-Source- Vorspannung identisch mit der von P 2 und bis zu dem Ausmaß, daß sie im wesentlichen identisch Kanaleigenschaften haben, werden diese Ströme während des Ladeprozesses gleich sein. In ähnlicher Weise, da die unteren Stromregulatoren N 4, N 6 und N 8 alle mit ihren Source-Elektroden an der negativen Sammelschiene BN und mit ihren Gate-Elektroden an dem Gate von N 1 angeschlossen sind, ist deren Gate-zu-Source-Vor­ spannung identisch mit der von N 1, wie durch I 2 festgesetzt, und es folgt, daß diese Ströme auch gleich sind zu I 2.

Da I 2 ein Abbild von I 1 ist, folgt, daß innerhalb der vorher festgesetzten Grenzen die entsprechenden Resultate erreicht werden, insofern, als die Ladeströme in den oberen und unteren Hälften eines jeden Pols identisch zueinander und im wesentlichen die gleichen in allen drei Stufen sind. Durch Veränderung des Widerstandes R 1 werden alle sechs Ströme auf im wesentlichen dem gleichen Wert gehalten, wodurch die Frequenz des Oszillators des gesamten Systems von einem Widerstand allein festgelegt wird. Schutzdioden D 1 und D 2 am Eingang des Oszillatorschaltkreises D sind hinzugefügt, um einen elektrostatischen Schutz für die Gate-Elektroden zu bilden.

Der Ausgang des Oszillators wird von den miteinander ver­ bundenen Drain-Elektroden der Transistoren P 8 und N 7 abge­ nommen, und liegt in der Form von annähernd einer Rechteck­ welle vor.

Die Transistoren P 9 und N 9 umfassen einen herkömmlichen komplementär gepaarten schaltenden Pufferschaltkreis, der von dem Oszillator angetrieben wird und einen durch zwei teilenden Flipflop FF antreibt, wobei dieses Element von herkömmlicherem Design ist. Auf diese Weise werden nahezu exakt 50% Arbeitszyklen erhalten, selbst dann, wenn der Ausgang des stromgesteuerten Oszillators asymmetrisch ist. Der Ausgang des Flipflop FF treibt ein komplementäres Paar von CMOS-Puffertransistoren P 10 und N 10, um eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz und minimale Anstiegs- und Ab­ fallzeit am Ausgang (siehe Fig. 1, Anschluß "a") des Oszil­ latorschaltkreises zu erhalten.

Eine andere Ausführungsform des Oszillatorschaltkreises ist in Fig. 3 dargestellt. Im Gegensatz zu dem vorhergehenden Oszillatorschema der Fig. 2, der analytisch ein System von Treibertransistoren mit gesteuerter Source-Degeneration für die Frequenzsteuerung war, besteht der Schaltkreis der Fig. 3 aus einem CMOS-Drei-Stufen-Ring-Oszillator, wie zuvor, an dem jedoch jeder Halbpol als ein Cascodenver­ stärker mit einem aktiven Lastelement ausgebildet ist. Der Schaltkreis ist identisch zu dem in Fig. 2, mit der Aus­ nahme, daß der Eingang eines jeden Pols die gemeinsame Verbindung der Gate-Elektroden der Treibertransistoren P 3-N 4, P 5-N 6 und P 7-N 8 ist, und die Stromsteuervorspannungs­ leitungen LP und LN mit den Gate-Elektroden von P 4, P 6, P 8 bzw. N 3, N 5, N 7, verbunden sind.

Mit Bezug auf Fig. 3 ist P 3 somit ein Treiber mit geerdeter Source, der die Source von P 4 antreibt. Steuerbare Vor­ spannung, angelegt an dem Gate von P 4 über die Leitung LP, steuert den Halbpolladestrom zu den Gate-Elektroden der nächsten Stufe. Ähnliche Überlegungen gelten für die unteren Halbpolelemente N 3 und N 4. Der prinzipielle Vorteil eines derartigen Schaltkreises liegt in dem niedrigen Ladestrom und somit in dem Batterieverbrauch bei einer gegebenen Frequenz. Die Ladekapazitäten, die durch die Gate-Elektroden von P 5 und N 6 gebildet werden, werden von den Ausgängen der Treibertransistoren P 3 und N 4 wirksam isoliert, mit dem Ergebnis, daß sie von der Rückführung nicht zurückreflek­ tiert werden, um so eine vergrößerte Eingangskapazität an den Gate-Elektroden von P 3 und N 4 zu führen. Dies steht im Gegensatz zum Schaltkreis von Fig. 2, bei dem derartige Rückführungswirkung (Miller-Effekt) nur teilweise aufgehoben wird durch Gewinnreduzierung, die sich infolge der Source- Degeneration ergibt. Da, wie vorstehend erläutert, die prinzipielle Stromableitung für drei Pole, die den oszil­ lierenden Ring bilden, der Gate-Ladestrom ist, ergibt sich, daß für eine gegebene Frequenz der Cascodenoszillator noch stromeffizienter ist als der Schaltkreis der Fig. 2 bei einer gegebenen Oszillatorfrequenz.

Das Stromspiegelsystem steuert die Gate-Elektroden der Ladetransistoren, d. h. P 4 und N 3, um den Ladestrom über die Vorspannungsleitungen LP und LN zu steuern, abgeleitet von einem Doppelstromspiegel, der die Transistoren P 1, P 2 und N 1 betrifft, wie vorher. Da die Antriebstransistoren P 3 und N 4 in einen hochleitenden Zustand im "Ein"-Zustand umgeschaltet werden, im Vergleich zu ihren Lasten P 4 und N 3, ergibt sich ein vernachlässigbarer Source-Drain-Abfall über ihnen, und die Gate-Source-Spannung der Ladetransistoren spiegelt sehr eng die der entsprechenden Stromregulatoren P 2 und N1 wieder, was wiederum zu im wesentlichen gleichen Halbpol­ strömen in allen Stufen führt, wobei der Strom wiederum durch den Wert von R 1 gesteuert wird.

Da bei beiden Oszillatorschaltkreisen das einstellbare frequenzbestimmende Element ein einziger Widerstand ist, ist es klar, daß eine allgemeinere Anwendung der vorstehenden Prinzipien die Herstellung eines spannungsgesteuerten Oszil­ lators erlaubt, einfach durch Ersetzen des Widerstands R 1 der Fig. 2 und 3 durch ein steuerbares Element, beispiels­ weise einen Feldeffekttransistor T, wie in einem Teilschalt­ kreis der Fig. 5 angegeben, wodurch die Doppelstromspiegel von Fig. 2 und 3 modifiziert werden. Indem der Source- Drain-Weg das steuernde Widerstandselement wird, kann der Widerstand und somit die Frequenz der Oszillation nach Wunsch durch ein Potential verändert werden, das an dem Anschluß "g" angelegt wird, der mit dem Gate verbunden ist. Für Hörhilfen wird es jedoch vorgezogen, einen trimmbaren festen Widerstand für dieses Element einzusetzen, da die Frequenz, nachdem sie einmal festgelegt wurde, nicht ver­ ändert zu werden braucht. Überlegungen, die die optimale Frequenzwahl bestimmen, werden im folgenden noch angestellt.

Fig. 4 zeigt das schematische Diagramm des vorgespannten Integrators I, des schaltenden Treibers D, des Filters F und der zugehörigen Ohrhörerlast in Fig. 1. Eine Verbindung der Anchlußpunkte "a", "b", "c", "d", "e" und "f" in Fig. 1, 2 und 3 sind ähnlich in Fig. 4 bezeichnet. Der Rechteckwellen­ ausgang des Oszillators am Anschlußpunkt "a" wird durch Widerstand R 4, der den Kondensator C 2 versorgt, integriert, so daß eine annähernd dreieckige Wellenform am Anschlußpunkt "c" erzeugt wird. Ein Vorteil für die CMOS-Schaltung ist der, daß der Spannungsabfall über einen nicht geladenen "Ein"-Transistor im wesentlichen Null ist. Somit schwingt die offene Schaltkreisspannung des Oszillatorpuffers, wie am Anschlußpunkt "a" gesehen, von Masse (negative Versorgung) zu einer positiven Versorgung. Die annähernd dreieckige Wellenform am Anschlußpunkt "a" wird somit symmetrisch sein und einen Durchschnittswert besitzen, der innerhalb von wenigen Millivolt die Hälfte der Versorgungsspannung be­ tragen wird, wenn (1) die Ausgangswiderstände der zwei Puffertransistoren P 10 und N 10 (Fig. 2 und 3) gut angepaßt sind, oder klein ist verglichen mit dem Lastwiderstand, der von dem integrierenden Widerstand R 4 repräsentiert wird; (2) die Widerstände R 2 und R 3 gut angepaßt sind; und (3) kein Hörfrequenzsignal am Anschlußpunkt "b" vorhanden ist.

Ein Vergleicher wird von einem komplementären Paar von NMOS- und PMOS-Transistoren P 20 und N 20 gebildet, die in ähnlicher Weise wie die Oszillatorausgangspuffer P 10 und N 10 der Fig. 2 und 3 verbunden sind. Wenn P 20 und N 20 die gleiche Schwellwertspannung besitzen, wird die "Entscheidungsspan­ nung" an dem Vergleichereingang "c" gleich sein der Hälfte der Versorgungsspannung. Unter diesen Bedingungen wird die Dreieckwellenform am Anschluß "c", nach Verstärkung und Klippung mittels verschnellernden CMOS-Schaltinvertern P 21-P 27 und N 21-N 27, in einen symmetrischen Rechteckwellen­ ausgang von 50%igem Arbeitszyklus am Anschlußpunkt "d" resultieren, mit dem komplementären Ausgang am Anschlußpunkt "e". Die Inverterstufe, die aus dem komplementären Paar von schaltenden Transistoren N 21 und P 21 besteht, liefert die entsprechende Inversion, die notwendig ist, um die Aus­ gangsspannung an dem Anschlußpunkt "d" zu der am Anschluß­ punkt "a" außer Phase zu bringen. Da diese zwei Phasen invertiert sind, folgt, daß die Spitze-zu-Spitze-Spannung, die zwischen den Anschlußpunkten "d" und "e" erzeugt wird, und damit die Spannung über der Last, im wesentlichen das Doppelte der Batteriespannung beträgt.

