DE4203137A1

DE4203137A1 - Substratvorspannungs-erzeugungseinrichtung und betriebsverfahren fuer dieselbe

Info

Publication number: DE4203137A1
Application number: DE4203137A
Authority: DE
Inventors: Akio Nakayama
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-02-05
Filing date: 1992-02-04
Publication date: 1992-08-13
Anticipated expiration: 2012-02-05
Also published as: DE4203137C2; KR950003911B1; JP2724919B2; KR920017237A; JPH04249359A; US5247208A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Substratvor spannungs-Erzeugungseinrichtung und ein Betriebsverfahren für dieselbe und im besonderen auf eine Substratvorspannungs-Er zeugungseinrichtung mit einer Konfiguration, bei der die Sub stratvorspannung durch Ansteuerung zweier Ladungspumpen unter Nutzung der Ausgänge zweier logischer Gatter, die die Ausgänge eines Ringoszillators als ihre Eingänge verwenden, erzeugt wird und ein Betriebsverfahren für dieselbe.

Halbleitereinrichtungen wie ein DRAM (Dynamischer Speicher mit wahlfreiem Zugriff) usw. sind integrierte Halbleiterschaltungs einrichtungen, bei denen eine große Anzahl von MOS-Transistoren auf einem einzelnen Halbleitersubstrat als Bestandteile gebil det sind. Bei einer solchen integrierten Halbleiterschaltung wird vorzugsweise das Potential des Halbleitersubstrats die ganze Zeit auf einem vorbestimmten Potentialwert gehalten.

Fig. 7 ist eine Darstellung, die ein Beispiel des Quer schnittsaufbaus eines Teils einer solchen integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung zeigt. In Fig. 7 sind in einer Prinzipdarstellung ein MOS-Transistor und ein ein Verbindungs glied bildendes Störstellengebiet gezeigt. Wie Fig. 7 zeigt, ist der MOS-Transistor in einem Gebiet in der Oberfläche eines p-Halbleitersubstrates 130 gebildet, welches n-Störstellenge biete 131 und 132 als Source- und Drain-Gebiete und eine Gate elektrode 133 aufweist. Ein Gateisolierfilm 134 ist zwischen der Gateelektrode 133 und dem p-Substrat 130 gebildet. Ent sprechend der an die Gateelektrode 133 angelegten Spannung ist zwischen dem Source-Gebiet 131 und dem Drain-Gebiet 132 ein Kanal gebildet. Ein n-Störstellengebiet 135 als Verbindungs gebiet ist in der Oberfläche des p-Substrates 130 getrennt vom Störstellengebiet 131 gebildet. Über der Oberfläche des p-Sub strates 130 ist zwischen den Störstellengebieten 131 und 135 mit einer Filter-Isolierschicht 137 mit großer Schichtdicke da zwischen eine Signalleitung 136 angeordnet.

Gemäß Fig. 7 werden, wenn der MOS-Transistor im EIN-Zustand ist, in der Nachbarschaft der Drain 132 heiße Elektronen und mit ihnen gepaarte Löcher erzeugt. Die meisten der erzeugten heißen Elektronen fließen zur Drain 132. Auf der anderen Seite fließen die meisten der erzeugten Löcher zum p-Substrat 130. Das Potential des p-Substrates 130 steigt daher an. Wenn das Potential des p-Substrates 130 ansteigt, kommt es zum folgenden Problem.

Der pn-Übergang, der zwischen jeweils einem Source-Gebiet 131 und einem Drain-Gebiet 132 und dem p-Substrat 130 gebildet ist, und der pn-Übergang, der zwischen dem Verbindungsgebiet 135 und dem p-Substrat 130 gebildet ist, werden jeweils in vorwärts vorgespannte Zustände gebracht. Im Ergebnis dessen fließt je weils zwischen dem Source-Gebiet 130, dem Drain-Gebiet 132 und dem Verbindungsgebiet 135 und dem p-Substrat 130 ein Leckstrom, so daß zwischen dem Source-Gebiet 131 und dem Drain-Gebiet 132 in Reaktion auf eine Spannungsänderung an der Gateelektrode 133 kein Kanal gebildet werden kann, oder nicht schnell über das Verbindungsgebiet 135 ein Signal übertragen werden kann.

Außerdem wird, wenn die Verbindung 136 ein Signal auf dem Pegel der Betriebsversorgungsspannung überträgt, wenn das Potential des p-Substrates 131 hoch ist, mit großer Wahrscheinlichkeit ein Kanal in der Oberfläche des p-Substrates 130 zwischen den Störstellengebieten 131 und 135 infolge des Potentials der Ver bindung 136 gebildet. Das heißt, mit einer gewissen Wahrschein lichkeit beginnt ein parasitischer MOS-Transistor, der aus der Verbindung 136, der Isolierschicht 137 und den n-Gebieten 131 und 135 gebildet ist, zu wirken. Wenn ein solches parasitisches Element, welches kein ursprünglich auf dem Halbleitersubstrat 130 vorgesehenes Bauelement ist, zu arbeiten beginnt, unter liegt der ursprüngliche Betrieb der Schaltelemente nachteiligen Einflüssen.

Weiterhin hängt der Schwellspannungswert Vth eines MOS-Transi stors vom Potential des Halbleitersubstrates 130 ab, in dem der MOS-Transistor gebildet ist. Fig. 8 ist eine grafische Dar stellung, welche die Beziehung zwischen dem Schwellspannungs wert Vth eines n-Kanal-MOS-Transistors auf einem p-Halbleiter substrat und dem Potential V_BB des p-Halbleitersubstrates zeigt. Auf der Abszisse in Fig. 8 werden die Absolutwerte des Potentials V_BB mit zunehmender Entfernung vom Ursprung größer. Wie aus Fig. 8 zu erkennen, ändert sich der Schwellspannungs wert Vth des MOS-Transistors stark mit einer Änderung der Span nung V_BB des Halbleitersubstrates, in dem der MOS-Transistor gebildet ist, in einem Gebiet mit hohem Potential V_BB des Halb leitersubstrates (im Bereich um -V1 oder größer gemäß der Figur). In einem Bereich mit relativ niedrigem Potential V_BB des Halbleitersubstrates (in der Abbildung dem Gebiet von -V1 bis -V2) ist der Schwellspannungswert Vth des MOS-Transistors unabhängig von einer Änderung des Potentials V_BB des Halblei tersubstrates im wesentlichen konstant. Dementsprechend werden gemäß Fig. 7, wenn das Potential des p-Substrates 130 etwa im negativen Potentialbereich (-V1 bis -V2) entsprechend Fig. 8 liegt, die Schwellspannungswerte des durch die Gateelektrode 133, den Isolierfilm 134 und die n-Gebiete 131 und 132 gebilde ten MOS-Transistors durch Potentialschwankungen des p-Substra tes 130 nicht beeinflußt, und er arbeitet stabil ohne Punch- bzw. Durchbruchseffekte usw. Wenn jedoch das Potential des p- Substrates 130 hoch ist, arbeitet der MOS-Transistor, da sein Schwellspannungswert sich stark in Abhängigkeit von kleinen Po tentialschwankungen des p-Substrates 130 ändert, nicht stabil.

Um dieses oben beschriebene Problem, das durch einen Anstieg des Potentials des p-Substrates 130 entsteht, zu vermeiden, wird beispielsweise ein vorbestimmtes negatives Potential, das etwa dem im Potentialbereich (-V1 bis -V2) nach Fig. 8 entspricht, an das p-Substrat 130 angelegt. Üblicherweise wurde außerhalb des Halbleitersubstrates eine Schaltung zur Erzeugung eines solchen vorbestimmten negativen Potentials (im folgenden als Substratvorspannung bezeichnet) zur Anlegung an das Halb leitersubstrat (im folgenden als Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung bezeichnet) vorgesehen. In letzter Zeit wird je doch auf dem Halbleitersubstrat selbst eine Substratvor spannungs-Erzeugungsschaltung gebildet.

Fig. 6 ist eine Darstellung, die den Gesamtaufbau der inte grierten Halbleiterschaltungseinrichtung mit einer Substratvor spannungs-Erzeugungsschaltung zeigt. Wie Fig. 6 zeigt, enthält eine integrierte Halbleiterschaltungseinrichtung 100 mit einem MOS-Transistor als Bestandteil eine funktionelle Schaltung 110 und eine Subtratvorspannungs-Erzeugungsschaltung 120, die auf einem Halbleitersubstrat 130 gebildet sind. Die funktionelle Schaltung 110 führt ursprüngliche Funktionen der integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung aus. Die Substratvorspannungs- Erzeugungsschaltung 120 andererseits erzeugt ein vorbestimmtes negatives Potential als Substratvorspannung. Die erzeugte Sub stratvorspannung V_BB wird an das Halbleitersubstrat 130 angelegt. Damit kann das Problem des Vorkommens von Fehlfunk tionen in der funktionellen Schaltung 110 infolge des Poten tials des Halbleitersubstrates 130 vermieden werden.

Fig. 4 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel einer als Sub stratvorspannungs-Erzeugungsschaltung 120 in Fig. 6 verwende ten Schaltung darstellt. Fig. 5 ist ein Timingdiagramm zur Beschreibung des Betriebes der Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltung nach Fig. 4. Unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 werden im folgenden Aufbau und Betriebsweise einer herkömmli chen Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung beschrieben.

Wie Fig. 4 zeigt, enthält die herkömmliche Substratvorspan nungs-Erzeugungsschaltung einen Ringoszillator 30, eine Wellen form-Gestaltungsschaltung 40, Ladungspumpenschaltungen 50 und 51, ein 2-Eingänge-NOR-Gatter 17 und ein 2-Eingänge-NAND-Gatter 16.

