DE4126080C2 - Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger - Google Patents

Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger

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Description

Anwendung der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Mischeranordnung zur Effizienzmaximierung bei Signalverzerrungs- und Rausch­ minimierung, und die Erfindung ist gedacht zur Anwen­ dung bei der Direktumwandlung oder Direktumsetzung eines empfangenen Funksignals in Quadratur-I- und Q-Grundband­ signale unter Verwendung eines abgestimmten örtlichen Oszillators oder Empfängeroszillators.
Hintergrund
Superhet- oder Uberlagerungsempfang ist das gebräuch­ lichste Funkempfangssystem. Wie es aus Fig. 2 hervorgeht, werden zwei lokale Oszillatoren oder Empfangsoszilla­ toren LO zum Empfangen benötigt, und ein drittes Empfängeroszillator- oder LO-Signal (TX LO) wird noch zum Senden in einem Sendeempfangssystem gebraucht. Das erste Empfängeroszillator- oder LO-Signal wird höchst wahrscheinlich von einem spannungsgesteuerten Oszillator, der von einem Synthesizer (Normalfrequenzgenerator mit Frequenzsynthese) angesteuert wird, erzeugt, wohingegen das Sender-Empfängeroszillator-Signal oder TX-LO-Signal von einem zweiten Frequenzsynthesizer erzeugt wird oder durch Mischen des ersten und zweiten LO-Signals gewonnen wird. Ein Hochfrequenzfilter wird zum Sperren uner­ wünschter Funksignale benötigt und zum Entfernen von Spiegelfrequenzen, die sonst vom ersten Mischer in eine Im-Band-ZF-Frequenz umgesetzt würden. Ein zweites Hoch­ frequenzfilter wird benötigt, um unerwünschte Seitentöne zu entfernen, die durch nichtlineare Einwirkung des ersten Mischers erzeugt werden.
Direktumsetzung kann man erreichen mittels eines Homodynsystems, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Das System ist durch das Erfordernis nach nur einem Empfängeroszillator- oder LO-Signal, das man auch direkt zum Senden in einem Senderempfänger verwenden kann, einfach ausgestaltet. Das Filtern ist ebenfalls einfacher auszuführen, da das Hochfrequenz-Filter nur eine Sperrfunktion auszuüben braucht und die gesamte Nachmischerfilterung durch Tiefpaß-Grundbandfilter vorgenommen wird. Der Vorteil dieser Grundbandfilter besteht darin, dass sie vollkommen innerhalb einer integrierten Schaltung ausgebildet werden können. Automatische Verstärkungsregelung AVR ist erforderlich, die vorgesehen sein kann durch eine HF-AVR-1-Stufe oder durch die kombinierte Wirkung einer AVR-1-Stufe und von Grundband-AVR-2-Stufen, wie es gezeigt ist.
Der Nachteil dieses Direktumsetzungssystems ist, dass der Empfängeroszillator LO ein Signal ausstrahlen kann, das, wenn es vom Frontende oder Eingangskreis erfasst oder aufgenommen wird, nach unten umgesetzt wird und in den Mischerausgängen einen Gleichsignal-Versatz (DC Offset) erzeugt. Da dieses Signal, wenn es empfangen wird, ein Vielweg-Reflexionssignal sein kann, hat es sehr wahrscheinlich eine sich ändernde Amplitude und Phase, und, wenn es nach unten umgesetzt wird, könnte es sich ändernde Versätze (Offsets) erzeugen, d. h. unerwünschte Grundbandsignale. Dieses Problem wird vermindert durch Minimierung des erzeugten LO-Signalpegels, was jedoch zu einem verminderten Verstärkungs- und Rausch-Verhalten in den Mischern führen kann.
Eine ähnliche Vorrichtung ist aus DE 30 24 277 A1 bekannt. Sie ergänzt die in Fig. 3 dargestellte Schaltung dahingehend, dass die an I- und Q-Ausgang anliegenden Grundbandsignale eine Hochpass- Filterstufe und eine Phasenverschiebung um insgesamt 90° relativ zueinander durchlaufen, sodass in einer nachfolgenden Kombiniererstufe zwei gleiche Signale addiert und als Modulationssignal dem Ausgangssignal eines Sendeoszillators aufgeprägt werden können. Auch bei dieser Vorrichtung besteht das zuvor geschilderte Problem.
