DE4132299A1

DE4132299A1 - Lichtstromkreis fuer fahrzeug-entladungslampe

Info

Publication number: DE4132299A1
Application number: DE4132299A
Authority: DE
Inventors: Masaru Sasaki; Atsuhiko Murata; Goichi Oda
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1990-10-01
Filing date: 1991-09-27
Publication date: 1992-04-09
Anticipated expiration: 2011-09-28
Also published as: JPH04141988A; NL9101649A; NL193647B; JP2587718B2; US5212428A; DE4132299C5; DE4132299C2; NL193647C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Lichtstromkreis für eine Fahrzeug- Entladungslampe und insbesondere einen Lichtstromkreis gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, bei dem die Zeit, die für die Stabilisierung des von einer Entladungslampe ausgehenden Lichtstroms nach dem Einschalten derselben erforderlich ist, abgekürzt werden kann.

Seit einiger Zeit wird kompakten Metallhalogenidlampen als Lichtquelle für Fahrzeuge eine größere Aufmerksamkeit geschenkt. Um den langsamen Anlaufvorgang solcher Metallhalogenidlampen abzukürzen, ist vorgeschlagen worden, unmittelbar nach dem Einschalten einer Entladungslampe an diese einen übermäßigen Lampenstrom, der einige Male größer als der Lampenstrom im stationären Zustand ist, zu liefern, um den Glaskolben schnell aufzuwärmen und dadurch den Einschaltvorgang zu beschleunigen.

In Fig. 1 stellt eine durch eine Strichpunktlinie gegebene Kurve a ein Beispiel der Steuerung einer Lampenspannung (V_L) und eines Lampenstroms (I_L) für den Fall dar, in dem der Einschaltvorgang der Entladungslampe bei kaltem Glaskolben der Lampe beginnt (dieser Vorgang wird im folgenden als "Kaltstartvorgang" bezeichnet).

Wie aus der Kurve a ersichtlich, fließt bei niedriger Lampenspannung V_L in einem einen Punkt m erreichenden Bereich A ein übermäßiger Strom (dessen Effektivwert mit "I₀" bezeichnet wird), wobei der Effektivwert des Stroms in einem dem Bereich A folgenden Bereich nach einem Übergang vom Punkt m zum Punkt m′ den Wert I_c annimmt.

Bei einer Metallhalogenidlampe mit einer Nennleistung von beispielsweise 35 W ist in diesem Fall der Effektivwert I₀ ungefähr fünf- bis zehnmal größer als der Effektivwert I_c.

Die in Fig. 1 mit "Pm" bezeichnete Hyperbel stellt eine durch den Punkt m verlaufende Linie der stationären Leistung dar.

Wenn bei Beginn des Einschaltvorgangs ein übermäßiger Strom an die Entladungslampe geliefert wird, steigt der Lichtstrom tatsächlich sehr stark an; die Lieferung übermäßiger Leistung an die Lampe verstärkt jedoch das Überschwingen oder Unterschwingen, so daß ein bestimmtes Zeitintervall erforderlich ist, in dem der von der Lampe ausgehende Lichtstrom einen stabilen Nennpegel annimmt.

In Fig. 2 stellt eine durch eine gestrichelte Linie gegebene Kuve b auf schematische Weise eine zeitabhängige Änderung des Lampen-Lichtstroms (der mit "L" bezeichnet wird) dar, die der durch die Kurve a in Fig. 1 gezeigten V_L-I_L-Steuerung entspricht (wobei die Zeit durch "t" dargestellt wird). Die Kurve b steigt bei t=0 (wobei der Beginn des Einschaltvorgangs der Lampe als Ursprung genommen wird) zum Wert L_m, der eine Spitze des Lichtstroms darstellt, stark an, weist ein Überschwingen o und ein Unterschwingen u auf und wird später beim Wert L_c, der dem Nennlichtstrom entspricht, stabil.

Hierbei bezeichnet der Ausdruck "Überschwingen" den Betrag des Lichtstroms, um den der als Bezugswert dienende Nennlichtstrom L_c überschritten wird, während der Ausdruck "Unterschwingen" den Wert bezeichnet, um den der Nennlichtstrom L_c unterschritten wird. Ferner wird die "Lichtstromstabilisierungszeit", in der der Lichtstrom stabil wird, als dasjenige Zeitintervall definiert, in dem der Lichtstrom L in das Intervall L_c±α konvergiert (wobei α ein Wert ist, der den in der Praxis tolerierbaren Bereich des Nennlichtstroms definiert); die Lichtstromstabilisierungszeit für die Kurve a wird mit "t_m" bezeichnet.

Wenn, wie in Fig. 2 gezeigt, gemäß dem obenbeschriebenen Verfahren bei Beginn des Einschaltvorgangs der Lampe eine erhöhte Leistung an die Lampe geliefert wird, um die Lichtstromstabilisierungszeit abzukürzen, nimmt ein Überschwingen o einen übermäßigen Wert an (was gleichzeitig einen erheblichen Verschleiß der Elektroden bedeutet), wenn die gelieferte Leistung zu groß ist. Wenn der Übergang in einen Bereich einer stabilen Leistungssteuerung über den Steuerbereich A, in dem bei Beginn des Einschaltvorgangs der Lampe viel Leistung geliefert wird, nicht richtig ausgeführt wird, tritt ein großes Unterschwingen u auf, was die Lichtstromstabilisierungszeit unerwünscht verlängert.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Lichtstromkreis für eine Fahrzeug-Entladungslampe zu schaffen, mit dem die Nachteile des oben beschriebenen Standes der Technik beseitigt werden können.

Diese Aufgabe wird bei einem Lichtstromkreis der gattungsgemäßen Art erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1.

Mit dem erfindungsgemäßen Aufbau kann eine Änderung der an die Entladungslampe gelieferten Leistung während des Übergangs vom Einschalt-Beschleunigungsbereich zum Bereich einer stabilen Leistungssteuerung abgemildert werden, wodurch ein sehr starker Anstieg des Lichtstroms von der Entladungslampe ermöglicht wird und sowohl ein Überschwingen zum Zeitpunkt des Anstiegs des Lichtstroms verringert als auch ein Unterschwingen unterdrückt werden kann, wodurch das Zeitintervall, indem der von der Lampe ausgehende Lichtstrom stabil wird, abgekürzt werden kann.

Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung sind im Nebenanspruch und in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert; es zeigt

Fig. 1 einen Graphen, der eine erfindungsgemäße Spannungs- Strom-Kennlinie der Lampe und eine entsprechende herkömmliche Kennlinie darstellt,

Fig. 2 einen Graphen, der schematisch die zeitabhängige Änderung des von einer Entladungslampe ausgehenden Lichtstroms darstellt,

Fig. 3A-3D Graphen zur beispielhaften Erläuterung der schrittweisen Prozeduren für den Entwurf der Spannungs-Strom- Kennlinie der Lampe,

Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild des Lichtstromkreises für eine Fahrzeug-Entladungslampe gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltbild der wesentlichen Teile des Lichtstromkreises von Fig. 4,

Fig. 6 ein schematisches Wellenformdiagramm,

Fig. 7 ein schematisches Blockschaltbild eines Lichtstromkreises für eine Fahrzeug-Entladungslampe gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, und

Fig. 8 ein Schaltbild zur Erläuterung der wesentlichen Teile des Lichtstromes von Fig. 7.

Nun wird ein erfindungsgemäßer Lichtstromkreis für eine Fahrzeug- Entladungslampe unter den im folgenden aufgeführten Überschriften im einzelnen beschrieben.

Steuerverfahren (Fig. 1 bis 3)
V_L-I_L-Steuerkennlinie (Fig. 1 und 2)
Entwurfsprozeduren (Fig. 3A bis 3D)

Erste Ausführungsform (Fig. 4 bis 6)
Schaltung (Fig. 4 und 5)
Übersicht (Fig. 4)
Schaltungsaufbau der wesentlichen Teile (Fig. 5)
Inverterschaltung
Zündschaltung
V-I-Steuereinrichtung
PWM-Steuereinrichtung
Zeitsignalgenerator
Multiplikationsabschnitt und Treiberschaltung
Betrieb (Fig. 6)
Wirkung

Zweite Ausführungsform (Fig. 7 und 8)
Übersicht (Fig. 7)
Schaltungsaufbau und wesentliche Teile (Fig. 8)
Gleichspannungs-Verstärkerschatlung
Hochfrequenz-Verstärkerschaltung
Lampenspannungsdetektor
Lampenstromdetektor
PWM-Steuereinrichtung

Nun werden erfindungsgemäße Lichtstromkreise für eine Fahrzeug- Entladungslampe anhand bevorzugter Ausführungsformen beschrieben.

Steuerverfahren (Fig. 1 bis 3)

Vor der Beschreibung des Schaltungsaufbaus eines Lichtstromkreises 1 für eine Fahrzeug-Entladungslampe wird das Steuerverfahren beschrieben und die Beziehung zwischen einer Lampenspannung V_L und einem Lampenstrom I_L definiert, um ein Überschwingen und ein Unterschwingen zu verringern und den Lichtstrom schnell zu stabilisieren.

