DE4402098A1 - Verzögerungs-Interpolator für einen digitalen Phased-Array-Ultraschallstrahlformator - Google Patents

Verzögerungs-Interpolator für einen digitalen Phased-Array-Ultraschallstrahlformator

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Ultraschallabbildungs­ systeme, welche eine Phased-Array-Strahlsteuerung und Pha­ sed-Array-Strahlfokussierung verwenden, und insbesondere einen Verzögerungsinterpolator zur Verwendung in jedem Kanal des digitalen Phased-Array-Strahlformers. Bei Ultraschall- Phased-Array-Abbildungssystemen bzw. Ultraschallabbildungs­ systemen mit einem Phasen-gesteuerten Feld von Wandlerele­ menten umfaßt der Ultraschallwandler ein Array von Wandler­ elementen. Das System umfaßt n-parallele Kanäle, welche je­ weils einen Sender und einen Empfänger aufweisen, die je­ weils mit einem der Wandler-Array-Elemente verbunden sind. Jeder Sender erzeugt ausgangsseitig Ultraschallpulse, wel­ ches in ein abzutastendes Objekt geschickt werden, das ty­ pischerweise der menschliche Körper ist. Die ausgesendete Ultraschallenergie wird durch Anwenden von geeigneten Ver­ zögerungen auf die von dem Array-Element ausgesandten Pulse gesteuert und fokussiert, so daß die ausgesandte Energie sich in konstruktiver Art an einem gewünschten Punkt auf­ addiert. Die Pulse werden teilweise zurück zu dem Wandler- Array durch verschiedene Strukturen und Gewebeformen inner­ halb des Körpers reflektiert.
Das Steuern und Fokussieren der empfangenen Ultraschall- Energie wird in einer umgekehrten Art bewerkstelligt. Die empfangene Ultraschallenergie von einem Objekt erreicht typischerweise die Array-Elemente zu unterschiedlichen Zeit­ punkten. Die empfangenen Signale werden verstärkt, verzögert und dann in einem Empfangsstrahlformer aufsummiert. Die Ver­ zögerung für jedes Element wird derart ausgewählt, daß der empfangene Strahl an einem gewünschten Punkt fokussiert wird. Die Verzögerungen können dynamisch derart variiert werden, daß eine Fokussierung an den Objekten mit einer fortschreitend zunehmenden Tiefe ausgeübt wird, wenn die Ultraschallenergie empfangen wird.
Bei einem digitalen Empfänger wird das Signal von jedem Array-Element durch einen Analog-/Digital-Wandler digitali­ siert. Die minimale Umwandlungsrate oder Abtastrate, welche durch das Nyquist-Theorem vorgegeben ist, beträgt das doppelte der Frequenz der höchsten Frequenzkomponente in dem empfangenen Signal. Üblicherweise ist die Umwandlungsrate geringfügig höher als das Nyquist-Erfordernis, um ein prak­ tisches Antialiasing-Filter zu schaffen.
Bei digitalen Ultraschall-Strahlformern ist es die gerad­ linigste Lösung, die Verzögerungsform zu implementieren, wenn die gewünschte Verzögerung ein ganzes Vielfaches der Abtastperiode ist. Eine derartige Verzögerung kann durch die Verwendung eines FIFO-Speichers, eines Speichers mit 2 Toren, eines Schieberegisters oder einer ähnlichen Speicher­ vorrichtung erhalten werden. Jedoch ist es oftmals wün­ schenswert, Verzögerungen zu implementieren, welche in Ein­ heiten quantisiert sind, welche kleiner als die Abtast­ periode sind, um eine hochgenaue Aussteuerung oder Fokus­ sierung zu erhalten. Beispielsweise sei angenommen, daß ein 5-MHz-Phased-Array-Wandler eine 100%ige Teilbandbreite hat, d. h. ein Spektrum von 2,5 MHz bis 7,5 MHz. Eine Abtastrate von 20 MHz erfüllt das Nyquist-Kriterium und liefert ein komfortables Schutzband für das Antialiasing-Filter. Bei einer 20-MHz-Abtastrate kann eine Verzögerungsquantisierung von 50 Nanosekunden (der Abtastperiode) ohne weiteres er­ reicht werden. Jedoch ist zum Erhalten einer hohen Lei­ stungsfähigkeit bei der Strahlauswertung eine Verzögerungs­ quantisierung von ungefähr 12 Nanosekunden erwünscht. Es wäre ausgesprochen teuer, die Abtastrate auf 80 MHz zu er­ höhen.
Als Alternative zur Erhöhung der Abtastrate kann ein Ver­ zögerungselement verwendet werden, das für Verzögerungen geeignet ist, die in Einheiten kleiner als die Abtastperiode quantisiert sind, um damit eine Verzögerungsinterpolation zwischen den Abtastperioden zu schaffen. Die US-PS 4,170,766 (erteilt am 9. Oktober 1979 für Pridham et al.) offenbart einen Strahlformer, bei dem Signalabtastwerte relativ zu­ einander durch Teilgrößen der Abtastperiode unter Verwendung von ladungsgekoppelten Schaltungsregistern verzögert werden, um analoge Abtastwerte zu speichern. Die US-A 4,787,392 (er­ teilt am 29. November 1988 an Saugeon) offenbart eine Technik für die Verzögerungsinterpolation in einem Ultra­ schallsystem unter Verwendung von zwei aufeinanderfolgend empfangenen Ultraschallsignalen, die an einen Interpolator angelegt werden. Die US-A-5,088,496 (erteilt am 18. Februar 1992 an Bernard) offenbart ein Ultraschallabbildungssystem, bei dem jeder Kanal eines Strahlformers eine Verzögerungs­ leitung und eine Schaltung zur Verzögerungsinterpolation um­ faßt.
