DE4402098A1 - Verzögerungs-Interpolator für einen digitalen Phased-Array-Ultraschallstrahlformator - Google Patents
Verzögerungs-Interpolator für einen digitalen Phased-Array-UltraschallstrahlformatorInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft Ultraschallabbildungs
systeme, welche eine Phased-Array-Strahlsteuerung und Pha
sed-Array-Strahlfokussierung verwenden, und insbesondere
einen Verzögerungsinterpolator zur Verwendung in jedem Kanal
des digitalen Phased-Array-Strahlformers. Bei Ultraschall-
Phased-Array-Abbildungssystemen bzw. Ultraschallabbildungs
systemen mit einem Phasen-gesteuerten Feld von Wandlerele
menten umfaßt der Ultraschallwandler ein Array von Wandler
elementen. Das System umfaßt n-parallele Kanäle, welche je
weils einen Sender und einen Empfänger aufweisen, die je
weils mit einem der Wandler-Array-Elemente verbunden sind.
Jeder Sender erzeugt ausgangsseitig Ultraschallpulse, wel
ches in ein abzutastendes Objekt geschickt werden, das ty
pischerweise der menschliche Körper ist. Die ausgesendete
Ultraschallenergie wird durch Anwenden von geeigneten Ver
zögerungen auf die von dem Array-Element ausgesandten Pulse
gesteuert und fokussiert, so daß die ausgesandte Energie
sich in konstruktiver Art an einem gewünschten Punkt auf
addiert. Die Pulse werden teilweise zurück zu dem Wandler-
Array durch verschiedene Strukturen und Gewebeformen inner
halb des Körpers reflektiert.
Das Steuern und Fokussieren der empfangenen Ultraschall-
Energie wird in einer umgekehrten Art bewerkstelligt. Die
empfangene Ultraschallenergie von einem Objekt erreicht
typischerweise die Array-Elemente zu unterschiedlichen Zeit
punkten. Die empfangenen Signale werden verstärkt, verzögert
und dann in einem Empfangsstrahlformer aufsummiert. Die Ver
zögerung für jedes Element wird derart ausgewählt, daß der
empfangene Strahl an einem gewünschten Punkt fokussiert
wird. Die Verzögerungen können dynamisch derart variiert
werden, daß eine Fokussierung an den Objekten mit einer
fortschreitend zunehmenden Tiefe ausgeübt wird, wenn die
Ultraschallenergie empfangen wird.
Bei einem digitalen Empfänger wird das Signal von jedem
Array-Element durch einen Analog-/Digital-Wandler digitali
siert. Die minimale Umwandlungsrate oder Abtastrate, welche
durch das Nyquist-Theorem vorgegeben ist, beträgt das
doppelte der Frequenz der höchsten Frequenzkomponente in dem
empfangenen Signal. Üblicherweise ist die Umwandlungsrate
geringfügig höher als das Nyquist-Erfordernis, um ein prak
tisches Antialiasing-Filter zu schaffen.
Bei digitalen Ultraschall-Strahlformern ist es die gerad
linigste Lösung, die Verzögerungsform zu implementieren,
wenn die gewünschte Verzögerung ein ganzes Vielfaches der
Abtastperiode ist. Eine derartige Verzögerung kann durch die
Verwendung eines FIFO-Speichers, eines Speichers mit 2
Toren, eines Schieberegisters oder einer ähnlichen Speicher
vorrichtung erhalten werden. Jedoch ist es oftmals wün
schenswert, Verzögerungen zu implementieren, welche in Ein
heiten quantisiert sind, welche kleiner als die Abtast
periode sind, um eine hochgenaue Aussteuerung oder Fokus
sierung zu erhalten. Beispielsweise sei angenommen, daß ein
5-MHz-Phased-Array-Wandler eine 100%ige Teilbandbreite hat,
d. h. ein Spektrum von 2,5 MHz bis 7,5 MHz. Eine Abtastrate
von 20 MHz erfüllt das Nyquist-Kriterium und liefert ein
komfortables Schutzband für das Antialiasing-Filter. Bei
einer 20-MHz-Abtastrate kann eine Verzögerungsquantisierung
von 50 Nanosekunden (der Abtastperiode) ohne weiteres er
reicht werden. Jedoch ist zum Erhalten einer hohen Lei
stungsfähigkeit bei der Strahlauswertung eine Verzögerungs
quantisierung von ungefähr 12 Nanosekunden erwünscht. Es
wäre ausgesprochen teuer, die Abtastrate auf 80 MHz zu er
höhen.
Als Alternative zur Erhöhung der Abtastrate kann ein Ver
zögerungselement verwendet werden, das für Verzögerungen
geeignet ist, die in Einheiten kleiner als die Abtastperiode
quantisiert sind, um damit eine Verzögerungsinterpolation
zwischen den Abtastperioden zu schaffen. Die US-PS 4,170,766
(erteilt am 9. Oktober 1979 für Pridham et al.) offenbart
einen Strahlformer, bei dem Signalabtastwerte relativ zu
einander durch Teilgrößen der Abtastperiode unter Verwendung
von ladungsgekoppelten Schaltungsregistern verzögert werden,
um analoge Abtastwerte zu speichern. Die US-A 4,787,392 (er
teilt am 29. November 1988 an Saugeon) offenbart eine
Technik für die Verzögerungsinterpolation in einem Ultra
schallsystem unter Verwendung von zwei aufeinanderfolgend
empfangenen Ultraschallsignalen, die an einen Interpolator
angelegt werden. Die US-A-5,088,496 (erteilt am 18. Februar
1992 an Bernard) offenbart ein Ultraschallabbildungssystem,
bei dem jeder Kanal eines Strahlformers eine Verzögerungs
leitung und eine Schaltung zur Verzögerungsinterpolation um
faßt.
Die Schaltung zur Verzögerungsinterpolation umfaßt mehrfache
Digitalfilter, von denen ein jedes eine unterschiedliche
Verzögerung hat, welche in Parallelschaltung angeordnet
sind. Der Ausgang eines Digitalfilters wird ausgewählt, um
die gewünschte Verzögerung zu schaffen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verzögerungsinter
polator zur Verwendung in jedem Kanal eines Ultrastrahl
formers vorgesehen. Die empfangenen Signale von den Wandler
elementen eines Ultraschallwandler-Arrays werden in digitale
Abtastwerte mit einer Abtastrate f umgewandelt. Die digita
len Abtastwerte werden durch ausgewählte Verzögerungen ver
zögert, wobei die verzögerten Digitalabtastwerte aufsummiert
werden, um einen fokussierten Empfangsstrahl zu bilden. Der
Verzögerungsinterpolator verzögert die digitalen Abtastwerte
in jedem Kanal durch ausgewählte Verzögerungen, welche in
Inkrementen kleiner als die Abtastperiode 1/f quantisiert
sind. Der Verzögerungsinterpolator umfaßt ein FIR-Digital
filter mit einer programmierbaren Einrichtung, welche auf
die Verzögerungssteuerinformation anspricht, um die digita
len Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu ver
zögern, welche in Inkrementen kleiner als die Abtastperiode
quantisiert sind, sowie eine Steuereinrichtung, welche auf
ein Unterverzögerungssteuersignal anspricht, welches eine
gewünschte Verzögerung für das Zuführen der Verzögerungs
steuerinformation zu dem FIR-Digitalfilter darstellt.