V_L-I_L-Steuerkennlinien (Fig. 1 und 2)

In Fig. 1 ist als durchgezogene Linie eine Kurve g gezeigt, die dem erfindungsgemäßen V_L-I_L-Steuermuster entspricht.

In Fig. 1 fließt in einem Bereich A_a, der sich vom Punkt V_L = 0 zu einem Punkt M erstreckt (der im folgenden als "Einschaltbeschleunigungsbereich" bezeichnet wird), ein konstanter Strom I_L = I₀ (Linie g_a). In einem Bereich A_b, der sich vom Punkt M zu einem Punkt Q₁ erstreckt (der im folgenden als "Übergangsbereich" bezeichnet wird), ändert sich der Strom I_L linear mit gegebener Steigung entsprechend dem geradlinigen Linienbereich g_b.

Durch den Winkel R zwischen der Verlängerung des geradlinigen Teils g_b und der V_L-Achse ist die Steigung des geradlinigen Teils g_b durch tan R gegeben.

Ein Bereich B, der sich vom Punkt Q₁ zu einem Punkt Q₂ erstreckt, stellt einen Bereich stabiler Leistung dar, in dem die gerade Linie g_c, die zwischen den Punkten Q₁ und Q₂ verläuft, das Ergebnis einer linearen Approximation einer stabilen Leistungskurve P_Q darstellt.

Der Leistungswert der stabilen Leistungskurve P_Q stellt die Nennleistung der Entladungslampe dar, wobei zwischen dieser Kurve P_Q und der stabilen Leistungskurve P_m unzählig viele stabile Leistungskurven einschließlich einer stabilen Leistungskurve P_M liegen.

In einem Bereich C, der beim Punkt Q₂ beginnt, ist der durch die Linie g_d angegebene Strom I_L unabhängig von der Spannung V_L aus dem folgenden Grund konstant (I_L = I_c): unter der Annahme, daß eine Steuerkurve im Bereich C durch eine gerade Linie g_d′ gegeben ist, die sich als Verlängerung der Linie g_c im Bereich B, die die lineare Approximation der stabilen Leistung darstellt, ergibt, ergibt der Schnittpunkt V₀ zwischen der Linie g_c und der V_L-Achse den maximalen Lampenspannungswert zum Zeitpunkt des Einschaltens der Lampe; da einige Lampen eine Lampenspannung V_L benötigen, die im Einschaltzeitpunkt größer als V₀ ist, wird jedoch der Lampenstrom im Bereich C konstant gesetzt (I_L = I_c), um zu verhindern, daß die Steuerkurve die V_L-Achse schneidet. Daher wird zum Zeitpunkt des Einschaltens der Lampe eine hohe Spannung (<V₀) erzeugt, was die Aktivierung der Lampe erleichtert.

In dem obenbeschriebenen herkömmlichen Steuerverfahren ist der Winkel zwischen der stabilen Leistungskurve, die die Kurve a während des Übergangs vom Punkt m zum Punkt m′ schneidet, und der Linie m-m′ groß, so daß sich die Leistung schnell zwischen m und m′ ändert.

Da der Lichtstrom von der Lampe im allgemeinen als Funktion der gelieferten Leistung und der Temperatur des Glaskolbens (die den Lichtemissions- Wirkungsgrad betrifft) ausgedrückt wird, ergibt eine große Leistungsänderung eine große Änderung des Lichtstroms.

Erfindungsgemäß wird daher der geradlinige Bereich g_b im Bereich A_b geeignet geneigt (mit einem Winkel R), so daß sich die Steigung zu tan R ergibt, so daß der geradlinige Bereich g_b zwischen dem Punkt M und dem Punkt Q₁ die stabile Leistungskurve in einem kleineren Winkel schneidet.

Die zeitabhängige Änderung des Lichtstroms L wird zu einer Kurve M, wie in Fig. 2 durch die Strichpunktlinie gezeigt ist. Der Spitzenwert L_M des Lichtstroms wird kleiner als der Spitzenwert L_m der Kurve b. Dadurch wird das Überschwingen o und das Unterschwingen u verringert, so daß die Lichtstromstabilisierungszeit t_M kürzer als t_m wird (T_M <t_m).

Je geringer die Steigung des geradlinigen Bereichs g_b ist, desto stabiler wird die Leistungsänderung; jedoch besteht hinsichtlich der Verkleinerung der Steigung eine bestimmte Grenze. Das bedeutet, daß bei einer Abnahme der Steigung die Leistung im Einschaltbeschleunigungsbereich A_a, der dem Bereich entspricht, der durch die I_L=I₀-Achse und die V_L-Achse festgeleg wird, kleiner wird, so daß die Abstrahlung der Lampenicht ausreichend beschleunigt wird, wodurch die Lichtstromstabilisierungszeit länger wird.

Erfindungsgemäß wird außerdem die Steuerkurve zum Zeitpunkt des Übergangs vom Bereich A_a zum Bereich A_b vorteilhaft angepreßt. Zum Zeitpunkt des Übergangs vom Bereich A_a, in dem der Lampenstrom I_L kontant ist (I₀), zum Bereich A_b, der durch geradlinigen Teil g_b dargestellt wird, ändert sich die Leistung in hohem Maß. Der Grund hierfür besteht darin, daß die Leistung zunimmt, wenn sich der Punkt auf der Linie I_L = I₀ in der Figur nach rechts (zum Punkt M) bewegt, während die Leistung abfällt, wenn sich der Punkt auf dem geradlinigen Teil g_b zum Punkt Q₁ bewegt, wobei beim Punkt M das Maximum P_M vorliegt, so daß in der Nähe des Punktes M eine Änderung der Leistung (schraffierte Fläche in Fig. 1) bewirkt wird.

Daher wird der Übergang vom Bereich A_a zum Bereich A_b unter Verwendung einer Kurve h (die in Fig. 1 durch eine unterbrochene Linie gekennzeichnet ist), die auf einer Leistungskurve P_N (<P_M) durch einen Punkt N verläuft, auf einen glatten Verlauf eingesteuert. Das bedeutet, daß eine starke Änderung der Leistung dadurch unterdrückt wird, daß sie im Schnittpunkt M zwischen der Linie I_L = I₀ und dem geradlinigen Teil g_b an der Grenze zwischen den Bereichen A_a und A_b keinen scharfen Knick besitzt.

Diese Steuerung bewirkt eine Änderung des Lichtstroms, derart, daß er ein geringes Überschwingen o′ besitzt, wie in Fig. 2 mittels der durchgezogenen Linie M′ angezeigt ist (Spitzenwert L_N <L_M). Dadurch wird die Lichtstromstabilisierungszeit t_N weiter verkürzt (t_N < t_M).

Entwurfsprozeduren (Fig. 3A bis 3D)

In den Fig. 3A bis 3D sind die Entwurfsprozeduren für die V_L-I_L- Kennlinie gezeigt, wobei beispielsweise eine Metallhalogenidlampe mit einer Nennleistung von 35 W verwendet wird.

(1) Definition der V_L-I_L-Beziehung im Bereich B der stabilen Leistungssteuerung (siehe Fig. 3A).

Zunächst muß der Bereich B der stabilen Leistungssteuerung anhand einer als Bezugskurve dienenden Kurve P₃₅ einer stabilen Leistung von 35 W definiert werden. Für die Bestimmung der Größe des Bereichs B sollte eine Schwankung der Lampenleistung berücksichtigt werden. Da genauer die Lampenspannung im stabilen Zeitintervall (das mit "V_LS" bezeichnet wird) aufgrund von Qualitätsschwankungen bei der Produktion der Lampen oder aufgrund von Schwankungen der Lampenleistung, die von der Gebrauchsdauer der betreffenden Lampe abhängt, nicht konstant ist,wird die stabile Leistungssteuerung in einem Bereich ±δ um den Wert V_LS ausgeführt (d. h. innerhalb des Bereichs V_LS-δ V_LV_LS+δ).

Wenn beispielsweise gilt, daß V_LS = 80 V und δ = 20 V ist, wird die Gleichung V_L · I_L = 35 W, die die stabile Leistungskurve P₃₅ darstellt, unter Verwendung der folgenden linearen Gleichung im Bereich 60V_L100 approximiert:

I_L = k · (V_L-V₀) (I)

wobei gilt: k = -0,0069, V₀ = 137,5. Die Gleichung (I) stellt die gerade Linie g_c dar.

(2) Definition der V_L-I_L-Beziehung im Übergangsbereich A_b (siehe Fig. 3B). Hierfür muß die Steigung des geradlinigen Teils g_b bestimmt werden. Zunächst wird das rechte Ende Q₁ des Bereichs A_b so bestimmt, daß der Punkt Q₁ stetig an das linke Ende des Bereichs B anschließt. Das bedeutet, daß die Einsetzung V_L = 60 in die Gleichung (I) den Punkt Q₁ (60, 0,535) ergibt. Dieser Punkt Q₁ kann so gewählt werden, daß er sich in der Nähe eines Punktes auf einer Linie, die sich in der Figur von der approximierten stabilen Leistungslinie g_c nach links erstreckt, befindet.