Da der Arbeitszyklus 50% beträgt, an den Anschlußpunkten "d" und "e", wird die Durchschnittsspannung an jedem dieser Anschlußpunkte gleich der Hälfte der Versorgungsspannung sein, wie weiter oben erläutert wurde. Wenn ein Ohrhörer zwischen die zwei Ausgänge angeordnet wird, d. h. mit den Anschlußpunkten "d" und "e" verbunden wird, wird der durch­ schnittliche Strom, das ist der Netto-Gleichstrom durch den Ohrhörer Null sein.

In der praktischen Anwendung werden die Schwellwertspan­ nungen der PMOS- und NMOS-Transistoren P 20 und N 20 nicht genau gleich sein, so daß die Vergleicherentscheidungs­ spannung nicht 1/2 der Versorgungsspannung betragen wird. Bei einem Schaltkreis, wie er oben beschrieben wurde, führt das dazu, daß der Ausgangsarbeitszyklus nicht gleich 50% ist, und ein ungewünscht hoher Netto-Gleichstrom in dem Ohrhörer E, mit der Konsequenz eines Verlustes an Wirkungs­ grad, kann unter der Bedingung eines Hörfrequenzsignals von Null sich ergeben. Wenn jedoch die größte Ausbeute bei der Produktion von monolithischen CMOS-Chips gewünscht ist, mag es wünschenswert sein, einen Vergleicherentscheidungsspan­ nungsbereich zu erfassen, der von einem Drittel bis zu zwei Dritteln der Versorgungsspannung reicht. Dies kann erreicht werden durch Einstellen eines Hilfseingangsvorspannungsnetz­ werkes, das von R 2 und R 3 gebildet wird, welches über den Leistungsversorgungsschienen BP und PN angeschlossen ist, um ein gewähltes Gleichstrompotential an ihrem Verbindungspunkt "b" zu liefern, wobei dieses Potential benutzt wird, um den Integratorausgangsanschluß "c" über Widerstand R 5 auf einen gewählten Wert vorzuspannen und somit die gewünschte Anpas­ sung an Produktionsvariationen hinsichtlich der Schwellwert­ spannungen zu liefern. Entweder der Widerstand R 2 oder der Widerstand R 3 können getrimmt werden, z. B. durch Laser­ trimmung, um die richtige Vorspannung zu erhalten.

Wenn nun ein Tonfrequenzmikrofonsignal am Eingangsanschluß "f" hinzugefügt wird, wird sich diese Signalspannung zur Dreieckwellenspannung am Anschlußpunkt "c" hinzuaddieren, durch die "Achsenkreuzungen" verschoben werden, und der komplementäre Rechteckwellenausgang an den Anschlußpunkten "d" und "e" wird nicht mehr 50% des Arbeitszyklus aus­ machen. Mit einem hinsichtlich eines Gleichstromsignals von Null bei Abwesenheit eines Tonfrequenzsignals eingestellten Schaltkreises wird das Anlegen eines derartigen Tonfrequenz­ signals an den Anschluß "f" bewirken, daß der Arbeitszyklus des Rechteckwellenausganges an den Anschlußpunkten "d" und "e" in proportionaler Weise sich ändert, mit dem Ergebnis, daß die durchschnittliche Spannungsdifferenz zwischen den Anschlußpunkten "d" und "e" und der Signalstrom durch den Ohrhörer E in linearer Beziehung steht zu der Eingangs­ signalwellenform, wie dem Durchschnittsfachmann bezüglich Verstärkern der Klasse D wohl bekannt ist. Es ist wichtig zu bemerken, daß ein Verstärker der Klasse D von dieser Bauart eingegebenermaßen und bei kleinen Signalbedingungen linear arbeitet, und völlig frei ist von Überkreuzungsverzerrung, die typisch ist für die meisten Verstärker der Klasse B.

Nichtlinearität beim Betrieb in Klasse D wird normalerweise nur bei großen Signalausschlägen beobachtet.

Wenn der Ohrhörer E direkt zwischen den komplementären Ausgangsanschlüssen "d" und "e" angeschlossen wird, wird ein alternierender Strom mit der Schaltfrequenz durch die Ohr­ hörerspule fließen. Wenn die Impedanz der Last von diesen Anschlüssen rein induktiv ist, und der "Ein"-Widerstand der Ausgangsschalter vernachlässigbar ist, würde die Netto­ Belastung für die Batterie aufgrund dieses alternierenden Stromes Null sein, da die in der Induktanz der Ohrhörerspule gespeicherte Energie während eines Teils der Wellenform zur Batterie während des nachfolgenden Teils zurückgeführt würde.

In der Praxis jedoch gibt es zugehörige Wirbelstromverluste in der magnetischen Struktur, wobei diese Verluste mit der Frequenz ansteigen. Wenn jedoch ein ergänzender Induktor mit niedrigen Verlusten, der einen Ferrit- oder Pulverkern in Serie mit dem Ohrhörer eingeschoben aufweist, würde eine erhebliche Reduzierung derartiger Verluste auftreten, was zur Erhöhung des Leistungswirkungsgrades des Systems bei­ trägt, indem Ultraschall-Leistungskomponenten zurück zur Batterie reflektiert werden. Dies ist die prinzipielle Funktion des Filters F, dargestellt in Fig. 1, und repräsen­ tiert durch L und C 3 gemäß Fig. 4, wie noch erläutert wird.

In der Praxis ist die Schaltungsfrequenzimpedanz, die von dem Ohrhörereingang repräsentiert wird, die eines Induktors mit einigen Verlusten, wobei die Zwischenwindungskapazität der Spule als Nebenschluß arbeitet, und somit, aus den vorher angegebenen Gründen, wird nur ein Teil der der Ohr­ hörerspule mit der Schaltfrequenz gelieferten Energie zur Batterie zurückgeführt. Die in der Zwischenwindungskapazität gespeicherte Energie, welche eine Energie ist, die nahezu augenblicklich an jedem Schaltübergang gespeichert wird, wird aufgrund von Widerstandsverlusten in den Ausgangs­ transistoren verloren. Möglicherweise kann bei Niederimpe­ danz-Ohrhörern die Zwischenwindungskapazität verhältnismäßig klein gemacht werden und stellt daher üblicherweise einen vernachlässigbaren Teil des Gesamtenergieverlustes dar.

Wenn der effektive Serienwiderstand des Ohrhörers bezüglich der Frequenz ein fester Wert wäre, würde eine Erhöhung der Schaltfrequenz, d. h. der Oszillatorfrequenz auf einen angemessenen hohen Wert den Ohrhörer veranlassen, noch mehr eine rein induktive Last für den Treiber oberhalb der Schaltfrequenz darzustellen. Der Vorteil, der von einem derartigen Versuch erwartet werden könnte, ist in gewisser Hinsicht begrenzt, da der Verlustausdruck in der Ohrhörer­ eingangsimpedanz nicht konstant ist, sondern mit anstei­ gendender Frequenz ansteigt. Dieser Anstieg ist im allge­ meinen kleiner als linear mit der Frequenz, und bei aus­ reichend hohen Frequenzen ist die Impedanz im wesentlichen induktiv. Eine Reduzierung der Batteriebelastung aufgrund von Ladeverlusten kann somit durch Erhöhung der Umschalt­ frequenz erreicht werden.

Diese Reduzierung wird etwas verringert, da der Anstieg der Schaltfrequenz einen anderen Beitrag zum durchschnittlichen Batterieverlust hinzufügt, da alle Gate-Kapazitäten mit einer Rate sich laden und entladen, die proportional zur Frequenz ist. In der Praxis und unter Anwendung von zur Verfügung stehenden Ohrhörern und herkömmlicher, 6 bis 7 µ-Metall-Gate-CMOS-Technologie gibt eine Frequenz von etwa 100 kHz Anlaß zu einem Leerlaufstrom von etwa 140 µA für den Schaltkreis, der von dem Oszillator der Fig. 3 und dem Schaltkreis der Fig. 4 zusammen mit einem 600 Ohm-Hörhilfen­ ohrhörer repräsentiert wird, welcher direkt über den An­ schlüssen "d" und "e" angeschlossen ist. In dieser Anordnung wirken die Ohrhörereigenschaften als ein Filter.

Eine Verbesserung bezüglich dieses Leerlaufstromwertes kann sichergestellt werden durch Einführen eines in geeigneter Weise konfigurierten reaktiven Filters, der aus dem Serien­ induktor L und dem Nebenschlußkondensator C 3 besteht, wie dargestellt. Die Induktorwicklung ist von der Ultraminiatur- Niedrig-Verlust-Bauart, wie sie in der US-Patentschrift 31 82 384 (ausgegeben an Carlson und Pyle) offenbart wird. Die Induktorwicklung wird von einem Ferritkern getragen, wobei der gesamte Induktor L ein Volumen von annähernd 0,0003 Kubikzoll (0,005 cm³) einnimmt. Die Bedingung, die dem Wert der Induktanz L auferlegt wird, ist die, daß die Impedanz, die bei einer gegebenen Schaltfrequenz von der Serienkombination des Induktors L und des Ohrhörers E reprä­ sentiert wird, im wesentlichen induktiv ist. Der Neben­ schlußkondensator C 3 wirkt dahingehend, daß er die Schalt­ harmonischen um den Ohrhörer und dessen Verluste herum­ leitet. Dies ermöglicht die Anwendung eines physikalisch kleineren Induktors, da die induktive Reaktanz bei der Schaltfrequenz entsprechend reduziert werden kann.