Die Verzögerungsinterpolation wird typischerweise mit einer
Grobverzögerungseinheit verwendet, welche Verzögerungen als
mehrfache der Abtastperioden schafft. Die Gesamtverzögerung
ist die Summe der Verzögerungen von der Grobverzögerungsein
heit und der Verzögerungsinterpolation.
Vorzugsweise umfaßt die Steuereinrichtung eine Einrichtung
zum Zuführen eines Satzes von Filterkoeffizienten ent
sprechend der gewünschten Verzögerung. Das FIR-Digitalfilter
umfaßt vorzugsweise eine Multiplizierereinrichtung zum Mul
tiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen
Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten, um
Zwischenabtastwerte zu schaffen, sowie eine Summationsein
richtung zum Summieren von Zwischenabtastwerten, um einen
ausgangsseitigen Digitalabtastwert zu schaffen.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel haben alle Filter
koeffizienten mit Ausnahme eines einzigen die Form 1/2m,
wobei m eine ganze Zahl ist, wobei die Multipliziererein
richtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits von Daten
abtastwerten um m Bitpositionen in Reaktion auf die Steuer
information von der Steuereinrichtung aufweist. Wenn die
Koeffizienten in dieser Form vorliegen, werden übliche di
gitale Multiplizierer nicht benötigt, um die digitalen Ab
tastwerte mit den Filterkoeffizienten zu multiplizieren.
Vorzugsweise umfaßt das FIR-Digitalfilter ferner eine Ver
stärkungskorrektureinrichtung zum Korrigieren der Verstär
kung des ausgangsseitigen Abtastwertes bei jeder ausgewähl
ten Verzögerung. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
hat das FIR-Digitalfilter auswählbare Verzögerungen von 0,
1/4, 1/2 bzw. 3/4 der Abtastperiode. Die Steuerinformation
und die Verstärkungskorrekturinformation werden vorzugsweise
in einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff gespeichert, der
durch das Unterverzögerungs-Steuersignal adressiert wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird der Verzöge
rungsinterpolator in einem Strahlformer verwendet, der zwei
oder mehrfach gemultiplexte Strahlen schafft. In diesem Fall
umfaßt der Verzögerungsinterpolator eine erste Einrichtung
zum Speichern einer Gruppe von ersten aufeinanderfolgenden
digitalen Abtastwerten, welche einen ersten Strahl darstel
len, eine zweite Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von
zweiten aufeinanderfolgenden Digitalabtastwerten, welche
einen zweiten Strahl darstellen, sowie eine Auswahleinrich
tung zum aufeinanderfolgenden Zuführen der ersten Digital
abtastwerte und der zweiten Digitalabtastwerte zu dem FIR-
Digitalfilter in der Weise, daß das FIR-Digitalfilter zeit
lich gemultiplexte Verarbeitungen der digitalen Abtastwerte
des ersten Strahles und des zweiten Strahles ausführt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt der Ultra
schallstrahlformer zum Verarbeiten der empfangenen Signale
von einem Array von Ultraschallwandler-Elementen eine Mehr
zahl von Verarbeitungskanälen, wobei einer der Kanäle mit
jedem Wandlerelement in dem Array gekoppelt ist. Jeder Ver
arbeitungskanal umfaßt eine Digitalisierungseinrichtung zum
Umwandeln der empfangenen Signale in digitale Abtastwerte
mit einer vorbestimmten Abtastrate f, sowie eine Verzöge
rungseinrichtung zum Verzögern der digitalen Abtastwerte um
vorbestimmte Verzögerungen, um verzögerte Digitalabtastwerte
zu schaffen. Die digitale Einrichtung umfaßt einen Verzöge
rungsinterpolator mit einem FIR-Digitalfilter mit einer
programmierbaren Einrichtung, welche auf die Verzögerungs
steuerinformation anspricht, um die digitalen Abtastwerte um
unterschiedliche Verzögerungen zu verzögern, welche in In
krementen quantisiert sind, die kleiner als die Abtastperio
de sind. Der Ultraschallformer umfaßt eine Summationsein
richtung zum Summieren der verzögerten Digitalabtastwerte
zur Bildung von ausgangsseitigen Abtastwerten, welche einen
empfangenen Strahl darstellen, sowie eine Steuereinrichtung
zum Zuführen der Verzögerungssteuerinformation zu der Ver
zögerungseinrichtung in jedem Verarbeitungskanal.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines digitalen Phased-Array-
Ultraschallformers gemäß der vorliegenden Erfin
dung;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Verzögerungsinterpolators
gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungs
beispiels des Verzögerungsinterpolators gemäß der
vorliegenden Erfindung; und
Fig. 4 ein Blockdiagramm der Speicherungs- und Multi
plexer-Schaltung zum Betrieb des Verzögerungsinter
polators in einem zeitlich gemultiplexten Strahl
former.
Ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ultraschallwandler-
Arrays und eines digitalen Phases-Array-Strahlformers sind
in Fig. 1 gezeigt. Ein Phased-Array-Ultraschallwandler 10
umfaßt Wandlerelemente 10₁, 10₂ . . . ., 10 n. Die Wandlerele
mente sind typischerweise linear oder in einem kurvenför
mig-linearen Array angeordnet. Der Ultraschallwandler 10
umfaßt bis zu 128 Wandlerelemente in einem typischen Fall.
Der Ultraschallwandler 10 sendet Ultraschallenergie in ein
abzubildendes Objekt und empfängt die reflektierte Ultra
schallenergie. Bei einem medizinischen Ultraschallabbil
dungssystem werden die Reflexionen von verschiedenen Struk
turen und Organen innerhalb des menschlichen Körpers empfan
gen. Der Sendeabschnitt des Abbildungssystemes ist aus Grün
den der Einfachheit in Fig. 1 fortgelassen. Jedoch ist ein
Sender mit jedem Wandlerelement durch einen Empfänger-
Schutz-Schalter in an sich bekannter Art verbunden. Durch
geeignetes Verzögern der an jedes Wandlerelement angelegten
Pulse wird der fokussierte Ultraschallstrahl in den Patien
ten ausgesandt. Der ausgesandte Strahl wird durch Variation
der Verzögerungen, welche den Wandlerelementen zugeordnet
sind, fokussiert und gesteuert. Die reflektierte Ultra
schallenergie von einem gegebenen Punkt innerhalb des Pa
tientenkörpers wird von den Wandlerelementen zu unterschied
lichen Zeitpunkten empfangen. Jedes Wandlerelement 10₁, 10₂,
. . . 10 n wandelt die empfangene Ultraschallenergie in ein
elektrisches Signal um, welches einem Empfangsstrahlformer
12 zugeführt wird. Der Strahlformer 12 verarbeitet die
elektrischen Signale, um eine Fokussierung und Steuerung der
empfangenen Ultraschallenergie zu bewirken. Der Strahlformer
12 wandelt die empfangene Ultraschallenergie in einen
empfangenen, fokussierten Strahl um. Die Tiefe und Richtung
des Fokuspunktes bezogen auf den Ultraschallwandler 10 kann
bezogen auf die Zeit dynamisch durch eine geeignete Varia
tion der Verzögerungen variiert werden, die auf die
Empfangssignale von jedem Wandlerelement angewandt werden.
