DE4439203A1

DE4439203A1 - Schaltungsanordnung zur Auswertung eines Beschleunigungssensorsignals

Info

Publication number: DE4439203A1
Application number: DE4439203A
Authority: DE
Inventors: Oliver Dipl Ing Schatz
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1994-11-03
Filing date: 1994-11-03
Publication date: 1996-05-09
Anticipated expiration: 2014-11-04
Also published as: DE4439203C2; KR960018586A; KR100385821B1; JP3702014B2; US5637798A; JPH08211093A

Description

Stand der Technik

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zur Auswertung eines kapazitiven Signals eines Beschleunigungs sensors nach der Gattung des Hauptanspruchs. Aus der EP 0 459 723 A2 ist schon eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der bei einem kapazitiven Beschleunigungssensor die Dif ferenzladung der beiden Kondensatoren gemessen wird, die zwischen dem Schwinger und zwei feststehenden Elektroden der beiden Kondensatoren auftritt. Tritt eine Beschleunigung auf, die eine Auslenkung der Schwingmasse bewirkt, dann än dert sich die Kapazität der beiden Kondensatoren. Die Mes sung der Differenzladung benötigt relativ viel Zeit, so daß die Ansteuerfrequenz für den Beschleunigungssensor relativ niedrig sein muß. Da die Ansteuerfrequenz gleichzeitig zur Lageregelung genutzt wird, muß die Masseträgheit des Sensors so groß sein, daß dieser nicht zu Eigenschwingungen angeregt wird. Diese große Masse macht aber eine Lageregelung für hö here Beschleunigungsbereiche, wie sie beispielsweise bei Airbag-Anwendungen erforderlich sind, mit den in Steuergerä ten üblichen Versorgungsspannungen 5 V nicht möglich.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit den kennzeich nenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß mit einer um eine Größenordnung höheren Meßfre quenz als bei der bekannten Schaltungstechnik die Ladung auf den Teilkondensatoren umgeladen wird. Während eines Taktzy klus bleibt die Ladung in der Summe konstant. Dadurch ent stehen beim Auftreten von beschleunigungsbedingten Diffe renzkapazitäten Spannungsabweichungen, die schnell erfaßt werden können.

Infolge der hohen Meßfrequenz können auch Sensoren mit sehr kleiner Masse, beispielsweise Mikromechaniksensoren auf Halbleiterchips, ausgewertet werden. Besonders vorteilhaft ist, daß die hohe Meßfrequenz in Verbindung mit Mikromecha niksensoren auch noch eine Lageregelung bei großen Beschleu nigungen mit kleiner Versorgungsspannung erlaubt.

Auch ist vorteilhaft, daß der Filteraufwand zur Gewinnung des Ausgangssignals deutlich verkleinert werden kann, da die Filterkondensatoren ebenfalls auf dem Halbleiterchip inte grierbar sind.

Besonders vorteilhaft ist auch, daß für den Betrieb der Schaltungsanordnung lediglich eine Betriebsspannung und keine weiteren stabilisierten Spannungen für die Lagerege lung und/oder die Auswertung notwendig sind. Dabei ist auch vorteilhaft, daß der Lageregelbereich proportional zur Be triebsspannung ist.

Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten Maßnah men sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Anspruch 1 vorgeschlagenen Schaltungsanordnung möglich. Besonders vorteilhaft ist, daß die Mittenspannung der beiden Kondensatoren mittels eines einfachen Schalters auf die Be triebsspannung gelegt werden kann. Da bei Auftreten einer Beschleunigung sich die Mittenspannung ändert, wird vorteil haft nur die Abweichung zur Betriebsspannung erfaßt und aus gewertet. Auf eine besondere gute Stabilität der Betriebs spannung kommt es dabei nicht an.

Günstig ist auch, die Mittenspannung mittels eines Verstär kers derart zu verstärken, daß sie als geeignete Größe für die Weiterverarbeitung, beispielsweise zur Speicherung in einem Sample & Hold-Speicher verarbeitbar ist. Dieser Ver stärker weist vorzugsweise einen MOS-Eingang auf und kann daher auch Spannungen verstärken, die oberhalb der Versor gungsspannung liegen. Vorteilhaft werden am Ausgang zwei Sample & Hold-Speicher angeschlossen. Dabei speichert jeder Speicher die verstärkte Spannungsabweichung zur Betriebs spannung eines Teilkondensators. Diese beiden Spannungen können dann vorteilhaft auf einen Differenzverstärker gege ben werden, der aus den gespeicherten Spannungswerten die beschleunigungsabhängige Spannungsdifferenz ermittelt.