Die Schaltung zur Verzögerungsinterpolation umfaßt mehrfache Digitalfilter, von denen ein jedes eine unterschiedliche Verzögerung hat, welche in Parallelschaltung angeordnet sind. Der Ausgang eines Digitalfilters wird ausgewählt, um die gewünschte Verzögerung zu schaffen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verzögerungsinter­ polator zur Verwendung in jedem Kanal eines Ultrastrahl­ formers vorgesehen. Die empfangenen Signale von den Wandler­ elementen eines Ultraschallwandler-Arrays werden in digitale Abtastwerte mit einer Abtastrate f umgewandelt. Die digita­ len Abtastwerte werden durch ausgewählte Verzögerungen ver­ zögert, wobei die verzögerten Digitalabtastwerte aufsummiert werden, um einen fokussierten Empfangsstrahl zu bilden. Der Verzögerungsinterpolator verzögert die digitalen Abtastwerte in jedem Kanal durch ausgewählte Verzögerungen, welche in Inkrementen kleiner als die Abtastperiode 1/f quantisiert sind. Der Verzögerungsinterpolator umfaßt ein FIR-Digital­ filter mit einer programmierbaren Einrichtung, welche auf die Verzögerungssteuerinformation anspricht, um die digita­ len Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu ver­ zögern, welche in Inkrementen kleiner als die Abtastperiode quantisiert sind, sowie eine Steuereinrichtung, welche auf ein Unterverzögerungssteuersignal anspricht, welches eine gewünschte Verzögerung für das Zuführen der Verzögerungs­ steuerinformation zu dem FIR-Digitalfilter darstellt.
Die Verzögerungsinterpolation wird typischerweise mit einer Grobverzögerungseinheit verwendet, welche Verzögerungen als mehrfache der Abtastperioden schafft. Die Gesamtverzögerung ist die Summe der Verzögerungen von der Grobverzögerungsein­ heit und der Verzögerungsinterpolation.
Vorzugsweise umfaßt die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Zuführen eines Satzes von Filterkoeffizienten ent­ sprechend der gewünschten Verzögerung. Das FIR-Digitalfilter umfaßt vorzugsweise eine Multiplizierereinrichtung zum Mul­ tiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten, um Zwischenabtastwerte zu schaffen, sowie eine Summationsein­ richtung zum Summieren von Zwischenabtastwerten, um einen ausgangsseitigen Digitalabtastwert zu schaffen.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel haben alle Filter­ koeffizienten mit Ausnahme eines einzigen die Form 1/2m, wobei m eine ganze Zahl ist, wobei die Multipliziererein­ richtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits von Daten­ abtastwerten um m Bitpositionen in Reaktion auf die Steuer­ information von der Steuereinrichtung aufweist. Wenn die Koeffizienten in dieser Form vorliegen, werden übliche di­ gitale Multiplizierer nicht benötigt, um die digitalen Ab­ tastwerte mit den Filterkoeffizienten zu multiplizieren.
Vorzugsweise umfaßt das FIR-Digitalfilter ferner eine Ver­ stärkungskorrektureinrichtung zum Korrigieren der Verstär­ kung des ausgangsseitigen Abtastwertes bei jeder ausgewähl­ ten Verzögerung. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel hat das FIR-Digitalfilter auswählbare Verzögerungen von 0, 1/4, 1/2 bzw. 3/4 der Abtastperiode. Die Steuerinformation und die Verstärkungskorrekturinformation werden vorzugsweise in einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff gespeichert, der durch das Unterverzögerungs-Steuersignal adressiert wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird der Verzöge­ rungsinterpolator in einem Strahlformer verwendet, der zwei oder mehrfach gemultiplexte Strahlen schafft. In diesem Fall umfaßt der Verzögerungsinterpolator eine erste Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von ersten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, welche einen ersten Strahl darstel­ len, eine zweite Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von zweiten aufeinanderfolgenden Digitalabtastwerten, welche einen zweiten Strahl darstellen, sowie eine Auswahleinrich­ tung zum aufeinanderfolgenden Zuführen der ersten Digital­ abtastwerte und der zweiten Digitalabtastwerte zu dem FIR- Digitalfilter in der Weise, daß das FIR-Digitalfilter zeit­ lich gemultiplexte Verarbeitungen der digitalen Abtastwerte des ersten Strahles und des zweiten Strahles ausführt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt der Ultra­ schallstrahlformer zum Verarbeiten der empfangenen Signale von einem Array von Ultraschallwandler-Elementen eine Mehr­ zahl von Verarbeitungskanälen, wobei einer der Kanäle mit jedem Wandlerelement in dem Array gekoppelt ist. Jeder Ver­ arbeitungskanal umfaßt eine Digitalisierungseinrichtung zum Umwandeln der empfangenen Signale in digitale Abtastwerte mit einer vorbestimmten Abtastrate f, sowie eine Verzöge­ rungseinrichtung zum Verzögern der digitalen Abtastwerte um vorbestimmte Verzögerungen, um verzögerte Digitalabtastwerte zu schaffen. Die digitale Einrichtung umfaßt einen Verzöge­ rungsinterpolator mit einem FIR-Digitalfilter mit einer programmierbaren Einrichtung, welche auf die Verzögerungs­ steuerinformation anspricht, um die digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu verzögern, welche in In­ krementen quantisiert sind, die kleiner als die Abtastperio­ de sind. Der Ultraschallformer umfaßt eine Summationsein­ richtung zum Summieren der verzögerten Digitalabtastwerte zur Bildung von ausgangsseitigen Abtastwerten, welche einen empfangenen Strahl darstellen, sowie eine Steuereinrichtung zum Zuführen der Verzögerungssteuerinformation zu der Ver­ zögerungseinrichtung in jedem Verarbeitungskanal.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines digitalen Phased-Array- Ultraschallformers gemäß der vorliegenden Erfin­ dung;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Verzögerungsinterpolators gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungs­ beispiels des Verzögerungsinterpolators gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 4 ein Blockdiagramm der Speicherungs- und Multi­ plexer-Schaltung zum Betrieb des Verzögerungsinter­ polators in einem zeitlich gemultiplexten Strahl­ former.
Ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ultraschallwandler- Arrays und eines digitalen Phases-Array-Strahlformers sind in Fig. 1 gezeigt. Ein Phased-Array-Ultraschallwandler 10 umfaßt Wandlerelemente 10₁, 10₂ . . . ., 10 n. Die Wandlerele­ mente sind typischerweise linear oder in einem kurvenför­ mig-linearen Array angeordnet. Der Ultraschallwandler 10 umfaßt bis zu 128 Wandlerelemente in einem typischen Fall.