Der Strahlformer 12 umfaßt getrennte Verarbeitungskanäle für
jedes Wandlerelement.
Die jeweiligen elektrischen Signale von den Wandlerelementen
10₁, 10₂, . . . 10 n werden durch Verstärker 16₁, 16₂, . . . 16 n
verstärkt. Die verstärkten Signale werden durch Analog-/Di
gital-Wandler 20₁, 20₂, . . . 20 n digitalisiert, um digitale
Abtastwerte zu schaffen, die die empfangenen analogen Signa
le von jedem Wandlerelement darstellen. Die analogen Signale
werden mit einer vorbestimmten Abtastrate f abgetastet. Die
Abtastrate hängt von dem Frequenzinhalt der empfangenen
Signale ab und ist ausgewählt, so daß das Nyquist-Theorem
erfüllt wird. Beispielsweise hat das empfangene Signal bei
einem Ultraschallwandler 10, der bei 5 MHz arbeitet und eine
100%ige Teilbandbreite hat, ein Spektrum von 2,5 bis 7,5
MHz. Das Nyquist-Theorem erfordert, daß die Abtastrate
wenigstens das zweifache der höchsten Frequenzkomponente
(7,5 MHz) ist. Die Abtastrate wird, wie oben erwähnt wurde,
üblicherweise höher als das Nyquist-Erfordernis gewählt, um
ein praktisches Antialiasing-Filter zu schaffen. Bei dem
vorliegenden Ausführungsbeispiel erfüllt eine Abtastrate von
20 MHz diese Erfordernisse. Bei diesem Ausführungsbeispiel
beträgt die Abtastperiode 1/f und damit die Zeitdauer zwi
schen den Abtastpulsen 50 Nanosekunden.
Die digitalen Abtastwerte von den Analog-/Digital-Wandlern
20₁, 20₂, . . . 20 n werden eingangsseitig Verzögerungsein
heiten zugeführt, die eine gewünschte Zeitverzögerung auf
jedem digitalen Abtastwert anwenden. Die Verzögerungsein
heiten umfassen eine Grobverzögerungseinheit 22₁, 22₂, . . .
22 n und einen Verzögerungsinterpolator 24₁, 24₂, . . . 24 n für
jeden Kanal. Die Grobverzögerungseinheit verzögert jeden
digitalen Abtastwert um eine vorgegebene Verzögerung, welche
ein ganzes Vielfaches der Abtastperiode 1/f ist. Der Verzö
gerungsinterpolator verzögert jeden digitalen Abtastwert um
eine ausgewählte Verzögerung, welche in Einheiten quanti
siert ist, welche geringer als die Abtastperiode 1/f ist.
Beispielsweise liefert der Verzögerungsinterpolator eine
Verzögerung von 0, 1/4, 1/2 oder 3/4 der Abtastperiode. Da
her wird die Gesamtverzögerung eines jeden digitalen Abtast
wertes in Inkrementen quantisiert, welche kleiner als die
Abtastperiode sind, ohne daß die Abtastrate über denjenigen
Wert hinaus erhöht wird, der erforderlich ist, um das Ny
quist-Theorem mit einer geeigneten Sicherheitsbandbreite zu
erfüllen. Jedes der Grobverzögerungselemente 22₁, 22₂,
. . . 22 n wird durch ein Verzögerungssteuersignal gesteuert,
wobei jeder Verzögerungsinterpolator 24₁, 24₂, . . . 24 n durch
ein Unterverzögerungssteuersignal gesteuert wird. Das Ver
zögerungssteuersignal und das Unterverzögerungssteuersignal
werden von Fokus-Verzögerungsgeneratoren (nicht dargestellt)
in Reaktion auf einen Koeffizientensatz erzeugt, der ein
vorbestimmtes Muster der Strahlsteuerung und der Strahl
fokussierung darstellt.
Die verzögerten Digitalabtastwerte von den Verzögerungs
interpolatoren 24₁, 24₂, . . . 24 n werden einer Summationsein
heit 30 zugeführt. Das Ausgangssignal der Summationseinheit
30 ist ein digitaler Abtastwert, der die empfangene Signal
stärke von dem Punkt darstellt, an dem der Strahlformer 12
zu dem momentanen Zeitpunkt fokussiert ist. Die ausgangs
seitigen Abtastwerte des Strahlformers werden in dem rest
lichen Ultraschallabbildungssystem verarbeitet, um ein Bild
des überprüften Bereiches gemäß an sich bekannten Techniken
zu erzeugen.
Es sei angemerkt, daß die einem jeden Wandlerelement zuge
ordnete Schaltung einschließlich des Verstärkers 16, des
Analog-/Digital-Wandlers 20, der Grobverzögerungseinheit 22
und des Verzögerungsinterpolators 24 einen Verarbeitungs
kanal bildet, welcher für jedes Wandlerelement innerhalb des
Wandler-Arrays sich wiederholt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt der Verzögerungs
interpolator in einem jeden Kanal ein Digitalfilter mit
einer finiten Impulsantwort (FIR) mit unterschiedlichen
wählbaren Verzögerungswerten, die in Verzögerungsgrößen
quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode sind.
Ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des
Verzögerungsinterpolators 24 ist in Fig. 2 dargestellt. Ein
Verzögerungsinterpolator 24 ist für jeden Kanal des Strahl
formers 12 erforderlich. Das FIR-Digitalfilter ist derart
ausgelegt, daß es ein flaches Amplitudenantwortsignal und
eine lineare Verzögerung als Funktion der Frequenz aufweist.
Unterschiedliche Verzögerungswerte werden erhalten, indem
unterschiedliche Filterkoeffizienten an das FIR-Digital
filter angelegt werden. Das FIR-Digitalfilter für die Ver
zögerungsinterpolation gemäß der vorliegenden Erfindung hat
eine gerade Anzahl von Stufen und ist symmetrisch aufgebaut.
Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel umfaßt sechs
Stufen. Es hat sich herausgestellt, daß ein sechsstufiges
Filter ein zufriedenstellendes Betriebsverhalten zeigt, wenn
die höchste Frequenzkomponente des Empfangssignals nicht
mehr als 3/8 der Abtastfrequenz beträgt.