Wegen der Differenzauswertung kommt es nicht auf eine beson dere Stabilität der Arbeitspunkte des Verstärkers an.

Die Umschaltung zwischen den beiden Speichern bzw. die Rück stellung der Mittenspannung erfolgt vorteilhaft durch eine Schaltlogik, die beispielsweise in der MOS-Technik mit be währten Verfahren realisierbar ist.

Vorteilhaft ist weiter, die beschleunigungsabhängige Span nungsdifferenz mittels eines Sägezahngenerators in ein puls weitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) umzuwandeln. Das PWM-Signal kann dann auf die Treiber gegeben werden, die ein entsprechendes Signal für die Lagesteuerung des Schwingers erzeugen.

Durch entsprechende Filterung und/oder einen abgleichbaren Ausgangsverstärker steht am Ausgang der Auswerteschaltung vorteilhaft auch das Beschleunigungssignal zur Verfügung, das proportional zur Betriebsspannung ist.

Besonders vorteilhaft ist, daß beispielsweise am Ausgang des Differenzverstärkers ein Reglerbaustein vorgesehen ist, bei dem über einen Eingang ein Testsignal zur Überprüfung der Funktionsfähigkeit der Schaltungsanordnung gegeben ist. Über diesen Eingang kann beispielsweise mittels eines externen Programms ein automatischer Selbsttest durchgeführt werden, um die Funktionssicherheit dieser Anordnung zu überwachen.

Durch die Kombination mit einem mikromechanischen Beschleu nigungssensor kann vorzugsweise die Schaltungsanordnung in der MOS-Technologie integriert werden, so daß der Beschleu nigungssensor mit der Auswerteschaltung ein kompaktes Bau element bildet. Ein derartiges Bauelement kann vorzugsweise für das Auslösen eines Airbags verwendet werden.

Zeichnung

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er läutert. Es zeigen Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schal tungsanordnung, die Fig. 2a bis 2e zeigen Diagramme, Fig. 3 zeigt ein erstes Flußdiagramm, und Fig. 4 zeigt ein zweites Flußdiagramm.

Beschreibung des Ausführungsbeispiels

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Auswerteschaltung 20, die mit einem Sensor 1 verbunden ist. Der Sensor 1 ist beispielsweise als mikromechanischer Sensor aus einem Halb leiterchip hergestellt. Er hat eine sehr kleine seismische Masse, die an einer Feder derart aufgehängt ist, daß die seismische Masse bei Einwirkung einer Beschleunigungskraft ausgelenkt wird. An der seismischen Masse ist eine Elektrode angeordnet, die in Verbindung mit zwei feststehenden Elek troden, zwischen denen die seismische Massen schwingen kann, zwei Teilkondensatoren bildet, die je nach Auslenkung unter schiedliche Kapazitäten bilden. Die feststehenden Elektroden sind mit Ausgängen von Treibern 4, 5 verbunden. Die Mittel elektrode auf der seismischen Masse ist als Mittenabgriff c herausgeführt. Der Mittenabgriff c ist über einen ersten Schalter S1 vorzugsweise mit der Betriebsspannung U_b verbun den. Des weiteren ist der Mittenabgriff c mit dem Eingang eines Verstärkers 6 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 6 ist auf zwei parallele Schalter S2, S3 geführt, deren zwei ter Anschluß mit einem ersten Speicher 8 bzw. einem zweiten Speicher 9 verbunden ist. Die beiden Speicher 8, 9 sind vor zugsweise als Sample & Hold-Speicher ausgebildet. Eine Schaltlogik 17 steuert die Schalter S1, S2, S3 im Takt des Umladens der beiden Kondensatoren 2, 3. Die Ausgänge der beiden Speicher 8, 9 sind auf die Eingänge eines Differenz verstärkers 10 geführt, an dessen Ausgang eine beschleuni gungsabhängige Spannungsdifferenz abgreifbar ist. Gemäß der Fig. 1 ist ein Regler 11 nachgeschaltet, der einen separa ten Eingang 19 aufweist, über den ein Testsignal eingespeist werden kann. Der Ausgang des Reglers 11 ist auf einen Modu lator geführt, der aus einem Komparator 12 und einem Säge zahngenerator 13 gebildet wird. Der Ausgang des Modulators ist auf Steuereingänge der Treiber 4, 5 rückgeführt. Des weiteren ist der Ausgang des Komparators 12 mit einem Tief paß verbunden, der durch einen Serienwiderstand 14 und einen gegen Masse geschalteten Kondensator 15 gebildet ist. Der Ausgang des Tiefpasses ist mit einem Ausgangsverstärker 16 verbunden, dessen Verstärkung vorzugsweise auf einen vorge gebenen Wert abgleichbar ist. Am Ausgang 18 des Ausgangsver stärkers 16 liegt die beschleunigungsabhängige Spannung U_a an. Diese Spannung kann beispielsweise zum Auslösen eines Airbags in einem Kraftfahrzeug verwendet werden.