Der Ultraschallwandler 10 sendet Ultraschallenergie in ein abzubildendes Objekt und empfängt die reflektierte Ultra­ schallenergie. Bei einem medizinischen Ultraschallabbil­ dungssystem werden die Reflexionen von verschiedenen Struk­ turen und Organen innerhalb des menschlichen Körpers empfan­ gen. Der Sendeabschnitt des Abbildungssystemes ist aus Grün­ den der Einfachheit in Fig. 1 fortgelassen. Jedoch ist ein Sender mit jedem Wandlerelement durch einen Empfänger- Schutz-Schalter in an sich bekannter Art verbunden. Durch geeignetes Verzögern der an jedes Wandlerelement angelegten Pulse wird der fokussierte Ultraschallstrahl in den Patien­ ten ausgesandt. Der ausgesandte Strahl wird durch Variation der Verzögerungen, welche den Wandlerelementen zugeordnet sind, fokussiert und gesteuert. Die reflektierte Ultra­ schallenergie von einem gegebenen Punkt innerhalb des Pa­ tientenkörpers wird von den Wandlerelementen zu unterschied­ lichen Zeitpunkten empfangen. Jedes Wandlerelement 10₁, 10₂, . . . 10 n wandelt die empfangene Ultraschallenergie in ein elektrisches Signal um, welches einem Empfangsstrahlformer 12 zugeführt wird. Der Strahlformer 12 verarbeitet die elektrischen Signale, um eine Fokussierung und Steuerung der empfangenen Ultraschallenergie zu bewirken. Der Strahlformer 12 wandelt die empfangene Ultraschallenergie in einen empfangenen, fokussierten Strahl um. Die Tiefe und Richtung des Fokuspunktes bezogen auf den Ultraschallwandler 10 kann bezogen auf die Zeit dynamisch durch eine geeignete Varia­ tion der Verzögerungen variiert werden, die auf die Empfangssignale von jedem Wandlerelement angewandt werden. Der Strahlformer 12 umfaßt getrennte Verarbeitungskanäle für jedes Wandlerelement.
Die jeweiligen elektrischen Signale von den Wandlerelementen 10₁, 10₂, . . . 10 n werden durch Verstärker 16₁, 16₂, . . . 16 n verstärkt. Die verstärkten Signale werden durch Analog-/Di­ gital-Wandler 20₁, 20₂, . . . 20 n digitalisiert, um digitale Abtastwerte zu schaffen, die die empfangenen analogen Signa­ le von jedem Wandlerelement darstellen. Die analogen Signale werden mit einer vorbestimmten Abtastrate f abgetastet. Die Abtastrate hängt von dem Frequenzinhalt der empfangenen Signale ab und ist ausgewählt, so daß das Nyquist-Theorem erfüllt wird. Beispielsweise hat das empfangene Signal bei einem Ultraschallwandler 10, der bei 5 MHz arbeitet und eine 100%ige Teilbandbreite hat, ein Spektrum von 2,5 bis 7,5 MHz. Das Nyquist-Theorem erfordert, daß die Abtastrate wenigstens das zweifache der höchsten Frequenzkomponente (7,5 MHz) ist. Die Abtastrate wird, wie oben erwähnt wurde, üblicherweise höher als das Nyquist-Erfordernis gewählt, um ein praktisches Antialiasing-Filter zu schaffen. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erfüllt eine Abtastrate von 20 MHz diese Erfordernisse. Bei diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Abtastperiode 1/f und damit die Zeitdauer zwi­ schen den Abtastpulsen 50 Nanosekunden.
Die digitalen Abtastwerte von den Analog-/Digital-Wandlern 20₁, 20₂, . . . 20 n werden eingangsseitig Verzögerungsein­ heiten zugeführt, die eine gewünschte Zeitverzögerung auf jedem digitalen Abtastwert anwenden. Die Verzögerungsein­ heiten umfassen eine Grobverzögerungseinheit 22₁, 22₂, . . . 22 n und einen Verzögerungsinterpolator 24₁, 24₂, . . . 24 n für jeden Kanal. Die Grobverzögerungseinheit verzögert jeden digitalen Abtastwert um eine vorgegebene Verzögerung, welche ein ganzes Vielfaches der Abtastperiode 1/f ist. Der Verzö­ gerungsinterpolator verzögert jeden digitalen Abtastwert um eine ausgewählte Verzögerung, welche in Einheiten quanti­ siert ist, welche geringer als die Abtastperiode 1/f ist. Beispielsweise liefert der Verzögerungsinterpolator eine Verzögerung von 0, 1/4, 1/2 oder 3/4 der Abtastperiode. Da­ her wird die Gesamtverzögerung eines jeden digitalen Abtast­ wertes in Inkrementen quantisiert, welche kleiner als die Abtastperiode sind, ohne daß die Abtastrate über denjenigen Wert hinaus erhöht wird, der erforderlich ist, um das Ny­ quist-Theorem mit einer geeigneten Sicherheitsbandbreite zu erfüllen. Jedes der Grobverzögerungselemente 22₁, 22₂, . . . 22 n wird durch ein Verzögerungssteuersignal gesteuert, wobei jeder Verzögerungsinterpolator 24₁, 24₂, . . . 24 n durch ein Unterverzögerungssteuersignal gesteuert wird. Das Ver­ zögerungssteuersignal und das Unterverzögerungssteuersignal werden von Fokus-Verzögerungsgeneratoren (nicht dargestellt) in Reaktion auf einen Koeffizientensatz erzeugt, der ein vorbestimmtes Muster der Strahlsteuerung und der Strahl­ fokussierung darstellt.
Die verzögerten Digitalabtastwerte von den Verzögerungs­ interpolatoren 24₁, 24₂, . . . 24 n werden einer Summationsein­ heit 30 zugeführt. Das Ausgangssignal der Summationseinheit 30 ist ein digitaler Abtastwert, der die empfangene Signal­ stärke von dem Punkt darstellt, an dem der Strahlformer 12 zu dem momentanen Zeitpunkt fokussiert ist. Die ausgangs­ seitigen Abtastwerte des Strahlformers werden in dem rest­ lichen Ultraschallabbildungssystem verarbeitet, um ein Bild des überprüften Bereiches gemäß an sich bekannten Techniken zu erzeugen.
Es sei angemerkt, daß die einem jeden Wandlerelement zuge­ ordnete Schaltung einschließlich des Verstärkers 16, des Analog-/Digital-Wandlers 20, der Grobverzögerungseinheit 22 und des Verzögerungsinterpolators 24 einen Verarbeitungs­ kanal bildet, welcher für jedes Wandlerelement innerhalb des Wandler-Arrays sich wiederholt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt der Verzögerungs­ interpolator in einem jeden Kanal ein Digitalfilter mit einer finiten Impulsantwort (FIR) mit unterschiedlichen wählbaren Verzögerungswerten, die in Verzögerungsgrößen quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode sind. Ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des Verzögerungsinterpolators 24 ist in Fig. 2 dargestellt. Ein Verzögerungsinterpolator 24 ist für jeden Kanal des Strahl­ formers 12 erforderlich. Das FIR-Digitalfilter ist derart ausgelegt, daß es ein flaches Amplitudenantwortsignal und eine lineare Verzögerung als Funktion der Frequenz aufweist. Unterschiedliche Verzögerungswerte werden erhalten, indem unterschiedliche Filterkoeffizienten an das FIR-Digital­ filter angelegt werden. Das FIR-Digitalfilter für die Ver­ zögerungsinterpolation gemäß der vorliegenden Erfindung hat eine gerade Anzahl von Stufen und ist symmetrisch aufgebaut. Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel umfaßt sechs Stufen. Es hat sich herausgestellt, daß ein sechsstufiges Filter ein zufriedenstellendes Betriebsverhalten zeigt, wenn die höchste Frequenzkomponente des Empfangssignals nicht mehr als 3/8 der Abtastfrequenz beträgt.