Eine verbesserte Vorrichtung zur homodynen Demodulation für FM- modulierte HF-Signale mit automatischer Frequenzsteuerung ist aus US 4,476,585 A bekannt. Die Schaltung entspricht weitgehend dem Empfängerteil des oben im Zusammenhang mit Fig. 3 erläuterten Direktumsetzers. US 4,476,585 A betrifft vor allem die Weiterbehandlung der erzeugten I- und Q-Grundbandsignale, die jeweils mit Referenzsignalen gemischt werden. Die Referenzsignale entstehen ihrerseits durch Mischung eines VCO-Signals einer Frequenz, die in etwa der Frequenz des lokalen Oszillators (LO) entspricht. Ebenso wie die I- und Q-Zweige des HF-Eingangssignals wird das VCO-Signal mit den in Phasenquadratur zueinander stehenden LO-Signalen zur Erzeugung zweier Referenzsignale gemischt. Durch Mischung der I- und Q-Grundbandsignale mit jeweils demjenigen Referenzsignal, zu dessen Erzeugung das jeweils in Phasenquadratur stehende LO-Signal (Q oder I) beigetragen hat, ergeben sich zwei Signale, deren Differenz zum einen als Fehlersignal in einem die Frequenz steuernden Regelkreis genutzt werden kann und zum anderen ein Maß für das Modulationssignal enthält, sodass sich eine gesonderte Demodulationsstufe erübrigt. Aufgrund ihrer Komplexität ist diese Vorrichtung jedoch technisch aufwendig und wird durch das festgelegte Zusammenspiel aller Komponenten auch unflexibel. Zudem werden die oben genannten Probleme beim Einsatz homodyner Mischersysteme in Direktumsetzern nicht gelöst.
Aus US 4,394,626 A ist eine ebenfalls im Homodyn-Modus arbeitende, phasensynchronosierte Schaltung (PLL: phase locked loop) bekannt mit der Fähigkeit, auch schnellen Änderungen der Eingangsfrequenz zu folgen. Hierzu ist eine zweifache Mischung des Eingangssignals mit demselben Referenzsignal vorgesehen, wobei zwischen den Mischstufen eine Tiefpassfilterung erfolgt. Da die erste Mischung homodyn erfolgt, bewirkt die nachfolgende Tiefpassfilterung eine Rauschunterdrückung. Die nachfolgende, zweite Mischstufe geschieht zum Zwecke der Rücktransformation auf die Trägerfrequenz. Die zweifache Mischung wird in Phasenquadratur parallel auf jeweils einen Teil des Eingangssignals angewendet, wobei beide Teile nach der jeweils zweiten Mischung wieder kombiniert werden. Die gleiche Schaltung in Anwendung in einem Funkempfänger ist aus DE 35 16 492 C2 bekannt.
Ein anderer Einsatz eines PLL in einer Empfängerschaltung ist aus DE 34 12 191 C2 bekannt. Auch hier erfolgt zunächst eine homodyne Mischung des Eingangssignals mit zwei in Phasenquadratur stehenden Ausgangssignalen eines LO (I- und Q-Zweig). Nach anschließender, selektiver Zwischenfrequenzverstärkung werden die verstärkten Grundbandsignal mit wiederum in Phasenquadratur stehenden Ausgangssignalen eines zweiten LO gemischt, der im Sinne eines PLL von dem Ausgangssignal eines nachgeschalteten Summierers angesteuert wird.
Der Einsatz des Heterodyn-Prinzips zum Herabmischen eines HF- Signals auf eine niedrigere Zwischenfrequenz ist in allgemeiner Weise aus DE 37 34 882 C1 bekannt. Durch stufenweises Mischen des Eingangssignals in hintereinander in Reihe geschalteten Mischern, die jeweils mit demselben Heterodynsignal eines gemeinsamen Überlagerungsoszillators angesteuert werden, das eine Frequenz aufweist, die dem Quotienten aus der Differenz zwischen Eingangs- und gewünschter Zwischenfrequenz einerseits und der Anzahl der Mischerstufen andererseits, entspricht, kann auch bei großen Unterschieden zwischen Eingangs- und Zwischenfrequenz auf den Einsatz eines hochfrequenten Referenzoszillators verzichtet werden.