Der Ringoszillator 30 enthält 7 Inverter 1 bis 7, die in Reihe geschaltet sind. Das Ausgangspotential des Inverters 7 in der siebenten Stufe wird in den Inverter 1 eingegeben. Dementspre chend schaltet bzw. oszilliert der logische Ausgangspegel jedes der Inverter 1 bis 7 mit einer Periode, die der Verzögerungs zeit von 6 Invertern entspricht. Die entsprechenden Ausgangspo tentiale der Inverter 1, 3, 5 und 7 sind im wesentlichen in Phase miteinander, und auch die Ausgangspotentiale der Inverter 2, 4 und 6 sind im wesentlichen in Phase miteinander. Das Aus gangspotential des Inverters 3 zeigt eine Phase, die um eine Verzögerungszeit von 2 Invertern im Vergleich mit dem Ausgangs potential des Inverters 1 verzögert ist, das Ausgangspotential des Inverters 5 zeigt eine Phase, die um eine Verzögerungszeit zweier zusätzlicher Inverter im Vergleich mit dem Ausgangspo tential des Inverters 3 verzögert ist, und das Ausgangspoten tial des Inverters 7 zeigt eine Phase, die nochmals um eine Verzögerungszeit von 2 Invertern im Vergleich mit dem Ausgangs potential des Inverters 5 verzögert ist. Das Ausgangspotential der Inverter 2, 4 und 6 und das Ausgangspotential der Inverter 1, 3, 5 und 7 weisen entgegengesetzte Phasen auf. Das Ausgangs potential des Inverters 2 zeigt eine gegenüber dem Ausgangspo tential des Inverters 1 um 180° verschobene Phase des Ausgangs potentials, das Ausgangspotential des Inverters 4 zeigt eine um eine Verzögerungszeit von 2 Invertern im Vergleich mit dem Aus gangspotential des Inverters 2 verzögerte Phase, und das Aus gangspotential des Inverters 6 zeigt eine um eine Verzögerungs zeit von 2 Invertern zusätzlich zum Ausgangspotential des In verters 4 verzögerte Phase. Die Wellenform-Gestaltungsschaltung 40 enthält p-Kanal-MOS-Transistoren 8 und 9 und n-Kanal-MOS- Transistoren 10 und 11, die zwischen dem Stromversorgungsan schluß Vcc und Masse angeordnet sind. Die Gates der Transisto ren 8 und 11 sind mit einem Eingangsanschluß (Knoten B) des In verters 5 verbunden, und die Gates der Transistoren 9 und 10 sind mit einem Ausgangsanschluß (Knoten C) des Inverters 7 ver bunden. Dementsprechend schalten der Transistor 8 und der Tran sistor 11 komplementär zueinander ein und aus, und der Transi stor 9 und der Transistor 10 schalten komplementär zueinander ein und aus. Das Potential des Knotens B und das Potential des Knotens C zeigen eine sich um die Verzögerungszeit infolge zweier Inverter unterscheidende Phase (vergleiche Fig. 5(a)), so daß Zeiten, in denen beide Transistoren 8 und 9 im EIN-Zu stand sind und in denen die Transistoren 10 und 11 beide im EIN-Zustand sind, kurz sind. Andererseits steigt das Potential eines Verbindungspunktes E der Transistoren 9 und 10 in Reak tion auf das Einschalten beider Transistoren 8 und 9 auf die hohe Spannung des Stromversorgungsanschlusses Vcc an oder fällt in Reaktion auf das Einschalten beider Transistoren 10 und 11 auf Massepotential ab. Dementsprechend hat das Potential am Knoten B dieselbe Phase wie das Potential am Knoten C, wie durch die durchgezogene Linie in Fig. 5(b) gezeigt, und ändert sich abrupter als das Potential am Knoten C. Das heißt, die Potentialwellenform am Knoten C wird (versteilert) gestaltet und erscheint am Knoten E.

Das Potential am Knoten E wird durch die Inverter 25 und 26 an den Knoten J übertragen. Das Ansteigen und Abfallen des Poten tials am Knoten E sind so scharf, daß die Potentialwellenform am Knoten E fast ohne Verzögerung ihrer Phase durch beide In verter 25 und 26 auf den Knoten J übertragen wird (vergleiche die gestrichelte Linie in Fig. 5(b).

Die Potentiale an den Knoten E und J werden beide an das NOR- Gatter 17 und NAND-Gatter 16 angelegt. Dementsprechend nimmt ein Ausgang des NOR-Gatters 17 nur in einer Periode, in der beide Potentiale an den Knoten E und G auf niedrigem Pegel sind, wie in Fig. 5(c) gezeigt, hohen Pegel an. Auf der ande ren Seite nimmt ein Ausgang des NAND-Gatters 16 in einer Per iode, in der beide Potentiale der Knoten E und G auf hohem Pegel sind, wie in Fig. 5(d) gezeigt, niedrigen Pegel an.

Der Ausgang des NOR-Gatters 17 wird durch den Inverter 18 in vertiert. Dementsprechend zeigt der Ausgang des Inverters 18 eine sich im wesentlichen um 180° vom Ausgang des NAND-Gatters 16 unterscheidende Phase, wie in Fig. 5(e) gezeigt. Der Aus gang des Inverters 18 und der Ausgang des NAND-Gatters 16 lie gen am Eingang der Ladungspumpenschaltungen 50 bzw. 51 an. Die Ladungspumpenschaltung 50 enthält einen Kondensator 20 und einen p-Kanal-MOS-Transistor 23, die in Reihe zwischen den Aus gangsanschluß (Knoten G) des Inverters 18 und das Substrat 130 geschaltet sind, und einen p-Kanal-MOS-Transistor 24, der zwi schen dem Verbindungspunkt des Kondensators 20 und des Transi stors 23 und Masse vorgesehen ist. Die Ladungspumpenschaltung 51 enthält einen Kondensator 19 und einen p-Kanal-MOS-Transi stor 21, die in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß (Knoten F) des NAND-Gatters 16 und das Substrat 130 geschaltet sind, und einen p-Kanal-MOS-Transistor 22, der zwischen dem Verbindungs punkt des Kondensators 19 mit dem Transistor 21 und Masse an geordnet ist. Beide Transistoren 23 und 21 sind diodenartig geschaltet. Der EIN/AUS-Zustand des Transistors 22 wird durch das Potential am Knoten I und der EIN/AUS-Zustand des Transi stors 24 wird durch das Potential am Knoten H gesteuert. Die Backgate-Vorspannung der Transistoren 21 und 22 ist die Aus gangsspannung des NAND-Gatters 16 und die Backgate-Vorspannung der Transistoren 23 und 24 ist die Ausgangsspannung des Inver ters 18.

In der folgenden Beschreibung werden ein höheres bzw. niedri geres Potential als das mittlere Potential zwischen der Strom versorgungsspannung Vcc und der Massespannung 0 V (Vcc/2) als Spannung auf hohem Pegel bzw. Spannung auf niedrigem Pegel be zeichnet.

In der Ladungspumpenschaltung 50 beginnt, wenn das Potential am Knoten G vom Stromversorgungspotential Vcc auf Massepotential abfällt, auch das Potential am Knoten I in Reaktion darauf infolge der Kopplung des Kondensators 20 abzufallen. Anderer seits steigt in der Ladungspumpenschaltung 51 das Potential am Knoten F von Massepotential auf das Stromversorgungspotential Vcc an, so daß das Potential am Knoten H durch die Kopplung des Kondensators 19 anzusteigen beginnt. Wenn der Transistor 29 mit einem Anstieg des Potentials am Knoten H in den AUS-Zustand ge bracht wird, beginnt am Knoten I eine Ansammlung der vom Kon densator 20 abgeführten negativen Ladungen, da der Entladungs weg des Kondensators 20 unterbrochen ist. Damit beginnt das Po tential am Knoten I auf Massepotential oder darunter abzufallen und erreicht schließlich ein negatives Potential (-Vcc), dessen Absolutwert der gleiche ist wie der des Stromversor gungspotentials Vcc. Damit kommt der Transistor 23 in den EIN- Zustand und legt an das Substrat 130 ein Potential (-Vcc + Vthp) an, welches um den Schwellspannungswert Vthp des p-Kanal- MOS-Transistors höher als das Potential (-Vcc) am Knoten I ist, als Substratvorspannung V_BB. Auf der anderen Seite nimmt, da der Transistor 22 in Reaktion auf das Abfallen des Potentials am Knoten I einschaltet, das Potential am Knoten H Massepotential an, was höher als das Potential am Knoten K (-Vcc + Vthp) ist. Damit nimmt der Transistor 21 den AUS-Zu stand ein. Der Transistor 23 wird eingeschaltet und liefert ein negatives Potential (-Vcc + Vthp) an das Substrat 130, und ein Zustand, indem der Transistor 21 sich im AUS-Zustand befindet, wird für eine Periode aufrechterhalten, in dem das Potential am Knoten G auf niedrigem Pegel ist (während einer Periode, während derer das Potential am Knoten F auf hohem Pegel ist).

Im Gegensatz dazu führt beim Abfallen des Potentials am Knoten F die Ladungspumpenschaltung 51 den gleichen Vorgang wie die Ladungspumpenschaltung 50 beim Abfallen des Potentials am Kno ten G aus.

Wenn das Potential am Knoten F vom Stromversorgungspotential Vcc auf Massepotential abfällt, beginnt auch das Potential am Knoten H in Reaktion darauf durch die Kopplung durch den Kon densator 19 abzufallen. Auf der anderen Seite wird, da das Po tential am Knoten I in Reaktion auf den Anstieg des Potentials am Knoten G in der Ladungspumpenschaltung 50 ansteigt, der Transistor 22 in den AUS-Zustand gebracht. Damit wird der Ent ladungsweg des Kondensators 19 unterbrochen, so daß das Po tential am Knoten H auf ein negatives Potential (- Vcc) ab fällt, das den selben Absolutwert wie das Stromversorgungspo tential Vcc hat. Im Ergebnis dessen nimmt das Potential am Knoten K schließlich einen um den Schwellspannungswert Vthp höheren Wert (- Vcc + Vthp) als das Potential am Knoten H an. In der Ladungspumpenschaltung 50 schaltet nach dem Abfallen des Potentials am Knoten H in der Ladungspumpenschaltung 51 der Transistor 24 ein und bringt den Knoten I auf Massepotential. Damit kommt der Transistor 23 in der Ladungspumpenschaltung 50 in den AUS-Zustand. Dieser Zustand, bei dem der Transistor 23 sich im AUS-Zustand befindet und der Transistor 21 ein negati ves Potential (- Vcc + Vthp) an das Substrat 130 liefert, wird für eine Zeitspanne aufrechterhalten, während derer das Po tential am Knoten F sich auf niedrigem Pegel befindet (eine Zeitspanne, während derer das Potential am Knoten G sich auf hohem Pegel befindet).

Im Ergebnis dieses Schaltungsbetriebs wird von der Substratvor spannungs-Erzeugungsschaltung ständig ein konstantes Potential (- Vcc + Vthp) erzeugt.

Jetzt wird unter dem Blickwinkel der Verringerung des Lei stungsverbrauchs bei einer herkömmlichen Substratvorspannungs- Erzeugungsschaltung der Pegelumkehrungszyklus des Ausgangspo tentials des Ringoszillators (das heißt, die Schwingungsperio de des Ringoszillators) relativ lang gewählt. Zum Beispiel nimmt, wie Fig. 4 zeigt, wenn die Schwingungsperiode des Ringoszillators 30 kurz ist, das Ausgangspotential jedes Inver ters 1 bis 7 in einer kurzen Periode einen hohen Pegel an. Dem entsprechend wächst der Leistungsverbrauch am Ringoszillator 30 an. Die Schwingungsperiode des Ringoszillators wird deshalb re lativ lang gewählt. Genauer ausgedrückt, war in herkömmlichen Anwendungsfällen die Schwingungsfrequenz eines Ringoszillators etwa 200 ns, während sie zur Verringerung des Leistungsverbrau ches gegenwärtig etwa 2 µs beträgt. Wenn die Schwingungsfre quenz eines Ringoszillators etwa 200 ns ist, ist der Stromver brauch des Ringoszillators etwa 40 µA und der Stromverbrauch der gesamten Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung ist etwa 500 µA, aber wenn die Schwingungsfrequenz des Ringoszillators etwa 2 µs ist, ist der Stromverbrauch des Ringoszillators etwa 4 µA und der Stromverbrauch der gesamten Substratvorspannungs- Erzeugungsschaltung ist etwa 15 µA.