Der Verzögerungsinterpolator 24 umfaßt Register 50, 52, 54,
56, 58 und 60, die in Reihe geschaltet sind, um sechs auf
einanderfolgende digitale Datenabtastwerte zu speichern. Es
sei angemerkt, daß die digitalen Datenabtastwerte jeweils N
Bits haben und daß jedes der Register 50, 52, 54, 56, 58 und
60 eine Speicherkapazität von N Bits aufweist. Die Register
werden synchron mit dem Abtasttakt getaktet, so daß zu jeg
lichem Zeitpunkt die Register sechs digitale Datenabtastwer
te A, B, C, D, E und F enthalten. Die Ausgangswerte der Re
gister 50, 52, 54, 56, 58 und 60 werden einem der Eingänge
der Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 jeweils zuge
führt. Filterkoeffizienten CF, CE, CD, CC, CB sowie CA
werden an die anderen Eingänge der Multiplizierer 70, 72,
74, 76, 78 und 80 angelegt. Die Koeffizienten CA-CF werden
in einer Koeffizienten-Speichereinheit 82 gespeichert, wel
che ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff bzw. RAM sein kann.
Ein Satz der Koeffizienten entspricht einer gewünschten Ver
zögerung und wird durch ein Unterverzögerungssteuersignal
adressiert. Jede gewünschte Verzögerung erfordert einen un
terschiedlichen Satz von Filterkoeffizienten CA-CF. Die
Ausgänge der Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 werden
an die Eingänge einer Summationseinheit 86 angelegt. Die
Ausgänge der Multiplizierer werden aufsummiert, um Ausgangs
abtastwerte während eines jeden Zyklus des Abtasttaktes zu
liefern. Die Multiplizierer liefern Ausgangssignale simul
tan, so daß der ausgangsseitig erzeugte Abtastwert einen
Beitrag von sechs eingangsseitigen Datenabtastwerten umfaßt.
Während des nächsten Taktzyklus werden die Datenabtastwerte
in den Registern 50, 52, 54, 56, 58 und 60 um eine Position
verschoben. Sodann wird ein neuer ausgangsseitiger Abtast
wert in der gleichen Art erzeugt.
Es sei angemerkt, daß die ausgangsseitigen Abtastwerte nicht
gültig sind, bis die eingangsseitigen Datenabtastwerte in
sämtliche der Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60 hereinge
schoben worden sind. Daher ist die tatsächliche Verzögerung
zwischen den eingangsseitigen Datenabtastwerten und den aus
gangsseitigen Datenabtastwerten ein ganzes Vielfaches der
Abtastperiode plus die gewünschte Unterverzögerung, die ge
ringer als die Abtastperiode ist. Die gesamte Verzögerung,
die durch das FIR-Digitalfilter erzeugt wird, wird berück
sichtigt, indem die Verzögerung des Grobverzögerungselemen
tes 22 um einen entsprechenden Betrag vermindert wird.
Die Koeffizienten für die Erzeugung der Verzögerungen von 0,
1/4, 1/2 und 3/4 der Abtastperiode sind in der nachfolgenden
Tabelle 1 aufgeführt. Die Tabelle 1 umfaßt eine Verstär
kungskorrektur für jeden Verzögerungswert. Die Verstärkungs
korrektur wird verwendet, um der Tatsache Rechnung zu tra
gen, daß das FIR-Digitalfilter eine Verstärkungsveränderung
für unterschiedliche Koeffizientensätze aufweist. Wie nach
folgend erläutert wird, kann die Verstärkungskorrektur durch
einen Verstärkungskorrekturmultiplizierer an dem Ausgang des
Verzögerungsinterpolators durchgeführt werden.
Es sei angemerkt, daß das FIR-Digitalfilter des Verzöge
rungsinterpolators 24 eine unterschiedliche Anzahl von Stu
fen gegenüber den in Fig. 2 gezeigten Stufen haben kann und
eine höhere oder niedrigere Anzahl von auswählbaren Unter
verzögerungen liefern kann. In diesen Fällen werden unter
schiedliche Filterkoeffizienten verwendet.
Die Konfiguration des Verzögerungsinterpolators 24, die in
Fig. 2 gezeigt ist und oben beschrieben wurde, zeigt ein
herausragendes Betriebsverhalten. Jedoch wird eine erhebli
che Schaltungseinsparung dadurch erzielt, daß die meisten
Koeffizienten CA-CF gemäß Tabelle 1 die Form 1/2m haben,
wobei m eine ganze Zahl ist. Hierdurch wird es ermöglicht,
daß die in der Fig. 2 gezeigten Multiplizierer 70, 72, 74,
76, 78 und 80 durch erheblich einfachere Schaltungen ersetzt
werden. Die Vereinfachung ist insbesondere für den Strahl
former 12 wichtig, bei dem der Verzögerungsinterpolator 24
sich für jeden der n Kanäle wiederholt.
Ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
eines vereinfachten FIR-Filters für die Verzögerungsinter
polation ist in Fig. 3 gezeigt. Die Multiplizierer gemäß
Fig. 2 werden durch eine Reihe von Multiplizierern und Bit
schiebeschaltungen ersetzt. Die Multiplizierer werden durch
Steuerbits und nicht durch Filterkoeffizienten gesteuert.
Jedoch erzeugen die Schaltungen gemäß den Fig. 2 und 3 das
gleiche Ergebnis.
Die Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60 gemäß Fig. 2 zum
Speichern von eingangsseitigen Datenabtastwerten sind in
Fig. 3 aus Gründen der Einfachheit fortgelassen, werden
jedoch benötigt, um die eingangsseitigen Datenabtastwerte
dem FIR-Digitalfilter zuzuführen. Die Datenabtastwerte C und
D werden den jeweiligen Eingängen eines 2 : 1-Multiplexers 102
zugeführt. Der Multiplexer 102 und weitere Multiplexer, die
in Fig. 3 gezeigt sind und nachfolgend beschrieben werden,
haben N Bits pro Eingang und einen N-Bit-Ausgang, wobei N
die Anzahl der Bits des digitalen Abtastwertes ist. Der Mul
tiplexer 102 wird durch ein Q-Steuerbit gesteuert. Der Aus
gang des Multiplexers 102 wird einer Bitschiebeschaltung 104
zugeführt. Die Bitschiebeschaltung 104 erzeugt ein mit 1
multipliziertes Ausgangssignal sowie ein mit 1/2 multi
pliziertes Ausgangssignal, das den jeweiligen Eingängen
eines Multiplexers 106 zugeführt wird. Der Multiplexer 106
wird durch ein R-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des
Multiplexers 106 wird einem Register 108 zugeführt.