Der Verzögerungsinterpolator 24 umfaßt Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60, die in Reihe geschaltet sind, um sechs auf­ einanderfolgende digitale Datenabtastwerte zu speichern. Es sei angemerkt, daß die digitalen Datenabtastwerte jeweils N Bits haben und daß jedes der Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60 eine Speicherkapazität von N Bits aufweist. Die Register werden synchron mit dem Abtasttakt getaktet, so daß zu jeg­ lichem Zeitpunkt die Register sechs digitale Datenabtastwer­ te A, B, C, D, E und F enthalten. Die Ausgangswerte der Re­ gister 50, 52, 54, 56, 58 und 60 werden einem der Eingänge der Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 jeweils zuge­ führt. Filterkoeffizienten CF, CE, CD, CC, CB sowie CA werden an die anderen Eingänge der Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 angelegt. Die Koeffizienten CA-CF werden in einer Koeffizienten-Speichereinheit 82 gespeichert, wel­ che ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff bzw. RAM sein kann. Ein Satz der Koeffizienten entspricht einer gewünschten Ver­ zögerung und wird durch ein Unterverzögerungssteuersignal adressiert. Jede gewünschte Verzögerung erfordert einen un­ terschiedlichen Satz von Filterkoeffizienten CA-CF. Die Ausgänge der Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 werden an die Eingänge einer Summationseinheit 86 angelegt. Die Ausgänge der Multiplizierer werden aufsummiert, um Ausgangs­ abtastwerte während eines jeden Zyklus des Abtasttaktes zu liefern. Die Multiplizierer liefern Ausgangssignale simul­ tan, so daß der ausgangsseitig erzeugte Abtastwert einen Beitrag von sechs eingangsseitigen Datenabtastwerten umfaßt. Während des nächsten Taktzyklus werden die Datenabtastwerte in den Registern 50, 52, 54, 56, 58 und 60 um eine Position verschoben. Sodann wird ein neuer ausgangsseitiger Abtast­ wert in der gleichen Art erzeugt.
Es sei angemerkt, daß die ausgangsseitigen Abtastwerte nicht gültig sind, bis die eingangsseitigen Datenabtastwerte in sämtliche der Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60 hereinge­ schoben worden sind. Daher ist die tatsächliche Verzögerung zwischen den eingangsseitigen Datenabtastwerten und den aus­ gangsseitigen Datenabtastwerten ein ganzes Vielfaches der Abtastperiode plus die gewünschte Unterverzögerung, die ge­ ringer als die Abtastperiode ist. Die gesamte Verzögerung, die durch das FIR-Digitalfilter erzeugt wird, wird berück­ sichtigt, indem die Verzögerung des Grobverzögerungselemen­ tes 22 um einen entsprechenden Betrag vermindert wird.
Die Koeffizienten für die Erzeugung der Verzögerungen von 0, 1/4, 1/2 und 3/4 der Abtastperiode sind in der nachfolgenden Tabelle 1 aufgeführt. Die Tabelle 1 umfaßt eine Verstär­ kungskorrektur für jeden Verzögerungswert. Die Verstärkungs­ korrektur wird verwendet, um der Tatsache Rechnung zu tra­ gen, daß das FIR-Digitalfilter eine Verstärkungsveränderung für unterschiedliche Koeffizientensätze aufweist. Wie nach­ folgend erläutert wird, kann die Verstärkungskorrektur durch einen Verstärkungskorrekturmultiplizierer an dem Ausgang des Verzögerungsinterpolators durchgeführt werden.
Tabelle I
Es sei angemerkt, daß das FIR-Digitalfilter des Verzöge­ rungsinterpolators 24 eine unterschiedliche Anzahl von Stu­ fen gegenüber den in Fig. 2 gezeigten Stufen haben kann und eine höhere oder niedrigere Anzahl von auswählbaren Unter­ verzögerungen liefern kann. In diesen Fällen werden unter­ schiedliche Filterkoeffizienten verwendet.
Die Konfiguration des Verzögerungsinterpolators 24, die in Fig. 2 gezeigt ist und oben beschrieben wurde, zeigt ein herausragendes Betriebsverhalten. Jedoch wird eine erhebli­ che Schaltungseinsparung dadurch erzielt, daß die meisten Koeffizienten CA-CF gemäß Tabelle 1 die Form 1/2m haben, wobei m eine ganze Zahl ist. Hierdurch wird es ermöglicht, daß die in der Fig. 2 gezeigten Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78 und 80 durch erheblich einfachere Schaltungen ersetzt werden. Die Vereinfachung ist insbesondere für den Strahl­ former 12 wichtig, bei dem der Verzögerungsinterpolator 24 sich für jeden der n Kanäle wiederholt.
Ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines vereinfachten FIR-Filters für die Verzögerungsinter­ polation ist in Fig. 3 gezeigt. Die Multiplizierer gemäß Fig. 2 werden durch eine Reihe von Multiplizierern und Bit­ schiebeschaltungen ersetzt. Die Multiplizierer werden durch Steuerbits und nicht durch Filterkoeffizienten gesteuert. Jedoch erzeugen die Schaltungen gemäß den Fig. 2 und 3 das gleiche Ergebnis.