Um den Schwingungszyklus eines Ringoszillators lang zu machen, wird die Signalverzögerungszeit jedes der Inverter, die den Ringoszillator bilden, lang gewählt. Demgemäß wird die Größe der die Inverter bildenden MOS-Transistoren gering gewählt, um die Treib-bzw. Ansteuerfähigkeit jedes Inverters zu verringern. Wenn die Größe des in einem Inverter enthaltenen Transistors gering ist, wird das Potential am Ausgangsanschluß jedes Inver ters in Folge auf eine Veränderung des Ausgangspotentials am Inverter der vorigen Stufe nicht so leicht geändert, was zu einem Anstieg der Verzögerungszeit in jedem Inverter führt. Diese Maßnahme wird ergriffen, um den Schwingungszyklus eines Ringoszillators lang zu machen, so daß die Anstiegszeit und die Abfallzeit des Ausgangspotentials des Ringoszillators ansteigen. Damit kommt es in der Ausgangspotential-Wellenform des Ringoszillators zu einer Abrundung. Dementsprechend steigt bzw. fällt das Ausgangspotential des Ringoszillators 30 gemäß Fig. 4 (das Potential an den Knoten B und C) langsam, wie in Fig. 5(a) gezeigt. Zum Beseitigen dieser Abrundung der Aus gangspotential-Wellenform des Ringoszillators ist eine Wellen form-Gestaltungsschaltung 40 vorgesehen.

Wie oben beschrieben, werden bei einer herkömmlichen Substrat vorspannung-Erzeugungsschaltung mit einem Aufbau, bei dem 2 La dungspumpen unter Verwendung der Ausgänge von 2 logischen Gattern, die die Ausgänge eines Ringoszillators empfangen, an gesteuert werden, die Phase des Potentialeinganges in die eine Ladungspumpenschaltung und die Phase des Potentialeinganges in die andere Ladungspumpenschaltung so festgelegt, daß sie sich um 180° unterscheiden. Dies dient dazu, das Auftreten einer Periode, in der beide Eingangspotentiale einen niedrigen Pegel aufweisen, zu vermeiden. Wenn beide Eingangspotentiale niedri gen Pegel annehmen, werden folgende Probleme hervorgerufen.

Es sei in Fig. 4 beispielsweise angenommen, daß das Potential am Knoten B vom Stromversorgungspotential Vcc auf Massepoten tial abfalle und das Potential am Knoten F noch auf niedrigen Pegel verbleibe. In einem solchen Fall ist, wenn das Potential am Knoten I im Abfallen begriffen ist, das Potential am Knoten H noch auf niedrigem Pegel, und eine Periode, in der der Tran sistor 24 im EIN-Zustand verbleibt, ist das Ergebnis. In dieser Periode ist, da der Knoten I "abgerundet" ist, der Entladungs weg des Kondensators 20 nicht unterbrochen. Damit fällt das Po tential am Knoten I nicht auf das Potential (- Vcc) ab, auf das es eigentlich fallen sollte, und gelangt auf einen Wert nahe dem Massepotential 0V. Andererseits fällt, wenn das Potential am Knoten G in der Zeit des Abfallens des Potentials am Knoten F noch auf niedrigem Pegel verbleibt, da dies zu einer Periode führt, in der der Transistor 22 in der Ladungspumpenschaltung 51 im EIN-Zustand verbleibt, das Potential am Knoten H nicht hinreichend ab und stellt sich näher zum Massepotential ein. Im Ergebnis dessen wird die Substratvorspannung V_BB höher als das ideale Potential (- Vcc + Vthp).

Um dieses Problem zu lösen, wird eine herkömmliche Substratvor spannung-Erzeugungsschaltung so ausgestaltet, daß das Potential am Knoten F und das Potential am Knoten G immer auf komplemen tären Pegeln sind. Mit der derzeitigen hochgradigen Integration von integrierten Halbleiterschaltungen gibt es jedoch Fälle, in denen auch Schaltungselemente, die ursprünglich so gebildet werden sollten, daß sie die gleiche Größe aufweisen, aus ver schiedenen Gründen mit unterschiedlicher Größe gebildet werden müssen, die mit der Belegungsfläche des Halbleitersubstrates u.ä. zusammenhängen. Bei der Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltung nach Fig. 4 können beispielsweise der Kondensator 19 und der Kondensator 20 auf dem Halbleitersubstrat 130 mit unterschiedlicher Größe gebildet sein. Kondensatoren 19 und 20 sind dazu vorgesehen, die negativen Ladungen aufzusammeln, um ein negatives Potential mit relativ großem Absolutwert zu er reichen. Daher müssen die Kapazitäten der Kondensatoren 19 und 20 bestimmte Werte erreichen oder diese überschreiten. Es kann jedoch vorkommen, daß die Größe entweder des Kondensators 19 oder 20 im Hinblick auf das Layout auf dem Halbleitersubstrat kleiner sein kann.

In einen solchem Falle wird eine Maßnahme ergriffen, mittels derer die Größe des anderen Kondensators groß gemacht wird. Im Ergebnis dessen sind die Kapazitäten der Kondensatoren 19 und 20 nicht gleich. Das Auftreten von Ungleichheiten zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 19 und 20 bewirkt das Auftreten einer Periode (Zeitspanne), in der sowohl das Potential am Kno ten F als auch das Potential am Knoten G auf niedrigem Pegel sind.

Wenn die Kapazität des Kondensators 19 und die Kapazität des Kondensators 20 einander gleich sind, ist die Fähigkeit des Kondensators 20, das Potential am Knoten G konstant zu halten, gleich der Fähigkeit des Kondensators 19, das Potential am Knoten F konstant zu halten. Damit ist die für den Anstieg des Potentials am Knoten G in Reaktion auf den Anstieg am Ausgang des Inverters 18 und die für den Anstieg des Potentials am Knoten F in Reaktion auf den Anstieg am Ausgang des NAND-Gat ters 16 benötigte Zeit gleich, und die für das Abfallen des Potentials am Knoten G in Reaktion auf den Anstieg des Ausgangs des Inverters 18 und die für den Abfall des Potentials am Kno ten F in Reaktion auf den Abfall des NAND-Gatters 16 benötigte Zeit sind ebenfalls einander gleich. Damit ist, wie in Fig. 5(f) gezeigt, das Potential am Knoten G immer auf hohem Pegel, wenn das Potential am Knoten F abfällt, und das Potential am Knoten F ist immer auf hohem Pegel, wenn das Potential am Knoten G abfällt.

Wenn jedoch beispielsweise die Kapazität des Kondensators 20 sehr viel größer als die Kapazität des Kondensators 19 ist, ist die für das Abfallen des Potentials am Knoten G in Reaktion auf ein Abfallen am Ausgang des Inverters 18 erforderliche Zeit sehr viel länger als die für das Abfallen des Potentials am Knoten F in Reaktion auf ein Abfallen des Potentials am NAND- Gatter 16 benötigte Zeit. Im Ergebnis dessen zeigen die Poten tiale an den Knoten F und G Wellenformen, wie sie durch eine durchgezogene bzw. eine gestrichelte Linie in Fig. 5(g) ver deutlicht sind. Wie aus Fig. 5(g) zu erkennen, kommt es zu der Erscheinung, daß auch dann, wenn der Knoten F auf niedrigen Pegel abfällt, das Potential am Knoten G noch auf niedrigem Pegel verbleibt. Wenn auf der anderen Seite die Kapazität des Kondensators 19 sehr viel größer als die Kapazität des Konden sators 20 ist, kommt es zu der Erscheinung, daß auch dann, wenn das Potential am Knoten G auf niedrigen Pegel abfällt, das Po tential am Knoten F noch auf niedrigem Pegel verbleibt.

Wenn die Kapazität des Kondensators 20 groß ist, wie in Fig. 9(a) gezeigt, steigt, wenn das Potential am Knoten F niedrigen Pegel annimmt, das Potential am Knoten G von dem Wert, auf dem es sich befand (-Vcc), etwas an. Damit gibt es den Fall, in dem das Potential am Knoten I ein Potential am Knoten (-Vcc + Vthp) annimmt, auf dem der Transistor 22 in den EIN-Zustand ge bracht werden kann, in einer Phase, in dem das Potential am Knoten H im abfallen begriffen ist. Nachfolgend wird die Po tentialänderung der Knoten in den Ladungspumpen 50 und 51 unter Bezugnahme auf Fig. 9 anhand eines Beispiels genau beschrie ben, bei dem die Kapazität des Kondensators 20 sehr viel größer als die Kapazität des Kondensators 19 ist.

Fig. 9 ist ein Timingdiagramm, das den Betrieb der Ladungspum pen 50 und 51 verdeutlicht, wenn die Kapazität des Kondensators 20 sehr viel größer als diejenige des Kondensators 19 ist.

Das Potential am Knoten G (Fig. 9(a)) nimmt vollständig niedrigen Pegel an, wenn eine bestimmte Zeit verstrichen ist, nachdem das Potential am Knoten F auf hohen Pegel angestiegen ist, und beginnt zu der Zeit etwas anzusteigen, zu der das Po tential am Knoten F fast vollständig abgefallen ist. Damit schaltet, wie in den Fig. 9(b) und (c) gezeigt, der Tran sistor 23 vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand, wenn eine be stimmte Zeitspanne verstrichen ist, nachdem der Transistor 21 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand geschaltet hat, und, wie in den Fig. 5(e) und (f) gezeigt, der Transistor 22 schaltet von dem EIN-Zustand in den AUS-Zustand, wenn eine bestimmte Zeit verstrichen ist, nachdem der Transistor 24 vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand geschaltet hat. Da der Transistor 23 solange nicht in den EIN-Zustand gebracht wird, solange das Potential am Knoten I niedriger als das Substratpotential ist, schaltet er später von dem EIN-Zustand in den AUS-Zustand als der Tran sistor 22. Ähnlich schaltet, da der Transistor 21 nicht den EIN-Zustand einnimmt, solange das Potential am Knoten H niedri ger als das Substratpotential ist, dieser gegenüber dem Tran sistor 24 etwas verzögert in den EIN-Zustand um.

Auf der anderen Seite beginnt in Reaktion auf das Umschalten des Transistors 21 in den AUS-Zustand das Potential am Knoten H durch das Potential auf hohem Pegel am Knoten F zu steigen und nimmt durch Umschalten des Transistors 22 in den EIN-Zustand danach das Stromversorgungspotential Vcc an, wie durch die durchgezogene Linie in Fig. 9(d) gezeigt. Nachfolgend beginnt das Potential am Knoten H in Reaktion auf das Abfallen des Potentials am Knoten F abzufallen und nimmt durch Umschalten des Transistors 22 in den AUS-Zustand -Vcc an.