Die Bitschiebeschaltung 104 und andere Bitschieberegister in
Fig. 3 sind der Einfachheit halber durch geeignete Verbin
dungen implementiert, um ein nach rechts Schieben des digi
talen Datenabtastwertes zu bewirken. Daher wird in der
Bitschiebeschaltung 104 der mit 1 multiplizierte Ausgangs
wert dadurch geschaffen, daß die Bits des Datenabtastwertes
direkt den Eingängen des Multiplexers 106 ohne einen Schie
bevorgang zugeführt werden. Das mit 1/2 multiplizierte Aus
gangssignal wird geschaffen, indem die Bits des Datenab
tastwertes den Eingängen des Multiplizierers 106 zugeführt
werden, wobei ein Schieben um 1 Bit nach rechts bewerkstel
ligt wird. In ähnlicher Weise wird für die anderen Bit
schiebeschaltungen innerhalb der Gesamtschaltung eine Multi
plikation mit 1/4 erhalten, indem die Bits des Datenabtast
wertes um 2 Bits nach rechts verschoben werden, während eine
Multiplikation mit 1/8 erhalten wird, indem die Bits eines
Datenabtastwertes um 3 Bits nach rechts verschoben werden.
Allgemein wird eine Multiplikation mit einem Filterkoeffi
zienten der Form 1/2m implementiert, indem die Bits des
Datenabtastwertes um m Bitpositionen nach rechts verschoben
werden.′ Negative Werte, wie beispielsweise minus 1/4, werden
durch eine logische Umkehrung der Bits des Datenabtastwertes
und durch ein Rechtsschieben um eine geeignete Anzahl von
Bits erreicht.
Die Datenabtastwerte C und D werden den jeweiligen Eingängen
eines Multiplexers 110 zugeführt, welcher durch ein
X-Steuerbit angesteuert wird. Das Ausgangssignal des Multi
plexers 110 wird einer Bitschiebeschaltung 112 und einem
Eingang einer Summationseinheit 114 zugeführt. Die Bit
schiebeschaltung 112 führt ein mit 0 multipliziertes Aus
gangssignal und ein mit 1/2 multipliziertes Ausgangssignal
den jeweiligen Eingängen des Multiplexers 116 zu. Der Multi
plexer 116 wird durch ein S-Steuerbit angesteuert. Das mit 0
multiplizierte Ausgangssignal der Bitschiebeschaltung 112
gibt an, daß sämtliche 0-Bit-Werte einem der Eingänge des
Multiplexers 116 zugeführt werden. Der Ausgang des Multi
plexers 116 wird mit einem X-Steuerbit in einem UND-Gatter
118 logisch UND-verknüpft. Bei der tatsächlichen Implemen
tierung umfaßt das UND-Gatter 118 N Gatter für die UND-Ver
knüpfung der N-Bits des Datenabtastwertes mit dem Y-Steuer
bit. Der Ausgang des Gatters 118 wird dem anderen Eingang
der Summationseinheit 114 zugeführt. Der Ausgang der Summa
tionseinheit 114 wird einem Register 120 zugeführt.
Die B-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 126
zugeführt, welche eine Multiplikation mit minus 1/4 und eine
Multiplikation mit minus 1/8 ausgangsseitig den jeweiligen
Eingängen eines Multiplexers 128 liefert. Der Multiplexer
128 wird durch ein T-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des
Multiplexers 128 wird mit einem U-Steuerbit in einem N-
Bit-UND-Gatter 130 UND-verknüpft. Das Ausgangssignal des
Gatters 130 wird einem Eingang einer Summationseinheit 132
zugeführt.
Die E-Datenabtastwerte werden durch eine Bitschiebeschaltung
140 zugeführt, welche mit minus 1/4 sowie mit minus 1/8
multiplizierte Ausgangssignale den jeweiligen Eingängen
eines Multiplexers 142 zuführt. Der Multiplexer 142 wird
durch ein V-Steuerbit angesteuert. Das Ausgangssignal des
Multiplexers 142 wird mit einem U-Steuerbit in einem N-Bit-
UND-Gatter 144 UND-verknüpft. Der Ausgang des UND-Gatters
144 wird einem anderen Eingang der Summationseinheit 132
zugeführt. Der Ausgang der Summationseinheit 132 wird einem
Register 146 zugeführt.
Die A-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 150
zugeführt, welche ausgangsseitig ein mit 1/8 multipliziertes
Signal einem Eingang einer Summationseinheit 152 zuführt.
Die F-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 152
zugeführt, welche ausgangsseitig ein mit 1/8 multipliziertes
Signal der Summationseinheit 152 zuführt. Der Ausgang der
Summationseinheit 142 wird einer Bitschiebeschaltung 156 zu
geführt, welche ausgangsseitig ein mit 1 multipliziertes und
ein mit 1/2 multipliziertes Signal den jeweiligen Eingängen
eines Multiplexers 160 zuführt. Der Multiplexer 160 wird
durch ein W-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des Multi
plexers 160 wird mit einem U-Steuerbit in einem N-Bit-UND-
Gatter 162 UND-verknüpft. Der Ausgang des UND-Gatters 162
wird einem Register 164 zugeführt.
Die Multiplexer 102, 106, 110, 116, 128, 142 und 160, die
Schieberegister 104, 112, 126, 140, 150, 154 und 156, die
Summationseinheiten 114, 132 und 152 sowie die UND-Gatter
118, 130, 144 und 162 implementieren die Multiplikation der
eingangsseitigen Datenabtastwerte A, B, C, D, E und F mit
den Koeffizienten CA, CB, CC, CE sowie CF, wie dies in der
Tabelle 1 gezeigt ist, ohne daß Multiplizierer verwendet
werden.
Die Steuerbits Q, R, S, T, U, V, W, X und Y sind in einem
Steuer-RAM 170 gespeichert, welches durch das Unterverzöge
rungssteuersignal adressiert wird. Die Steuerbits zum Im
plementieren der Verzögerungswerte von 0, 1/4, 1/2 und 3/4
der Abtastperiode innerhalb der in Fig. 3 gezeigten Schal
tung sind in der nachfolgend gezeigten Tabelle 11 darge
stellt.
Die Ausgänge der Register 146 und 164 werden durch eine
Summationseinheit 172 aufsummiert. Der Ausgang des Registers
108 und der Ausgang der Summationseinheit 172 werden durch
eine Summationseinheit 174 aufsummiert. Der Ausgang des
Registers 120 und der Ausgang der Summationseinheit 174 wer
den durch eine Summationseinheit 176 aufsummiert. Der Aus
gang der Summationseinheit 176 wird einem Register 180 zuge
führt.