Das Filter, wenn in geeigneter Weise bei der gewählten Oszillatorfrequenz dimensioniert, kann so konstruiert wer­ den, daß es tolerierbare Serien- und Nebenschlußeinführungs­ effekte bei den Audio-Frequenzen liefert, und die gewünschte induktive Last bei der Schaltfrequenz und bei höheren Fre­ quenzen darstellt.

Mit Werten von 32 Millihenry für L, 0,1 µF für C 3 und bei Verwendung eines Miniaturohrhörers mit einem Nennwiderstand von 600 Ohm bei einer Oszillatorfrequenz von 40 kHz wurde ein gesamter Leerlaufstrom von weniger als 50 µA beobachtet, verglichen mit der ungefilterten 100 kHz-Konfiguration, die vorher beschrieben wurde. Dies ist auch zu vergleichen mit den typischen Leerlaufströmen von 500 µA und mehr, die routinemäßig bei billigen kommerziellen Schaltkreisen der Klasse B, die für Hörhilfenanwendungen gedacht sind, ge­ funden werden. Die Tonqualität des Verstärkers der Klasse D bei den niedrigsten Hörpegeln wird charakterisiert durch einen gesamten harmonischen Verzerrungsgehalt von etwa 0,5%, und bei 500 Hz und 110 dB Schalldruckpegel steigt die Verzerrung auf annähernd 5% an. Die genannten Verzerrungs­ pegel liegen weit unterhalb des Hörbaren bei Sprech- und Musikgeräuschen, wie ziemlich ausführlich auf den Seiten 66 bis 75 der Veröffentlichung "Design and Evaluation of high fidelithy hearing aids", von Mead C. Killion (Northwestern University Ph. D. Dissertation, Juni 1979, University Micro­ films # 7917816, Ann Arbor, Michigan, USA) diskutiert wird. Somit kann der Verstärker der Klasse D, der hier beschrieben wird, in hifi-Hörhilfen benutzt werden, ohne daß der repro­ duzierte Schall hörbar verschlechtert wird.

Die besonderen Werte der Induktanz L und der Kapazität C 3 werden gewählt, um eine gewünschte Ergänzung der Ohrhörer­ antwort bei etwa 3 kHz zu erreichen. Da der Ausgang des schaltenden Treibers eine Spannungsquelle von vernachlässig­ barer Impedanz annähert, verursacht die vorher erwähnte induktive Eigenschaft des Ohrhörers E, die die Ohrhörer­ impedanz mit der Frequenz ansteigen läßt, daß der akustische Leistungsausgang bei höheren Audiofrequenzen abfällt.

Die Impedanz des verwendeten Ohrhörers kann bei den höheren Audiofrequenzen als eine Induktanz von etwa 30 Millihenry in Serie mit einem Verlustelement von mehreren 100 Ohm ange­ nähert werden. Durch Resonanz der Parallelkombination des Ohrhörers E und des Filterinduktors L mit dem Kondensator C 3 bei etwa 5 kHz wird ein erhöhter Treiberstrom zum Ohrhörer­ zweig des Netzwerkes geliefert, was zu einer erheblichen Ergänzung der Hochfrequenzantwort führt. Die vorgenannten Werte resultieren in einem Ausgangsanstieg von annähernd 5 dB bei etwa 3 kHz, verglichen mit dem gleichen Schaltkreis ohne den Resonanz ergebenden Kondensator C 3. Der Filter­ schaltkreis dient somit in doppelter Funktion zum Zurück­ führen der schaltenden harmonischen Leistung zur Batterie und zur Verbesserung der Impedanzanpassung an die Last bei gegebenen Frequenzen, um so die Audioantwort maßzuschnei­ dern.

Es wurde somit ein Klasse-D-Leistungsverstärker für Hör­ hilfen beschrieben, der nicht nur die vorausgesehene Reduk­ tion der Audiosignalverzerrung bei niedrigen Signalpegeln im Vergleich mit herkömmlichen Systemen der Klasse B liefert, sondern der auch mit einem reduzierten Leerlaufstrom arbei­ tet. Wie dem Durchschnittsfachmann deutlich werden wird, können die in den Fig. 1, 2, 3 und 4 dargestellten Schalt­ kreise durch bekannte Ein-Chip-Technologie hergestellt werden, wobei aufgebrannte Widerstände R 1 bis R 5 auf dem Chipträger selbst benutzt werden können, die auf vorge­ schriebene Werte getrimmt werden können, und mit nur einem Induktor L und einem Kondensator C 3 als diskrete Komponen­ ten. Zusätzlich ist die Notwendigkeit eines blockierenden Serienkondensators zwischen dem Ohrhörer und dem Treiber eliminiert, ohne daß aufwendige oder raumeinnehmende Balan­ cierschaltkreise notwendig sind, die normalerweise bei Systemen der Klasse B auftreten. Der gesamte Leistungsver­ stärker mit dem optionalen Filterinduktor L nimmt ein Ge­ samtvolumen von 0,007 Kubikzoll (0,1145 cm³) ein, wobei der Filterkondensator C 3 ein triviales Volumen einnimmt.

Mit der Ausnahme des Eingangskoppelkondensators C 1 und des Ausgangsfilters, bestehend aus L und C 3, besitzen alle dis­ kreten Komponenten R 1 bis R 5 und C 2, wie in Fig. 2, 3 und 4 dargestellt, Werte, die geeignet sind, um sie in einen monolithischen integrierten Schaltkreis oder auf seinen zugehörigen Träger einzubringen. Bei einer Ausführungsform sind alle oben erwähnten diskreten Komponenten R 1 bis R 5 und C 2 auf einem keramischen Substrat (Chipträger) mit einer Dicke von 0,005 Zoll (0,045 cm) unter Anwendung der "Dick­ film"-Technologie aufgebrannt. Kondensator C 1 besitzt einen Wert von 0,01 µF und ist leicht erhältlich als ein 0,018 Zoll dicker (0,046 cm dicker) Kondensator mit einer Fläche von 0,050 × 0,040 Zoll (0,127 × 0,1 cm), der innerhalb des Ohrhörergehäuses eingeordnet oder anderswo als Teil des herkömmlichen Vorverstärkers der Hörhilfe einbezogen werden kann. Der Rest der Schaltkreiskomponente war in einem handelsüblichen monolithischen CMOS-Chip enthalten, der auf dem Dickfilm-Hybridschaltkreis aufgebracht war. Da die meisten Chips von einem Plättchen ähnliche Entscheidungs­ spannungen besitzen, war es im allgemeinen notwendig, nur R 2 oder R 3 für jede Produktionscharge einzustellen, jedoch nicht beide Werte.

Fig. 6 zeigt eine vollständige Hörhilfe, die innerhalb eines Gehäuses 10 angeordnet ist, wobei sie die Art von Hörhilfe repräsentiert, die durch den vorstehenden Verstärker ver­ bessert werden soll. Das Gehäuse 10 enthält Elemente, die in gestrichelten Umrißlinien in symbolischer Form dargestellt sind, wobei die Elemente ein Mikrofon 12, eine Batterie 24, einen Mikrofonvorverstärker 14, einen Leistungsverstär­ ker 16, einen Ohrhörer (Empfänger) einschließlich einem Wandler 18, einem an dessen Ausgangspunkt angeschlossenem Rohr 20, umfaßt, wobei das Rohr 20 wiederum mit dem Hör­ hilfenausgangstor 22 verbunden ist, das so angeordnet ist, daß es mit dem Ohrkanal in Verbindung steht, wenn das Ge­ häuse 10 in richtiger Weise eingeschoben ist. Die in Fig. 6 dargestellten Bauteile sind im wesentlichen bezüglich des Gehäuses 10 in zu kleiner Größe dargestellt, um sie so in isolierter Lage wiederzugeben. In der Praxis sind sie sehr eng zueinander angeordnet und füllen im wesentlichen den gesamten nutzbaren Raum aus, der innerhalb des Gehäuses 10 enthalten ist. Insbesondere nehmen der Leistungsverstär­ ker 16 und der Wandler 18 ein erhebliches Volumen für sich selbst in Anspruch.

Einige Abschätzungen des Größenproblems bei derartigen Hörhilfen lassen sich durch Vergleich eines repräsentativen Verstärkers der Klasse B gemäß dem Stand der Technik, das Modell LT1-549, hergestellt von Linear Technology Corpora­ tion (Elk Grove, Minnesota), wie es in den zwei Ansichten in Fig. 7 und 8 wiedergegeben ist, mit den zwei Ansichten der Fig. 9 und 10 erkennen, die den gesamten Umriß des Ohr­ hörerwandlers des Standes der Technik in einem zugehörigen Gehäuse repräsentieren. Das dargestellte Beispiel ist das Modell BK1600, hergestellt von Knowles Electronics, Franklin Park, Illinois, und ist eine modifizierte Version des in der US-Patentschrift 35 88 383 offenbarten Empfängers. Alle Figuren, Fig. 7 bis 16, sind auf einem gemeinsamen iden­ tischen Maßstab gezeichnet, angedeutet durch die in den Zeichnungen angegebene Maßstabslinie.