Das Potential am Knoten I steigt, der Potentialänderung am Knoten G in Reaktion auf das Umschalten am Transistor 23 in den AUS-Zustand nachfolgend, langsam an, wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 9(d) gezeigt ist, und nimmt das Stromversor gungspotential Vcc an. Nachfolgend fällt das Potential am Knoten I, dem Abfallen des Potentials am Knoten G in Reaktion auf das Umschalten des Transistors 24 in den AUS-Zustand fol gend, graduell ab, und erreicht den Wert -Vcc.

Damit gibt es in dem Zeitraum, in dem das Potential am Knoten I abfällt, keinen Fall, bei dem beide Transistoren 23 und 24 im EIN-Zustand sind, aber wenn das Potential am Knoten H abfällt, gibt es den Fall τ, in dem beide Transistoren 21 und 22 im EIN- Zustand sind. Damit wird der Knoten H über die Transistoren 23 und 24 sofort auf Masse gelegt, womit das Potential am Knoten K ansteigt. Eine solche Erscheinung wird jedesmal bewirkt, wenn das Potential am Knoten F abfällt, so daß das Potential am Knoten K sich auf einem etwas höheren Potential als (- Vcc + Vthp) stabilisiert, nachdem der Betrieb des Ringoszillators 30 aufgenommen wurde, wie in Fig. 9(g) gezeigt.

Auf der anderen Seite wird, wenn die Kapazität des Kondensators 19 groß ist, der Wert des Potentials am Knoten H, vom Wert (-Vcc), bei dem er sich befindet, wenn das Potential am Knoten G niedrigen Pegel angenommen hat, graduell erhöht. Damit gibt es einen Fall, in dem der Transistor 24 in einer Periode, in der das Potential am Knoten I abfällt, in den EIN-Zustand gebracht wird. Damit gibt es in diesem Falle die Erscheinung, daß der Knoten H jedesmal auf Masse gelegt wird, wenn das Potential am Knoten G abfällt. Damit wird auch in diesem Falle das Potential am Knoten H auf einen Potentialwert, der höher als das ursprüngliche Potential (- Vcc + Vthp) ist, stabilisiert, wie in Fig. 9(g) gezeigt.

Fig. 10 ist eine grafische Darstellung, die schematisch die Form des Substratpotentials, das heißt des Potentials am Knoten K in Fig. 4 nach einer Zeit der Betriebsaufnahme einer herkömmlichen Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt.

Wie Fig. 10 zeigt, fällt, wenn das Substratpotential unmittel bar vor Einsetzen des Betriebs der Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung 0V ist, das Potential am Knoten K tatsächlich kontinuierlich ab, wie durch die durchgezogene Linie gezeigt. Wenn der Fall, daß das Potential am Knoten G und das Potential am Knoten F in Fig. 4 gleichzeitig niedrigen Pegel annehmen, nicht vorkommt, wird, wie durch die gestrichelte Linie gezeigt, das Potential am Knoten K danach auf einen Wert stabilisiert, der um den Schwellspannungswert Vthp des p-Kanal-MOS-Transi stors höher als das negative Potential (- Vcc), dessen Absolut wert derselbe wie der des Stromversorgungspotentials ist. Wenn der Fall vorkommt, daß das Potential am Knoten G und das Poten tial am Knoten F beide gleichzeitig niedrigen Pegel annehmen, wird Potential am Knoten K jedoch auf einem höheren Wert als diesem Potential (-Vcc + Vthp) stabilisiert.

Wie oben beschrieben, wird, wenn es zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 20 und 19, die in den Ladungspumpenschaltun gen 50 bzw. 51 enthalten sind, eine Differenz gibt, in diesen Ladungspumpenschaltungen keine hinreichende Menge negativer Ladung angesammelt. Damit hat eine herkömmliche Substratvor spannungs-Erzeugungsschaltung das Problem, daß die Effizienz bei der Erzeugung der Substratvorspannung V_BB geringer wird, wenn es zwischen den Kapazitäten des in der einen Ladungspum penschaltung enthaltenen Kondensators und des in der anderen enthaltenen Kondensators eine große Differenz gibt.

Weil, wenn die Schwingungsfrequenz eines Ringoszillators ge ringer wird, die Abrundung (das Abschleifen) der Ausgangspo tential-Wellenform des Ringoszillators deutlicher wird, ist das Auftreten der Abrundung in der Potentialwellenform an der Ein gangsseite (den Knoten F und G in Fig. 4) einer Ladungspumpe bei einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung wahrschein licher, wenn die Kapazitäten der Kondensatoren 19 und 20 in der Ladungspumpe größer sind. Dementsprechend sind, da die Schwin gungsfrequenz des Ringoszillators gegenwärtig gering gewählt wird, die oben erwähnten Probleme um so ernster.

Um diese Probleme zu vermeiden, gibt es in Fig. 4 beispiels weise die Möglichkeit, es zu erleichtern, daß das Potential am Knoten G sich, der Änderung des Potentials am Ausgang des In verters 18 folgend, ändert, indem die Ansteuer- bzw. Treibfä higkeit des Inverters 18 groß gemacht wird (wenn die Kapazität des Kondensators 20 groß ist), oder es zu erleichtern, daß das Potential am Knoten F sich, einer Änderung des Potentials am Ausgang des NAND-Gatter 16 folgend, ändert, indem die Ansteuer- bzw. Treibfähigkeit des NAND-Gatters 16 groß gemacht wird (wenn die Kapazität des Kondensators 19 groß ist). Entsprechend einem solchen Verfahren müssen jedoch der Inverter 18 und das NAND- Gatter 16 groß dimensioniert werden, was zu neuen Problemen beim Leistungsverbrauch führt.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Substratvor spannungs-Erzeugungseinrichtung zur effizienten Erzeugung einer Substratvorspannung, insbesondere zur sicheren Erzeugung einer unterhalb des Massepotentials liegenden Substratvorspannung be reitzustellen. Dabei sollen insbesondere 2 Ladungspumpenschal tungen verwendet werden, und es soll speziell gesichert sein, daß unabhängig von Kapazitätsunterschieden der in den beiden Ladungspumpenschaltungen enthaltenen Kondensatoren die Sub stratvorspannung niedriger als das Massepotential ist. Ein An stieg des Stromverbrauches ist zu vermeiden. Noch spezieller steht insbesondere die Aufgabe, eine Substratvorspannungs-Er zeugungseinrichtung mit den genannten Merkmalen anzugeben, bei der das Treib- bzw. Ansteuervermögen der die Ladungspumpen schaltungen treibenden Schaltungen gegenüber herkömmlichen Schaltungen nicht vergrößert ist.

Eine Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung weist einen Ringoszillator, der eine Mehrzahl von Inverterschaltungen, die in Ringform in Reihe ge schaltet sind, aufweist, eine erste Signalerzeugungsschaltung, eine zweite Signalerzeugungsschaltung und eine erste und eine zweite Ladungspumpenschaltung, die jeweils entsprechend der ersten und zweiten Signalerzeugungsschaltung vorgesehen sind, auf.

Die erste Signalerzeugungsschaltung liefert dann ein erstes lo gisches Signal mit periodisch invertiertem logischen Pegel, das in einen bestimmten Zyklus auf der Grundlage eines ersten Aus gangssignals des Ringoszillators invertiert wird. Die zweite Signalerzeugungsschaltung erzeugt in einer ersten Periode, in der das Augangssignal der ersten Signalerzeugungsschaltung auf einem ersten logischen Pegel ist, ein zweites logisches Signal mit einem zweiten logischen Pegel während der ersten Periode für eine Zeitspanne, die kürzer als die erste Periode ist, und erzeugt in den anderen Perioden ein Signal, das den ersten lo gischen Pegel aufweist. Die erste Ladungspumpenschaltung ent hält ein erstes kapazitives Kopplungselement, das in Reaktion auf das erste Ausgangssignal auf dem ersten logischen Pegel eines Ausgangssignals der ersten Signalerzeugungseinrichtung aufgeladen wird, und eine erste Entladungsschaltung zum Entla den des ersten kapazitiven Kopplungselements auf ein Halblei tersubstrat in Reaktion auf das zweite Ausgangssignal mit dem zweiten logischen Pegel. Ähnlich enthält die zweite Ladungs pumpenschaltung ein zweites kapazitives Kopplungselement, das in Reaktion auf das zweite Ausgangssignal mit dem ersten logi schen Pegel eines Ausgangssignals der zweiten Signalerzeu gungsschaltung aufgeladen wird, und eine zweite Entladungs schaltung zum Entladen des zweiten kapazitiven Kopplungsele ments auf das Halbleitersubstrat in Reaktion auf das zweite Ausgangssignal auf dem zweiten logischen Pegel.

Das erste kapazitive Kopplungselement wird in Reaktion darauf, daß das zweite Ausgangssignal den zweiten logischen Pegel hat, mit einer Quelle vorbestimmten Potentials verbunden. Das zweite kapazitive Kopplungselement wird in Reaktion darauf, daß das erste Ausgangssignal den zweiten logischen Pegel hat, mit der Potentialquelle verbunden.

Vorzugsweise werden das erste, zweite und dritte Signal, deren Phasen sich etwas unterscheiden, vom Ringoszillator abgeleitet, die erste Signalerzeugungsschaltung enthält eine erste Signal gewinnungsschaltung und eine erste logische Gatterschaltung, und die zweite Signalerzeugungsschaltung enthält eine zweite Signalgewinnungsschaltung und eine zweite logische Gatterschal tung. Die erste Signalgewinnungsschaltung erzeugt ein viertes Signal auf der Basis des ersten und zweiten Signals vom Ring oszillator. Andererseits erzeugt die zweite Signalerzeugungs schaltung ein fünftes Signal, dessen Phase sich relativ stark von der des vierten Signals unterscheidet, auf der Basis des zweiten und dritten Signals von der Ringoszillatorschaltung. Die erste logische Gatterschaltung hat das vierte und fünfte Signal als Eingangssignale und gibt ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel aus, wenn diese sich beide auf einem vorbe stimmten logischen Pegel befinden. Andererseits hat die zweite logische Gatterschaltung das vierte und fünfte Signal als Ein gangssignale und gibt ein Signal auf dem ersten logischen Pegel aus, wenn mindestens eines von ihnen auf dem vorbestimmten logischen Pegel ist.

Nach einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält eine Substrat vorspannungs-Erzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfin dung eine erste Ladungspufferschaltung mit einem ersten kapazi tiven Kopplungselement, welches in Reaktion auf ein Signal auf einem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und eine erste elektrische Wegschaltung zum Entladen des ersten kapazitiven Kopplungselements, eine zweite Ladungspumpenschaltung, die ein zweites kapazitives Kopplungselement, das in Reaktion auf das Signal auf dem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und eine zweite elektrische Wegschaltung zum Entladen des zweiten kapa zitiven Kopplungselements enthält, eine erste Signalliefer schaltung und eine zweite Signallieferschaltung. Die erste Si gnallieferschaltung liefert in einer vorbestimmten Periode in konstanten Intervallen an das erste kapazitive Kopplungselement ein Signal auf dem ersten logischen Pegel. Die zweite Signal lieferschaltung liefert in der vorbestimmten Periode, in der das Ausgangssignal der ersten Signallieferschaltung den ersten logischen Pegel annimmt, während einer kürzeren Zeitspanne als die vorbestimmte Periode ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel und liefert in anderen Perioden ein Signal auf dem ersten logischen Pegel.