Die einzelnen Baugruppen wie auch der mikromechanische Sen sor sind per se bekannt und müssen daher nicht näher erläu tert werden.

Anhand der Fig. 2a bis 2e wird die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung näher erläutert. Für den Sensor 1 wird angenommen, daß die beiden Kondensatoren 2, 3 eine beschleu nigungsabhängige Kapazitätsdifferenz aufweisen. Beide Kon densatoren 2, 3 werden im Takt der Ansteuerung periodisch und gegenphasig mit Rechtecksignalen der Treiber 4, 5 umge laden. Die Amplitude der Rechtecksignale entspricht vorzugs weise der Betriebsspannung U_b. Die beiden Treiber 4, 5 geben ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) an die beiden feststehenden Elektroden der Kondensatoren 2, 3 an den Ein gängen a, b ab. Den Spannungsverlauf an den Eingangsklemmen a, b zeigen die Fig. 2a, 2b. Während gemäß der Fig. 2a innerhalb einer Zeitdauer an der Eingangsklemme a der Impuls U_b anliegt, liegt gemäß der Fig. 2b an der Eingangsklemme b kein Impuls an. Während der Pausenzeit am Eingang a liegt dagegen am Eingang b das PWM-Signal an. Bei Einwirken einer Beschleunigung tritt eine Kapazitätsdifferenz auf, die am Mittenabgriff c gemäß Fig. 2c beim Umladen zu einem kleinen Spannungssprung führt, dessen Größe von der aufgetretenen Beschleunigung abhängt. Dieser Spannungssprung entsteht an jeder Schaltflanke der beiden Eingänge a, b. Die beschleuni gungsabhängige Spannungsänderung ΔU₁ errechnet sich nach der Formel

wobei
ΔU₁ die beschleunigungsabhängige Spannungsänderung ist,
U_b ist die Betriebsspannung,
ΔC ist die Änderung der Kapazität bei Einwirkung ei ner Beschleunigung auf den Sensor 1 und
C₀ ist die Kapazität eines Kondensators 2, 3.

Nach dem Messen der Spannung am Mittenabgriff C gemäß der Fig. 2c wird der Schalter S1 geschlossen, so daß nun wieder die Betriebsspannung U_b an dem Mittenabgriff C anliegt. So mit sind die Ausgangsbedingungen für den nächsten Takt der Messung gegeben.

Der Verstärker 6 ist eingangsseitig hochohmig und vorzugs weise mit einem MOS-Eingang ausgestattet. Er verstärkt gemäß der Fig. 2c die Spannungsänderung ΔU₁ und liefert das Si gnal ΔU₂. Auch wird das Gleichpotential herabgesetzt. Die Schaltlogik 17 steuert nun die Schalter S2 und S3 alternie rend in der Weise, daß die beispielsweise gegenüber der Be triebsspannung positive Spannungsänderung (erster Abschnitt der Kurve d in Fig. 2c) im ersten Speicher 8 gespeichert wird und die negative Spannungsänderung entsprechend dem zweiten Abschnitt der Kurve d der Fig. 2c im zweiten Spei cher 9 gespeichert wird. Die maximale Spannungsänderung zwi schen den beiden Kondensatoren 2, 3 ist als ΔU₂ definiert. Die Sample & Hold-Speicher 8, 9 sind per se bekannt und müs sen daher nicht näher erläutert werden. Am Ausgang des nach geschalteten Differenzverstärkers 10 liegt somit die Span nung ΔU₂ an, die proportional zur Änderung der Kapazität des Sensors 1 und damit zur aufgetretenen Beschleunigung ist. Durch Abtasten der oberen als auch der unteren Spannungsab weichung wird eine Drift des Arbeitspunktes des Verstärkers 6 eliminiert. Das Differenzsignal ergibt sich zu

wobei
V_HF der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 6 und
V_Diff die Differenzverstärkung am Ausgang des Diffe renzverstärkers 10 ist.