Dann wird der linke Endpunkt M des Bereichs A_b bestimmt. Dieser Punkt wird durch die Lampenspannung V_L unmittelbar nach dem Einschalten der Lampe und durch den Maximalstrom (I_MAX), der durch die Lampe fließen kann, definiert. Wenn beispielsweise I_MAX = 4 A ist, ist bei V_L = 25 V der Punkt M (25, 4) auf einer stabilen Leistungskurve P₁₀₀ von 100 W angesiedelt (Leistungsfaktor = 1).Die durch die Punkte M und Q₁ verlaufende gerade Linie ist die gerade Linie g_b (im Bereich zwischen 25V_L <60), ihre Steigung ist durch tan⊖ ≈ 0,1 gegeben.

(3) Bestimmen des Stromwertes I₀ im Einschaltbeschleunigungsbereich A_a (siehe Fig. 3C). Der Stromwert I₀ soll auf den höchstmöglichen Strom I_MAX gesetzt werden, bei dem die Lampe nicht beschädigt wird (z. B. durch ein Durchbrennen der Elektroden): I₀ = I_MAX.

Die Gewinnung der durch eine unterbrochene Linie dargestellten Steuerkurve h in Fig. 1 wird später beschrieben.

(4) Bestimmung des Stromwertes im Bereich C (siehe Fig. 3D). Im Konstantstrombereich C wird der Wert von I_c gleich I_L ≈ 0,26 A gesetzt. Dieser Wert wird aus der Einsetzung von V_L = 100 in die Gleichung I erhalten, so daß die Stetigkeit an der Grenze zwischen den Bereichen B und C gewährleistet ist.

Erste Aussführungsform (Fig. 4 bis 6)

In den Fig. 4bis 6 ist ein Lichtstromkreis für eine Fahrzeug-Entladungslampe gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Hierbei wird der Lichtstromkreis 1 auf eine Fahrzeug- Metallhalogenidlampe angewendet, die ein Rechteckwellen-Beleuchtungssystem verwendet.

Schaltung (Fig. 4 und 5)

In Fig. 4 ist der Lichtstromkreis 1 schematisch gezeigt.

Übersicht (Fig. 4)

Der Lichtstromkreis 1 umfaßt eine Batterie 2, eine Schutzschaltung 3, eine Inverterschaltung 4, einen Stromdetektor 8, einen Spannungsdetektor 9, Zündschaltungen 10 und 10′, eine Strahlauswahleinrichtung 12, eine V-I-Steuereinrichtung 13, eine PWM-Steuereinrichtung 14, einen Zeitsignalgenerator 20 und eine Impulspausen-Steuereinrichtung/ einen Lampenstrom-Wellenformer 25.

Die Batterie 2 liefert über die Schutzschaltung 3 an die Inverterschaltung 4 eine Batteriespannung. Die Schutzschaltung 3 dient dazu, die Leistungsversorgung für die nachfolgenden Stufen zu unterbrechen, wenn sie von der V-I-Steuereinrichtung 13, die später beschrieben wird, ein Signal empfängt, das eine abnormale Schaltungsbedingnung anzeigt. Wenn sich die Schaltung im Normalzustand befindet, liefert die Schutzschaltung 3 bei Empfang der Signale von einem (nicht gezeigten) Lichtschalter und einem (nicht gezeigten) Strahlauswahlschalter (wobei "S_H" ein Befehlssignal für Fernlicht und "S_L" ein Befehlssignal für Abblendlicht bezeichnet) die Batteriespannung an die in der nachfolgenden Stufe befindliche Inverterschaltung 4. Die Inverterschaltung 4 umfaßt ein EMI-Filter 5, synchrone Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′ und synchrone Schaltelemente 7 und 7′. Die synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′ sind in der Stufe, die dem zur Rauschunterdrückung dienenden EMI-Filter 5 folgt, parallel vorgesehen, wobei die synchronen Schaltelemente 7 und 7′ (die in Fig. 4 durch Schaltersymbole dargestellt sind) zwischen die positiven Ausgangsanschlüsse der Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′ in Reihe geschaltet sind.

Das Verstärkungsverhältnis der synchronen Gleichspannungs-Gleichspanungs- Umformer 6 und 6′ wird durch ein Signal von einer (später beschriebenen) Treiberschaltung gesteuert. Der reziproke Schaltbetrieb der synchronen Schaltelemente 7 und 7′ wird durch ein Signal gesteuert, das ebenfalls von der Treibeschaltung ausgegeben wird, jedoch von dem oben erwähnten Signal von dieser Treiberschaltung verschieden ist.

Der Stromdetektor 8 besitzt einen Eingangsanschluß, der mit den Masse-Ausgangsanschlüssen der synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs- Umformer 6 und 6′ verbunden und daher geerdet ist, und einen weiteren Eingangsanschluß, der zwischen den synchronen Schaltelementen 7 und 7′ angeschlossen ist.

Der Spannungsdtektor 9 ist zwischen den Ausgangsanschlüssen der Inverterschaltung 4 vorgesehen, um deren Ausgangsspannung zu erfassen.

Die Zündschaltungen 10 und 10′ sind dazu vorgesehen, die Metallhalogenidlampen 11 und 11′ jeweils mit der Nennleistung von 35 W zu aktivieren.

Die Strahlauswahleinrichtung 12 dient dazu, aufgrund der Befehlssignale S_H bzw. S_L wahlweise die Zündschaltungen (10 bzw. 10′ zu betreiben. Wenn in die Strahlauswahleinrichtung 12 das Befehlssignal S_H eingegeben wird, sendet die Zündschaltung 10 an die Fernlicht-Metallhalogenidlampe 11 einen Auslöseimpuls, während bei Eingabe des Befehlssignals S_L in die Strahlauswahleinrichtung 12 die Zündschaltung 10′ an die Abblendlicht-Metallhalogenidlampe 11′ einen Auslöseimpuls sendet.

Wenn die V-I-Steuereinrichtung 13 vom Spannungsdetektor 9 ein die Ausgangsspannung der Inverterschaltung 4 betreffendes Erfassungssignal empfängt, berechnet sie gemäß diesem Erfassungssignal einen Strombefehlswert und schickt ein Befehlssignal (das mit "S_I" bezeichnet wird) an die später beschriebene PWM-Steuereinrichtung 14. Da die Beziehung zwischen der Lampenspannung V_L und dem Lampenstrom I_L im voraus so festgelegt wird, daß sich die weiter oben mit Bezug auf Fig. 1 beschriebene Steuerkurve ergibt, führt die V-I-Steuereinrichtung 13 eine Steuerung aus, derart, daß der Lampenstsrom I_L gemäß dem die Ausgangsspannung der Inverterschaltung 4 betreffenden Erfassungssignal fließen kann. Außerdem sendet die V-I- Steuereinrichtung 13 bei Beginn des Einschaltvorgangs der Lampe an die PWM-Steuereinrichtung 14 ein Signal aus (das mit "S_LIM" bezeichnet wird), um den Lampenstrom I_L so zu begrenzen, daß er keinen überhöhten Wert (I_L <I₀) annimmt.

Die PWM-Steuereinrichtung 14 umfaßt zwei Fehlerverstärker 15 und 15′, einen Komparator 16, einen Dreieckwellenoszillator 17 und einen Referenzspannungsgenerator 18. Einer der Fehlerverstärker 15 empfängt das Befehlssignal S_I von der V_I-Steuereinrichtung 13 und ein Erfassungssignal vom Stromdetektor 8, während der andere Fehlerverstärker 15′ das Strombegrenzungssignal S_LIM von der V-I-Steuereinrichtung 13 und das Erfassungssignal vom Stromdetektor 8 empfängt.

An einen der Eingangsanschlüsse des Komparators 16, der am anderen Eingangsanschluß einen Dreieckwellenimpuls vom Dreieckwellenoszillator 17 empfängt, wird ein analoges ODER-Signal eingegeben, das sich aus der ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale von den Fehlerverstärkern 15 und 15′ ergibt. Der Komparator 16 vergleicht die empfangenen Signale miteinander und gibt ein Ausgangssignal, das das Vergleichsergebnis darstellt, an einen Multiplikationsabschnitt 19 aus.

Der Referenzspannungsgenerator 18 dient dazu, eine stabile Spannung zu schaffen, die durch eine Änderung der Batteriespannung nicht beeinflußt wird, und sendet diese stabile Spannung an die einzelnen Schaltungsabschnitte (V-I-Steuereinrichtung 13 usw.).

Der Zeitsignalgenerator 20 führt an dem von einem Oszillator 21 ausgegebenen Rechteckwellen-Impulssignal eine Frequenzteilung aus und erzeugt zwei Zeitsignale mit entgegengesetzten Phasen. Diese Signale werden an den Multiplikationsabschnitt 19 geschickt, um dort mit dem Ausgangssignal des Komparators 16 multipliziert zu werden, wobei die sich ergebenden Signale über Gate-Treiber 23 bzw. 23′ einer Treiberschaltung 22 geschickt werden, in denen sie in Steuersignale für die jeweiligen snychronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 bzw. 6′ umgewandelt werden. die zwei Zeitsignale vom Zeitsignalgenerator 20 werden außerdem jeweils ohne Multiplikation über Puffer 24 bzw. 24′ der Treiberschaltung 22 geführt, in denen sie in Steuersignale für die jeweiligen synchronen Schaltelemente 7 bzw. 7′ umgewandelt werden.