Sowohl die erste als auch die zweite elektrische Wegschaltung werden in Reaktion auf ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel aktiviert. In der Substratvorspannungs-Erzeugungseinrich tung sind weiter eine erste Verbindungsschaltung, die auf ein Signal auf dem ersten logischen Pegel von der ersten Signallie ferschaltung einen Verbindungspunkt des ersten kapazitiven Kopplungselements und der ersten elektrischen Wegschaltung mit dem Substrat verbindet, und eine zweite Verbindungsschaltung, die in Reaktion auf ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel von der zweiten Signallieferschaltung elektrisch einen Verbin dungspunkt des zweiten kapazitiven Kopplungslements und der zweiten elektrischen Wegschaltung mit dem Substrat verbindet.

Um die beschriebene Aufgabe zu erfüllen, wird ein Verfahren zum Betrieb einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung entspre chend der Erfindung auf eine Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltung angewandt, die eine erste Ladungspumpenschaltung mit einem ersten kapazitiven Kopplungselement, das in Reaktion auf ein Signal auf einem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und einer ersten Entladungsschaltung, die das erste kapazitive Kopplungselement in Reaktion auf das Signal mit einem zweiten logischen Pegel auf das Halbleitersubstrat entlädt, und eine zweite Ladungspumpenschaltung mit einem zweiten kapazitiven Kopplungselement, das in Reaktion auf ein Signal auf dem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und einer zweiten Entladungs schaltung, die das zweite kapazitive Kopplungselement in Reaktion auf ein Signal mit dem zweiten logischen Pegel auf ein Halbleitersubstrat entlädt, und das die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen eines ersten Signals, dessen logischer Pegel mit einem konstanten Zyklus invertiert wird, Erzeugen eines zweiten Signals, das in einer ersten Periode, in der das erzeugte erste Signal auf dem ersten logischen Pegel ist, während der ersten Periode für eine Zeitspanne, die kürzer als die erste Periode ist, den zweiten logischen Pegel annimmt und in anderen Perioden den ersten logischen Pegel annimmt, Liefern des erzeugten ersten Signals an das erste kapazitive Kopplungs element, Liefern des erzeugten zweiten Signals an das zweite kapazitive Kopplungselement, elektrisches Verbinden des ersten kapazitiven Kopplungselements mit einer Quelle eines vorbe stimmten Potentials in Reaktion darauf, daß das zweite Signal den zweiten logischen Pegel hat, und elektrisches Verbinden des zweiten kapazitiven Kopplungselements mit der Potentialquelle in Reaktion darauf, daß das erste Signal den zweiten logischen Pegel hat.

Die erfindungsgemäße Substratvorspannungs-Erzeugungseinrichtung und das erfindungsgemäße Betriebsverfahren für dieselbe weisen die oben genannten Merkmale auf, so daß die Zeit, in der ein an das zweite kapazitive Kopplungselement zu lieferndes Signal einen ersten logischen Pegel annimmt und in der dann ein an das erste kapazitive Kopplungselement zu lieferndes Signal einen zweiten logischen Pegel annimmt, und die Zeit, in der ein an das erste kapazitive Kopplungselement zu lieferndes Signal den ersten logischen Pegel annimmt und ein an das zweite kapazitive Kopplungselement zu lieferndes Signal einen zweiten logischen Pegel annimmt, länger als bei einer herkömmlichen Einrichtung sind. Damit wird die Gefahr verringert, daß das zweite kapazi tive Kopplungselement in einer Zeitspanne, während derer das an das zweite kapazitive Kopplungselement gelieferte Signal auf dem zweiten logischen Pegel in der zweiten Ladungspumpenschal tung ist, verbunden wird, wenn die Anstiegsgeschwindigkeit und die Abfallsgeschwindigkeit des an das erste kapazitive Kopp lungselement gelieferten Signale gering sind. Ähnlich ist auch die Gefahr verringert, daß das erste kapazitive Kopplungsele ment mit der Quelle vorbestimmten Potentials während einer Zeitspanne, während derer das an das erste kapazitive Kopp lungselement gelieferte Signal auf dem zweiten logischen Pegel in der ersten Ladungspumpenschaltung ist, verbunden wird, wenn die Anstiegsgeschwindigkeit und Abfallsgeschwindigkeit des an das zweite kapazitive Kopplungselement gelieferten Signals ge ring sind. Damit wird die Zufuhr der sowohl vom ersten als auch vom zweiten kapazitiven Kopplungselement abgeführten negativen Ladungen zum Substrat hinreichend sichergestellt.

Demgemäß kann bei der vorliegenden Erfindung der Betriebsrahmen einer Ladungspumpenschaltung vergrößert werden, ohne daß die Treib- bzw. Ansteuerfähigkeit der in einer vorhergehenden Stufe der Ladungspumpenschaltung enthaltenen Schaltung vergrößert oder eine neue Verzögerungsschaltung vorgesehen werden müssen. Im Ergebnis dessen wird ohne Nachteile wie einen Anstieg des Leistungsverbrauchs die Leistungsfähigkeit des Substratvorspan nungs-Erzeugungsschaltung beträchtlich verbessert. Damit kann bei einer integrierten Halbleiterschaltungseinrichtung, in der eine Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung entsprechend der Erfindung angeordnet ist, die Gefahr des Vorkommens von Fehl funktionen infolge von Potentialschwankungen am Halbleitersub strat im Vergleich zu herkömmlichen Einrichtungen verringert werden, so daß insgesamt eine Verbesserung der Leistungsfähig keit einer integrierten Halbleiterschaltung, die eine Substrat vorspannungs-Erzeugungsschaltung erfordert, zu erwarten ist.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Erläuterung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren.

Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild, das prinzipiell den Aufbau einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einer Ausführungsform darstellt,

Fig. 2 ein Schaltbild, welches spezieller den Aufbau einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einer Ausführungsform zeigt,

Fig. 3 ein Timingdiagramm zur Beschreibung des Be triebs einer Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltung nach Fig. 1 und 2,

Fig. 4 ein Schaltbild, das den Aufbau einer herkömmli chen Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung zeigt,

Fig. 5 ein Timingdiagramm zur Beschreibung des Betriebs der in Fig. 4 gezeigten Substratvorspannungs- Erzeugungsschaltung,

Fig. 6 eine Darstellung des gesamten Aufbaus einer in tegrierten Halbleiterschaltungseinrichtung mit einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung,

Fig. 7 eine Querschnittsdarstellung eines Beispiels einer integrierten Halbleiterschaltungseinrich tung mit einem MOS-Transistor als Bestandteil,

Fig. 8 eine grafische Darstellung zur Verdeutlichung der Beziehung zwischen dem Schwellspannungswert eines MOS-Transistors und dem Potential eines Substrats, in dem der MOS-Transistor gebildet ist,

Fig. 9 ein Timingdiagramm zur Darstellung des Betriebs von Ladungspumpen 50 und 51, wenn die Kapazität des Kondensators 20 sehr viel größer als die jenige des Kondensators 19 ist, bei der Sub stratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach Fig. 4,

Fig. 10 eine grafische Darstellung, die die Änderung des Substratpotentials in einer Halbleitereinrich tung, in der die herkömmliche Substratvorspan nungs-Erzeugungsschaltung eingesetzt wird, ver deutlicht,

Fig. 11 ein Timingdiagramm, das den Betrieb von Ladungs pumpen 50 und 51, wenn die Kapazität des Konden sators 20 sehr viel größer als die Kapazität des Kondensators 19 in der Substratvorspannungs-Er zeugungsschaltung der Fig. 2 ist, verdeutlicht, und

Fig. 12 eine grafische Darstellung, die die Änderung des Substratpotentials in einer Halbleitereinrich tung, in der eine Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung entsprechend der Erfindung ver wendet wird, verdeutlicht.

Fig. 1 ist eine Darstellung, die das Konzept des Aufbaus einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einer Ausfüh rungsform darstellt. Gemäß Fig. 1 weist eine Substratvorspan nungs-Erzeugungsschaltung nach dieser Ausführungsform einen Ringoszillator 30, zwei Wellenform-Gestaltungsschaltungen 40 und 41, ein 2-Eingänge-NOR-Gatter 17 und ein 2-Eingänge-NAND- Gatter 16, zwei Verzögerungsschaltungen 60 und 61 und zwei La dungspumpenschaltungen 50 und 51, die in Abhängigkeit vonein ander arbeiten, auf.

Der Ringoszillator 30 hat denselben Aufbau wie bei der in Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung. Im Unterschied zum herkömmlichen Fall werden jedoch nicht nur die Ausgangspotentiale der Inverter 5 und 6, sondern auch das Ausgangspotential des Inverters 3 als Ausgänge bzw. Ausgabewerte des Ringoszillators 30 verwendet. Während die Wellenform-Gestaltungsschaltung 40 die Ausgangspotential-Wel lenform des Ringoszillators 30 auf der Basis des Potentials der Knoten B und C, ähnlich wie im herkömmlichen Falle, formt, formt die Wellenform-Gestaltungsschaltung 41 die Ausgangspoten tial-Wellenform des Ringoszillators 30 auf der Basis der Potentiale an den Knoten A und B.

Fig. 3 ist ein Timingdiagramm zur Beschreibung des Betriebs einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung entsprechend der Ausführungsform. In der folgenden Beschreibung wird auch auf Fig. 3 Bezug genommen.

Wie in Fig. 3(a) gezeigt, sind die Potential-Wellenformen der Knoten A, B und C im wesentlichen in Phase, und die Potential- Wellenform am Knoten A zeigt eine gegenüber der Wellenform am Knoten B um die Verzögerungszeit von 2 Invertern vorauseilende Phase, während die Potential-Wellenform am Knoten C eine gegen über der Potential-Wellenform am Knoten B um die Verzögerungs zeit von 2 Invertern nachhinkende Phase zeigt. Damit haben die Ausgangspotential-Wellenform der Wellenform-Gestaltungsschal tung 40 und die Ausgangspotential-Wellenform der Wellenform- Gestaltungsschaltung 41 einen Phasenunterschied, der der Ver zögerungszeit von 4 Invertern entspricht, wie in Fig. 3(b) ge zeigt.