Die Fig. 2c.1, 2c.2 und 2c.3 zeigen, zu welchen Zeitpunk ten die Schalter S2, S3 und S1 von der Schaltlogik 17 ge schlossen werden. Nach jedem Umladen der Teilkapazitäten 2, 3 schließt die Schaltlogik 17 die Schalter S2 und S3 alter nierend, so daß die Speicher 8, 9 entsprechend dem ersten Teil der Kurve d in Fig. 2c abwechselnd mit den Spannungs potentialen der Teilkondensatoren 2, 3 geladen werden. Die Schalter S2, S3 werden dabei kurzzeitig nur so lange ge schlossen, bis die Speicher 8, 9 die Spannung übernommen ha ben (Fig. 2c.1, 2c.2). Um eine Fehlmessung zu vermeiden, muß nach jedem Spannungssprung mit Hilfe des Schalters S1 am Mittenabgriff c die Spannung neutralisiert werden. Dies er folgt entsprechend der Fig. 2c.3 nach jedem Schließtakt der Schalter S2 bzw. S3.

Anhand der Flußdiagramme der Fig. 3 und 4 wird der Steu erablauf näher erläutert. Dabei kann die Realisierung der Steuerung durch bekannte Gatterschaltungen oder durch einen Mikrorechner erfolgen.

Die Schaltlogik 17 wird durch Spannungsänderungen an den Eingangsklemmen a, b der Kondensatoren 2, 3 gesteuert. Gemäß der Fig. 3 wird nach dem Start in Position 30 zunächst in Position 31 die Spannung bzw. Spannungsänderung gemessen und in Position 32 geprüft, ob eine positive Flanke vorliegt. Ist dies nicht der Fall, dann wird für den nächsten Zyklus die Messung in Position 31 wiederholt.

War die Flanke positiv, d. h. es gab eine Beschleunigung, dann wird nach Ablauf einer Wartezeit t1 (Position 33) der Schalter S2 für eine vorgegebene Zeit (Samplezeit t2) ge schlossen (Position 34). Nach einer Verzögerungszeit t3 (Position 35) wird in Position 36 der Schalter S1 für eine Neutralisierungszeit t4 geschlossen.

An der Eingangsklemme b (Position 40) ist der Ablauf gemäß der Fig. 4 zeitlich parallel zur Fig. 3. Nach der Messung und Bestimmung der Flanke (Position 41, 42) wird nach Ablauf der Verzögerungszeit t1 (Position 43) der Schalter S3 (Position 44) während der Samplezeit t2 geschlossen. Nach einer Verzögerungszeit t3 in Position 45 schließt Schalter S1 für die Neutralisierungszeit t4 (Position 46). Danach be ginnt der Zyklus wieder in Position 31 bzw. 41.

Gemäß der Fig. 2e erzeugt der Modulator mit seinem Operati onsverstärker 12 und dem Sägezahngenerator 13 an den Schalt punkten P1 und P2 das PWM-Signal der Fig. 2a durch Ver gleich des Differenzsignals ΔU₂ mit einer Sägezahnspannung f. Dieses Signal wird mittels der Treiber 4, 5 an die fest stehenden Elektroden der beiden Kondensatoren 2, 3 zurückge koppelt.

Liegt die Frequenz des Sägezahngenerators 13 wesentlich über der Sensorresonanzfrequenz, dann wirkt lediglich der Mittel wert der pulsweitenmodulierten Signale auf die seismische Masse des Sensors 1 und erzeugt eine der Beschleunigungs kraft entgegengesetzte elektrostatische Kraft zur Lagerege lung des Sensors 1. Dadurch ergibt sich eine einfache Lage regelung für die seismische Masse bzw. den Schwinger des Sensors 1. Durch die einfache Geradeausstruktur des Verstär kers 6 mit relativ geringer Verstärkung sind hohe Taktfre quenzen möglich, so daß auch Sensoren mit sehr kleiner Masse, die beispielsweise nach mikromechanischen Techniken hergestellt sind, auswertbar sind, ohne daß der Schwinger durch die Taktfrequenz zum Mitschwingen angeregt wird.

Der maximale Modulationsgrad und damit der Lageregelbereich wird durch die minimale Impulsbreite des PWM-Signals festge legt. Die minimale Impulsbreite ist dabei so festgelegt, daß innerhalb der vorgegebenen Zeit die Kondensatoren umgeladen, Spannungsänderungen abgefragt und die Neutralisierung am Mittenabgriff c durchgeführt werden kann.