Der Ausgangsanschluß der Impulspausen-Steuereinrichtung/des Lampenstrom- Wellenformers 25 ist über eine ODER-Verknüpfung mit den Ausgangsanschlüssen der Fehlerverstärker 15 und 15′ verbunden, so daß er die Impulspausenperiode des Ausgangssignals der PMW-Steuereinrichtung 14 steuern kann, um aufgrund des Signals vom Oszillator 21 die Steigung der Anstiegsflanke (oder der fallenden Flanke) des Lampenstroms zu verringern und bei Empfang eines Strahlauswahlsignals (das mit "S₁₂" bezeichnet wird) von der Strahlauswahleinrichtung 12 vorübergehend die Ausgangsspannung der PWM-Steuereinrichtung 14 auf den Wert "0" zu setzen. Das heißt, daß das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Komparators 16 durch die Ausgangssignale der Fehlerverstärker 15 und 15′ und der Impulspausen-Steuereinrichtung/ des Lampenstrom-Wellenformers 25 bestimmt wird.

Schaltungsaufbau der wesentlichen Teile (Fig. 5)

In Fig. 5 werden wesentliche Teile des Lichtstromkreises 1 im einzelnen erläutert. Für eine schematische Vereinfachung und ein einfacheres Verständnis der Schaltungsfunktion sind in Fig. 5 nur eine Schaltung des Paars von Zündschaltungen, d. h. die Fernlicht-Zündschaltung 10 und deren zugehörige Metallhalogenidlampe 11 gezeigt, während die anderen Schaltungsteile für das Abblendlicht weggelassen werden, weil die erstgenannten Elemente die gleiche Funktion wie die letztgenannten Elemente besitzen (es müssen lediglich die Zündschaltung 10 durch die Zündschaltung 10′ und die Metallhalogenidlampe 11 durch die Metallhalogenidlampe 11′ ersetzt werden).

Inverterschaltung

In Fig. 5 bezeichnen die Bezugszeichen 26 und 26′ Gleichspannungs- Eingangsanschlüsse, in die die Batteriespannung über die Schutzschaltung 3 eingegeben wird, wobei der erstere ein positiver Anschluß und der letztere ein Masseanschluß ist.

Die Inverterschaltung 4 enthält einen Kondensator 27, der zwischen die Gleichspannungs-Eingangsanschlüsse 26 und 26′ eingesetzt ist, und eine Spule 28, deren eines Ende mit dem Eingangsanschluß 26 verbunden ist. Die Inverterschaltung 4 ist in der der Spule 28 folgenden Stufe in zwei Systeme unterteilt, wobei zwischen die Leistungsversorgungsleitungen des einen Systems ein Kondensator 29 und zwischen die Leistungsversorgungsleitungen des anderen Systems ein Kondensator 29′ eingesetzt ist. Diese Schaltungselemente bilden ein EMI-Filter 5 vom π-Typ.

Für die erwähnten synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′ werden Umformer vom Vorwärtstyp verwendet, so daß das gewünschte Verstärkungsverhältnis durch die Änderung des Tastverhältnisses des Steuerimpulses, der in das auf der Primärwicklungsseite eines jeden Transformators vorgesehene aktive Schaltelement eingegeben wird, erzielt werden kann.

Der synchrone Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 umfaßt einen Transformator 30 mit einer Primärwicklung 30a und einer Sekundärwicklung 30b, die in Phase sind. Der Mittelabgriff der Primärwicklung 30a ist mit dem positiven Anschluß des Kondensators 29 verbunden.

Der Drain eines N-Kanal-FET 31 ist mit dem Wicklungsabschlußende der Primärwicklung 30a verbunden, während die Source dieses Transistors 31 mit dem Massenanschluß des Kondensators 29 verbunden ist. Der FET 31 empfängt an seinem Gate über einen Widerstand 32 von einem Gate-Treiber (der später beschrieben wird) ein Steuersignal (das mit "Sa" bezeichnet wird). Dieses Signal Sa steuert den Schaltbetrieb des FET 31.

Zwischen das Gate und die Source des FET 31 ist ein Widerstand 33 geschaltet. Die Kathode einer Diode 34 ist mit dem Wicklungsanfangsende der Primärwicklung 30a verbunden, während die Anode dieser Diode 34 mit der Source des FET 31 verbunden ist. Auf der Seite der Sekundärwicklung 30b des Transformators 30 sind Dioden 35 und 36 vorgesehen, wobei die Anode der Diode 35 mit dem Wicklungsanfangsende der Sekundärwicklung 30b und die Anode der Diode 36 mit dem Wicklungsabschlußende der Sekundärwicklung 30b verbunden ist. Die Kathoden dieser Dioden 35 und 36 sind zusammen mit einem Ende einer Spule 37 verbunden.

Der synhrone Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6′ besitzt den gleichen Aufbau wie der obenbeschriebene synchrone Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer 6, mit der Ausnahme, daß die Primärwicklung und die Sekundärwicklung des den Umformer 6′ bildenden Transformators gegenphasig sind.

Der Transformator 30, dessen Primärwicklung 30a und Sekundärwicklung 30b gleichphasig sind, bildet den synchronen Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer 6. Der Mittelabgriff der Primärwicklung 30′a des Transformators 30′ ist mit dem positiven Anschluß des Kondensators 29′ verbunden. Der Drain eines N-Kanal-FET 31′ ist mit dem Wicklungsabschlußende der Primärwicklung 30′a verbunden, während die Source des FET 31′ mit dem Gleichspannungs-Eingangsanschluß 26′ verbunden ist. Das Gate des FET 31′ wird über einen Widerstand 32′ von einem weiteren Gate-Treiber (der ebenfalls später beschrieben wird) mit einem Steuersignal (das mit "Sb" bezeichnet wird) versorgt.

Zwischen das Gate und die Source des FET 31′ ist ein Widerstand 33′ geschaltet. die Kathode einer Diode 34′ ist mit dem Wicklungsanfangsende der Primärwicklung 30′a verbunden, während die Anode mit der Source des FET 31′ verbunden ist. Auf der Seite der Sekundärwicklung 30′b des Transformators 30′ sind Dioden 35′ und 36′ vorgesehen, wobei die Anode der Diode 35′ mit dem Wicklungsanfangsende der Sekundärwicklung 30′b und die Anode der Diode 36′ mit dem Wicklungsabschlußende der Sekundärwicklung 30′b verbunden ist. Die Kathoden der Dioden 35′ und 36′ sind zusammen mit einem Ende einer Spule 37′ verbunden. Die Anoden der Dioden 36 und 36′ sind beide geerdet.

Für die synchronen Schaltelemente 7 und 7′ werden jeweils N-Kanal- FETs 38 und 38′ verwendet, die zwischen den ausgangsseitigen Enden der Spulen 37 und 37′ in Reihe geschaltet sind. Das heißt, daß der FET 38 dem synchronen Schaltelement 7 entspricht, während der andere FET 38′ dem synchronen Schaltelement 7′ entspricht. Die Drains der FETs 38 und 38′ sind jeweils mit den ausgangsseitigen Enden der Spulen 37 und 37′ verbunden, während ihre Souces beide über einen Widerstand 39 geerdet sind. Die Gates der FETs 38 und 38′ werden über Widerstände 40 bzw. 40′ mit Signalen von den entsprechenden Puffern der Treiberschaltungen (die später beschrieben werden) versorgt, wobei diese Signale mit "Sc" bzw. mit "Sd" bezeichnet werden.

Der Widerstand 39 entspricht dem Stromdetektor 8, wobei ein Stromerfassungssignal (das mit "Si" bezeichnet wird), das an einem Ende (auf der Seite der Source der FETs 38 und 38′) des Widerstandes 39 abgegriffen wird, an die PWM-Steuereinrichtung 14 geschickt wird.

Parallel zu den FETs 38 und 38′ sind Frequenzteiler-Widerstände 41 und 41′ vorgesehen, die den Spannungsdetektor 9 bilden. Diese Widestände 41 und 41′ erzeugen ein Spannungserfassungssignal (das mit "Se" bezeichnet wird), das an die V-I-Steuereinrichtung 13 geschickt wird. Parallel zu den Frequenzteilerwiderständen 41 und 41′ ist ein Kondensator 42 geschaltet.

Zündschaltung

Die Zündschaltung 10 umfaßt einen Auslöseimpulsgenerator 43 und einen Auslösetransformator 44.

Die Primärwicklung 44a des Auslösetransformators 44 ist mit der Ausgangsstufe des Auslöseimpulsgenerators 43 verbunden, während die Sekundärwicklung 44b auf der leistungsführenden Leitung der Metallhalogenidlampe 11 vorgesehen ist. Zum Zeitpunkt des Beginns der Aktivierung der Lampe 11 arbeitet die Zündschaltung 10 aufgrund des Signals von der Strahlauswahleinrichtung 12, um einen Auslöseimpuls zu erzeugen, der wiederum nach einer Verstärkung durch den Auslösetransformator 44 in die Lampe 11 eingegeben wird.