Halbfrequenz-Direktumsetzungssysteme nach dem schweizerischen Patent CH 671 856##
Das Grundkonzept der Halbfrequenzumsetzungstechnik ist in Fig. 3 dargestellt. Im wesentlichen wird das empfangene Funksignal herabgemischt auf das Grundband zweier direkt gekoppelter Mischer, von denen jeder durch ein Empfängeroszillator- oder LO-Signal mit der Hälfte der gewünschten HF-Frequenz angesteuert wird. I- und Q- Grundband-Signale können dadurch abgeleitet werden, daß den zweiten Mischerstufen Quadratur-LO-Ansteuersignale zugeführt werden. Es sei bemerkt, daß eine Zwischenfilte­ rung (zwischen dem ersten Mischer und den zweiten Mischern) nicht erforderlich ist, da die vom ersten Mischer er­ zeugten Seitenbänder, wenn sie durch die zweiten Misch­ stufen umgesetzt werden, in den Grundband-Ausgängen keine Störungen hervorrufen.
Fig. 5 zeigt, wie die Halbfrequenz-Umsetzungstechnik in einem Senderempfängersystem angewendet werden kann. Die Filter- und AVR-Anforderungen sind ähnlich wie bei dem grundsätzlichen (Einzelmischer) Homodynsystem. Für einen Senderempfänger kann die Sendefrequenz dadurch abgeleitet werden, daß das LO-Signal verdoppelt wird, wie es in Fig. 5 dargestellt ist.
Bei der Verwirklichung des Systems mit seriell ge­ koppelten Mischern ist festzustellen, daß durch die Notwendigkeit für den zweiten Mischer Rauschen und Ver­ zerrungen zusätzlich erzeugt werden. Es tritt auch ein innewohnender Signalenergieverlust (etwa 4 dB) auf, und zwar infolge der Energieaufteilung in Seitenbänder, wobei lediglich das Grundband-Signal verwendet wird. Der größte Anteil des Rauschens und der Verzerrungen wird in der Endstufe des Mischers erzeugt, die eine Eingangs­ spannung in einen Strom umsetzt, der dann anschließend von den Empfängeroszillator- oder LO-Schaltelementen kommutiert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Ziel der Erfindung ist es, die Rausch- und Ver­ zerrungsprobleme zu vermindern, die in Verbindung mit seriell gekoppelten Mischern auftreten.
Die Erfindung geht aus von einem Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger aufweisend einem HF-Eingangsweg, der aufgeteilt ist in einen I- und Q-Weg zum Demodulieren der HF- Signale in I- und Q-Signale, die in Phasenquadratur zueinander sind, eine erste Mischereinrichtung und eine zweite Mischereinrichtung, die im I-Weg seriell miteinander verbunden sind, eine dritte Mischereinrichtung und eine vierte Mischereinrichtung, die im Q-Weg seriell miteinander verbunden sind und einen Empfängeroszillator, der für die Mischereinrichtungen mehrere Empfängeroszillatorsignale vorsieht, die in Phasenquadratur zueinander sind, wie zuvor erläutert.
Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die erste Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der zweiten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist und dass die dritte Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der vierten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist.
Bei einer Ausführungsform können vier Empfängeroszillator-Signale vorgesehen sein, und zwar jeweils eines für eine jeweilige Mischereinrichtung und mit beispielsweise den folgenden relativen Phasenbeziehungen: +22,5°, +67,5°, -67,5°, -22,5°.
Bei einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel haben die I- und Q- Eingangswege eine Quadraturphasenschiebeanordnung vor den Mischereinrichtungen, sodass die I- und Q-Signale vor den Mischereinrichtungen in Phasenquadratur (Phasenverschiebung von 90°) sind. Der Empfängeroszillator liefert erste und zweite Signale in Phasenquadratur, wobei das erste Signal der ersten und der dritten Mischereinrichtung zugeführt wird, wohingegen das zweite Signal der zweiten und der vierten Mischereinrichtung zugeführt wird. Eine solche Anordnung hat den Vorteil, dass sie in einfacher Weise realisiert werden kann.
Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind die erste und zweite Mischereinrichtung zu einer symmetrischen Doppelmischeranordnung vereinigt, gleichermaßen wie die dritte und vierte Mischereinrich­ tung. Die erste Mischereinrichtung enthält somit eine erste Transistoreinrichtung, deren Hauptstromweg in Reihe mit dem Hauptstromweg einer zweiten Transistoreinrichtung verbunden ist, die die zweite Mischereinrichtung bildet. Geeignete Empfängeroszillator-Signale werden den Steuer­ elektroden der ersten und zweiten Transistoreinrichtung zugeführt. Das HF-Eingangssignal wird über eine weitere Transistoreinrichtung in den Hauptstromweg injiziert.