Die Ausgangspotentiale der Wellenform-Gestaltungsschaltungen 40 und 41 werden in das NOR-Gatter 17 und das NAND-Gatter 16 ein gegeben. Der Ausgang des NAND-Gatters 16 nimmt nur in der Per iode niedrigen Pegel an, in der das Potential am Knoten E (das Ausgangspotential der Wellenform-Gestaltungsschaltung 40) und das Potential am Knoten D (das Ausgangspotential der Wellen form-Gestaltungsschaltung 41) beide auf hohem Pegel sind, so daß er die in Fig. 3(c) gezeigte Wellenform aufweist. Auf der anderen Seite nimmt der Ausgang des NOR-Gatters 17 nur in dem Zeitraum hohen Pegel an, in dem die Potentiale der Knoten E und D beide auf niedrigem Pegel sind, so daß er eine Wellenform, wie sie in Fig. 3(d) gezeigt ist, aufweist. Wie aus den Fig. 3(c) und (d) zu erkennen, ist ein Zeitraum (eine Periode), in der der Ausgang des NOR-Gatters 17 auf hohem Pegel ist, vollständig in die Periode (den Zeitraum) eingeschlossen, in der das Ausgangspotential des NAND-Gatters 16 auf hohem Pegel ist. In der folgenden Beschreibung wird gezeigt, daß eine solche Beziehung zwischen der Ausgangspotential-Wellenform des NOR-Gatters 17 und der Ausgangspotential-Wellenform des NAND- Gatters 16 einen effizienten Betrieb der Ladungspumpenschaltun gen 50 und 51 ermöglicht.

Der Ausgang des NOR-Gatters 17 wird über die Verzögerungschal tung 60 an die Ladungspumpenschaltung 50 angelegt. Ähnlich wird der Ausgang des NAND-Gatters 16 über die Verzögerungsschaltung 61 an die Ladungspumpenschaltung 51 angelegt. Ähnlich zum her kömmlichen Fall sind der Ausgangsanschluß der Ladungspumpen schaltung 50 und der Ausgangsanschluß der Ladungspumpenschal tung 51 miteinander am Knoten K verbunden, der mit dem Halblei tersubstrat 130 verbunden ist. Die Verzögerungsschaltungen 60 und 61 sind vorhanden, da sie dafür benötigt werden, die Aus gangspotential-Wellenformen der logischen Gatter 16 und 17 so umzuformen, daß die negativen Ladungen eines Betrages, der der an das Halbleitersubstrat 130 angelegten negativen Spannung entspricht, in Reaktion auf die Ausgänge (Ausgaben) der logi schen Gatter 16 und 17 entweder in den Ladungspumpenschaltun gen 50 oder 51 angesammelt werden.

Fig. 2 ist ein Schaltbild, welches den speziellen Aufbau einer Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach der Ausführungs form zeigt. Wie Fig. 2 zeigt, haben die Wellenform-Gestal tungsschaltungen 40 und 41 denselben Aufbau wie die herkömmli chen nach Fig. 4. Bei der Wellenform-Gestaltungsschaltung 41 wird das Potential am Knoten B an die Gates eines p-Kanal-MOS- Transistors 13 und eines n-Kanal-MOS-Transistors 14 angelegt, und das Potential am Knoten A wird an den p-Kanal-MOS-Transi stor 12 und den n-Kanal-MOS-Transistor 15 angelegt. Nach Fig. 1 sind die Verzögerungsschaltungen 60 und 61 dazu vorgesehen, die Phase eines Eingangssignals der Ladungspumpenschaltung 50 und die Phase eines Eingangssignals der Ladungspumpenschaltung 51 komplementär zueinander zu machen. Genauer gesagt wird, da das Ausgangssignal des NOR-Gatters 17 und das Ausgangssignal des NAND-Gatters 16 die gleiche Phase aufweisen, mindestens eine der Verzögerungsschaltungen 60 und 61 benötigt. Als diese eine wird ein Inverter eingesetzt. Wenn eine Mehrzahl von Invertern als eine der Verzögerungsschaltungen 60 und 61 ver wendet wird, ist es notwendig, Inverter einzusetzen, deren An zahl um 1 größer(oder kleiner) als die Anzahl dieser Inverter ist. In der vorliegenden Ausführungsform wird ein Inverter 18 als die oben beschriebene Verzögerungsschaltung 60 verwendet, und die Verzögerungsschaltung 61 ist nicht erforderlich, da das Eingangssignal in die Ladungspumpenschaltung 50 und das Ein gangssignal in die Ladungspumpenschaltung 51 durch Verwendung des Inverters 18 als Verzögerungsschaltung 60 entgegengesetzte Phase aufweisen. Die Ladungspumpenschaltungen 50 und 51 haben den gleichen Aufbau wie die in Fig. 4 gezeigten herkömmlichen Schaltungen.

Die Potential-Wellenform am Knoten G weist eine Phase auf, die sich von der Ausgangspotential-Wellenform des NOR-Gatters 17 im wesentlichen um 180° unterscheidet, was in Fig. 3(e) darge stellt ist. Dementsprechend wachsen, wie in Fig. 3(f) gezeigt, sowohl die Zeit, in der das Potential am Knoten F hohen Pegel und das Potential am Knoten G niedrigen Pegel annimmt, als auch die Zeit, in der das Potential am Knoten G hohen Pegel und das Potential am Knoten F niedrigen Pegel annimmt, im Vergleich zum herkömmlichen Fall beträchtlich an (vergleiche mit Fig. 5(f)). Damit geben, wenn die Kapazität des Kondensators 19 und die Ka pazität des Kondensators 20 einander gleich sind, und die An stiegsgeschwindigkeit und Abfallgeschwindigkeit der Knoten F und G groß sind, wie in Fig. 3(f) gezeigt, die Ladungspumpen schaltungen 50 bzw. 51 an den Knoten K ein um den Schwellspan nungswert Vthp des p-Kanal-MOS-Transistors größeres Potential (- Vcc + Vthp) aus als das negative Potential (- Vcc), dessen Ab-solutwert derselbe wie der des Stromversorgungspotentials Vcc ist, in Reaktion auf das Abfallen des Potentials am Knoten G und das Abfallen des Potentials am Knoten F. Beispielsweise hat, wenn das Potential am Knoten G abfällt, der Knoten F be reits das Stromversorgungspotential Vcc angenommen. Dement sprechend ist, wenn das Potential am Knoten G abgefallen ist, der Knoten H immer auf hohem Potential, was es ermöglicht, den Transistor 24 in den AUS-Zustand zu bringen, so daß das Poten tial am Knoten I durch die vom Kondensator 20 abgeführte nega tive Ladung auf -Vcc abfällt. Das heißt, das vorbestimmte nega tive Potential (-Vcc + Vthp) wird von der Ladungspumpenschal tung 50 in Reaktion auf ein Abfallen des Potentials am Knoten G als Substratvorspannung V_BB ausgegeben. Andererseits hat, wenn das Potential am Knoten F abfällt, das Potential am Knoten G bereits das Stromversorgungspotential Vcc angenommen. Dement sprechend ist nach einem Abfallen des Potentials am Knoten F der Knoten I notwendigerweise auf hohem Potential, was es ermöglicht, den Transistor 22 in den AUS-Zustand zu bringen, so daß das Potential am Knoten H auf -Vcc abfällt. Damit wird das vorbestimmte negative Potential (-Vcc + Vthp) von der Ladungs pumpenschaltung 50 in Reaktion auf ein Abfallen der Ladung am Knoten F als Substratvorspannung V_BB ausgegeben.

Nachfolgend sei der Fall angenommen, daß die Kapazität des Kon densators 20 sehr viel größer als die Kapazität des Kondensa tors 19 ist. In diesem Falle werden, wie in Fig. 3(g) gezeigt, das Abfallen und das Ansteigen des Potentials am Knoten F schnell gemacht, aber das Ansteigen und Abfallen des Potentials am Knoten G sind sehr langsam. Bei einer herkömmlichen Sub stratvorspannungs-Erzeugungsschaltung gibt es, wenn es zu dieser Erscheinung kommt, eine Zeitspanne, in der das Potential an beiden Knoten F und G einen niedrigen Pegel annimmt, was zu dem Problem führt, daß die Substratvorspannung V_BB, die dem durch die Ladungspumpenschaltungen 50 und 51 ausgegebenen Po tential entspricht, einen höheren Wert als das ursprünglich auszugebende Potential (-Vcc + Vthp) aufweist. Bei der vorlie genden Ausführungsform ist jedoch, wie klar aus Fig. 3(g) zu erkennen, wenn das Potential am Knoten F abfällt, der Knoten G immer auf hohem Pegel, so daß das Potential am Knoten I auf das Potential angestiegen ist, das erforderlich ist, um den Transi stor 22 in den AUS-Zustand zu bringen. Damit fällt das Poten tial am Knoten H in Reaktion auf ein Abfallen des Potentials am Knoten F mit Sicherheit auf -Vcc ab, so daß das vorbestimmte negative Potential (-Vcc + Vthp) von der Ladungspumpenschaltung 51 ausgegeben wird. Wenn der Knoten G abfällt, ist das Potential am Knoten F immer das Stromversorgungspotential Vcc, so daß das Potential am Knoten I auf -Vcc abfällt und dann das vorbestimmte negative Potential (-Vcc + Vthp) von der Ladungs pumpenschaltung 50 ausgegeben wird.

Fig. 11 ist ein Timingdiagramm, welches den Betrieb der La dungspumpenschaltungen 50 und 51 darstellt, wenn die Kapazität des Kondensators 20 sehr viel größer als die Kapazität des Kon densators 19 ist. Unter Bezugnahme auf Fig. 11 werden die Potentialänderungen an den Knoten in den Ladungspumpenschaltun gen 50 und 51 nach Fig. 2 nachfolgend genauer beschrieben.

Im Unterschied zum herkömmlichen Fall beginnt, wie in Fig. 11(a) gezeigt, das Potential am Knoten G abzufallen, wenn eine bestimmte Zeit verstrichen ist, nachdem das Potential am Knoten F auf hohen Pegel angestiegen ist, und beginnt zu einem frühe ren Zeitpunkt anzusteigen als dem des Abfallens des Potentials am Knoten F, so daß, wie in Fig. 11(b) und (c) gezeigt, der Transistor 23 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand zu einem früheren Zeitpunkt als dem des Umschaltens des Transistors 21 vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand umschaltet. Desweiteren schaltet, wie in den Fig. 11(e) und (f) gezeigt, der Tran sistor 22 vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand später als im herkömmlichen Falle, nachdem der Transistor 24 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand umschaltet, um, und schaltet vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand früher als im herkömmlichen Falle, nachdem der Transistor 24 vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt, um.

Damit beginnt das Potential am Knoten I hinreichend später ab zufallen als das Potential am Knoten H ansteigt (gezeigt durch die durchgezogene Linie in Fig. 11(d)), und es beginnt hin reichend später anzusteigen als das Abfallen des Potentials am Knoten H. Damit gibt es in einem Zeitraum, in dem der Transi stor 21 im EIN-Zustand ist, keinen Fall, in dem der Transistor 22 den EIN-Zustand einnimmt, so daß der Effekt, daß der Knoten H auf Masse gelegt wird, nicht vorkommt. Das heißt, das Poten tial am Knoten K wird auf dem ursprünglichen Ausgangspotential (-Vcc + Vthp) der Transistoren 21 und 23 in dem Falle stabili siert, daß das Gatepotential -Vcc ist, wie in Fig. 11(g) gezeigt.