V-I-Steuereinrichtung

Die V-I-Steuereinrichtung 13 besitzt einen Eingangsanschluß 45, in den das von den Frequenzteiler-Widerständen 41 und 41′ erzeugte Spannungserfassungssignal Se eingegeben wird. Weiterin umfaßt die V-I- Steuereinrichtung 13 einen Spannungspuffer 46, eine Zenerdiode 49, eine Diode 50 und ein Doppelsystem darstellende Schaltungen 52 und 53 mit identischem Aufbau.

Der Spannungspuffer 46 umfaßt einen Operationsverstärker 47, dessen nichtinvertierender Eingangsanschluß über einen Widerstand 48 mit dem Spannungserfassungssignal-Eingangsanschluß 45 verbunden ist und dessen invertierender Eingangsanschluß mit seinem eigenen Ausgangsanschluß verbunden ist. Die Kathode der Zenerdiode 49 ist mit dem Eingangsanschluß 45 verbunden, während deren Anode geerdet ist.

Die Kathode der Diode 50 ist mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 47 verbunden, während ihre Anode mit einem beweglichen Anschluß eines variablen Widestandes 51 verbunden ist. An diesen variablen Widerstand 51 wird eine Referenzspannung (die mit "V_ref" bezeichnet wird), die vom Referenzspannungsgenerator 18 erzeugt wird, angelegt.

Die Ausgabe des Spannungspuffers 46 wird über die Doppelsystem- Schaltungen 52 und 53 mit identischem Aufbau in den Fehlerverstärker 15 eingegeben.

Die Schaltung 52 dient dazu, die Leistungssteuerung im Übergangsbereich A_b auszuführen; sie umfaßt einen Differenzverstärker 54 und in der nachfolgenden Stufe eine ideale Diodenschaltung 55. Der Differenzverstärker 54, umfaßt ein negativ rückgekoppelten Operationsverstärker 57 dessen invertierender Eingangsanschluß über einen Widerstand 58 mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 57 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 57 wird mit einer vorgegebenen Spannung (V₁) versorgt, die durch die Einstellung eines variablen Widerstandes 59 auf der Grundlage der Referenzspannung V_ref erzeugt wird.

Die ideale Diodenschaltung 55 umfaßt einen Operationsverstärker 60, eine Diode 61 und einen Kondensator 62. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 60 ist mit der Anode der Diode 61 verbunden, während sein invertierender Eingangsanschluß mit der Kathode der Diode 61 verbunden ist, wobei der Kondensator 62 zwischen den Ausgangsanschluß und den invertierenden Eingangsanschluß eingesetzt ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 60 ist mit dem Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers 54 verbunden. Die Schaltung 53 dient zur Leistungssteuerung im Bereich B einer stabilen Leistungssteuerung und enthält einen Differenzverstärker 63 und in der nachfolgenden Stufe eine ideale Diodenschaltung 64. Der Differenzverstärker 63 umfaßt einen negativ rückgekoppelten Operationsverstärker 66 (wobei die negative Rückkopplung von einem Widerstand 65 bewirkt wird), dessen invertierender Eingangsanschluß über einen Widerstand 67 mit dem Ausgangsanschluß des Spannungspuffers 46 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 66 wird mit einer Spannung (V₂) versorgt, die durch die Einstellung eines variablen Widerstandes (68) auf der Grundlage der Referenzspannung V_ref erzeugt wird.

Die ideale Diodenschaltung 64 umfaßt einen Operationsverstärker 69, eine Diode 70 und einen Kondensator 71. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 69 ist mit der Anode der Diode 70 verbunden, während sein invertierender Eingangsanschluß mit der Kathode der Diode 70 verbunden ist, wobei zwischen den Ausgangsanschluß und den invertierenden Eingangsanschluß der Kondensator 71 eingesetzt ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 69 ist mit dem Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers 63 verbunden.

PWM-Steuereinrichtung

Die PWM-Steuereinrichtung 14 umfaßt einen den Fehlerverstärker 15 bildenden Operationsverstärker 72, einen Rückkopplungswiderstand 76, einen Widerstand 77, einen den Fehlerverstärker 15′ bildenden Operationsverstärker 78, einen Rückkopplungswiderstand 81, den obenerwähnten Komparator 16, den obenerwähnten Dreieckwellen-Oszillator 17 und einen Puffer 82.

Der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 72 ist über einen Widerstnd 73 mit den Ausgangsanschlüssen der idealen Diodenschaltungen 55 und 64 (d. h. mit den Kathoden der Dioden 61 und 70) verbunden, so daß dieser invertierende Eingangsanschluß das Befehlssignal S_I empfängt. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 72 ist über einen Widerstand 74 mit einem Eingangsanschluß 75 verbunden, über den das Stromerfassungssignal S_i geliefert wird.

Der Rückkopplungswiderstand 76 ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 72 eingesetzt, während der Widerstand 77 zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und Masse eingesetzt ist.

Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 78 ist über einen Widerstand 79 mit dem Eingangsanschluß 75 vebunden, um so das Stromerfassungssignal S_i zu empfangen. An den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 78 wird eine vorgegebene Spannung (die dem Strombegrenzungssignal S_LIM entspricht) angelegt. Diese vorgegebene Spannung wird durch die Einstellung eines variablen Widerstandes auf der Grundlage der Referenzspannung V_ref abgegriffen.

Der Rückkopplungswiderstand 81 ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 78 vorgesehen.

Die Ausgangsanschlüsse der Operationsverstärker 72 und 78 sind mit dem negativen Eingangsanschluß des Komparators 16 verbunden. Das heißt, daß die Ausgangsanschlüsse der Fehlerverstärker 15 und 15′ in Form einer analogen ODER-Verknüpfung mit dem Komparator 16 verbunden sind.

Der Komparator 16 empfängt an seinem positiven Eingangsanschluß vom Dreieckwellenoszillator 17 einen Dreieckwellenimpuls, dessen Grundfrequenz ungefähr 300 kHz beträgt. Die Ausgabe des Komparators 16 wird über den Puffer 82 an den Multiplikationsabschnitt 19 geschickt.

Zeitsignalgenerator

Der Zeitsignalgenerator 20 umfaßt ein D-Flip-Flop 83, dessen D-Eingangsanschluß mit dem ¬Q-Ausgangsanschluß verbunden ist, wodurch im wesentlichen ein T-Flip-Flop gebildet wird. Der Takt-Eingangsanschluß des Flip-Flops 83 wird mit einem Rechteckwellensignal vom Oszillator 21, das eine Grundfrequenz von ungefähr 200 Hz besitzt, versorgt.

Multiplikationsabschnitt und Treiberschaltung

Der Multiplikationsabschnitt 19 umfaßt NAND-Schaltungen 84 und 84′ mit jeweils zwei Eingängen, wobei jeweils ein Eingangsanschluß mit dem Ausgangssignal (PWM-Signal) der PWM-Steuereinrichtung 14 versorgt wird. Der andere Eingangsanschluß der NAND-Schaltung 84 wird mit der Q-Ausgabe des Flip-Flops 83 versorgt, während der andere Eingangsanschluß der NAND-Schaltung 84′ mit der ¬Q-Ausgabe des Flip-Flops 83 versorgt wird.

Die Ausgangssignale der NAND-Schaltungen 84 und 84′ werden über Gate-Treiber 23 und 23′ als Steuersignale S_a bzw. S_b an die FETs 31 bzw. 31′ der Inverterschaltung 4 geliefert.

Die Bezugszeichen 85 und 85′ bezeichnet NICHT-Schaltungen, von denen jede eine NAND-Schaltung mit zwei Eingängen umfaßt. Beide Eingangsanschlüsse der NICHT-Schaltung 85 sind mit dem ¬-Ausgangsanschluß des Flip-Flops 83 verbunden, während die beiden Eingangsanschlüsse der NICHT-Schaltung 85′ mit dem Q-Ausgangsanschluß des Flip-Flops 83 verbunden sind. Die Ausgangssignale der NICHT-Schaltungen 85 und 85′ werden über die Puffer 24 und 24′ als Steuersignale S_c bzw. S_d an die synchronen Schaltelemente 7 bzw. 7′ geschickt.

Betrieb (Fig. 6)

Nun wird mit Bezug auf Fig. 6 der Betrieb des Lichtstromkreises 1 beschrieben. Zunächst wird der Leistungsversorgungspfad an die Metallhalogenidlampe 11 (11′) beschrieben. Wenn der (nicht gezeigte) Lichtschalter aktiviert wird, wird die Batteriespannung in die synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′, die die Inverterschaltung 4 bilden, eingegeben. Die Schaltoperationen der FETs 31 und 31′ der synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer 6 bzw. 6′ werden durch die von den Gate-Treibern 23 bzw. 23′ ausgegebenen Steuersignale S_a bzw. S_b gesteuert, wodurch die Ausgangsspannungen der Umformer 6 und 6′ gesteuert werden.

Die Schaltoperationen der synchronen Schaltelemente 7 und 7′ werden wechselseitig von den Steuersignalen S_c und S_d von den Puffern 24 bzw. 24′ gesteuert. Wenn das Schaltelement 7′ (FET 38′) im EIN-Zustand ist und das Schaltelement 7 (FET 38) im AUS-Zustand ist, wird ein Strompfad von der Spule 37 über die Sekundärwicklung 44b des Auslösetransformators 44, die Lampe 11 und den FET 38′ zum Widerstand 39 gebildet, um die Ausgabe des synchronen Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformers 6 als Ausgabe der Inverterschaltung 4 zu wählen. Wenn anderereits das Schaltelement 7 (FET 38) im EIN-Zustand ist und das Schaltelement 7′ (FET 38′) im AUS-Zustand ist, wird ein Strompfad von der Spule 37′ über die Sekundärwicklung 44b des Auslösetransformators 44, die Lampe 11 und den FET 38 zum Widerstand 39 gebildet, um die Ausgabe des synchronen Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformers 6′ als Ausgabe der Inverterschaltung 4 zu wählen.