Wie insbesondere die Fig. 7 und 8 zeigen, umfaßt der dort dargestellte und allgemein mit Bezugszahl 24 bezeichnete Verstärker der Klasse B einen Verstärkerchip 28, der auf einem Chipträger 26 montiert ist und zwei zugehörige Rück­ führungskondensatoren 30-30 umfaßt, die ebenfalls darauf montiert sind. Die allgemeinen Gesamtabmessungen des Ver­ stärkers der Klasse B sind annähernd 0,090″ × 0,250″ × 0,300″ (0,23 cm × 0,635 cm × 0,76 cm). Es sei insbesondere darauf hingewiesen, daß die Kondensatoren 30-30 ein erheb­ liches Volumen des Verstärkersystems 24 einnehmen, jedoch sollte bemerkt werden, daß dieser Verstärker zusätzlich einen Vorverstärker enthält, und daß die Kondensatoren mit der Stabilisierung des gesamten Verstärkersystems verknüpft sind. Somit ist der Größenvergleich zwischen dem Verstär­ kungssystem der Klasse B, dargestellt in Fig. 7 und 8 und solchen Elementen, die in den Fig. 11 bis 16 wiedergegeben sind, nur zum Zwecke der Information.

Der Verstärker der Klasse B der Fig. 7 und 8 ist zu ver­ gleichen mit dem Empfänger 32, der in den Fig. 9 und 10 dargestellt ist, wobei der Empfänger ein Empfängergehäuse 36 umfaßt, einen intern angeordneten Wandler, dargestellt allgemein in gestrichelter Umrißlinie 40 und damit ver­ knüpftem nachgiebigem Armaturelement 42, wobei das Gehäuse in eine obere und eine untere Kammer 50 und 48 mit Hilfe einer Scheidewand 46 aufgeteilt ist. Bei Anwesenheit eines Signaleinganges an den Anschlüssen 38 wird der Wandlermotor 40 und damit die Armatur 42 bewegt, wobei die Armatur 42 mit Einrichtungen (nicht dargestellt) gekoppelt ist, um ein Diaphragma (ebenfalls nicht dargestellt) zu betätigen, das unmittelbar oberhalb der Scheidewand 46 angeordnet ist, um einen Schallausgang in der oberen Kammer 50 zu erzeugen, die über ein Tor 52 mit dem Ausgang 34 des Empfängers in Ver-­ bindung steht.

Fig. 11 und 12 sind, wie bereits vorstehend angegeben, in dem gleichen Maßstab gezeichnet, wie die Fig. 7 bis 10. Sie zeigen die Klasse-D-Verstärkeranordnung, allgemein mit 54 bezeichnet, und bestehend aus einem Chipträger 60, gehalten auf dessen oberer Oberfläche, wobei der CMOS-Chip in ge­ strichelten Umrißlinien 62 dargestellt ist und vollständig von einer Umkapselung 56 eingeschlossen ist. Periphere metallisierte Anschlüsse 58 sind zum Anschluß von Drähten vorgesehen. Widerstände R 1 bis R 5 und Kondensator C 1 sind diskrete Komponenten, die auf dem Chipträger 60 hergestellt sind, und die unterhalb der Umkapselung 56 liegen und somit unsichtbar sind. Die Gesamtabmessungen der Klasse-D-Ver­ stärkeranordnung 54 sind annähernd 0,76 cm × 0,39 cm × 0,24 cm. Fig. 15 und 16 zeigen die vorzugsweise Verwirklichung der Verstärkeranordnung 54 der Fig. 11 und 12, welche Ver­ stärkeranordnung 54 innerhalb des Empfängergehäuses 36 untergebracht und auf der linksseitigen Wand der Wandler­ motoranordnung 40 montiert ist.

Fig. 13 und 14 zeigen in ähnlicher Weise bemaßte Ansichten eines Induktors, der gemäß den im vorstehend er­ wähnten Carlson-Pyle-Patent offenbarten Prinzipien gebaut ist. Der Induktor ist allgemein mit 64 bezeichnet und be­ steht aus einem geschlossenen Rahmen 66, auf dessen einem Bein eine Wicklung 68 angeordnet ist. Wiederum, mit Bezug auf Fig. 15 und 16, ist zu erkennen, daß der Induktor 64 an einer Seite der Armatur 42 mit dem Empfängergehäuse 36 untergebracht werden kann. Es ist auch zu bemerken bezüglich der Fig. 15 und 16, daß zusätzliche Anschlüsse 38′ vorge­ sehen wurden, um die erhöhten Anschlußanforderungen aufzu­ nehmen, die durch Anordnung der zwei Elemente 54 und 64 innerhalb des Empfängergehäuses 36 notwendig sind. Bezüglich der hier beschriebenen Schaltung sind nur drei Anschlüsse 38′ notwendig, zwei für die Batterieleistung (eine arbeitet als Masse), einer für den Signaleingang.

Somit hat es sich als möglich erwiesen, nicht nur einen Leistungsverstärker von verminderten niedrigpegligen Ver­ zerrungseigenschaften und sehr niedrigem Leerlaufstrom zu schaffen, sondern es hat sich auch als möglich erwiesen, den Verstärker wie auch den optionalen, Energie einsparenden Induktor innerhalb eines Ohrhörergehäuses gemäß dem Stand der Technik zu montieren. Der optionale zusätzliche Filter­ elementkondensator C 3, vorstehend beschrieben, kann leicht in der Position konjugierend zu dem des Induktors 64 mit Bezug auf die Armatur 42 aufgenommen werden, wie bezüglich der Fig. 5 zu erkennen ist.

Die Anwesenheit eines inneren Widerstandes in der Leistungs­ quelle, gewöhnlich eine kleine Batterie, ist der Grund für zwei Arten von Verzerrungen in dem vorstehend beschriebenen System, eine tritt bei hohen Audio-Modulationspegeln auf, die andere ergibt sich aus Spannungspitzen oder Transienten, die mit der Ausgangsschaltoperation verknüpft sind, die bezüglich der Anschlüsse e und d (Fig. 1) ausgeführt wird. Fig. 17 zeigt einen zusammengesetzten Schaltkreis, der auf Fig. 1 basiert und außerdem die integrierenden und vor­ spannenden Netzwerke der Fig. 4 zeigt. Es ist außerdem zu bemerken, daß der Treiber D der Fig. 1 in zwei Funktions­ bereiche aufgeteilt wurde, nämlich in die zwei phaseninver­ tierenden Eingangsvergleicher CP 1 und CP 2, entsprechend in der Funktion den Transistoren P 20 und N 20 der Fig. 4, steuerbar arbeitend ein Ausgangspolaritätsschaltblock S, der in symbolischer Form die Betätigung der Transistoren P 21 bis P 27 und N 21 bis N 27 reproduziert. Der Grund zur Lieferung eines zweiten Vergleichers CP 2 wird nachfolgend noch er­ läutert. Der Schaltkreis von Fig. 17 zeigt weiterhin in gestrichelter Form zusätzliche Schaltkreismodifikationen, um mit diesen Verzerrungen fertig zu werden. So wurden auch in Fig. 17 Schaltkreismodifikationsbruchpunkte Pa und Pb wie auch eine anders angeordnete Batterierückführungsleitung RL, ein verzerrungsunterdrückender Widerstand RB′, Kondensatoren C 2′, C _ff und C _fb und ein Vorverstärkerentkoppelnetzwerk RD-CD hinzugefügt. Ein äquivalenter Batteriewiderstand RB wurde in Serie mit der Batterie B eingeführt, um den Ur­ sprung von Hochmodulationspegel-Audio-Verzerrung zu zeigen. Die Verzerrungsunterdrückungsfunktionen dieser Schaltkreis­ modifikationen werden in der folgenden Analyse näher er­ läutert.

Es ist daran zu erinnern, daß die Vergleichertransisto­ ren P 20 und N 20, dargestellt in Fig. 4, und entsprechend den funktionellen Elementen CP 1 und CP 2 in Fig. 17, von der CMOS-Bauart ist, wobei die zwei Transistoren derart kon­ struiert sind, daß die Entscheidungsspannung, das ist die Schwellwertauslösespannung, ungefähr gleich ist einer Hälfte der gesamten Versorgungsspannung, die zwischen Source S des Transistors P 20 und Source S des Transistors N 20 angelegt ist, d. h. die dazu gelieferte Leistungsversorgungsspannung. Somit wird eine momentane Reduzierung der Leistungsver­ sorgungsspannung, die dem Vergleicher zugeführt wird, einen Abfall in der Entscheidungsspannung verursachen, der sehr nahezu gleich ist einer Hälfte dieses Wertes. Somit wird beispielsweise ein Potentialabfall von 100 Millivolt der positiven Sammelschiene BP einen Spannungsabfall von 50 Millivolt im Auslöseschwellwert, das ist in der Entschei­ dungsspannung des Komparators, verursachen. Bezüglich des in Fig. 17 dargestellten Schaltkreises folgt dann, daß, nachdem einmal die Spannung am Punkt c, die dem Eingang des Kompara­ tors CP 1 zugeführt wird, einen Punkt erreicht hat, wo sie diesen Komparator auslöst, eine nachfolgende Änderung in der Entscheidungsspannung aufgrund eines Abfalls durch den Widerstand RB die Entscheidung des Komparators umkehren kann.