Auf der anderen Seite sei der Fall angenommen, daß die Kapazi tät des Kondensators 19 sehr viel größer als die Kapazität des Kondensators 20 sei. In diesem Falle gibt es normalerweise einen Zeitraum, in dem der Transistor 24 in den EIN-Zustand ge bracht wird, wenn das Potential am Knoten G auf niedrigem Pegel ist, was zu dem Problem führt, daß von der Ladungspumpenschal tung 50 ein Potential ausgegeben wird, das höher als das vor bestimmte Potential ist. In der vorliegenden Ausführungsform ist jedoch, wie in Fig. 3(h) gezeigt, das Abfallen des Poten tials am Knoten F nicht scharf, aber das Potential am Knoten F hat schon hohen Pegel angenommen, wenn das Potential am Knoten G abfällt. Damit ist, wenn das Potential am Knoten G abfällt, der Knoten H schon auf einem Potential, welches den Transistor 24 in den AUS-Zustand versetzt. Damit fällt das Potential am Knoten I in Reaktion auf das Abfallen des Potentials am Knoten G mit Sicherheit auf -Vcc ab. Das heißt, die Ladungspumpen schaltung 50 gibt mit Sicherheit ein vorbestimmtes negatives Potential (-Vcc + Vthp) in Reaktion auf ein Abfallen des Poten tials am Knoten G aus. Wenn das Potential am Knoten F abfällt, hat das Potential am Knoten G bereits das Stromversorgungspo tential Vcc erreicht, so daß die Ladungspumpenschaltung 51 sicher das vorbestimmte negative Potential (-Vcc + Vthp) in Reaktion auf das Abfallen des Potentials am Knoten F ausgibt.

Fig. 12 ist eine grafische Darstellung, die schematisch die Änderung des Substratpotentials (des Potentials am Knoten H) von dem Zeitpunkt an, zu dem die Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung den Betrieb in der Halbleitereinrichtung auf nimmt, bei der die Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung ge mäß der Erfindung verwendet wird, zeigt. In Fig. 12 ist der Fall dargestellt, daß das Substratpotential unmittelbar vor der Betriebsaufnahme der Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung 0V ist. In Fig. 12 ist mittels einer gestrichelten Linie auch die Änderung des Substratpotentials in einer Halbleiter einrichtung, in der eine herkömmliche Substratvorspannungs-Er zeugungsschaltung verwendet wird, angegeben.

Wie Fig. 12 zeigt, beginnt in der Halbleitereinrichtung, in der die erfindungsgemäße Substratvorspannungs-Erzeugungsschal tung verwendet wird, das Potential am Knoten K mit viel größe rer Geschwindigkeit als bei der Halbleitereinrichtung, in der die herkömmliche Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung ver wendet wird, in Reaktion auf den Beginn des Betriebs des Ring oszillators 30 abzufallen, wie durch die durchgezogene Linie gezeigt, und wird bei einem Wert (-Vcc + Vthp) stabil, welches einen niedrigeren Wert als dem des Potentials darstellt, das mit der herkömmlichen Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung erreicht wird. Das heißt, durch Anwendung der erfindungsgemäßen Lösung wird das Substrat schneller und auf ein niedrigeres Potential als im herkömmlichen Falle vorgespannt.

Wie oben beschrieben, gibt es bei der Substratvorspannungs-Er zeugungsschaltung gemäß der Erfindung unter keinen Umständen den Zustand, daß der Knoten K, der mit dem Substrat verbunden ist, in einer der Ladungspumpen 50 oder 51 auf Masse gelegt ist. Damit wird das Abfallen des Potentials am Knoten K nicht beeinträchtigt, und im Ergebnis dessen fällt das Potential am Knoten K schneller als im herkömmlichen Falle ab.

Wie oben beschrieben, kann bei der beschriebenen Substratvor spannungs-Erzeugungsschaltung von den Ladungspumpenschaltungen 50 und 51 sehr effizient ein negatives Potential erhalten werden, da Signale mit einer großen Phasendifferenz in die La dungspumpenschaltungen 50 und 51 auch dann eingegeben werden, wenn die Kapazität des Kondensators 19 und die Kapazität des Kondensators 20 sich stark unterscheiden.

Wenn der Unterschied der Kapazitäten zwischen den Kondensatoren 19 und 20 größer gemacht wird, wächst der Unterschied zwischen der Abfallsgeschwindigkeit am Knoten G und der Anstiegsge schwindigkeit am Knoten F und der Unterschied zwischen der Ab fallsgeschwindigkeit am Knoten F und der Anstiegsgeschwindig keit am Knoten G an. Damit werden die Zeiten, in denen das Po tential am Knoten G nach dem Übergang des Potentials am Knoten F auf hohen Pegel niedrigen Pegel annimmt, und in der das Po tential am Knoten F nach dem Übergang des Potentials am Knoten G auf hohen Pegel niedrigen Pegel annimmt, verkürzt. Damit muß, um sicherzustellen, daß nach dem Abfallen des Potentials am Knoten G das Potential am Knoten F auf hohem Pegel ist, und daß nach Abfallen des Potentials am Knoten F das Potential am Knoten G auf hohem Pegel ist, die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangspotential des NOR-Gatters 17 und dem Ausgangspotential des NAND-Gatters 16 entsprechend dem Unterschied zwischen den Kapazitäten der Kondensatoren 19 und 20 gewählt werden. Natür lich wächst, wenn die Phasendifferenz größer wird, der Unter schied in den Kapazitäten zwischen den Kondensatoren 19 und 20, der zu einer Zeitspanne führt, in der sowohl das Potential am Knoten F als auch das Potential am Knoten G auf niedrigem Pegel sind, an. Das heißt, wenn die Phasendifferenz größer wird, sinkt das Risiko des Vorkommens einer Zeitspanne, in der sowohl das Potential am Knoten F als auch G auf niedrigem Pegel ist, ab. Die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangspotential des NAND-Gatters 16 und dem Ausgangspotential des NOR-Gatters 17 steigt an, wenn die Phasendifferenz zwischen dem Potential am Knoten D und dem Potential am Knoten E, das heißt die Phasen differenz zwischen dem Potential am Knoten A und dem Potential am Knoten C ansteigt. Daher sollte, um den Betriebsrahmen der Ladungspumpenschaltungen 50 und 51 hinreichend zu groß machen, bestimmt werden, welche der Ausgangspotentiale der Inverter 1 bis 7 als Ausgänge (Ausgaben) des Ringoszillators 30 verwendet werden sollen, so daß die Phasendifferenz zwischen dem Ein gangspotential in die Wellenform-Gestaltungsschaltung 40 und dem Eingangspotential der Wellenform-Gestaltungsschaltung 41 vergrößert wird.

In der Praxis kann die Phasendifferenz zwischen dem Potential am Knoten D und dem Potential am Knoten E bei der vorliegenden Ausführungsform das hundertfache des herkömmlichen Wertes be tragen, wenn ein Ringoszillator, bei dem die Schwingungsfre quenz zur Senkung des Leistungsverbrauches groß gemacht wurde, in jeder der herkömmlichen Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltungen nach Fig. 4 und eine Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung gemäß der Erfindung verwendet wird. Damit kann durch Anwendung der Erfindung der Betriebsrahmen der Ladungs pumpenschaltungen 50 und 51 sehr viel größer als im herkömm lichen Falle gemacht werden.

Wie oben beschrieben, kann mit der Erfindung von den Ladungs pumpenschaltungen 50 und 51 mit Sicherheit ein vorbestimmtes negatives Potential auch dann erhalten werden, wenn die Kapa zitäten der Kondensatoren 19 und 20 sich stark voneinander unterscheiden, ohne eine neue Verzögerungsschaltung zur Ver meidung des Vorkommens einer Zeitspanne, in der die Potentiale an beiden Knoten F und G niedrigen Pegel annehmen, vorzusehen, und ohne die Dimensionierung der logischen Gatter o. ä. in den Vorstufen der Ladungspumpenschaltungen 50 und 51 zu vergrößern.

Claims

1. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung zum Anlegen einer Vorspannung an ein Halbleitersubstrat als Substratvorspannung mit
einem Ringoszillator (30) mit einer Mehrzahl von in einem Ring in Reihe geschalteten Invertereinrichtungen (1 bis 7),
einer ersten Signalerzeugungseinrichtung (16, 41), die in Reak tion auf ein erstes Ausgangssignal des Ringoszillators (30) ein erstes logisches Signal mit einem sich mit einem konstanten Zyklus periodisch umkehrenden logischen Pegel liefert,
einer zweiten Signalerzeugungseinrichtung (17, 18, 40), die in Reaktion auf ein zweites Ausgangssignal des Ringoszillators (30) in einer ersten Periode, in der das Ausgangssignal der ersten Signalerzeugungseinrichtung (40) auf dem ersten logi schen Pegel ist, ein zweites logisches Signal, welches während der ersten Periode für eine gegenüber der ersten Periode kürze re zweite Periode einen zweiten logischen Pegel aufweist, und das in den anderen Perioden den ersten logischen Pegel aufweist, erzeugt,
einer ersten Ladungspumpeneinrichtung (51), die ein erstes Kapazitäts-Kopplungselement (19), welches in Reaktion auf das erste Ausgangssignal mit dem ersten logischen Pegel von der ersten Signalerzeugungseinrichtung (16, 41) aufgeladen wird,
und eine erste Entladungseinrichtung (21) zum Entladen des ersten Kapazitäts-Kopplungselements (19) auf das Halbleitersub strat in Reaktion auf das zweite Ausgangssignal mit dem zweiten logischen Pegel aufweist, und
einer zweiten Ladungspumpeneinrichtung (50), die ein zweites Kapazitäts-Kopplungselement (20), das in Reaktion auf das zweite Ausgangssignal auf dem ersten logischen Pegel von der zweiten Signalerzeugungseinrichtung (17, 18, 40) aufgeladen wird, und eine zweite Entladungseinrichtung (23) zum Entladen des zweiten Kapazitäts-Kopplungselements (20) auf das Halblei tersubstrat in Reaktion auf das erste Ausgangssignal auf dem zweiten Pegel aufweist.

2. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Ringoszillator (30) eine Mehrzahl von Signalen, die ein erstes, ein zweites und ein drittes Signal einschließt, mit vorbestimmten Phasendifferenzen voneinander erzeugt,
die erste Signalerzeugungseinrichtung (16, 41) eine erste Signalliefereinrichtung (41) und eine erste logische Gatter einrichtung (16) aufweist und die zweite Signalerzeugungsein richtung (17, 18, 40) eine zweite Signalliefereinrichtung (40) und eine zweite logische Gattereinrichtung (17, 18) aufweist,
die erste Signalliefereinrichtung (41) ein viertes Signal in Reaktion auf das erste und zweite Signal liefert,
die zweite Signalliefereinrichtung (40) ein fünftes Signal mit einer vorbestimmten Phasendifferenz gegenüber dem vierten Signal in Reaktion auf das zweite und dritte Signal liefert,
die erste logische Gattereinrichtung (16) ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel ausgibt, wenn sowohl das vierte als auch das sechste Signal auf einem vorbestimmten logischen Pegel sind, und
die zweite logische Gattereinrichtung (17, 18) ein Signal auf dem ersten logischen Pegel ausgibt, wenn mindestens entweder das vierte oder fünfte Signal auf dem vorbestimmten logischen Pegel sind.

3. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste logische Gattereinrich tung (16) ein 2-Eingänge-NAND-Gatter (16), das das vierte und fünfte Signal als Eingang verwendet, und die zweite logische Gattereinrichtung (17, 18) ein 2-Eingänge-NOR-Gatter (17, 18), das das vierte und fünfte Signal als Eingänge verwendet, auf weist.

4. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Si gnalliefereinrichtung (41) eine erste Wellenform-Gestaltungs einrichtung (41) zur Wellenform-Gestaltung des ersten Signals in Reaktion auf das zweite Signal und die zweite Signal liefereinrichtung (41) eine zweite Wellenform-Gestaltungsein richtung (40) zur Wellenform-Gestaltung des dritten Signals in Reaktion auf das zweite Signal aufweist.

5. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste lo gische Pegel ein hoher Pegel und der zweite logische Pegel ein niedriger Pegel ist.

6. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste La dungspumpeneinrichtung (51) weiter ein Schaltelement (22), das zwischen das erste Kapazitäts-Kopplungselement (19) und eine vorbestimmte Potentialquelle geschaltet und durch den Ausgang der zweiten logischen Gattereinrichtung (17, 18) gesteuert ist, und daß die zweite Ladungspumpeneinrichtung (50) weiter ein Schaltelement, das zwischen das zweite Kapazitäts-Kopplungsele ment (20) und die vorbestimmte Potentialquelle geschaltet und durch den Ausgang der ersten logischen Gattereinrichtung (16) gesteuert ist, aufweist.

7. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Entla dungseinrichtung (21) ein Schaltelement (20) zum elektrischen Verbinden des ersten Kapazitäts-Kopplungselements (19) mit dem Substrat in Reaktion auf ein Ausgangssignal der ersten Signal erzeugungseinrichtung (16, 41) auf dem zweiten logischen Pegel und daß die zweite Entladungseinrichtung (23) ein Schaltelement (23) zum elektrischen Verbinden des zweiten Kapazitäts-Kopp lungselements (20) mit dem Substrat in Reaktion auf ein Aus gangssignal der zweiten Signalerzeugungseinrichtung (17, 18, 40) auf dem zweiten logischen Pegel aufweist.

8. Substratvorspannungs-Erzeugungseinrichtung zum Anlegen einer vorbestimmten Spannung an ein Halbleitersubstrat als Substrat vorspannung mit
einer ersten Ladungspumpeneinrichtung (51) mit einem ersten Ka pazitäts-Kopplungselement (19), das in Reaktion auf ein Signal auf einem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und einer ersten Einrichtung zur Bildung eines elektrischen Pfades (22) zum Entladen des ersten Kapazitäts-Kopplungselements (19),
einer zweiten Ladungspumpeneinrichtung (50) mit einem zweiten Kapazitäts-Kopplungselement (20), das in Reaktion auf ein Signal auf dem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und einer zweiten Einrichtung zur Bildung eines elektrischen Pfades (24) zum Entladen des zweiten Kapazitäts-Kopplungselements (20), wobei sowohl die erste als auch die zweite Einrichtung zur Bil dung eines elektrischen Pfades (22, 24) in Reaktion auf ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel aktiviert wird,
einer ersten Signalbereitstellungseinrichtung (16, 30, 41) zum Anlegen eines Signals auf dem ersten logischen Pegel für vorbe stimmte Perioden in konstanten Intervallen an das erste Kapazi täts-Kopplungselement (19),
einer zweiten Signalbereitstellungseinrichtung (17, 18, 30, 40) zum Anlegen eines Signals auf dem zweiten logischen Pegel an das zweite Kapazitäts-Kopplungselement während der vorbestimm ten Periode, in der das Ausgangssignal der ersten Signalbe reitstellungseinrichtung (16, 30, 41) den ersten logischen Pegel inne hat, für eine kürzere Zeitspanne als die erste vor bestimmte Periode, und zur Bereitstellung eines Signals auf dem ersten logischen Pegel in den anderen Perioden,
einer ersten Verbindungseinrichtung (21) zum elektrischen Ver binden eines Verbindungspunktes des ersten Kapazitäts-Kopp lungselements (19) und der ersten Einrichtung zur Bildung eines elektrischen Pfades (22) mit dem Substrat in Reaktion auf ein Signal auf dem ersten logischen Pegel von der ersten Signalbe reitstellungseinrichtung (16, 30, 41), und
einer zweiten Verbindungseinrichtung (23) zum elektrischen Ver binden eines Verbindungspunktes des zweiten Kapazitäts-Kopp lungselements (20) und der zweiten Einrichtung zur Bildung eines elektrischen Pfades (24) mit dem Substrat in Reaktion auf ein Signal auf dem zweiten logischen Pegel von der zweiten Signalbereitstellungseinrichtung (17, 18, 30, 40).

9. Substratvorspannungs-Erzeugungseinrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das erste, zweite und dritte Signal Ausgaben dreier unterschiedlicher In vertereinrichtungen aus der Mehrzahl der Invertereinrichtungen (1 bis 7) sind.

10. Halbleitereinrichtung mit Substratvorspannungs-Erzeugungs schaltung zum Anlegen eines Substratvorspannungspotentials an das Substrat, dadurch gekennzeichnet, daß die Substratvorspan nungs-Erzeugungsschaltung aufweist:
eine Signalerzeugungseinrichtung (30) zur Erzeugung eines ersten bis vierten Signals, wobei das zweite Signal ein gegen über dem ersten Signal verzögertes Signal, das dritte Signal ein gegenüber dem zweiten Signal verzögertes Signal und das vierte Signal ein gegenüber dem dritten Signal verzögertes Signal ist,
eine erste Wellenform-Gestaltungseinrichtung (40), die in Reaktion auf das erste und zweite Signal ein erstes geformtes Signal erzeugt,
eine zweite Wellenform-Gestaltungseinrichtung (41), die in Re aktion auf das dritte und vierte Signal ein zweites geformtes Signal liefert,
eine erste logische Einrichtung (17, 18) die in Reaktion auf das erste und zweite geformte Signal ein erstes logisches Signal liefert,
eine zweite logische Einrichtung (16), die in Reaktion auf das erste und zweite geformte Signal ein zweites logisches Signal in Relation zum invertierten Signal des ersten logischen Signals liefert,
eine erste Ladungspumpeneinrichtung (50) mit einem ersten Ka pazitäts-Kopplungselement, das in Reaktion auf das erste lo gische Signal aufgeladen wird, und einem Ausgangsknoten, der mit dem Substrat verbunden ist, und
eine zweite Ladungspumpeneinrichtung (51) mit einem zweiten Kapazitäts-Kopplungselement, das in Reaktion auf das zweite logische Signal aufgeladen wird, und einem mit dem Substrat verbundenen Ausgangsknoten.

11. Halbleitereinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekenn zeichnet, daß das erste Signal dasselbe wie das dritte Signal ist.

12. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung zum Liefern einer Vorspannung an ein Halbleitersubstrat (130) mit
einem Oszillator (30) zum Liefern eines ersten und eines zweiten Taktsignals einer ersten und zweiten Phase,
einem ersten Signalgenerator (16, 41), der in Reaktion auf das erste Taktsignal ein periodisch invertierendes erstes Ladungs pumpen-Steuersignal mit einem ersten Pegel für eine erste Periode jedes Zyklus und einem zweitem Pegel für eine zweite Periode jedes Zyklus liefert,
einem zweiten Signalgenerator (40, 17, 18), der in Reaktion auf das zweite Taktsignal ein periodisch invertierendes Ladungs pumpen-Steuersignal mit dem zweiten logischen Pegel während jedes Zyklus nur während eines ersten Pegels des ersten Signals und für eine kleinere als die erste Periode liefert,
einer ersten Ladungspumpeneinrichtung (51) mit einem ersten Kondensator (19) und einer ersten Schalteinrichtung (21), wobei die erste Schalteinrichtung (21) in Reaktion auf den ersten Pegel des ersten Ladungspumpen-Steuersignals den ersten Konden sator (19) auflädt und in Reaktion auf den zweiten Pegel des zweiten Ladungspumpen-Steuersignals den ersten Kondensator (19) auf das Halbleitersubstrat (130) entlädt, und
einer zweiten Ladungspumpeneinrichtung (50) mit einem zweiten Kondensator (20) und einer zweiten Schalteinrichtung (23), wobei die zweite Schalteinrichtung (23) in Reaktion auf den ersten Pegel des zweiten Ladungspumpen-Steuersignals den zweiten Kondensator auflädt und auf den zweiten Pegel des ersten Ladungspumpen-Steuersignals des zweiten Kondensators (20) auf das Halbleitersubstrat (20, 130) entlädt.

13. Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Pegel ein logisch hoher Pegel und der zweite Pegel ein logisch niedriger Pegel ist.

14. Verfahren zum Betrieb einer Substratvorspannungs-Erzeu gungsschaltung zur Lieferung einer Vorspannung an ein Halblei tersubstrat als Substratvorspannung, wobei
die Substratvorspannungs-Erzeugungsschaltung eine erste La dungspumpeneinrichtung (51) mit einem ersten Kapazitäts-Kopp lungselement (19), das in Reaktion auf ein Signal auf einem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und eine erste Ent ladungseinrichtung (21) zum Entladen des ersten Kapazitäts- Kopplungselements (19) auf das Halbleitersubstrat in Reaktion auf ein Signal mit einem zweiten logischen Pegel und eine zwei te Ladungspumpeneinrichtung (50) mit einem zweiten Kapazitäts- Kopplungselement (20), das in Reaktion auf ein Signal auf dem ersten logischen Pegel aufgeladen wird, und einer zweiten Ent ladungseinrichtung (24) zum Entladen des zweiten Kapazitäts- Kopplungselements (20) auf das Halbleitersubstrat in Reaktion auf ein Signal mit dem zweiten logischen Pegel aufweist, mit den Schritten:
Erzeugen eines ersten Signals, dessen logischer Pegel sich in einem konstanten Zyklus umkehrt,
Erzeugen eines zweiten Signals, welches in einer ersten Periode, in der das erzeugte erste Signal auf dem ersten logi schen Pegel ist, während einer kürzeren Periode als der ersten Periode den zweiten logischen Pegel annimmt, und das in den anderen Perioden den ersten logischen Pegel annimmt,
Anlegen des erzeugten ersten Signals an das erste Kapazitäts- Kopplungselement (19),
Anlegen des erzeugten zweiten Signals an das zweite Kapazitäts- Kopplungselement (20),
elektrisches Verbinden des ersten Kapazitäts-Kopplungselements (19) mit einer Quelle eines vorbestimmten Potentials in Reaktion darauf, daß das zweite Signal den zweiten logischen Pegel hat, und
elektrisches Verbinden des zweiten Kapazitäts-Kopplungselement (20) mit der Potentialquelle in Reaktion darauf, daß das erste Signal den zweiten logischen Pegel hat.