Wie bereits angemerkt wurde, hat das FIR-Digitalfilter eine
unterschiedliche Verstärkung für jede ausgewählte Verzöge
rung. Die Verstärkung wird durch einen Verstärkungskorrek
turmultiplizierer 184 korrigiert. Die Summationseinheiten
172, 174 und 176 entsprechen der Summationseinheit 86, die
in Fig. 2 gezeigt ist. Der Verstärkungskorrekturmultipli
zierer 184 empfängt die ausgangsseitigen Datenabtastwerte
des FIR-Filters von dem Register 180. Der Verstärkungs
korrekturwert, der in dem Steuer-RAM 170 gespeichert wird,
wird einem Verstärkungskorrekturmultiplizierer 184 durch die
Register 186 und 188 zugeführt. Der Ausgang des Verstär
kungskorrekturmultiplizierers 184, welcher den bezüglich der
Verstärkung korrigierten ausgangsseitigen Datenabtastwert
darstellt, wird in einem Register 190 gespeichert. Die er
forderlichen Verstärkungskorrekturwerte sind in der Tabelle
I dargestellt.
Es sei angemerkt, daß die Tabellen I und II unterschiedliche
Sätze von Koeffizienten und Steuerbits für eine Hochband
verzögerung von 1/2 der Abtastperiode enthalten. Diese Werte
werden verwendet, wenn die höchsten Frequenzkomponenten des
empfangenen Signales nahe der Hälfte der Abtastrate liegen.
Die unterschiedlichen Werte werden benötigt, da die Ampli
tudenantwort des FIR-Digitalfilters bei hohen Frequenzen
Abweichungen zeigt. Die Hochbandkoeffizienten verstärken das
hochfrequente Antwortsignal des FIR-Digitalfilters auf
Kosten der Welligkeit im Durchlaßband. Wenn beispielsweise
die Abtastrate 40 MHz beträgt, können standardmäßige Koeffi
zienten für empfangene Signale mit Frequenzkomponenten bis
zu 12 MHz verwendet werden. Die Hochbandkoeffizienten er
weitern den verwendbaren Frequenzbereich bis auf 15 MHz. Das
FIR-Digitalfilter mit sechs Stufen liefert eine zufrieden
stellende Betriebsweise, wenn die höchste Komponentenfre
quenz des empfangenen Signals nicht mehr als 3/8 der Ab
tastrate beträgt. Bei einem Betrieb nahe 1/2 der Abtastrate
wird ein FIR-Digitalfilter mit mehr als 6 Stufen benötigt.
Der in Fig. 3 gezeigte Verzögerungsinterpolator, der oben
beschrieben worden ist, hat eine sog. Leitungsstruktur bzw.
"Pipeline"-Struktur für eine Hochgeschwindigkeitsbetriebs
weise. Eine derartige Pipeline-Struktur ermöglicht einen
Betrieb bei einer typischen Taktfrequenz von 40 MHz. Bei
einer Pipelinestruktur führen unterschiedliche Stufen un
terschiedlicher Operationen gleichzeitig aus. Die Opera
tionen, die benötigt werden, um die eingangsseitigen Daten
abtastwerte mit den Filterkoeffizienten zu multiplizieren
(ohne Verwendung der in Fig. 3 gezeigten Multiplizierer)
werden in einer ersten Pipeline-Stufe ausgeführt, wobei die
Ergebnisse in den Pipeline-Registern 108, 120, 146 und 164
gespeichert werden. Die Summation der multiplizierten Werte
wird in einer zweiten Pipeline-Stufe durch Summationsein
heiten 172, 174 und 174 ausgeführt, wobei die Ergebnisse in
einem Pipeline-Register 180 gespeichert werden. Die Ver
stärkungskorrektur wird in einer dritten Pipeline-Stufe
mittels eines Verstärkungskorrekturmultiplizierers 184
durchgeführt, wobei die sich ergebenden Werte in dem Pipe
lineregister 190 gespeichert werden. Die Register 186 und
188 synchronisieren die der ersten Pipeline-Stufe zugeführ
ten Steuerbits mit den Verstärkungskorrekturwerten, die der
dritten Pipeline-Stufe zugeführt werde. Bei einem gegebenen
Satz von Datenwerten wird die Multiplikation in der ersten
Pipeline-Stufe während eines ersten Taktzyklus durchgeführt,
während die Summation in der zweiten Pipeline-Stufe während
eines zweiten Taktzyklus durchgeführt wird, wobei an
schließend eine Verstärkungskorrektur in einer dritten
Pipeline-Stufe während eines dritten Taktzyklus ausgeführt
wird. Diese Operationen werden gleichzeitig durch jede Stufe
auf unterschiedliche Sätze von Datenwerten ausgeübt, um eine
Hochgeschwindigkeitsbetriebsweise zu erhalten. Es sei
angemerkt, daß die Pipeline-Operation für eine Betriebsweise
bei niedrigen Abtastraten nicht erforderlich sein mag.
Der in Fig. 3 dargestellte Verzögerungsinterpolator, der oben
beschrieben worden ist, wird vorzugsweise in einer hochinte
grierten Schaltung unter Verwendung einer im Handel erhält
lichen Logik-Optimierungs-Software implementiert. Es sei
angemerkt, daß die tatsächliche Schaltungskonfiguration nach
der logischen Optimierung von der in Fig. 3 gezeigten Schal
tungskonfiguration abweichen mag, jedoch den Satz von
Filterkoeffizienten implementieren wird, welcher in Tabelle
I aufgeführt ist. Allgemein können viele verschiedene Schal
tungen zur Implementierung des in der Tabelle I aufgeliste
ten Filterkoeffizientensatzes verwendet werden, wobei die
Schaltung, die in Fig. 3 dargestellt ist, lediglich ein
Ausführungsbeispiel darstellt. Ferner können weitere Sätze
von Filterkoeffizienten innerhalb des Schutzbereiches der
vorliegenden Erfindung angewendet werden. Ein wesentlicher
Punkt besteht darin, daß Filterkoeffizienten in der Form
₁/₂m ohne Verwendung von Multiplizierern implementiert wer
den, wodurch die erforderliche Schaltung vereinfacht wird.
Die bislang beschriebene Erfindung betrifft ein FIR-Digital
filter mit wählbaren Verzögerungszeiten für die Verzöge
rungsinterpolation in Verbindung mit der Bildung oder For
mation eines einzigen Empfangsstrahles. Gemäß einem weiteren
wichtigen Aspekt der Erfindung wird der FIR-Digitalfilter-
Verzögerungsinterpolator bei einem zeitlich gemultiplexten
parallelen Strahlformer verwendet. Der zeitlich gemultiplex
te parallele Strahlformer wird verwendet, um zwei oder mehr
Empfangsstrahlen gleichzeitig zu erzeugen, anstatt die
Strahlformerschaltung für eine Parallelbetriebsweise zu ver
vielfältigen. Der einzige Strahlformer wird in einer zeit
lich gemultiplexten Art betrieben, um gleichzeitig mehrfache
Strahlen zu bilden. Beispielsweise wird ein Abtasten eines
ersten Strahles während eines ersten Taktzyklus ausgeführt,
wobei ein Abtasten eines zweiten Strahles während eines
zweiten Taktzyklus ausgeführt wird, ein Abtasten eines drit
ten Strahles während eines dritten Taktzyklus ausgeführt
wird und ein Abtasten eines vierten Strahles während eines
vierten Taktzyklus verarbeitet wird, wobei ein zweiter Ab
tastwert des ersten Strahles während des fünften Taktzyklus
verarbeitet wird, usw.