Dieses Verschieben der Komperatorentscheidungsspannung verknüpft mit Veränderungen in der Batteriespannung, die dem Komperator CP 1 zugeführt wird, führt zu einer Instabilität in der Form einer Folge von Oszillationen, die als "Racing" bekannt ist. Fig. 18A zeigt die oszillatorerzeugte Wellen­ form Vc, die dem Eingangsanschluß des Vergleichers CP bei Abwesenheit irgendeiner Audiomodulation, erzeugt von dem Mikrofon M und dem Vorverstärker PR, zugeführt wird. Fig. 18B zeigt, für den Zustand, wo keine Last über den Anschlüs­ sen d-e angelegt ist, die entsprechende transiente Wellen­ form, die auf der positiven Sammelschiene BP (diese Sammel­ schienenspannung ist hier als Vcc bezeichnet) erzeugt wird, und zwar aufgrund ausschließlich der Stromspitze, die wäh­ rend Ausgangsschaltvorgängen aufgrund der Kapazität des großflächigen Ausgangs-MOSFETs erzeugt wird. Wie weiter unten beschrieben wird, wird eine größere und länger dauern­ de transiente Störung in Anwesenheit einer Last erzeugt, die mit den Ausgängen d und e verbunden ist. Wenn die Last induktiv ist, wird sowohl eine positive wie auch eine nega­ tive transiente Störung erzeugt, die unter den Bedingungen eines maximalen Audio-Ausganges relativ groß sein kann. Dieser letztgenannte Zustand verschlimmert jedoch einfach das "Racing"-Problem, und das Problem und seine Lösung können in dem lastfreien Fall, der hier betrachtet wird, ausreichend verstanden werden. Ausgangsschaltvorgänge treten in Abwesenheit des "Racing" jedesmal dann auf, wenn die Oszillatorspannung einen Nennwert kreuzt, der gleich der Hälfte der Batteriespannung ist, nämlich annähernd 0,7 Volt.

Insbesondere mit Bezug auf die abwärts gerichteten Ausschlä­ ge der Komparatoreingangsspannung Vc (Fig. 18A) ist zu bemerken, daß die an dem Komparator angelegte Batteriespan­ nung zur gleichen Zeit abfällt, zu der die daran angelegte Spannung versucht, den Komparator in den verriegelten Zu­ stand während dieses gesamten Halbzyklus zu erhalten. Somit kann die Entscheidungsspannung unterhalb dieser Eingangs­ spannung, die an den Komparator angelegt ist, abfallen, mit dem Ergebnis, daß der Komparator zu seinen entgegengesetzten schaltenden Zustand während der Dauer der transienten Stö­ rung auf der Sammelschiene BP ausgelöst wird, und dann zu seinem richtigen Wert zurückkehrt. Mit der typischen Zeit­ verzögerung zwischen dem Schalten des Vergleichers und dem Ausgang kann sich dieser Prozeß mehrfach wiederholen, bevor die Eingangsspannung Vc für den Komparator ausreichend abfällt, so daß die transiente Störung auf der Sammelschiene BP die Vergleicherentscheidungsspannung nicht mehr soweit verschiebt, daß eine Umkehrung des Vergleicherzustandes verursacht wird. Eine Folge von Oszillationen kann daher routinemäßig erwartet werden, da dieser Prozeß dazu neigt, sich selbst aufrecht zu erhalten. Dies gibt Anlaß zu ernst­ haften Ausgangsverzerrungen.

Diese Oszillationen sind jedoch auf die Mikrosekundendomäne begrenzt und können durch Aufteilen des Integrationspro­ zesses zwischen zwei Kondensatoren C 2 und C 2′, wie in Fig. 17 angedeutet, beseitigt werden. Wenn diese zwei Konden­ satoren gleich sind, wird, insoweit ein Transientenverhalten am Eingang des Komparators betroffen ist, irgendein Tran­ sientenspannungsaufbau, der zwischen der positiven Sammel­ schiene BP und der negativen Sammelschiene BN auftritt, in der gleichen Polarität reproduziert, jedoch mit nur der Hälfte seines Wertes am Eingang des Komparators CP. Diese Spannungsaufteilungswirkung erzeugt eine Transientenkorrek­ tur an dem Eingang eines Komparators. Insbesondere dann, wenn die dem Eingang des Komparators vom Anschluß c zuge­ führte Spannung unterhalb der "nominalen" Entscheidungs­ spannung des Komparators CP liegt, und das Potential zwi­ schen der positiven und der negativen Sammelschiene BP und BN abfällt, was zu einer falschen Auslösung des Komparators zum entgegengesetzten Zustand Veranlassung geben kann, wird der Abfall in dem Sammelschienenpotential momentan in einer abgedämpften Form reproduziert, um das Potential an dem Eingang des Komparators momentan niedrig zu treiben, wodurch der Komparator in seinem richtigen Schaltzustand gehalten wird.

Ein zusätzlicher Schritt, der als nützlich ermittelt wurde, um das Risiko von "Racing" zu reduzieren, ist das Einführen einer Hysterese in die Komparatorarbeitsweise, mit einem "Totbereich", der ausreichend ist, um alle bis auf die sehr großen Änderungen in der Komparatorentscheidungsspannung abzudecken. Dies wird in der in Fig. 17 dargestellten Form durch positive Rückführung von dem Ausgang des Komparators CP 2 über den Kondensator C _pf erreicht. Dieses positive Rückführungserfordernis macht die Anwesenheit des zweiten invertierenden Komparators CP 2 erforderlich, der identisch zu seiner Vorgängerstufe CP 1 ausgebildet ist. Die Einführung eines derartigen Totbereiches in den Vergleicherbetrieb erzeugt eine Audio-Frequenzverzerrung nahe dem maximalen Ausgang, jedoch wurde eine Lösung für dieses Problem ge­ funden. Wenn eine kompensierende Versetzungsspannung von dem Rechteckwellenausgang des Oszillators O in der Form eines Vorwärtszuführsignals durch den Kondensator C _ff , dargestellt in Fig. 17, eingeführt wird, der Kondensator C _ff einen gleichen Wert hat, wie der Kondensator C _pf , wird es möglich, Hysterese in den Komparator einzuführen, ohne daß zusätz­ liche Audio-Frequenzverzerrung auftritt.

Fig. 19 bis 22 zeigen, wie eine Kombination der Rückfüh­ rungs- und der Vorwärtsführungsspannungen sich kombinieren, um eine adequate Hysterese in der Komparatorauslösung zu liefern, ohne die Einführung von Impulsdauerverzerrung. Für diesen Zweck sei angenommen, daß die Komponente der Span­ nung, die dem Komparator am Eingangsanschluß c von dem Rückführungskondensator C _pf und dem Vorwärtsführungskonden­ sator C _ff geliefert werden, jeweils gleich 0,1 Volt ist. Fig. 19A zeigt eine Dreieckwellenform, die um einen Median­ wert von 0,7 Volt zentriert ist. Die positive Rückführungs­ spannung ist so in Phase, daß, im vorliegenden Beispiel, 0,1 Volt zu dem Komparatoreingangsspannungswert addiert wird, sobald dieser Eingangsspannungswert 0,7 Volt übersteigt, und daß ein gleicher in umgekehrter Richtung liegender Korrek­ turspannungswert während der Dauer der unteren Hälfte der Dreieckwelle addiert wird. Diese Verriegelungsspannung V _L (siehe Fig. 20) wird somit immer dann 0,1 Volt betragen, wenn der Komparatoreingangsspannungswert Vc über 0,7 Volt ansteigt. Es wird den allgemeinen Effekt haben, die in Fig. 19A gezeigte Wellenform unmittelbar um 0,1 Volt anzuheben und den Eingang sicher gegen Streugeräusche und "Racing"- Tendencen abzuriegeln. Ein weiteres Maß an Geräusch- und "Racing"-Immunität kann sichergestellt werden durch Anheben der Größe der Rückführungsspannung. Der verriegelte Zustand der Angelegenheit wird angedeutet durch die gestrichelte Linie, die in Fig. 19A dargestellt ist.

Der Komparator CP 1 wird in einem derartigen verriegelten Zustand während des Rücklaufteils der Dreieckwelle verhar­ ren, während diese von ihrem Spitzenwert abfällt. Da es die Gesamtspannung ist, die am Anschluß c angelegt wird, die festlegt, wann der Komparator CP 1 einem Übergang unterliegt, folgt, daß die Rückführverriegelungswirkung den Komparator veranlaßt, eingeschaltet zu verbleiben, bis die Gesamtspan­ nung auf 0,7 Volt abgefallen ist. Das Ergebnis ist, daß jeder Komparatorübergang spät auftritt, wie auch durch die verzögerte Schaltzeit angedeutet ist, gezeigt durch die gestrichelte Kurve in Fig. 20. Nach dem Umschalten kehrt sich das Vorzeichen der Rückführungsspannung um, wodurch die Dreieckwelle, die in Fig. 19A dargestellt ist, unmittelbar um 0,2 Volt abfällt, woraufhin der Zyklus sich wiederholt, was wiederum zu einem verzögerten Übergang am Ende des negativen Halbzyklus führt. Somit wird wegen der Rückfüh­ rungsverriegelungswirkung eine Impulspositionsverzerrung routinemäßig erwartet.

Die Impulspositionsverzerrung, die durch die Hysterese erzeugt wird, führt wiederum eine "sprung"-artige Verzerrung nahe dem vollen Audio-Ausgang ein. Man betrachte die zwei Zustände in Fig. 19B, wo ein nahe dem Maximum liegender Audio-Eingang durch die gestrichelte Kurve 19 B illustriert ist, und eine wenig größere als die maximale Eingangskurve ist durch die durchgezogene Linie erläutert. Man bemerke, daß eine sehr kleine Änderung im Eingangssignal ein abruptes Abnehmen im Arbeitszyklus bewirkt (von einem Wert von nahezu 20% auf 0% in dem dargestellten Beispiel). Somit ändert das Hinzufügen der Hysterese die Audio-Frequenz-Eingangskurve von einer linearen Funktion, die durch die durchgezogene Kurve in Fig. 19C dargestellt ist, zu der durch die gestri­ chelte Kurve in Fig. 19C dargestellte Kurve.