Die Register 50, 52, 54, 56, 58 und 60 gemäß Fig. 2 zum Speichern von eingangsseitigen Datenabtastwerten sind in Fig. 3 aus Gründen der Einfachheit fortgelassen, werden jedoch benötigt, um die eingangsseitigen Datenabtastwerte dem FIR-Digitalfilter zuzuführen. Die Datenabtastwerte C und D werden den jeweiligen Eingängen eines 2 : 1-Multiplexers 102 zugeführt. Der Multiplexer 102 und weitere Multiplexer, die in Fig. 3 gezeigt sind und nachfolgend beschrieben werden, haben N Bits pro Eingang und einen N-Bit-Ausgang, wobei N die Anzahl der Bits des digitalen Abtastwertes ist. Der Mul­ tiplexer 102 wird durch ein Q-Steuerbit gesteuert. Der Aus­ gang des Multiplexers 102 wird einer Bitschiebeschaltung 104 zugeführt. Die Bitschiebeschaltung 104 erzeugt ein mit 1 multipliziertes Ausgangssignal sowie ein mit 1/2 multi­ pliziertes Ausgangssignal, das den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 106 zugeführt wird. Der Multiplexer 106 wird durch ein R-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des Multiplexers 106 wird einem Register 108 zugeführt.
Die Bitschiebeschaltung 104 und andere Bitschieberegister in Fig. 3 sind der Einfachheit halber durch geeignete Verbin­ dungen implementiert, um ein nach rechts Schieben des digi­ talen Datenabtastwertes zu bewirken. Daher wird in der Bitschiebeschaltung 104 der mit 1 multiplizierte Ausgangs­ wert dadurch geschaffen, daß die Bits des Datenabtastwertes direkt den Eingängen des Multiplexers 106 ohne einen Schie­ bevorgang zugeführt werden. Das mit 1/2 multiplizierte Aus­ gangssignal wird geschaffen, indem die Bits des Datenab­ tastwertes den Eingängen des Multiplizierers 106 zugeführt werden, wobei ein Schieben um 1 Bit nach rechts bewerkstel­ ligt wird. In ähnlicher Weise wird für die anderen Bit­ schiebeschaltungen innerhalb der Gesamtschaltung eine Multi­ plikation mit 1/4 erhalten, indem die Bits des Datenabtast­ wertes um 2 Bits nach rechts verschoben werden, während eine Multiplikation mit 1/8 erhalten wird, indem die Bits eines Datenabtastwertes um 3 Bits nach rechts verschoben werden. Allgemein wird eine Multiplikation mit einem Filterkoeffi­ zienten der Form 1/2m implementiert, indem die Bits des Datenabtastwertes um m Bitpositionen nach rechts verschoben werden.′ Negative Werte, wie beispielsweise minus 1/4, werden durch eine logische Umkehrung der Bits des Datenabtastwertes und durch ein Rechtsschieben um eine geeignete Anzahl von Bits erreicht.
Die Datenabtastwerte C und D werden den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 110 zugeführt, welcher durch ein X-Steuerbit angesteuert wird. Das Ausgangssignal des Multi­ plexers 110 wird einer Bitschiebeschaltung 112 und einem Eingang einer Summationseinheit 114 zugeführt. Die Bit­ schiebeschaltung 112 führt ein mit 0 multipliziertes Aus­ gangssignal und ein mit 1/2 multipliziertes Ausgangssignal den jeweiligen Eingängen des Multiplexers 116 zu. Der Multi­ plexer 116 wird durch ein S-Steuerbit angesteuert. Das mit 0 multiplizierte Ausgangssignal der Bitschiebeschaltung 112 gibt an, daß sämtliche 0-Bit-Werte einem der Eingänge des Multiplexers 116 zugeführt werden. Der Ausgang des Multi­ plexers 116 wird mit einem X-Steuerbit in einem UND-Gatter 118 logisch UND-verknüpft. Bei der tatsächlichen Implemen­ tierung umfaßt das UND-Gatter 118 N Gatter für die UND-Ver­ knüpfung der N-Bits des Datenabtastwertes mit dem Y-Steuer­ bit. Der Ausgang des Gatters 118 wird dem anderen Eingang der Summationseinheit 114 zugeführt. Der Ausgang der Summa­ tionseinheit 114 wird einem Register 120 zugeführt.
Die B-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 126 zugeführt, welche eine Multiplikation mit minus 1/4 und eine Multiplikation mit minus 1/8 ausgangsseitig den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 128 liefert. Der Multiplexer 128 wird durch ein T-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des Multiplexers 128 wird mit einem U-Steuerbit in einem N- Bit-UND-Gatter 130 UND-verknüpft. Das Ausgangssignal des Gatters 130 wird einem Eingang einer Summationseinheit 132 zugeführt.
Die E-Datenabtastwerte werden durch eine Bitschiebeschaltung 140 zugeführt, welche mit minus 1/4 sowie mit minus 1/8 multiplizierte Ausgangssignale den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 142 zuführt. Der Multiplexer 142 wird durch ein V-Steuerbit angesteuert. Das Ausgangssignal des Multiplexers 142 wird mit einem U-Steuerbit in einem N-Bit- UND-Gatter 144 UND-verknüpft. Der Ausgang des UND-Gatters 144 wird einem anderen Eingang der Summationseinheit 132 zugeführt. Der Ausgang der Summationseinheit 132 wird einem Register 146 zugeführt.
Die A-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 150 zugeführt, welche ausgangsseitig ein mit 1/8 multipliziertes Signal einem Eingang einer Summationseinheit 152 zuführt. Die F-Datenabtastwerte werden einer Bitschiebeschaltung 152 zugeführt, welche ausgangsseitig ein mit 1/8 multipliziertes Signal der Summationseinheit 152 zuführt. Der Ausgang der Summationseinheit 142 wird einer Bitschiebeschaltung 156 zu­ geführt, welche ausgangsseitig ein mit 1 multipliziertes und ein mit 1/2 multipliziertes Signal den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 160 zuführt. Der Multiplexer 160 wird durch ein W-Steuerbit angesteuert. Der Ausgang des Multi­ plexers 160 wird mit einem U-Steuerbit in einem N-Bit-UND- Gatter 162 UND-verknüpft. Der Ausgang des UND-Gatters 162 wird einem Register 164 zugeführt.
Die Multiplexer 102, 106, 110, 116, 128, 142 und 160, die Schieberegister 104, 112, 126, 140, 150, 154 und 156, die Summationseinheiten 114, 132 und 152 sowie die UND-Gatter 118, 130, 144 und 162 implementieren die Multiplikation der eingangsseitigen Datenabtastwerte A, B, C, D, E und F mit den Koeffizienten CA, CB, CC, CE sowie CF, wie dies in der Tabelle 1 gezeigt ist, ohne daß Multiplizierer verwendet werden.
Die Steuerbits Q, R, S, T, U, V, W, X und Y sind in einem Steuer-RAM 170 gespeichert, welches durch das Unterverzöge­ rungssteuersignal adressiert wird. Die Steuerbits zum Im­ plementieren der Verzögerungswerte von 0, 1/4, 1/2 und 3/4 der Abtastperiode innerhalb der in Fig. 3 gezeigten Schal­ tung sind in der nachfolgend gezeigten Tabelle 11 darge­ stellt.