Eine durch diesen Wechselbetrieb der synchronen Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer 6 und 6′ abgegriffene Rechteckwellenspannung wird an die Metallhalogenidlampe 11 (11′) geliefert.

In dem Wellenformdiagramm von Fig. 6 ist dieser Sachverhalt schematisch dargestellt; hierbei sind S_a, S_b, S_c und S_d die obenerwähnten Steuersignale, während F(I_L) die Wellenform des Lampenstroms ist. Wie aus diesem Diagramm ersichtlich, besitzen die Steuersignale S_a und S_b hochfrequente Wellenformen, deren Tastverhältnisse durch die V-I-Steuereinrichtung 13 bestimmt und mit einer Periode von 1/100 s wiederholt werden. Die Signale S_a und S_b besitzen eine Phasendifferenz von 180°. Die Steuersignale S_c und S_d besitzen Rechteckwellenformen mit einer Grundfrequenz von 100 Hz und entgegengesetzten Phasen, wobei S_c mit S_b und S_d mit S_a jeweils ein Paar bildet. Die Wellenform F(I_L) des Lampenstroms besitzt ein hochfrequentes Wellensignal (300 kHz), das einer niederfrequenten Rechteckwellenform (100 Hz) überlagert ist.

Nun wird der Betrieb der V-I-Steuerung beschrieben. Für die Steuerung des Einschaltbeschleunigungsbereichs A_a werden die Diode 50 und der variable Widerstand 51 verwendet.

Wenn die Lampenspannung V_L niedrig ist und das Spannungserfassungssignal Se einen niedrigen Spannungspegel besitzt, wird die Diode 50 in den leitenden Zustand versetzt, so daß die Ausgabe des Spannungspuffers 46 konstant wird. Der Fehlerverstärker 15′ legt die obere Grenze des Lampenstroms im Bereich A_a fest, wobei die PWM-Steuerung so ausgeführt wird, daß die Differenz zwischen dem Spannungswert des Stromerfassungssignals S_i bei Beginn des Einschaltvorgangs der Lampe und der durch den variablen Widerstand 80 bestimmten Referenzspannung im wesentlichen den Wert "Null" annimmt.

Wenn der Pegel des Spannungserfassungssignals groß wird, tritt die Spannung über der Diode 50 in den nichtlinearen Bereich der Spannungs- Strom-Kennlinie in Vorwärtsrichtung der Diode 50 ein und liefert zum Zeitpunkt des Übergangs vom Bereich A_a in den Bereich A_b die Steuerkurve h. Das heißt, daß die Kurve h durch die Ausnutzung der Nichtlinearität der Diodenkennlinie verwirklicht wird.

Die Schaltung 52 erzeugt ein dem geradlinigen Teil g_b im Übergangsbereich A_b zugeordnetes Steuersignal während das Ausgangssignal der idealen Diodenschaltung 55, das der Differenz zwischen dem Spannungspegel des über den Spannungspuffer 46 eintretenden Spannungserfassungssignals S_e und dem Referenzpegel V₁ entspricht, an den Fehlerverstärker 15 geliefert wird. Genauer ist das Ausgangssignal der idealen Diodenschaltung 55 das Befehlssignal S_I, das den Lampenstrom I_L, der in Abhängigkeit von der Lampenspannung V_L fließen soll, festlegt und das mit dem dem tatsächlichen Lampenstrom I_L im Fehlerverstärker 15 entsprechenden Stromerfassungssignal S_i verglichen wird, Dies hat zur Folge, daß vom Komparator 16 und dem Dreieckwellenoszillator 17 eine PWM-Welle mit einem der Differenz zwischen den zwei Signalen entsprechenden Tastverhältnis erzeugt wird. Diese PWM-Welle wird in den NAND-Schaltungen 84 bzw. 84′ des Multiplikationsabschnittes 19 mit niederfrequenten Rechteckwellen vom Oszillator 21 multipliziert, so daß sich nach dem Durchgang durch die Gate-Treiber 23 bzw. 23′ die Steuersignale S_a und S_b ergeben.

Die Steuerung des Bereichs B mit stabiler Leistungssteuerung ist leicht verständlich, weil die diese Steuerung ausführende Schaltung 53 den gleichen Aufbau wie die obenbeschriebene Schaltung 52 besitzt.

Das Ausgangssignal der idealen Diodenschaltung 55, d. h. das den Lampenstrom betreffende Befehlsignal S_I wird an den Fehlerverstärker 15 geschickt und mit dem dem tatsächlichen Lampenstrom I_L entsprechenden Stromerfassungssignal S_i verglichen. Die PWM-Steuerung wird so ausgeführt, daß die Differenz zwischen diesen beiden Signalen im wesentlichen auf den Wert "Null" gesetzt wird. Genauer wird die vom Komparator 16 und vom Dreieckwellenoszillator 17 erfaßte PWM-Welle im Multiplikationsabschnitt 19 mit niederfrequenten Rechteckwellen vom Zeitsignalgenerator 20 multipliziert, woraus sich die Steuersignale S_a und S_b ergeben.

Die Steuerkurve wird entsprechend der Gleichung (I) linear, wobei dieser lineare Bereich eine Approximation der stabilen Leistungskurve P₃₅ ist.

Der den Bereich C betreffende Schaltungsteil umfaßt die Zenerdiode 49, die in der dem Spannungspuffer 46 vorhergehenden Stufe vorgesehen ist. Da die Kathode der Zenerdiode 49 zwischen die Frequenzteilerwiderstände 41 und 41′ geschaltet ist, wird die Eingangsspannung des Spannungspuffers 46 die Zenerspannung der Zenerdiode 49 (die mit "V_Z" bezeichnet wird) nicht übersteigen, wenn die Lampenspannung V_L groß ist und der Pegel des entsprechenden Spannungserfassungssignals S_e ansteigt, so daß die Ausgangsspannung des Spannungspuffers 46 konstant wird (V_Z). Der Punkt des Übergangs vom Bereich B in den Bereich C ist durch den Zeitpunkt gegeben, in dem der Spannungspegel des die Ausgangsspannung der Inverterschaltung 4 betreffenden Erfassungssignals gleich der Zenerspannung V_Z wird.

Während eines Kaltstartvorgangs wird im V-I-Steuerbetrieb die Leistungssteuerung unmittelbar nach der Betätigung des Lichtschalters auf der Grundlage der Steuerkurve im Bereich C ausgeführt; danach tritt der Übergang vom Bereich A_a in den Bereich B der stabilen Leistungssteuerung ein. Bei allen anderen Startvorgängen (die kein Kaltstartvorgang sind) findet entsprechend der Zeitdauer zwischen der Inaktivierung der Lampe und dem Aktivieren der Lampe entweder ein Übergang vom Bereich A_b in den Bereich B statt oder die Steuerung tritt unmittelbar in den Bereich B ein.

Wirkung

In dem obenbeschriebenen Lichtstromkreis 1 wird die Steuerung so ausgeführt, daß im Einschaltbeschleunigungsbereich A_a bei Beginn des Lampeneinschaltvorgangs eine die Nennleistung übersteigende übermäßige Leistung an die Metallhalogenidlampe geliefert wird, um den Anstieg des von der Lampe ausgehenden Lichtstroms zu beschleunigen, wobei sich die stabile Leistungskurve und die im Übergangsbereich A_b für den Übergang in den Bereich C der stabilen Leistungssteuerung liegende gerade Linie g_b in einem kleinen Winkel schneiden. Diese Steuerung unterdrückt ein Überschwingen und ein Unterschwingen beim Anstieg des von der Lampe ausgehenden Lichtstroms, wodurch die Lichtstromstabilisierungszeit verkürzt wird.

Zweite Ausführungsform (Fig. 7 und 8)

In den Fig. 7 und 8 ist ein Lichtstromkreis 1A für eine Fahrzeug-Entladungslampe gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, der in einem Sinuswellen-Beleuchtungssystem Anwendung findet. Diejenigen Teile des Aufbaus der zweiten Ausführungsform 1A, die dieselbe Funktionen wie die entsprechenden Teile in der ersten Ausführungsform besitzen, erhalten die gleichen Bezugszeichen, außerdem wird ihre wiederholte Beschreibung weggelassen.

Übersicht (Fig. 7)

In Fig. 7 ist der allgemeine Aufbau des Lichtstromkreises 1A um einer einfacheren Darstellung willen nur für eine einzige Metallhalogenidlampe gezeigt.

Der Lichtstromkreis 1A umfaßt eine Batterie 2, einen Lichtschalter 102, eine Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103, eine Hochfrequenz- Verstärkerschaltung 105, eine Zündschaltung 106, eine Zündstarterschaltung 107, einen Lampenspannungsdetektor 109, einen Lampenstromdetektor 110, eine V-I-Steuereinrichtung 13 und eine PWM-Steuereinrichtung 14.