Um die Vorteile der positiven Rückführversetzspannung und der Verriegelungswirkung, die diese bewirkt, aufrecht zu erhalten, wird von der Phasenbeziehung zwischen der Oszil­ latorrechteck Wellen-Ausgangsspannung Vo, dargestellt in Fig. 21, und der Dreieckwellenform, dargestellt in Fig. 19A, Gebrauch gemacht, wobei diese letztgenannte Wellenform 11982 00070 552 001000280000000200012000285911187100040 0002003616752 00004 11863durch Integration der Rechteckwelle erzeugt wird. Wenn die Os­ zillatorspannung Vo gleich der Rückführungsspannung V _L gemacht wird und zu dieser hinzugefügt wird, werden die in Fig. 22 dargestellten Ergebnisse erreicht.

In dem positiv verriegelten Zustand wird die Rechteckwellen­ form, die von 0,7 Volt in Fig. 19A ansteigt, um zusätzliche 0,2 Volt positiv gehalten, wobei der Komparator in diesem verriegelten Zustand während des anfänglichen Anstiegs der Dreieckwellenform gehalten wird. An der Spitze der Wellen­ form kehrt sich die Oszillatorspannung um, wodurch ein Abfall von 0,2 Volt in der Wellenform an deren Spitze ver­ ursacht wird. Man bemerke, daß dies den verbleibenden Vier­ telzyklus der ursprünglichen Dreieckwelle, dargestellt in Fig. 19A, wiederherstellt. Somit ist ihr Überkreuzen des Entscheidungspegels von 0,7 Volt in der richtigen Zeitpo­ sition wieder hergestellt. Weiterhin mit Bezug auf Fig. 22 wird beim anschließenden Überkreuzen der Entscheidungs­ schwellwertspannung von 0,7 Volt das Vergleicherrückfüh­ rungssignal sich umkehren, um so zur Oszillatorspannung in negativer Richtung hinzugefügt zu werden, wodurch die Span­ nung des Anschlusses c unmittelbar 0,2 Volt negativer ge­ trieben wird. Der Zyklus wiederholt sich erneut, wobei die Änderung im Vorzeichen der Oszillatorspannung die Wellen­ formkorrektur an in das Negative laufende Spitze der Drei­ eckwelle umkehrt und die Achsenüberkreuzungszeit wieder in ihre richtige Position bringt. Durch geeignete Kombination der Oszillator- und der Rückführungsspannungen in gleichen Amplituden wird eine Verriegelungsemmunität gegen "Racing" und Schaltkreisrauschen geliefert, jedoch wird die Puls­ positionsverzerrung, die normalerweise mit einem derartigen Rückführungssystem verknüpft ist, vollständig unterdrückt. Da sowohl der Oszillator O als auch der Komparator CP 2 Spannungswellenformen mit Spitze-zu-Spitze-Werten gleich der gesamten Spannung erzeugen, die zwischen den Systemsammel­ schienen BP und BN angelegt wird, wird ein gleicher Beitrag von jeder Source sichergestellt, indem deren entsprechende Koppelkondensatoren C _ff und C _pf gleich gemacht werden.

Repräsentative Werte für die Kondensatoren im Schaltkreis 20 sind: C 2 = C 2′ = 6,8 pF. C _pf = C _ff = 0,68 pF. Repräsentative Werte für die Widerstände im Schaltkreis 20 sind: R 4 = 390 kOhm; R 5 = 180 kOhm; R 1 = R 3 = 390 kOhm.

Ein anderer Grund für Verzerrung tritt in der Millisekun­ den-Domäne, d. h. in der Audio-Domäne als ein Ergebnis von erheblicher Audio-Frequenz-Komponente des Stromes auf, der von der Batterie B gezogen wird, wenn starke Audiomodulation dem Anschluß c aufgedrückt wird, d. h., am Eingang des Komparators CP 1.

In Fig. 18C ist der Beginn eines Zustandes hoher Modulation dargestellt, hier angenommen für Erläuterungszwecke als erzeugt durch eine nahezu maximale positive Eingangsspan­ nung, die plötzlich am Eingang des Komparators CP 1 angelegt wird. Es ist zu bemerken, daß für einen derartigen Eingang die Oszillatorwellenformen kaum die Schwellwertentschei­ dungsspannungslinie, wie in Fig. 18C dargestellt, berühren. Es sei daran erinnert, daß bei Audio-Frequenzen die Last­ impedanz, die von dem Ohrhörer E und dem optionalen Filter F über den Anschlüssen e-d der Ausgangsschaltstufe S reprä­ sentiert werden, wesentlich kleiner ist, als die induktive Reaktanz, die dazwischen bei den Schaltfrequenzen von 100 Kiloherz repräsentiert werden. Unter derartigen hohen Mo­ dulationsbedingungen, solange wie das Potential am Eingang des Komparators CP 1, geliefert von der angelegten Audio-Fre­ quenzwelle, ausreichend positiv gehalten wird, um eine Auslösung des Komparators zu einer Umkehrung während eines extrem kurzen Teil des Arbeitszyklus verursacht wird, wird der Strom i _L , der der Last zugeführt wird, zeitlich anwach­ sen, wobei er eine allgemein exponentiell beherrschte Wel­ lenform besitzen wird, mit einer Zeitkonstante, die annä­ hernd gleich ist dem Verhältnis der Induktanz zu dem Wider­ stand der zugehörigen Ohrhörerlast. Bei praktischen Audio- Frequenz-Magnetwandlern beträgt diese Zeitkonstante einen Bruchteil einer Millisekunde. Somit wird im Gegensatz zu den vorstehend erwähnten Transienten im Mikrosekundenbereich ein Langzeittransientaufbau in dem Strom i _L auftreten, wie in Fig. 18D dargestellt ist. Das Ergebnis auf die Potential­ differenz zwischen den zwei Sammelschienen BP und BN ist das, das ein so großer Abfall durch den Batteriewiderstand RB auftritt, wie in Fig. 18E dargestellt, was eine Zeit im Millisekundenbereich erfordert, um seinen maximalen Wert zu erreichen. Der Verzerrungsmechanismus ist in diesem Falle in etwa ähnlich insofern, als eine Änderung in der Komparator­ entscheidungsspannung auf ein-halb der Störung auf der Sammelschiene BP auftreten wird. Um diese Änderung in der Entscheidungsspannung daran zu hindern, den Punkt zu be­ einflussen, an dem die Komparatorumschaltung auftritt, kann eine kompensierende Spannungsänderung der Audio-Frequenz- Eingangsspannung aufgedrückt werden, wie weiter unten be­ schrieben. Bei Abwesenheit einer derartigen kompensierenden Spannung wird gefunden, daß eine zweite harmonische Verzer­ rung in den Audio-Frequenz-Ausgang eingeführt wird.

Da das Gesamtsystem nunmehr nahe seinem maximalen Leistungs­ pegel arbeitet, fließt nahezu der gesamte Strom, der von der Batterie B abgezogen wird, durch den Verstärker. Diese Tatsache kann benutzt werden, um eine Entscheidungsspan­ nungskompensation für den Millisekundenbereich vorzusehen, der analog ist zur Kompensation, die von dem kapazitiven Teiler C 2-C 2′ im Mikrosekundenbereich vorgesehen ist. Mit Bezug auf Fig. 17 ist zu bemerken, daß die negative Seite der Batterie von der negativen Sammelschiene BN entfernt wurde, und daß stattdessen sie über einen kompensierenden Widerstand RB′ zu der negativen Sammelschiene zurückgeführt ist. Der Strom, der durch RB′ fließt, wird nahezu der ge­ samte Strom sein, der durch die Batterie fließt, aus den bereits vorstehend beschriebenen Gründen. Der Wert für RB′ wird so genommen, das er dem inneren Widerstand RB der Batterie B entspricht. Ein Nennwert von 5 Ohm ist repräsen­ tativ. Somit wird unter Hochstrombedingungen, die in der Millisekundendomäne auftreten und beispielsweise Veranlas­ sung zu einem Spannungsabfall von 100 Millivolt über dem Batteriewiderstand RB Anlaß geben, ein gleich großer Span­ nungsabfall über dem Kompensationswiderstand RB′ auftreten, was zu einem Spannungsabfall von 200 Millivolt bezüglich der Batteriespannung führt, die den Komparator CP 1 mit Leistung versorgt. Somit wird ein Spannungsabfall von 100 Millivolt bei der Entscheidungsspannung des Komparators CP 1 auftreten, und dieser Effekt muß beseitigt werden.

Um dies zu erreichen, wird eine Kompensation von 100 Milli­ volt dem Anschluß c zugeführt, in dem der Vorverstärkeraus­ gang zur negativen Batteriezuführung RL bezogen wird, mit dem der negative Leistungsanschluß des Vorverstärkers direkt mit der negativen Seite der Batterie B verbunden wird, wie dargestellt. Da die positive Leistungsversorgungsleitung für den Vorverstärker PR durch das entkoppelnde Netzwerk RD-CD stabilisiert ist, folgt, daß ein derartiger Millivoltspan­ nungsabfall im wesentlichen unmittelbar am Ausgang des Vor­ verstärkers PR auftritt, welcher auf den Eingang des Kompa­ ratorschaltkreises über Komparator C 1 aufgedrückt wird. Somit ist der Spannungsabfall bei der Komparatorentschei­ dungsspannung kompensiert durch einen simultanen Spannungs­ abfall, der der Audio-Frequenz-Spannung aufgedrückt ist, die daran angelegt wird, mit dem Ergebnis, daß die zweite har­ monische Audio-Frequenz-Verzerrung im wesentlichen reduziert wird.

Bei einigen Konstruktionen wird es vorgezogen, die positive Schiene BP (Fig. 17) als "Systemmasse" zu behandeln, in welchem Falle der stromfühlende Widerstand RB′ in Serie mit der Batterie B und der positiven Sammelschiene BP angeordnet werden würde. Das entkoppelnde Netzwerk RD-CD des Vorver­ stärkers PR würde dann so angeordnet werden, daß es den negativen Versorgungsanschluß des Vorverstärkers PR von Potentialveränderungen in der negativen Sammelschiene BN isoliert, und der positive Versorgungsanschluß des Vorver­ stärkers PR würde mit der Batterieseite des Widerstandes RB′ verbunden sein. Die notwendigen Maßnahmen zur Lieferung derartiger Modifikationen werden dem Durchschnittsfachmann unmittelbar gegenwärtig sein.