Der FIR-Digitalfilter-Verzögerungsinterpolator kann in einem
zeitlich gemultiplexten Strahlformer zum simultanen Verar
beiten von mehrfachen Strahlen verwendet werden, da er keine
innere Rückkopplung enthält. Ein Digitalfilter mit einer
infiniten Impulsantwort würde sich nicht für diesen Anwen
dungsfall eignen, da eine Rückkopplung vorgesehen wäre.
Das in Fig. 3 gezeigte FIR-Digitalfilter, das oben be
schrieben worden ist, kann als zeitlich gemultiplexter
Strahlformer verwendet werden. Die Schaltung der ersten
Pipeline-Stufe führt Operationen (eine Multiplikation der
Eingangsabtastwerte mit Filterkoeffizienten) bezüglich eines
ersten Strahles aus, während die zweite Pipeline-Stufe
Summations-Operationen für einen zweiten Strahl und die
dritte Pipeline-Stufe Verstärkungskorrektur-Operationen für
einen dritten Strahl durchführt, wobei sämtliche Operationen
gleichzeitig erfolgen. Da keine Rückkopplung in dem FIR-
Digitalfilter vorliegt, können die Daten für jeden Strahl
unabhängig voneinander verarbeitet werden.
Eine Schaltung zum Zuführen von Gruppen von eingangsseitigen
Datenabtastwerten zu dem FIR-Filter für eine zeitlich ge
multiplexte Betriebsweise ist in Fig. 4 dargestellt. Bei dem
in Fig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiel werden vier Strahlen
gleichzeitig verarbeitet. Die eingangsseitigen Datenabtast
werte werden zeitlich für vier Strahlen als Ergebnis ver
schiedener Verzögerungen, die- durch das Grobverzögerungs
element 22 (Fig. 1) auf die Datenabtastwerte bei unter
schiedlichen Zeitschlitzen angewendet werden, zeitlich ge
multiplext. Auf jeden Strahl wird ein getrennter Satz von
Verzögerungen zum Steuerung und Fokussieren des Strahles auf
einen gewünschten Punkt angewendet.
Die zeitlich gemultiplexten eingangsseitigen Datenabtast
werte werden zu einem Signal mit einem geschachtelten Zu
stand synchronisiert, welches zwei Bits für ein System mit
vier Strahlen sein kann. Das Signal mit einem geschachtelten
Zustand wird mittels eines Zwei-zu-vier-Liniendekoders de
kodiert, um die Aktivierungssignale EN1, EN2, EN3 und EN4 zu
erzeugen. Die Aktivierungssignale geben an, welcher Strahl
zu einem bestimmten Zeitpunkt verarbeitet wird. Wenn bei
spielsweise das Aktivierungssignal EN1 aktiv ist, stellt der
eingangsseitige Datenabtastwert den ersten Strahl dar. Die
Datenabtastwerte werden parallel zu Schieberegistern 204,
206, 208 und 210 zugeführt. Jedes der Schieberegister umfaßt
sechs Stufen jeweils mit N-Bits, wobei N die Anzahl der Bits
in jedem Datenabtastwert bezeichnet. Das Schieben der Daten
abtastwerte in die Register 204, 206, 208 und 210 wird durch
die Aktivierungssignale EN1, EN2, EN3 und EN4 gesteuert.
Daher ist während eines ersten Taktzyklus das Aktivierungs
signal EN1 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, der einen
ersten Strahl darstellt, in das Register 204 geladen wird.
Während eines zweiten Zyklus ist das Aktivierungssignal EN2
aktiv, wobei der Datenabtastwert, welcher einen zweiten
Strahl darstellt, in das Schieberegister 206 geladen wird.
Während eines dritten Taktzyklus ist das Aktivierungssignal
EN3 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, der einen dritten
Strahl darstellt, in das Schieberegister 208 geladen wird.
Während eines vierten Taktzyklus ist das Aktivierungssignal
EN4 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, welcher einen vierten
Strahl darstellt, in das Schieberegister 210 geladen wird.
Dieser Prozeß wird ständig wiederholt, so daß jedes der
Schieberegister sechs aufeinanderfolgende Abtastwerte von
einem der vier Strahlen beinhaltet. Daher enthält das Re
gister 204 sechs aufeinanderfolgende Abtastwerte des ersten
Strahles, das Register 206 sechs aufeinanderfolgende Abtast
werte des zweiten Strahles usw.
Die Ausgänge der Register 204, 206, 208 und 210 werden einem
Vier-zu-eins-Multiplexer 214 zugeführt. Jeder der vier Ein
gänge des Multiplexers 214 enthält sechs Datenabtastwerte
von jeweils N-Bits. Der Multiplexer 214 wird durch das Sig
nal mit dem verschachtelten Zustand gesteuert. Der Ausgang
des Multiplexers 214 umfaßt sechs Datenabtastwerte A bis F
jeweils mit N-Bits, die jeweils einen der zeitlich gemulti
plexten Strahlen darstellen. Die Datenabtastwerte A-F von
dem Multiplexer 214 werden den Eingängen des FIR-Digital
filter-Verzögerungsinterpolators (vergleiche Fig. 2 oder 3)
zugeführt. Daher werden zeitlich gemultiplexte Daten zu den
Eingängen des Verzögerungsinterpolators zugeführt.
Claims (10)
1. Verzögerungsinterpolator für einen Ultraschallstrahl
former (12), bei dem empfangene Signale von einer Mehr
zahl von Wandlerelementen (10₁, 10₂, . . . 10 n) eines
Wandler-Arrays (10) in digitale Abtastwerte bei einer
Abtastfrequenz f umgewandelt werden, wobei die digitalen
Abtastwerte um ausgewählte Verzögerungen verzögert und
die verzögerten digitalen Abtastwerte aufsummiert wer
den, um einen fokussierten empfangenen Strahl zu bilden,
wobei der Verzögerungsinterpolator dazu dient, digitale
Abtastwerte in jedem Kanal um ausgewählte Verzögerungen
zu verzögern, welche in Inkrementen quantisiert sind,
welche kleiner als die Abtastperiode 1/f sind, wobei der
Verzögerungsinterpolator seinerseits folgende Merkmale
aufweist:
ein Digitalfilter (24) mit einer finiten Impulsantwort einschließlich einer programmierbaren Einrichtung, die auf eine Verzögerungssteuerinformation anspricht, um die digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu verzögern, welche in Inkrementen quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode sind; und
eine Steuereinrichtung (82), die auf das eine gewünschte Verzögerung darstellende Verzögerungssteuersignal an spricht, um die Verzögerungssteuerinformation zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort zuzu führen.
ein Digitalfilter (24) mit einer finiten Impulsantwort einschließlich einer programmierbaren Einrichtung, die auf eine Verzögerungssteuerinformation anspricht, um die digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu verzögern, welche in Inkrementen quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode sind; und
eine Steuereinrichtung (82), die auf das eine gewünschte Verzögerung darstellende Verzögerungssteuersignal an spricht, um die Verzögerungssteuerinformation zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort zuzu führen.
2. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Erzeugen eines Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend der gewünschten Verzögerung aufweist, und
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten zum Erzeugen von Zwischenabtastwerten und eine Summationseinrichtung zum Auf summieren der Zwischenabtastwerte zur Erzeugung der ausgangsseitigen digitalen Abtastwerte aufweist.
daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Erzeugen eines Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend der gewünschten Verzögerung aufweist, und
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten zum Erzeugen von Zwischenabtastwerten und eine Summationseinrichtung zum Auf summieren der Zwischenabtastwerte zur Erzeugung der ausgangsseitigen digitalen Abtastwerte aufweist.
3. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet,
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m aufweist, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor mation von der Steuereinrichtung aufweist.
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m aufweist, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor mation von der Steuereinrichtung aufweist.
4. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung einen Speicher mit wahlfreiem
Zugriff zum Zuführen der Verzögerungssteuerinformation
zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort
in Reaktion auf das Verzögerungssteuersignal aufweist.
5. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 4, gekennzeichnet
durch
eine Verstärkungskorrektureinrichtung (184) zum Korri
gieren der Verstärkung der ausgangsseitigen digitalen
Abtastwerte mit jeder der ausgewählten Verzögerungen,
wobei der Speicher mit wahlfreiem Zugriff eine Ver
stärkungskorrekturinformation zum Steuern der Verstär
kungskorrektureinrichtung liefert.
6. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet,
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort
eine Pipeline-Struktur mit einer Einrichtung zum Multi
plizieren der digitalen Abtastwerte mit einem Satz von
Filterkoeffizienten während einer ersten Abtastperiode,
eine Einrichtung zum Aufsummieren von Zwischenabtast
werten während einer zweiten Abtastperiode und eine
Einrichtung zum Korrigieren der Verstärkung der aus
gangsseitigen Abtastwerte während einer dritten Abtast
periode hat.
7. Verzögerungsinterpolator nach einem der Ansprüche 1 bis
6, gekennzeichnet durch
eine erste Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von ersten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, die einen ersten Strahl darstellen,
eine zweite Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von zweiten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, welche einen zweiten Strahl darstellen, und
eine Auswahleinrichtung zum sequentiellen Zuführen der ersten digitalen Abtastwerte und der zweiten digitalen Abtastwerte zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort in der Weise, daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine zeitlich gemulti plexte Verarbeitung der digitalen Abtastwerte des ersten und zweiten Strahles ausführt.
eine erste Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von ersten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, die einen ersten Strahl darstellen,
eine zweite Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von zweiten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, welche einen zweiten Strahl darstellen, und
eine Auswahleinrichtung zum sequentiellen Zuführen der ersten digitalen Abtastwerte und der zweiten digitalen Abtastwerte zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort in der Weise, daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine zeitlich gemulti plexte Verarbeitung der digitalen Abtastwerte des ersten und zweiten Strahles ausführt.
8. Ultraschallstrahlformer (12) zum Verarbeiten empfangener
Signale von einem Array (10) von Ultraschallwandler
elementen (10₁, 10₂, . . . 10 n), gekennzeichnet durch fol
gende Merkmale:
eine Mehrzahl von Verarbeitungskanälen, wobei jeweils einer an je ein Wandierelement des Arrays angeschlossen ist, wobei jeder Verarbeitungskanal seinerseits folgende Merkmale aufweist:
eine Digitalisierungseinrichtung (16, 20) zum Umwandeln des empfangenen Signales in digitale Abtastwerte mit einer vorbestimmten Abtastrate f, und
eine Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der digitalen Abtastwerte um vorbestimmte Verzögerungen, um verzögerte Digitalabtastwerte zu schaffen, wobei die Verzögerungs einrichtung einen Verzögerungsinterpolator (24) umfaßt, welcher ein Digitalfilter (24) mit finiter Impulsantwort aufweist, das eine programmierbare Einrichtung hat, welche auf eine Verzögerungssteuerinformation zum Ver zögern der digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen anspricht, welche in Inkrementen quanti siert sind, die kleiner als die Abtastperiode 1/f sind;
eine Summationseinrichtung (30) zum Aufsummieren der verzögerten digitalen Abtastwerte zum Bilden von aus gangsseitigen Abtastwerten, welche den empfangenen Strahl darstellen; und
eine Steuereinrichtung zum Zuführen der verzögerten Steuerinformation zu der Verzögerungseinrichtung in jedem der Verarbeitungskanäle.
eine Mehrzahl von Verarbeitungskanälen, wobei jeweils einer an je ein Wandierelement des Arrays angeschlossen ist, wobei jeder Verarbeitungskanal seinerseits folgende Merkmale aufweist:
eine Digitalisierungseinrichtung (16, 20) zum Umwandeln des empfangenen Signales in digitale Abtastwerte mit einer vorbestimmten Abtastrate f, und
eine Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der digitalen Abtastwerte um vorbestimmte Verzögerungen, um verzögerte Digitalabtastwerte zu schaffen, wobei die Verzögerungs einrichtung einen Verzögerungsinterpolator (24) umfaßt, welcher ein Digitalfilter (24) mit finiter Impulsantwort aufweist, das eine programmierbare Einrichtung hat, welche auf eine Verzögerungssteuerinformation zum Ver zögern der digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen anspricht, welche in Inkrementen quanti siert sind, die kleiner als die Abtastperiode 1/f sind;
eine Summationseinrichtung (30) zum Aufsummieren der verzögerten digitalen Abtastwerte zum Bilden von aus gangsseitigen Abtastwerten, welche den empfangenen Strahl darstellen; und
eine Steuereinrichtung zum Zuführen der verzögerten Steuerinformation zu der Verzögerungseinrichtung in jedem der Verarbeitungskanäle.
9. Ultraschallstrahlformer nach Anspruch 8, dadurch ge
kennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Zuführen
eines Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend der
gewünschten Verzögerung aufweist, und
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten aufweist, um Zwischenabtastwerte zu schaffen, und eine Summations einrichtung umfaßt, um die Zwischenabtastwerte zum Schaffen von verzögerten digitalen Abtastwerten aufzu summieren.
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten aufweist, um Zwischenabtastwerte zu schaffen, und eine Summations einrichtung umfaßt, um die Zwischenabtastwerte zum Schaffen von verzögerten digitalen Abtastwerten aufzu summieren.
10. Ultraschallstrahlformer nach Anspruch 9, dadurch ge
kennzeichnet,
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m hat, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor mation von der Steuereinrichtung aufweist.
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m hat, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor mation von der Steuereinrichtung aufweist.
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8127 | New person/name/address of the applicant |
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|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
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|
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