Tabelle II
Die Ausgänge der Register 146 und 164 werden durch eine Summationseinheit 172 aufsummiert. Der Ausgang des Registers 108 und der Ausgang der Summationseinheit 172 werden durch eine Summationseinheit 174 aufsummiert. Der Ausgang des Registers 120 und der Ausgang der Summationseinheit 174 wer­ den durch eine Summationseinheit 176 aufsummiert. Der Aus­ gang der Summationseinheit 176 wird einem Register 180 zuge­ führt.
Wie bereits angemerkt wurde, hat das FIR-Digitalfilter eine unterschiedliche Verstärkung für jede ausgewählte Verzöge­ rung. Die Verstärkung wird durch einen Verstärkungskorrek­ turmultiplizierer 184 korrigiert. Die Summationseinheiten 172, 174 und 176 entsprechen der Summationseinheit 86, die in Fig. 2 gezeigt ist. Der Verstärkungskorrekturmultipli­ zierer 184 empfängt die ausgangsseitigen Datenabtastwerte des FIR-Filters von dem Register 180. Der Verstärkungs­ korrekturwert, der in dem Steuer-RAM 170 gespeichert wird, wird einem Verstärkungskorrekturmultiplizierer 184 durch die Register 186 und 188 zugeführt. Der Ausgang des Verstär­ kungskorrekturmultiplizierers 184, welcher den bezüglich der Verstärkung korrigierten ausgangsseitigen Datenabtastwert darstellt, wird in einem Register 190 gespeichert. Die er­ forderlichen Verstärkungskorrekturwerte sind in der Tabelle I dargestellt.
Es sei angemerkt, daß die Tabellen I und II unterschiedliche Sätze von Koeffizienten und Steuerbits für eine Hochband­ verzögerung von 1/2 der Abtastperiode enthalten. Diese Werte werden verwendet, wenn die höchsten Frequenzkomponenten des empfangenen Signales nahe der Hälfte der Abtastrate liegen. Die unterschiedlichen Werte werden benötigt, da die Ampli­ tudenantwort des FIR-Digitalfilters bei hohen Frequenzen Abweichungen zeigt. Die Hochbandkoeffizienten verstärken das hochfrequente Antwortsignal des FIR-Digitalfilters auf Kosten der Welligkeit im Durchlaßband. Wenn beispielsweise die Abtastrate 40 MHz beträgt, können standardmäßige Koeffi­ zienten für empfangene Signale mit Frequenzkomponenten bis zu 12 MHz verwendet werden. Die Hochbandkoeffizienten er­ weitern den verwendbaren Frequenzbereich bis auf 15 MHz. Das FIR-Digitalfilter mit sechs Stufen liefert eine zufrieden­ stellende Betriebsweise, wenn die höchste Komponentenfre­ quenz des empfangenen Signals nicht mehr als 3/8 der Ab­ tastrate beträgt. Bei einem Betrieb nahe 1/2 der Abtastrate wird ein FIR-Digitalfilter mit mehr als 6 Stufen benötigt.
Der in Fig. 3 gezeigte Verzögerungsinterpolator, der oben beschrieben worden ist, hat eine sog. Leitungsstruktur bzw. "Pipeline"-Struktur für eine Hochgeschwindigkeitsbetriebs­ weise. Eine derartige Pipeline-Struktur ermöglicht einen Betrieb bei einer typischen Taktfrequenz von 40 MHz. Bei einer Pipelinestruktur führen unterschiedliche Stufen un­ terschiedlicher Operationen gleichzeitig aus. Die Opera­ tionen, die benötigt werden, um die eingangsseitigen Daten­ abtastwerte mit den Filterkoeffizienten zu multiplizieren (ohne Verwendung der in Fig. 3 gezeigten Multiplizierer) werden in einer ersten Pipeline-Stufe ausgeführt, wobei die Ergebnisse in den Pipeline-Registern 108, 120, 146 und 164 gespeichert werden. Die Summation der multiplizierten Werte wird in einer zweiten Pipeline-Stufe durch Summationsein­ heiten 172, 174 und 174 ausgeführt, wobei die Ergebnisse in einem Pipeline-Register 180 gespeichert werden. Die Ver­ stärkungskorrektur wird in einer dritten Pipeline-Stufe mittels eines Verstärkungskorrekturmultiplizierers 184 durchgeführt, wobei die sich ergebenden Werte in dem Pipe­ lineregister 190 gespeichert werden. Die Register 186 und 188 synchronisieren die der ersten Pipeline-Stufe zugeführ­ ten Steuerbits mit den Verstärkungskorrekturwerten, die der dritten Pipeline-Stufe zugeführt werde. Bei einem gegebenen Satz von Datenwerten wird die Multiplikation in der ersten Pipeline-Stufe während eines ersten Taktzyklus durchgeführt, während die Summation in der zweiten Pipeline-Stufe während eines zweiten Taktzyklus durchgeführt wird, wobei an­ schließend eine Verstärkungskorrektur in einer dritten Pipeline-Stufe während eines dritten Taktzyklus ausgeführt wird. Diese Operationen werden gleichzeitig durch jede Stufe auf unterschiedliche Sätze von Datenwerten ausgeübt, um eine Hochgeschwindigkeitsbetriebsweise zu erhalten. Es sei angemerkt, daß die Pipeline-Operation für eine Betriebsweise bei niedrigen Abtastraten nicht erforderlich sein mag.
Der in Fig. 3 dargestellte Verzögerungsinterpolator, der oben beschrieben worden ist, wird vorzugsweise in einer hochinte­ grierten Schaltung unter Verwendung einer im Handel erhält­ lichen Logik-Optimierungs-Software implementiert. Es sei angemerkt, daß die tatsächliche Schaltungskonfiguration nach der logischen Optimierung von der in Fig. 3 gezeigten Schal­ tungskonfiguration abweichen mag, jedoch den Satz von Filterkoeffizienten implementieren wird, welcher in Tabelle I aufgeführt ist. Allgemein können viele verschiedene Schal­ tungen zur Implementierung des in der Tabelle I aufgeliste­ ten Filterkoeffizientensatzes verwendet werden, wobei die Schaltung, die in Fig. 3 dargestellt ist, lediglich ein Ausführungsbeispiel darstellt. Ferner können weitere Sätze von Filterkoeffizienten innerhalb des Schutzbereiches der vorliegenden Erfindung angewendet werden. Ein wesentlicher Punkt besteht darin, daß Filterkoeffizienten in der Form ₁/₂m ohne Verwendung von Multiplizierern implementiert wer­ den, wodurch die erforderliche Schaltung vereinfacht wird.