Am Ausgang des Operationsverstärkers 12 wird das Signal durch einen Tiefpaßfilter mit einem Widerstand 14 und einem Kondensator 15 wahlfrei noch auf einen Ausgangsverstärker 16 geleitet, mit dem ein Offset- und Empfindlichkeitsabgleich durchführbar ist. Am Ausgang des Verstärkers 16 steht an der Ausgangsklemme 18 der Auswerteschaltung 20 die beschleuni gungsproportionale Spannung U_a zur Verfügung. Zwischen dem Differenzverstärker 10 und dem Modulator ist ein Regler 11 geschaltet, der vorzugsweise als Proportional-Regler (P-Reg ler) ausgebildet ist. Der Regler 11 ist als frei beschaltba rer Operationsverstärker ausgeführt und dient zur Einstel lung der Regelcharakteristik der Auswerteschaltung 20 und des Sensors 1. Der Regler 11 hat einen Eingang 19, über den ein Testsignal zur Überprüfung der Funktionsfähigkeit dieses Systems eingespeist werden kann. Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß durch Eigenüberwachung die Zuverlässigkeit die ser Schaltungsanordnung automatisch überprüft werden kann, so daß insbesondere bei einer Verwendung zur Auslösung eines Airbags im Kraftfahrzeug eine hohe Zuverlässigkeit erreicht wird.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Auswertung eines kapazitiven Si gnals eines Beschleunigungssensors, der auf seiner Schwing masse eine erste Elektrode aufweist, die im elektrischen Feld zwischen zwei feststehenden Elektroden in Abhängigkeit von einer Beschleunigungskraft auslenkbar ist, wobei die zwischen den feststehenden Elektroden und der beweglichen Elektrode gebildeten beiden Kondensatoren als Differenzkon densator ausgebildet sind und deren Kapazitäten im Ruhezu stand annähernd gleich groß sind, mit steuerbaren Treibern, die die beiden Kondensatoren gegenphasig aufladen und mit einer Auswerteschaltung zur Erfassung des beschleunigungsab hängigen Signals, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Treiber (4, 5) ausgebildet sind, die Ladung der beiden Kondensatoren (2, 3) mit gegenphasigen Rechtecksi gnalen und einer vorgegebenen Spannungsamplitude, vorzugs weise der Betriebsspannung, von dem einen Kondensator (2) auf den zweiten Kondensator (3) periodisch umzuladen und
- daß die Auswerteschaltung (20) ausgebildet ist, am gemein samen Mittenabgriff (c) der Kondensatoren (2, 3) die Span nung zu erfassen und eine Spannungsänderung (ΔU) nach dem Umladen der Kondensatoren (2, 3) zu ermitteln.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die Auswerteschaltung (20) einen ersten Schalter (S1) aufweist, mit dem der Mittenabgriff (c) der Kondensato ren (2, 3) mit der vorgegebenen Spannung (U_b) verbindbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet, daß dem Mittenabgriff (c) ein Verstärker nach schaltbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß dem Mittenabgriff (c) zwei steuerbare Speicher (8, 9) nachschaltbar sind, wobei jeder steuerbare Schalter (8, 9) jeweils einem Kondensator (2, 3) zugeordnet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltlogik (17) vor sehbar ist, mit der der erste Schalter (S₁) sowie die beiden Schalter (S₂ S₃) der Speicher (8, 9) steuerbar sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß dem Mittenabgriff (c) ein Differenzverstärker (10) nachschaltbar ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich net, daß die Auswerteschaltung (20) ausgebildet ist, das Ausgangspotential des Differenzverstärkers (10) mittels ei nes Sägezahngenerators (13) in ein pulsweitenmoduliertes Si gnal (PWM-Signal) umzuwandeln.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeich net, daß das PWM-Signal zur Steuerung der Treiber (4, 5) derart verwendbar ist, daß die Schwingmasse des Beschleuni gungssensors (1) eine vorgegebene Lage einnimmt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch ge kennzeichnet, daß am Ausgang (18) der Auswerteschaltung (20) eine der Beschleunigung proportionale Spannung (U_a) abgreif bar ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (20) einen Eingang (19) aufweist, an dem ein Testsignal zur Überprüfung der Funktionssicherheit eingebbar ist.

11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (20) vorzugsweise mit einem mikromechanischen Beschleuni gungssensor vorzugsweise auf einem Chip integriert ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß die Auswerteschaltung (20) vorzugsweise als Auslöseschaltung für einen Airbag in einem Kraftfahrzeug verwendbar ist.