Den Gesamtaufbau kann man als eine gestapelte Mischer­ anordnung betrachten, wobei die weitere Transistoreinrich­ tung und die erste Transistoreinrichtung einen ersten Mischer und die weitere Transistoreinrichtung und die zweite Transistoreinrichtung einen zweiten Mischer bilden.
Somit können die oben aufgezeigten Schwierigkeiten größtenteils durch Verwendung gestapelter (kaskadierter) Mischer vermindert werden, wobei die differentiellen Aus­ gangsströme der ersten Mischerstufe direkt in die Zweit­ mischerkommutierungselemente eingespeist werden. In der Praxis nimmt dies die Gestalt eines doppelten symmetri­ schen Mischers oder Doppelgegentaktmischers an. Eine Folge der direkten Kopplung oder Verbindung der Mischer in dieser Weise bedeutet, daß separate Erststufenmischer für die I- und Q-Zweige erforderlich sind.
Bei einer genaueren Betrachtung der symmetrischen Doppelmischeranordnung kann man zeigen, daß man eine optimale Kommutierung des HF-Eingangs erhält, wenn die LO-Eingänge in Phasenquadratur zueinander sind. Tatsäch­ lich ist in diesem Fall die vereinigte Kommutation die­ selbe wie diejenige eines Einzelmischers mit einem LO- Eingang bei einer HF-Frequenz wie im Falle des grund­ sätzlichen Direktumsetzungssystems. Hieraus kann geschlos­ sen werden, daß die Gesamtmischeffizienz nicht vermindert ist und daß die einzige Zunahme im Rauschen auf die Zweitmischerkommutierungselemente zurückzuführen ist. Da der Halbfrequenz-Empfängeroszillator keine Aufnahme- oder Auffangprobleme verursacht, kann man seine Ampli­ tude erhöhen und damit die effektive Mischerverstärkung erhöhen, und zwar mit weniger Rauschbeitrag von allen Mischerkommutierungselementen. Aufmerksamkeit soll hierbei der Minimierung der zweiten Harmonischen der Empfänger­ oszillatorfrequenz geschenkt werden, da diese bei der gewünschten HF-Frequenz auftritt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh­ rungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 2 bis 5 Schaltbilder bekannter Senderempfänger/­ Empfänger;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausfüh­ rungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 7 ein Schaltbild des zweiten Ausführungsbei­ spiels nach Fig. 6 zur Anwendung in einem Senderempfänger;
Fig. 8 ein Schaltbild der Anordnung nach Fig. 7 einbezogen in einen Direktumsetzungssenderempfänger;
Fig. 9 ein Einzelschaltbild des zweiten Ausfüh­ rungsbeispiels nach Fig. 6;
Fig. 10 Schaltbilder von Phasenschiebeanordnungen zur Verwendung in Verbindung mit der Anordnung nach Fig. 6; und
Fig. 11 und 12 jeweils einen Direktumsetzungs­ empfänger unter Einbeziehung der Anordnung nach Fig. 6 mit adaptiver Steuerung der Phasenschiebeanordnung.
Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
Es soll nunmehr auf Fig. 1 sowie 6 bis 12 der Zeich­ nungen Bezug genommen werden. Dort werden unter Verwendung von zwei Paaren gestapelter Mischer I- und Q-Grundband- Signale abgeleitet wie es in Figur i dargestellt ist. Es sind vier Phasen des LO-Signals erforderlich, so daß Quadratur­ phasen zwischen ersten und zweiten Mischerstufen vorge­ sehen sind und Gesamt-I- und Q-Ausgänge von dem HF-Ein­ gang erzeugt werden. Die Erzeugung dieser vier Phasen aus einem tatsächlichen Halbfrequenz-Empfängeroszillator LO kann mühsam sein und auch wegen des erforderlichen Berei­ ches der Phasenwinkel ineffizient. Wenn man jedoch einen Empfängeroszillator LO einsetzt, dessen Frequenz doppelt so hoch wie die HF-Frequenz ist, kann man die vier Halb­ frequenz-Phasen unter Verwendung eines Teilernetzwerks erzeugen.