Die bislang beschriebene Erfindung betrifft ein FIR-Digital­ filter mit wählbaren Verzögerungszeiten für die Verzöge­ rungsinterpolation in Verbindung mit der Bildung oder For­ mation eines einzigen Empfangsstrahles. Gemäß einem weiteren wichtigen Aspekt der Erfindung wird der FIR-Digitalfilter- Verzögerungsinterpolator bei einem zeitlich gemultiplexten parallelen Strahlformer verwendet. Der zeitlich gemultiplex­ te parallele Strahlformer wird verwendet, um zwei oder mehr Empfangsstrahlen gleichzeitig zu erzeugen, anstatt die Strahlformerschaltung für eine Parallelbetriebsweise zu ver­ vielfältigen. Der einzige Strahlformer wird in einer zeit­ lich gemultiplexten Art betrieben, um gleichzeitig mehrfache Strahlen zu bilden. Beispielsweise wird ein Abtasten eines ersten Strahles während eines ersten Taktzyklus ausgeführt, wobei ein Abtasten eines zweiten Strahles während eines zweiten Taktzyklus ausgeführt wird, ein Abtasten eines drit­ ten Strahles während eines dritten Taktzyklus ausgeführt wird und ein Abtasten eines vierten Strahles während eines vierten Taktzyklus verarbeitet wird, wobei ein zweiter Ab­ tastwert des ersten Strahles während des fünften Taktzyklus verarbeitet wird, usw.
Der FIR-Digitalfilter-Verzögerungsinterpolator kann in einem zeitlich gemultiplexten Strahlformer zum simultanen Verar­ beiten von mehrfachen Strahlen verwendet werden, da er keine innere Rückkopplung enthält. Ein Digitalfilter mit einer infiniten Impulsantwort würde sich nicht für diesen Anwen­ dungsfall eignen, da eine Rückkopplung vorgesehen wäre.
Das in Fig. 3 gezeigte FIR-Digitalfilter, das oben be­ schrieben worden ist, kann als zeitlich gemultiplexter Strahlformer verwendet werden. Die Schaltung der ersten Pipeline-Stufe führt Operationen (eine Multiplikation der Eingangsabtastwerte mit Filterkoeffizienten) bezüglich eines ersten Strahles aus, während die zweite Pipeline-Stufe Summations-Operationen für einen zweiten Strahl und die dritte Pipeline-Stufe Verstärkungskorrektur-Operationen für einen dritten Strahl durchführt, wobei sämtliche Operationen gleichzeitig erfolgen. Da keine Rückkopplung in dem FIR- Digitalfilter vorliegt, können die Daten für jeden Strahl unabhängig voneinander verarbeitet werden.
Eine Schaltung zum Zuführen von Gruppen von eingangsseitigen Datenabtastwerten zu dem FIR-Filter für eine zeitlich ge­ multiplexte Betriebsweise ist in Fig. 4 dargestellt. Bei dem in Fig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiel werden vier Strahlen gleichzeitig verarbeitet. Die eingangsseitigen Datenabtast­ werte werden zeitlich für vier Strahlen als Ergebnis ver­ schiedener Verzögerungen, die- durch das Grobverzögerungs­ element 22 (Fig. 1) auf die Datenabtastwerte bei unter­ schiedlichen Zeitschlitzen angewendet werden, zeitlich ge­ multiplext. Auf jeden Strahl wird ein getrennter Satz von Verzögerungen zum Steuerung und Fokussieren des Strahles auf einen gewünschten Punkt angewendet.
Die zeitlich gemultiplexten eingangsseitigen Datenabtast­ werte werden zu einem Signal mit einem geschachtelten Zu­ stand synchronisiert, welches zwei Bits für ein System mit vier Strahlen sein kann. Das Signal mit einem geschachtelten Zustand wird mittels eines Zwei-zu-vier-Liniendekoders de­ kodiert, um die Aktivierungssignale EN1, EN2, EN3 und EN4 zu erzeugen. Die Aktivierungssignale geben an, welcher Strahl zu einem bestimmten Zeitpunkt verarbeitet wird. Wenn bei­ spielsweise das Aktivierungssignal EN1 aktiv ist, stellt der eingangsseitige Datenabtastwert den ersten Strahl dar. Die Datenabtastwerte werden parallel zu Schieberegistern 204, 206, 208 und 210 zugeführt. Jedes der Schieberegister umfaßt sechs Stufen jeweils mit N-Bits, wobei N die Anzahl der Bits in jedem Datenabtastwert bezeichnet. Das Schieben der Daten­ abtastwerte in die Register 204, 206, 208 und 210 wird durch die Aktivierungssignale EN1, EN2, EN3 und EN4 gesteuert. Daher ist während eines ersten Taktzyklus das Aktivierungs­ signal EN1 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, der einen ersten Strahl darstellt, in das Register 204 geladen wird. Während eines zweiten Zyklus ist das Aktivierungssignal EN2 aktiv, wobei der Datenabtastwert, welcher einen zweiten Strahl darstellt, in das Schieberegister 206 geladen wird.
Während eines dritten Taktzyklus ist das Aktivierungssignal EN3 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, der einen dritten Strahl darstellt, in das Schieberegister 208 geladen wird. Während eines vierten Taktzyklus ist das Aktivierungssignal EN4 aktiv, wobei ein Datenabtastwert, welcher einen vierten Strahl darstellt, in das Schieberegister 210 geladen wird. Dieser Prozeß wird ständig wiederholt, so daß jedes der Schieberegister sechs aufeinanderfolgende Abtastwerte von einem der vier Strahlen beinhaltet. Daher enthält das Re­ gister 204 sechs aufeinanderfolgende Abtastwerte des ersten Strahles, das Register 206 sechs aufeinanderfolgende Abtast­ werte des zweiten Strahles usw.