Somit ist zu erkennen, daß eine Vielzahl von Verfahren angewendet wurden, um Verzerrungen zu unterdrücken, die hauptsächlich auf Versorgungsspannungsänderungen zurückzu­ führen sind, die sich aus Stromanforderungen ergeben, welche unvermeidbare Spannungsabfälle an der inneren Impedanz der Batterie verursachen. Wegen des beschränkten Volumens, das bei einer Hörhilfe zur Verfügung steht, und insbesondere wegen des noch stärker eingeschränkten Volumens, das zur Verfügung steht, wenn man wünscht, den Leistungsverstärker innerhalb des Gehäuses des Wandlerempfängergehäuses selbst anzuordnen, wird der normale Weg der Schaffung von Entkop­ pelnetzwerken zwischen den verschiedenen Stufen unpraktisch. Sie nehmen insgesamt zuviel Raum ein. Bei den vorstehend geschilderten Methoden wurde ein Verstärker von ausreichen­ der Leistung und niedriger Verzerrung vorgesehen, der, wenn gewünscht, direkt innerhalb des Empfängerwandlergehäuses angeordnet werden kann.

Zwar wurde die vorliegende Erfindung mit Bezug auf eine vorzugsweise Ausführungsform beschrieben, es ist jedoch klar, daß der Durchschnittsfachmann verschiedene Änderungen und Äquivalente für die einzelnen Elemente der Erfindung wählen kann, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen. Außer­ dem können viele Modifikationen vorgenommen werden, um besondere Situationen oder Materialien an die Lehren der Erfindung anzupassen, ohne daß von dem wesentlichen Erfin­ dungsgedanken abgewichen wird. Daher soll die Erfindung nicht auf eine bestimmte Ausführungsform begrenzt sein, die hier als die beste Art und Weise beschrieben wird, um die Erfindung auszuführen, sondern die Erfindung soll alle Ausführungsformen umfassen, die innerhalb der nachfolgenden Ansprüche liegen.

Insbesondere ist zwar die besondere Ausführungsform, die hier beschrieben wird, auf eine Hörhilfe ausgerichtet, die Systemkonzepte des Verstärkers und des Filters können jedoch auch in gleicher Weise in einer großen Klasse von Verstär­ kungseinrichtungen verwendet werden, die extrem wenig Lei­ stung benötigen.

Claims (26)

1. Hörhilfe mit einem Mikrofon (M), einem zur Aufnahme von Audiofrequenzeingangssignalen an den Ausgang des Mikro­ fons (M) angekoppelten Leistungsverstärker (PA) und einem an den Ausgang (e, d) des Leistungsverstärkers (PA) angekoppelten Ausgangswandler (E), wobei der Leistungsverstärker mit einer Gleichspannungsquelle (B) verbindbare positive (BP) und negative (BN) Versor­ gungsanschlüsse besitzt, gekennzeichnet durch einen als integrierten Schaltkreis vorgesehenen Leistungsverstär­ ker (PA) der Pulsbreitenmodulationsbauart, der bei Fehlen eines Eingangssignals an seinen Ausgangsan­ schlüssen (e, d) ein aus positiven und negativen elek­ trischen Impulsen von Ultraschallfrequenz bestehendes Signal mit einer Gleichstromkomponente von im wesent­ lichen Null liefert, und dadurch gekennzeichnet. daß der Verstärker (PA) Einrichtungen (O, I 1) umfaßt, die derart aufgebaut sind, daß sie zur Lieferung einer Audiofrequenznachbildung des Eingangssignals an die Ausgangsanschlüsse (d, e) die Zeitdauer der positiven und negativen elektrischen Impulse gemäß der aufgenommenen Audiofrequenzeingangssignale steuern, und daß der Leistungsverstärker Ausgangspolaritätsschaltein­ richtungen (D) umfaßt, die eine an die Ausgangsan­ schlüsse (d, e) gelieferte Spitze-zu-Spitze-Spannung erzeugen, welche größer ist als die Spannung der Gleichspannungsquelle (B), indem die Versorgungsan­ schlüsse (BP, BN) mit den Ausgangsanschlüssen (d, e) mit einer bestimmten Polarität angeschlossen werden, um diese positiven Impulse zu erzeugen, und mit einer entgegengesetzten Polarität, um die negativen Impulse zu erzeugen.

2. Hörhilfe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Filtereinrichtungen (F) elektrisch derart zwischen den Leistungsverstärkerausgangsanschlüssen (d, e) und dem Ausgangswandler (E) zur Lieferung der Audiofrequenz nach Bildung des Eingangssignals an den Wandler ange­ ordnet und aufgebaut sind, daß die Filtereinrichtungen (F) bei der Ultraschallfrequenz und deren prinzipiellen Harmonischen den Ausgangsanschlüssen (d, e) des Ver­ stärkers (PA) eine im wesentlichen induktive Charak­ teristik liefern, um dadurch einen Teil der in den Ultraschallfrequenzen enthaltenen Energie zurück zur eine Batterie (B) darstellenden Gleichspannungsquelle zu liefern, um den Nettostromverbrauch der Batterie (B) zu minimieren, und daß die Filtereinrichtungen (F) eine Induktivität umfassen, die zwischen einem der Ausgangs­ anschlüsse (e) und dem Ausgangswandler (E) elektrisch zwischengeschaltet ist.

3. Hörhilfe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Höhe der Spitze-zu-Spitze-Spannung ungefähr das Doppelte der Höhe der Spannung der Gleichspannungs­ quelle (B) beträgt.

4. Hörhilfe nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Verstärker (PA) eine Oszillatoreinrichtung (O, I 1) zur Erzeugung einer Ultraschalldrei­ eckwellenform, die um einen Mediansignalpegel (an­ nähernd halbe Spannung der Gleichstromversorgungs­ quelle) symmetrisch ist, umfaßt, desweiteren Kompara­ toreinrichtungen (P 20, N 20, Fig. 4), deren Komparator­ eingangsanschlüsse (C) mit den Oszillatoreinrichtungen (O, I 1) verbunden sind, um erste und zweite Komparator­ ausgangssignalzustände zu erzeugen, wenn die Dreieck­ wellenform sich oberhalb bzw. unterhalb eines gegebenen Komparatorschwellwertpegels befindet, und Einrichtungen (C 1, R 2, R 3, R 5) zur Veränderung der Differenz zwischen dem Mediansignalpegel und dem Schwellwertpegel aufgrund der Amplitude des Audiofrequenzsignals (von f), wobei die Polaritätsschalteinrichtungen (P 21 bis P 27; N 21 bis N 27) so angeschlossen sind, daß sie auf die Verglei­ cherausgangszustände reagieren, um die Polarität der Spannung umzukehren, die den Ausgangsanschlüssen (d, e) aufgrund eines jeden Komparatorausgangszustandsüber­ ganges geliefert werden.

5. Hörhilfe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatoreinrichtungen (O, I 1) Einrichtungen (O) umfassen, um eine Rechteckwelle nahe der Ultraschall­ frequenz zu erzeugen, und Integrationseinrichtungen (I 1), um die Dreieckwellenform aus der Rechteckwelle zu erzeugen, wobei die Integrationseinrichtungen (I 1) Vorspannungseinrichtungen (C 1, R 2, R 3) umfassen, die auf das Eingangsaudiosignal (an f) reagieren, um den Medianwert der Rechteckwelle über oder unter die Kompa­ ratorschwellwertspannung im Takt des Eingangsaudio­ signals zu verschieben.

6. Hörhilfe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Schwellwertspannung der Vergleicherein­ richtung (P 20, N 20) abgeleitet wird von der Spannung zwischen den Versorgungsanschlüssen (BP, BN), um so mit deren Änderungen sich zu verändern, wobei der Verstär­ ker weiterhin zumindest ein Kompensationsnetzwerk (z. B. C 2′, C 2 in Fig. 17) umfaßt, das angeschlossen ist, um Veränderungen der Versorgungsanschlußspannung zu kompensieren, die über der inneren Impedanz der Quelle für Gleichspannung (B) aufgrund der Erregung des Wandlers auftreten, um so zumindest teilweise die Versetzung zu beseitigen, die zwischen der Dreieckwelle und der Komparatorschwellwertspannung infolge der Versorgungsanschlußspannungsänderung erzeugt wird.

7. Hörhilfe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangspolarität-Schalteinrichtung (D) des Ver­ stärkers (DA) als ein balancierter CMOS-Schalttreiber ausgebildet sind.

8. Hörhilfe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das kompensierende Netzwerk zumindest einen Kompensa­ tionskondensator (C 2′, Fig. 17) umfaßt, der so ange­ schlossen ist, daß er einen Teil der Versorgungsan­ schlußspannungsänderung zu dem Eingang der Komparator­ einrichtung (P 20, N 20) koppelt.

9. Hörhilfe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der kompensierende Kondensator (C 2′) zwischen dem Eingang der Komparatoreinrichtungen (P 20, N 20) und einem der Versorgungsanschlüsse (BP) gekoppelt ist.