Eine alternative Möglichkeit ist in Fig. 6 darge­ stellt. Hier werden die I- und Q-Ausgänge durch phasen­ verschobene HF-Eingänge bestimmt. Da die Empfängeroszilla­ tor- oder LO-Ansteuerungen den Mischerstufen gemeinsam sind, erhält man automatisch eine gute Anpassung zwischen den beiden Kanälen. Die Phasendifferenz zwischen den beiden LO-Ansteuerungen ist nicht kritisch, da dies lediglich eine Randeinwirkung auf die Mischeffizienz hat und eine konstante Gleichsignal-Verschiebung an den Ausgängen hervorruft. Diese Verschiebung ist auf die gestapelten Mischer zurückzuführen, die als Phasenver­ gleicher zwischen den beiden LO-Eingängen wirken. Ein zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß unter Verwendung eines weiteren gestapelten Mischers, wie es in Fig. 7 gezeigt ist, eine Sendefrequenz erzeugt werden kann, und zwar unter Verwendung derselben beiden LO-Eingänge.
Fig. 8 zeigt einen möglichen Aufbau eines Halbfre­ quenz-Direktumsetzungssenderempfängersystems. Die Halb­ frequenz-Empfängermischer können unter Verwendung bi­ polarer Transistoren verwirklicht werden, wie es in Fig. 9 dargestellt ist. Quadratur-HF-Eingangssignale wer­ den in gezeigte Schaltungen Q1, R1 und Q2, R2 eingespeist, die die Schwanzströme für die beiden gestapelten Mischer erzeugen. Der I-Kanal ist aufgebaut aus Transistoren Q5 und Q6, die die erste Mischerstufe bilden, wobei Transi­ storen Q9 bis Q12 die zweite Mischerstufe bilden. Eine Differenzen- oder Differentialausgangsstufe ist dargestellt bei Widerständen R3 und R4, die die Mischerausgangs­ ströme in Spannungen umsetzen. Eine Kaskadenstufe bestehend aus einem Transistor Q3 ist vorgesehen, um die Verringe­ rung irgendwelcher induzierter LO-Signale zu unterstützen, die durch den HF-Eingang geführt werden. Der Q-Kanal ist in ähnlicher Weise ausgebildet.
Die Phasenverschiebungsschaltungen können in unter­ schiedlicher Art in an sich bekannter Weise ausgebildet werden. Zwei dieser Arten sind in Fig. 10 dargestellt. Wie bereits erwähnt, können die LO-Ansteuerungen auch unter Verwendung eines Frequenzteilernetzwerks erzeugt werden.
Wo niedrige I- und Q-Ausgangsfrequenzen benötigt werden, kann man die Differenzen- oder Differentialmischer­ ausgänge überwachen und eine Gleichsignalsymmetrie aufrecht­ erhalten, wie es durch ein in Fig. 11 dargestelltes System verwirklicht wird. Hier wird irgendein gemeinsamer Gleich­ signal-Versatz in den Mischerausgängen durch ein Fehler­ signal korrigiert, das zur Steuerung der Phasenschieber­ schaltung zurückgeführt wird. Eine Phasenkorrektur wird erreicht durch Trimmen von R-Komponenten (Widerstände) und/oder C-Komponenten (Kondensatoren) unter Verwendung von Feldeffekttransistoren bzw. veränderliche Kapazitäts­ dioden. Dies hätte den Vorteil der Ermöglichung einer zu benutzenden Gleichsignalkopplung der Ausgänge und würde die Anforderung an die Einstellung der LO-Ansteuerungen vermindern.
Die Erfindung bietet den Vorteil der Schaffung eines direkten Umsetzungssystems, das die Schwierigkeiten mit Empfängeroszillatorstrahlung vermindert, die vom Eingangsteil aufgefangen wird und dann in Abwärtsrichtung auf unerwünschte Grundband-Signale umgesetzt wird. Sie bringt auch einen beachtlichen Vorteil bei der Verminde­ rung des Ziehens des spannungsgesteuerten Halbfrequenz- Oszillators, wenn in Senderempfängersystemen gesendet wird. Die nach der Erfindung vorgeschlagene Technik ist in idealer Weise für Systeme geeignet, die von I- und Q-Demodulationsschemen Gebrauch machen, wie in GSM, DECT, CT2, PCN usw.
Die Erfindung ist gedacht für einen Betrieb bis 1 GHz. Sie ist daher insbesondere anwendbar auf dem Gebiet des schnurlosen Telefons und kann in Zukunft auch auf Anwendungen ausgedehnt werden, die in höheren Frequenzbereichen arbeiten.