Die Batterie 2 ist mit den Gleichspannungseingangsanschlüssen 101 und 101′ verbunden.

Der Lichtschalter 102 ist auf einer positiven Leitung 104 vorgesehen, die den positiven Anschluß der Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103 und den Gleichspannungseingangsanschluß 101 (d. h. den positiven Anschluß der Batterie 2) verbindet. Eine Masseleitung 104′ verbindet den anderen Eingangsanschluß der Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103 mit dem Gleichspannungseingangsanschluß 101′.

Die Hochfrequenz-Verstärkerschaltung 105 wandelt die Gleichspannungsausgabe der Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103 in eine sinusförmige Wechselspannung um und gibt die letztere aus.

Die Zündschaltung 106 erzeugt aufgrund eines Signals von der Zündstartschaltung 107 zum Zeitpunkt der Aktivierung der Lampe 11 einen Auslöseimpuls, überlagert diesen Impuls der Wechselspannungsausgabe der Hochfrequenz-Verstärkerschaltung 105 und legt das sich ergebende Signal an die zwischen die Wechselspannungsausgangsanschlüsse 108 und 108′ geschaltete Metallhalogenidlampe 11 an.

Der Lampenspannungsdetektor 109 führt für die an die Wechselspannungsausgangsanschlüsse 108 und 108′ angelegte Spannung eine Frequenzteilung aus, woraufhin sie die sich ergebende Spannung gleichrichtet, um so ein die Lampenspannung V_L betreffendes Erfassungssignal S_e zu liefern. Dieses Signal S_e wird sowohl in die V-I-Steuereinrichtung 13 als auch in die Zündstarterschaltung 107 eingegeben.

Der Lampenstromdetektor 110 führt eine Spannungsumwandlung des Lampenstroms aus, woraufhin er die sich ergebende Spannung gleichrichtet und dadurch ein den Lampenstrom I_L betreffendes Erfassungssignal S_i liefert. Dieses Signal S_i wird in die V-I-Steuereinrichtung 13 eingegeben.

Die V-I-Steuereinrichtung 13 gibt an die PWM-Steuereinrichtung 14 ein Befehlssignal aus. Ein von der PWM-Steuereinrichtung 14 erzeugtes Steuersignal (d. h. eine PWM-Welle, die mit "P_S" bezeichnet wird) wird über einen Gate-Treiber 111 in die Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103 rückgekoppelt.

Schaltungsaufbau der wesentlichen Teile (Fig. 8)

In Fig. 8 werden nur die wesentlichen Teile des Lichtstromkreises 1A im einzelnen erläutert.

Gleichspannungs-Verstärkerschaltung

Die Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 113 umfaßt einen Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer vom Zerhackertyp, der eine auf der positiven Leitung 104 vorgesehene Induktionsspule 112 enthält, einen N-Kanal-FET 113, eine Gleichrichterdiode 114 und einen Glättungskondensator 115. Der N-Kanal-FET 113 ist in der der Induktionsspule 112 folgenden Stufe zwischen der positiven Leitung 104 und der Masseleitung 104′ vorgesehen; er wird durch den Steuerimpuls P_S, der über den Gate-Treiber 111 von der PWM-Steuereinrichtung 14 geschickt wird, geschaltet. Die Anode der auf der positiven Leitung 104 angeordneten Gleichrichterdiode 114 ist mit dem Drain des FET 113 verbunden. Der Glättungskondensator 115 ist zwischen der Kathode der Diode 114 und der Masseleitung 104′ vorgesehen. In der Gleichspannungs- Verstärkerschaltung 103 akkumuliert die Induktionsspule 112 Energie, wenn der FET 113 durch den über den Gate-Treiber 111 von der PWM-Steuereinrichtung 14 geschickten Steuerimpuls P_S auf Durchlaß geschaltet ist und entlädt die akkumulierte Energie, wenn der FET 113 gesperrt wird. Eine der entladenen Energie ensprechende Spannung wird der Eingangsspannung überlagert, um die Gleichspannung zu verstärken.

Hochfrequenz-Verstärkerschaltung

Die Hochfrequenz-Verstärkerschaltung 105 umfaßt eine selbsterregende Gegentakt-Inverterschaltung, die einen Transformator 116, eine Drosselspule 117, N-Kanal-FETs 118 und 118′, eine Rückkopplungswicklung 119, Widerstände 120 und 120′, Konstantstromdioden 121 und 121′ und Kondensatoren 122 und 123 enthält. Die Drosselspule 117 ist auf einer Leitung vorgesehen, die den positiven Ausgangsanschluß der Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 103 mit dem Mittelabgriff der Primärwicklung 116a des Transformtors 116 verbindet. Der Drain des N-Kanal-FET 118 ist mit einem Wicklungsanfangsende der Primärwicklung 116a verbunden, während der Drain des N-Kanal- FET 118′ mit einem Wicklungsabschlußende der Primärwicklung 116a verbunden ist. Die Sources der FETs 118 und 118′ sind mit der Masseleitung 104′ verbunden. Die Rückkopplungswicklung 119, die auf der Seite der Primärwicklung des Transformators 116 vorgesehen ist, ist mit einem Ende über einen Widerstand mit dem Gate des FET 118 und mit dem anderen Ende über einen weiteren Widerstand mit dem Gate des FET 118′ verbunden. Der Widerstand 120 ist zwischen das Gate und die Source des FET 118 geschaltet, während der Widerstand 120′ zwischen das Gate und die Source des FET 118′ geschaltet ist.

Die Konstantstrom-Diode 121 ist zwischen das eingangsseitige Ende der Drosselspule 117 und das Gate des FET 118 geschaltet, während die Konstantstrom-Diode 121′ zwischen das eingangsseitige Ende der Drosselspule 117 und das Gate des FET 118′ geschaltet ist.

Der Kondensator 122 ist auf der Seite der Primärwicklung des Transformators 116 vorgesehen, während der Kondensator 123 auf der Seite der Sekundärwicklung des Transformators 116 vorgesehen ist.

In der Hochfrequenz-Verstärkerschaltung 105 führen die FETs 118 und 118′ aufgrund einer in der Rückkopplungswicklung 119 induzierten Spannung einen wechselseitigen Schaltbetrieb aus und erzeugen so über der Sekundärwicklung 116b des Transformators 116 eine sinusförmige Wechselspannung.

Lampenspannungsdetektor

Der Lampenspannungsdetektor 109 umfaßt Frequenzteilerwiderstände 124 und 124′, einenKondensator 125, eine Zenerdiode 126, einen Widerstand 127, eine Zenerdiode 128 und einen Operationsverstärker 129.

Die Frequenzteilerwiderstände 124 und 124′ sind der Lampenspannung zugeordnet und zwischen den Wechelspannungsausgangsanschlüssen 108 und 108′ vorgesehen.

Der Kondensator 125 und die Zenerdiode 126 sind jeweils parallel zum Frequenzteilerwiderstand 124′ vorgesehen.

Eine über der Zenerdiode 126 anliegende Spannung wird über den Widerstand 17 und die Zenerdiode 128 in den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 129 eingegeben. Der Operationsverstärker 129 bildet zusammen mit einer in dessen Ausgangsstufe vorgesehenen Diode 130 und einem zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 129 vorgesehenen Kondensator 131 eine ideale Diodenschaltung 132, deren Ausgangssignal das Lampenspannungserfassungssignal S_e ist.

Das Erfassungssignal S_e wird in den Eingangsanschluß 45 der V-I- Steuereinrichtung 13 eingegeben und in den Fehlerverstärker 15 der PWM-Steuereinrichtung 14 geschickt, nachdem es den Spannungspuffer 46 und die Schaltungen 52 oder 53 durchlaufen hat.

Lampenstromdetektor

Der Lampenstromdetektor 110 umfaßt einen Widerstand 133 für die Erfassung des Lampenstroms, einen Kondensator 134, einen Widerstand 135, eine Zenerdiode 136 und einen Operationsverstärker 137.

Der Widerstand 133 ist auf einer Leitung vorgesehen, die das Wicklungsabschlußende der Sekundärwicklung 116b des Transformators 116 mit dem Wechselspannungsausgangsanschluß 108′ verbindet.

Der Kondensator 134 ist parallel zum Widerstand 133 angeordnet, wobei eine Spannung über dem Kondensator 134 über den Widerstand 135 und die Zenerdiode 136 in den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 137 eingegeben wird.

Der Operationsverstärker 137 bildet zusammen mit einer Diode 138 und einem Kondensator 139, die beide in dessen Ausgangsstufe vorgesehen sind, eine ideale Diodenschaltung 140, deren Ausgangssignal das den Lampenstrom betreffende Erfassungssignal S_e ist. Dieses Erfassungssignal S_e wird über den Eingangsanschluß 75 der V-I-Steuereinrichtung 13 an die Fehlerverstärker 15 und 15′ in der PWM-Steuereinrichtung 14 geschickt.

PWM-Steuereinrichtung

Die Ausgangssignale der Fehlerverstärker 15 und 15′ werden in den Komparator 16 eingegeben, indem die Pegel dieser Signale mit dem Pegel der Dreieckwelle vom Oszillator 17 verglichen werden. Eine vom Komparator 16 ausgegebene PWM-Welle besitzt ein Tastverhältnis, das der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 15 oder 15′ entspricht.