10. Hörhilfe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatoreinrichtungen Einrichtungen (O) zum Erzeugen einer Rechteckwelle mit der Ultraschallfre­ quenz sowie Integratoreinrichtungen (I 1) umfassen, um aus der Rechteckwelle die Dreieckwellenform zu erzeu­ gen, wobei die Integratoreinrichtungen Vorspannungsein­ richtungen (R 2, R 3; R 5, R 4) umfassen, die auf das Eingangsaudiosignal (an f) reagieren, um den Medianwert der Rechteckwelle über oder unter die Komparatorschwellwertspannung im Takt des Audiofrequenzsignals zu verschieben, daß Integratoreinrichtungen einen inte­ grierenden Kondensator (C 2, Fig. 4) umfassen, der über den Komparatoreingangsanschlüssen angeordnet ist und mit dem kompensierenden Kondensator (C 2′) zusammen­ arbeitet, um die Wellenform zu integrieren, wobei der kompensierende Kondensator (C 2′) eine Größe aufweist, die gleich der des integrierenden Kondensators (C 2) ist.

11. Hörhilfe nach Anspruch 6 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Komperatoreinrichtungen zumindest einen CMOS-Komperator (P 21, N 21) umfassen, der so angeschlossen ist, daß er seine Leistung von den Versorgungsan­ schlüssen (BP, BN) erhält.

12. Hörhilfe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das kompensierende Netzwerk Widerstandseinrichtungen (RB′, Fig. 17) umfaßt, die zwischen einem der Versor­ gungsanschlüsse (BN) und der Quelle (B) für Gleich­ spannung angeschlossen ist, und daß Korrekturschalt­ kreiseinrichtungen (z. B. CD, RD) zur Verkoppelung der Spannungsänderungen mit dem Eingangssignal (über PR) vorgesehen sind, die über den Widerstandseinrichtungen (RB′) begleitend zu der Wandlererregung erzeugt werden, um so eine Verschiebungsbeseitigung zu liefern.

13. Hörhilfe nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltkreiseinrichtungen (CD, RD) die Spannungsänderungen mit den Komperatoreingangseinrich­ tungen ohne wesentliche Dämpfung verkoppeln, und daß der Wert der Widerstandseinrichtungen (RB′) im wesent­ lichen gleich ist der inneren Impedanz (RB) der Quelle (B) für Gleichspannung.

14. Hörhilfe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker (PA) außerdem einen Verriegelungsschaltkreis (CpF, Fig. 17) umfaßt, um bei jedem Umschalten des Komperators ein gleiche Polarität wie das Komperatoreingangssignal (Vc, Fig. 19A) aufwei­ sendes, das Ausgangssignal der Komperatoreinrichtungen umfassendes Rückführungssignal an den Eingangsanschluß der Komperatoreinrichtungen (CP 2, CP 1) zu liefern, und daß die Oszillatoreinrichtungen (O, I 1) zur Erzeugung der Ultraschalldreieckwellenform, die um eine Median­ signalpegel symmetrisch ist (Fig. 18a), einen Ausgangs­ anschluß (a) aufweisen, der ein Rechteckwellensignal liefert, welches seine Polarität bei jedem Spitzenwert der Dreieckwellenform umkehrt, und daß dieser Oszilla­ torausgangsanschluß (a) mit dem Komperatoreingangsan­ schluß (c) über ein Koppelglied (Cff) derart verbunden ist, daß die Rechteckwelle (Fig. 21) mit einer Größe geliefert wird, die gleich ist der Größe des Rückfüh­ rungssignals (geleitet über CpF) und eine solche Phase aufweist, daß während des Zeitraums des Rücklaufs der Dreieckwellenform von ihrem Spitzenwert bis zur Kompe­ ratorschwellwertspannung das Rückführungssignal aufge­ hoben wird (Fig. 22).

15. Hörhilfe nach Anspruch 14, gekennzeichnet weiterhin durch Integratoreinrichtungen (I 1; R 4, C 2), die zwi­ schen den Oszillatoreinrichtungsausgangsanschluß (a) und dem Komperatoreinrichtungseingang (c) angeschlossen sind, um durch Integration der von den Oszillatorein­ richtungen (O) erzeugten Rechteckwellenform die Drei­ eckswellenform (an C) zu erzeugen.

16. Hörhilfe nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das positive Rückführungssignal von einem Rückführungs­ kondensator (CpF) geliefert wird, der zwischen dem Ausgang der Komperatoreinrichtungen (CP 1, CP 2) und dem Komperatoreingang (c) gekoppelt ist (Fig. 17).

17. Hörhilfe nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatoreinrichtungen (O) einen Koppelkondensator (Cff) umfassen, der zwischen den Oszillatoreinrich­ tungsausgangsanschluß (a) und dem Komperatoreinrich­ tungseingang (c) angeschlossen ist, um eine abgedämpfte Form der Rechteckwelle dorthin zu liefern.

18. Hörhilfe nach Anspruch 1, 6 oder 14, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Wandler (E) ein Gehäuse (10) umfaßt, wobei das Gehäuse (10) innerhalb der Hörhilfe ange­ ordnet ist und eine Trennwand (46) darin besitzt, die eine erste und eine zweite Kammer (48, 50) definiert, daß ein Wandlermotor (40) innerhalb der ersten Kammer (48) angeordnet und die zweite Kammer (50) akustisch anregbar ist, daß ein akustisches Ausgangstor (52) für die zweite Kammer (50) vorgesehen und der Wandlermotor (40) derart angeordnet ist, daß er die zweite Kammer (50) antreibend akustisch anzuregen und einen akusti­ schen Ausgang durch das Tor (52) zu liefern in der Lage ist, und daß der Leistungsverstärker (PA) innerhalb der ersten Kammer (48) angeordnet ist.

19. Hörhilfe nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfängergehäuse (10) zur Montage in einer inner­ halb des Ohres zu tragenden Hörhilfeeinrichtung ge­ eignet ist.

20. Hörhilfe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hörhilfe mit einem Hörhilfengehäuse versehen ist, das für das Tragen im Ohr ausgebildet ist und den Leistungsverstärker (PA) enthält.

21. Hörhilfe nach Anspruch 18, gekennzeichnet weiterhin durch Filtereinrichtungen (F), die zwischen dem Lei­ stungsverstärkerausgangsanschlüssen (d, e) und dem Wandler (E) geschaltet sind, um das Audio-Frequenz­ abbild des Ausgangssignals an den Wandler weiterzu­ leiten, wobei die Filtereinrichtungen (F) für die Ausgangsanschlüsse (d, e) des Verstärkers bei der Ultraschallfrequenz und deren prinzipiellen Harmoni­ schen eine im wesentlichen induktive Charakteristik aufweisen, um dadurch einen Teil der in den Ultra­ schallfrequenzen enthaltenen Leistung zurück zur Bat­ terie (B) zu führen, um den Netzstromverbrauch der Batterie zu minimieren, wobei die Filtereinrichtungen (F) eine Induktivität aufweisen, die zwischen einem der Ausgangsanschlüsse und dem Wandler elektrisch zwischen­ geschaltet ist, wobei die Induktivität innerhalb der ersten Kammer angeordnet ist.

22. Hörhilfe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen (O) zur Erzeugung einer Rechteckwelle mit der Ultraschallfrequenz einen schaltenden Oszilla­ torschaltkreis umfaßt, der kaskadenartig angeordnete CMOS-Schaltstufen (PO 1, PO 2, PO 3) besitzt, die als ein Ringoszillator ausgeführt sind, wobei jede Stufe erste und zweite Stromsteuerelemente (LN, LP) umfaßt, die die Anstiegs- bzw. Abfallszeit des Stufenausganges bestim­ men, sowie einen ersten (P 1) und einen zweiten Strom­ spiegel (P 2, N 1), wobei erste und zweite Steuerelemente (LP, LN) aufgrund des ersten bzw. zweiten Stromspiegels steuerbar sind, wobei der Oszillator weiterhin eine Widerstandseinrichtung (R 1) umfaßt, die so angeschlos­ sen ist, daß sie den Strom (I 1) festlegt, der von dem ersten Stromspiegel (P 1) geliefert wird, wobei der zweite Stromspiegel (P 2, N 1) an dem ersten Stromspiegel (P 1) angeschlossen ist, um eine Kopie (I 2) des Stromes (I 1) zu liefern, der von dem ersten Stromspiegel (P 1) geliefert wird, wobei Anstiegs- und Abfallszeiten im wesentlichen gleich sind, um einen symmetrischen Be­ trieb bei niedrigem Stromverbrauch sicherzustellen, und die Frequenz der Oszillation steuerbar auf den Wert der Widerstandseinrichtungen (R 1) reagiert.

23. Hörhilfe nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Oszillation so gewählt ist, daß sie ein vielfaches der gewünschten Schaltfrequenz ist, und daß die Einrichtungen (O) zur Erzeugung einer Rechteck­ welle eine Frequenzteileinrichtung (FF) umfassen, um den Oszillatorausgang durch das Vielfache zu teilen und Symmetrie der Oszillatorausgangswellenform zu erhalten.

24. Hörhilfe nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Vielfache gleich zwei gesetzt ist, und daß der Frequenzteilerschaltkreis einen durch zwei dividieren­ den CMOS-Multivibrator umfaßt.

25. Hörhilfe nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorstufen Treibertransistoren (P 3 bis N 4, P 5 bis N 6, P 7 bis N 8) umfassen, die mit ihren entsprechen­ den Stromsteuerelementen an ihren entsprechenden Sour­ ces angeschlossen sind, so daß die Steuerelemente eine Strombegrenzungswirkung ausüben, indem die Sourcere­ generation gesteuert wird.

26. Hörhilfe nach Anspruch 22, wobei die Oszillatorstufen Treibertransistoren (P 3 bis N 4; P 5 bis N 6; P 7 bis N 8) umfassen, die an ihren entsprechenden Drainelektroden (D) mit ihren entsprechenden Stromsteuerelementen (P 4 bis N 3, P 6 bis N 5, P 8 bis N 7) verbunden sind, so daß die Steuerelemente (LP, LN) eine Strombegrenzungs­ wirkung liefern.