Die Ausgänge der Register 204, 206, 208 und 210 werden einem Vier-zu-eins-Multiplexer 214 zugeführt. Jeder der vier Ein­ gänge des Multiplexers 214 enthält sechs Datenabtastwerte von jeweils N-Bits. Der Multiplexer 214 wird durch das Sig­ nal mit dem verschachtelten Zustand gesteuert. Der Ausgang des Multiplexers 214 umfaßt sechs Datenabtastwerte A bis F jeweils mit N-Bits, die jeweils einen der zeitlich gemulti­ plexten Strahlen darstellen. Die Datenabtastwerte A-F von dem Multiplexer 214 werden den Eingängen des FIR-Digital­ filter-Verzögerungsinterpolators (vergleiche Fig. 2 oder 3) zugeführt. Daher werden zeitlich gemultiplexte Daten zu den Eingängen des Verzögerungsinterpolators zugeführt.

Claims (10)

1. Verzögerungsinterpolator für einen Ultraschallstrahl­ former (12), bei dem empfangene Signale von einer Mehr­ zahl von Wandlerelementen (10₁, 10₂, . . . 10 n) eines Wandler-Arrays (10) in digitale Abtastwerte bei einer Abtastfrequenz f umgewandelt werden, wobei die digitalen Abtastwerte um ausgewählte Verzögerungen verzögert und die verzögerten digitalen Abtastwerte aufsummiert wer­ den, um einen fokussierten empfangenen Strahl zu bilden, wobei der Verzögerungsinterpolator dazu dient, digitale Abtastwerte in jedem Kanal um ausgewählte Verzögerungen zu verzögern, welche in Inkrementen quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode 1/f sind, wobei der Verzögerungsinterpolator seinerseits folgende Merkmale aufweist:
ein Digitalfilter (24) mit einer finiten Impulsantwort einschließlich einer programmierbaren Einrichtung, die auf eine Verzögerungssteuerinformation anspricht, um die digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen zu verzögern, welche in Inkrementen quantisiert sind, welche kleiner als die Abtastperiode sind; und
eine Steuereinrichtung (82), die auf das eine gewünschte Verzögerung darstellende Verzögerungssteuersignal an­ spricht, um die Verzögerungssteuerinformation zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort zuzu­ führen.
2. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Erzeugen eines Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend der gewünschten Verzögerung aufweist, und
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten zum Erzeugen von Zwischenabtastwerten und eine Summationseinrichtung zum Auf summieren der Zwischenabtastwerte zur Erzeugung der ausgangsseitigen digitalen Abtastwerte aufweist.
3. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m aufweist, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit­ positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor­ mation von der Steuereinrichtung aufweist.
4. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff zum Zuführen der Verzögerungssteuerinformation zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort in Reaktion auf das Verzögerungssteuersignal aufweist.
5. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Verstärkungskorrektureinrichtung (184) zum Korri­ gieren der Verstärkung der ausgangsseitigen digitalen Abtastwerte mit jeder der ausgewählten Verzögerungen, wobei der Speicher mit wahlfreiem Zugriff eine Ver­ stärkungskorrekturinformation zum Steuern der Verstär­ kungskorrektureinrichtung liefert.
6. Verzögerungsinterpolator nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Pipeline-Struktur mit einer Einrichtung zum Multi­ plizieren der digitalen Abtastwerte mit einem Satz von Filterkoeffizienten während einer ersten Abtastperiode, eine Einrichtung zum Aufsummieren von Zwischenabtast­ werten während einer zweiten Abtastperiode und eine Einrichtung zum Korrigieren der Verstärkung der aus­ gangsseitigen Abtastwerte während einer dritten Abtast­ periode hat.
7. Verzögerungsinterpolator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch
eine erste Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von ersten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, die einen ersten Strahl darstellen,
eine zweite Einrichtung zum Speichern einer Gruppe von zweiten aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten, welche einen zweiten Strahl darstellen, und
eine Auswahleinrichtung zum sequentiellen Zuführen der ersten digitalen Abtastwerte und der zweiten digitalen Abtastwerte zu dem Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort in der Weise, daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine zeitlich gemulti­ plexte Verarbeitung der digitalen Abtastwerte des ersten und zweiten Strahles ausführt.
8. Ultraschallstrahlformer (12) zum Verarbeiten empfangener Signale von einem Array (10) von Ultraschallwandler­ elementen (10₁, 10₂, . . . 10 n), gekennzeichnet durch fol­ gende Merkmale:
eine Mehrzahl von Verarbeitungskanälen, wobei jeweils einer an je ein Wandierelement des Arrays angeschlossen ist, wobei jeder Verarbeitungskanal seinerseits folgende Merkmale aufweist:
eine Digitalisierungseinrichtung (16, 20) zum Umwandeln des empfangenen Signales in digitale Abtastwerte mit einer vorbestimmten Abtastrate f, und
eine Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der digitalen Abtastwerte um vorbestimmte Verzögerungen, um verzögerte Digitalabtastwerte zu schaffen, wobei die Verzögerungs­ einrichtung einen Verzögerungsinterpolator (24) umfaßt, welcher ein Digitalfilter (24) mit finiter Impulsantwort aufweist, das eine programmierbare Einrichtung hat, welche auf eine Verzögerungssteuerinformation zum Ver­ zögern der digitalen Abtastwerte um unterschiedliche Verzögerungen anspricht, welche in Inkrementen quanti­ siert sind, die kleiner als die Abtastperiode 1/f sind;
eine Summationseinrichtung (30) zum Aufsummieren der verzögerten digitalen Abtastwerte zum Bilden von aus­ gangsseitigen Abtastwerten, welche den empfangenen Strahl darstellen; und
eine Steuereinrichtung zum Zuführen der verzögerten Steuerinformation zu der Verzögerungseinrichtung in jedem der Verarbeitungskanäle.
9. Ultraschallstrahlformer nach Anspruch 8, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Zuführen eines Satzes von Filterkoeffizienten entsprechend der gewünschten Verzögerung aufweist, und
daß das Digitalfilter (24) mit der finiten Impulsantwort eine Multiplizierereinrichtung zum Multiplizieren einer Gruppe von aufeinanderfolgenden digitalen Abtastwerten mit einem Satz von Filterkoeffizienten aufweist, um Zwischenabtastwerte zu schaffen, und eine Summations­ einrichtung umfaßt, um die Zwischenabtastwerte zum Schaffen von verzögerten digitalen Abtastwerten aufzu­ summieren.
10. Ultraschallstrahlformer nach Anspruch 9, dadurch ge­ kennzeichnet,
daß wenigstens einer der Filterkoeffizienten die Form 1/2m hat, wobei m eine ganze Zahl ist, und
daß die Multiplizierereinrichtung eine Einrichtung zum Schieben der Bits der digitalen Abtastwerte um m Bit­ positionen in Reaktion auf die Verzögerungssteuerinfor­ mation von der Steuereinrichtung aufweist.
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