Diese PWM-Welle wid über den Puffer 82 und den Gate-Treiber 111 als Steuersignal P_S an das Gate des FET 113 in der Gleichspannungs- Verstärkerschaltung 103 geschickt.

Claims

1. Lichtstromkreis für eine Fahrzeug-Entladungslampe (11, 11′), gekennzeichnet durch
eine Gleichspannungs-Wechselspannungs-Umformungseinrichtung (7, 7′) zum Umwandeln einer Gleichspannung in eine Wechselspannung und zum Liefern der Wechselspannung an die Entladungslampe (11, 11′);
einen Lampenspannungsdetektor (9) zum Abgreifen eines die Lampenspannung (V_L) der Entladungslampe (11, 11′) betreffenden Erfassungssignals;
einen Lampenstromdetektor (8) zum Abgreifen eines den Lampenstrom der Entladungslampe (11, 11′) betreffenden Erfassungssignals;
eine Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) für die Erzeugung eines Lampenstrom-Steuerbefehlssignals (S_I), das bei Empfang des Erfassungssignals vom Lampenspannungsdetektor (9) in Abhängigkeit von der Lampenspannung (V_L) erzeugt wird, und für die Lieferung eines Steuersignals an die Gleichspannungs-Wechelspannungs- Umformungseinrichtung (7, 7′), derart, daß zwischen dem Steuerbefehlssignal (S_I) und dem Erfassungssignal vom Lampenstromdetektor (8) keine Differenz verursacht wird, wodurch die Ausgangsspannung der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Umformungseinrichtung (7, 7′) gesteuert wird, wobei die Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) wenigstens einen Einschaltbeschleunigungsbereich (A_a) für die Erzeugung des Lampenstrom-Steuerbefehlssignals (S_I) zum Liefern einer Leistung, die größer als die Nennleistung der Entladungslampe (11, 11′) ist, und einen Bereich (B) einer stabilen Leistungssteuerung für die Ausführung einer stabilen Leistungssteuerung der Entladungslampe (11, 11′) bei Nennleistung besitzt, wobei die Gesamtheit dieser Steuerbereiche die Spannungs-Strom-Kennlinie der Lampe (11, 11′) zur Grundlage hat; und
eine Leistungsänderung-Reduktionseinrichtung (52, 53) für die Unterdrückung einer Änderung der Leistungsversorgung an die Entladungslampe (11, 11′) in Abhängigkeit von der Lampenspannung (V_L) zum Zeitpunkt des Übergangs vom Einschaltbeschleunigungsbereich (A_a) in den Bereich (B) der stabilen Leistungssteuerung, wodurch die Zeit abgekürzt wird, die für die Stabilisierung des von der Entladungslampe (11, 11′) ausgehenden Lichtstroms erforderlich ist.

2. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch
eine Schutzschaltung (3) für die Unterbrechung der Leistungsversorgung an die Entladungslampe (11, 11′) bei Empfang eines Signals von der Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13), das einen abnormalen Zustand des Lichtstromkreises (1) anzeigt;
eine Zündeinrichtung (10, 10′) für die Aktivierung der Entladungslampe (11, 11′);
eine Inverterschaltung (4), die zwei synchrone Gleichspannungs- Gleichspannungs-Umformer (6, 6′) und ein synchrones Schaltelement (7, 7′) für die Auswahl einer der Ausgänge der synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umformer (6, 6′) als Ausgang der Inverterschaltung (4) umfaßt;
eine Impulsdauermodulation-Steuereinrichtung (14) für die Ausführung einer Impulsdauermodulationssteuerung entsprechend den Erfassungssignalen vom Lampenspannungsdetektor und vom Lampenstromdetektor (8);
einen Zeitsignalgenerator (20) für die Erzeugung eines Zeitsignals;
eine Treibereinrichtung (23, 23′) für die Erzeugung von Steuersignalen (S_a, S_b), um die synchronen Gleichspannungs-Gleichspannungs- Umformer (6, 6′) entsprechend dem Zeitsignal vom Zeitsignalgenerator (20) und der Ausgabe der Impulsdauermodulation- Steuereinrichtung (14) zu steuern; und
eine Impulspausen-Steuereinrichtung/einen Lampenstrom- Wellenformer (25) für die Steuerung der Impulspausenperiode eines Ausgangssignals der Impulsdauermodulation-Steuereinrichtung (14).

3. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündeinrichtung zwei Zündschaltungen (10, 10′) umfaßt und daß eine Strahlauswahleinrichtung (12) vorgesehen ist, um wahlweise eine der zwei Zündschaltungen (10, 10′) zu aktivieren.

4. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauermodulation-Steuereinrichtung 14 umfaßt:
eine Fehlerverstärkereinrichtung (15, 15′), die von der Spannungs- Strom-Steuereinrichtung (13) das Befehlssignal (S_I) und ein Strombegrenzungssignal (S_LIM) und vom Lampenstromdetektor (8) das Erfassungssignal empfängt;
einen Dreieckwellengenerator (17), der Dreieckwellenimpulse ausgibt;
eine Komparatoreinrichtung (16), die eine Ausgabe der Fehlerverstärkereinrichtung (15, 15′) mit einer Ausgabe des Dreieckwellengenerators (17) vergleicht und das Vergleichsergebnis an die Treiberschaltung (23, 23′) ausgibt; und
einen Referenzspannungsgenerator (18), der eine stabile Referenzspannung (V_ref) erzeugt.

5. Lichtstromkreis für eine Fahrzeug-Entladungslampe (11, 11′), gekennzeichnet durch
eine Gleichspannungs-Verstärkerschaltung (103) zum Verstärken einer Eingangsspannung von einem Gleichspannungs-Eingangsanschluß (101, 101′);
eine Hochfrequenz-Verstärkerschaltung (105) für die Umformung der Gleichspannungsausgabe der Gleichspannungs-Verstärkerschaltung (103) in eine Wechselspannung;
eine Zündschaltung (106) für die Erzeugung eines Auslöseimpulses und für die Überlagerung des Auslöseimpulses mit der Wechselspannung der Hochfrequenz-Verstärkerschaltung (105);
einen Lampenspannungsdetektor (109) für den Abgriff eines die Lampenspannung (V_L) der Entladungslampe (11, 11′) betreffenden Erfassungssignals;
einen Lampenstromdetektor (110) für den Abgriff eines den Lampenstrom der Entladungslampe (11, 11′) betreffenden Erfassungssignals; und
eine Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) für die Erzeugung eines Lampenstrom-Steuerbefehlssignals (S_I), das bei Empfang des Erfassungssignals vom Lampenspannungsdetektor (109) in Abhängigkeit von der Lampenspannung (V_L) erzeugt wird, und für die Lieferung eines Steuersignals an die Gleichspannungs-Verstärkerschaltung (103), so daß zwischen dem Befehlssignal (S_I) und dem Erfassungssignal vom Lampenstromdetektor (110) kein Unterschied verursacht wird, wodurch die Ausgangsspannung der Gleichspannungs-Verstärkungsschaltung (103) gesteuert wird, wobei die Spannungs-Strom- Steuereinrichtung (13) wenigstens einen Einschaltbeschleunigungsbereich (A_a) für die Erzeugung des Lampenstrom-Steuerbefehlssignals (S_I) zum Liefern einer Leistung, die größer als die Nennleistung der Entladungslampe (11, 11′) ist, und einen Bereich (B) einer stabilen Leistungssteuerung für die Ausführung einer stabilen Leistungssteuerung der Entladungslampe (11, 11′) bei Nennleistung besitzt, wobei die Gesamtheit der Steuerbereiche die Spannungs-Strom-Kennlinie der Lampe (11, 11′) zur Grundlage hat.

6. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) eine Diode (50) umfaßt, die eine Spannungs-Strom-Kennlinie in Vorwärtsrichtung mit einem nichtlinearen Bereich besitzt, derart, daß bei einem Ansteigen des Pegels des die Lampenspannung (V_L) betreffenden Erfassungssignals die Spannung über der Diode (50) in den nichtlinearen Bereich eintritt, wodurch für das Zeitintervall des Übergangs vom Einschaltbeschleunigungsbereich (A_a) in einen Übergangsbereich (A_b), in dem sich der Lampenstrom mit einer gegebenen Steigung linear ändert, eine Steuerkurve erzeugt wird.

7. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) eine Zenerdiode (49) umfaßt, durch die ein Bereich (C) einer konstanten Stromsteuerung geschaffen wird, in dem der Lampenstrom (I_L) unabhängig von der Lampenspannung (V_L) konstant (I_C) ist.

8. Lichtstromkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Strom-Steuereinrichtung (13) ein Paar von Schaltungen (52, 53) mit identischem Aufbau umfaßt, wobei eine (52) dieser Schaltungen eine Leistungssteuerung im Übergangsbereich (A_b), in dem sich der Lampenstrom (I_L) mit einer gegebenen Steigung linear ändert, ausführt, während die andere Schaltung (53) eine Leistungssteuerung im Bereich (B) einer stabilen Leistungssteuerung ausführt.