Claims (10)

1. Mischersystem für einen Direktumsetzungsempfänger aufweisend einem HF-Eingangsweg, der aufgeteilt ist in einen I- und Q-Weg zum Demodulieren der HF-Signale in I- und Q-Signale, die in Phasenquadratur zueinander sind,
eine erste Mischereinrichtung und eine zweite Mischereinrichtung, die im I-Weg seriell miteinander verbunden sind, eine dritte Mischereinrichtung und eine vierte Mischereinrichtung, die im Q-Weg seriell miteinander verbunden sind,
und einen Empfängeroszillator, der für die Mischereinrichtungen mehrere Empfängeroszillatorsignale vorsieht, die in Phasenquadratur zueinander sind,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der zweiten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist,
und dass die dritte Mischereinrichtung ein Empfängeroszillatorsignal erhält, das in Phasenquadratur zu dem der vierten Mischereinrichtung zugeführten Empfängeroszillatorsignal ist.
2. Mischersystem nach Anspruch 1, bei dem vier Empfängeroszillatorsignale für jeweilige Mischereinrichtungen vorgesehen sind, bei dem Empfängeroszillatorsignale die folgenden relativen Phasenverschiebungen haben: +22,5°, +67,5°, -67,5°, -22,5°.
3. Mischersystem nach Anspruch 1, enthaltend eine Phasenverschiebungseinrichtung zum Verschieben des HF-Signals im I-Weg in Phasenquadratur mit dem HF-Signal im Q-Weg, wobei der Empfängeroszillator an die erste und die dritte Mischereinrichtung ein erstes Signal liefert, das in Phasenquadratur mit einem zweiten Empfängeroszillatorsignal ist, das der zweiten und der vierten Mischereinrichtung zugeführt wird.
4. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem die erste Mischereinrichtung eine erste Transistoreinrichtung mit einem Hauptstromweg aufweist, der in Reihe mit einem Hauptstromweg einer zweiten Transistoreinrichtung liegt, die die zweite Mischereinrichtung bildet, wobei Empfängeroszillatorsignale angelegt werden, um die erste und zweite Transistoreinrichtung zu steuern, und das HF- Eingangssignal angelegt wird, um die Steuerelektrode einer weiteren Transistoreinrichtung mit einem Hauptstromweg zu steuern, der in Reihe mit den Hauptstromwegen der ersten und zweiten Transistoreinrichtung liegt.
5. Mischersystem nach Anspruch 4, bei dem die dritte und vierte Mischereinrichtung in ähnlicher Weise wie die erste und zweite Mischereinrichtung aufgebaut sind.
6. Mischersystem nach Anspruch 4, bei dem die weitere Transistoreinrichtung einen Einzeltransistor aufweist, die erste Transistoreinrichtung ein erstes Differentialpaar Transistoren enthält, deren Hauptstromwege in Reihe mit dem Einzeltransistor liegen, und die zweite Transistoreinrichtung ein zweites und ein drittes Differentialpaar Transistoren enthält, wobei das zweite Paar Hauptstromwege in Reihe mit einem des ersten Differentialpaares hat und das dritte Paar Hauptstromwege in Reihe mit dem anderen des ersten Differentialpaares hat und wobei die Kollektoren des zweiten und dritten Paares über Kreuz miteinander verbunden sind.
7. Mischersystem nach Anspruch 3, enthaltend eine fünfte und sechste Mischereinrichtung, die in Reihe zueinander und so verbunden sind, dass sie das erste und zweite Oszillatorsignal und ein Gleichstrom-Eingangssignal erhalten, um ein Sendeausgangssignal vorzusehen.
8. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem die Phasenverschiebungseinrichtung ein resistives-kapazitives Netzwerk oder ein kapazitives-induktives Netzwerk enthält.
9. Mischersystem nach Anspruch 3, bei dem der Empfängeroszillator eine Phasenverschiebungseinrichtung enthält, die ähnlich der erstgenannten Phasenverschiebungseinrichtung ist, zum Erzeugen des ersten und zweiten Empfängeroszillatorsignals.
10. Mischersystem nach Anspruch 9, enthaltend einen Rückführmechanismus, der auf die demodulierten Ausgangssignale im I- und Q-Weg anspricht, um die Phasenverschiebungseinrichtung der Empfängeroszillatoreinrichtung nachzustellen.
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