DE60013245T2

DE60013245T2 - Elektronische schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE60013245T2
Application number: DE2000613245
Authority: DE
Inventors: John Wood
Original assignee: Multigig Ltd
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1999-01-22
Filing date: 2000-01-24
Publication date: 2005-01-13
Anticipated expiration: 2020-01-25
Also published as: US6525618B2; US6816020B2; US6556089B2; JP2002535790A; EP1145431B1; CA2355930A1; EP1145431A1; ES2226770T3; DE60013245D1; US20050088246A1; JP4414102B2; CA2355930C; US20030006851A1; ATE274765T1; US7626465B2; US20030128075A1; KR20020000543A; US20070103213A1; US20020196089A1; AU3066400A

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Schaltsystem, das sich auf Taktsignale und deren Erzeugung und Verteilung bezieht, Oszillatoren als Quellen solcher Taktsignale und Kommunikationen nach Taktsignalen.
Digitale elektronische Datenverarbeitungsschaltungen und -systeme benötigen Taktsignale zum Synchronisieren von Datenverarbeitungsaktivitäten. Normalerweise umfassen solche Taktsignale ein Haupttaktsignal, von dem andere Taktsignale abgeleitet werden können. Ein solches Haupttaktsignal wird üblicherweise als „Zeittaktsignal" bezeichnet. Es ist oftmals wünschenswert, ein Zeittaktsignal zu haben, das in mehr als einer Phase verfügbar ist.
Ein Beispiel für ein zweiphasiges Zeittaktsignal wäre es, wenn verfügbare Zeittaktsignale eine Phasendifferenz von 180 Grad aufweisen, wie dies oftmals bei dynamischen Logik- und Schieberegisterschaltsystemen verwendet wird. Ein Beispiel für ein vierphasiges Zeittaktsignal wäre es, wenn verfügbare Zeittaktsignale aufeinanderfolgende Phasendifferenzen von 90 Grad aufweisen. Integrierte Halbleiterschaltkreise (IS oder Chips) sind typische Wirtsumgebungen, oftmals höchstintegrierte (VLSI) Chips wie für Mikroprozessoren oder Speicher.
Historisch betrachtet, wurden mäßige Zeittaktbetriebsfrequenzen von bis zu etwa 50 MHz durch die Verwendung als chip-externe quarzgesteuerte Taktgeber mit einfachem chipintegrierter Punkt-zu-Punkt-Taktsignalverteilung erfüllt. Heutzutage sind bei viel höheren Betriebsfrequenzen, die typischerweise auf 300 MHz bis 1 GHz abzielen, inhärente Probleme bei chipintegrierter Verteilung in Verbindung mit Zeittaktsignalreflexion und -versatz höchst signifikant geworden, da Binärsignalbreiten/-dauern nicht mehr so viel kürzer als Zeittaktimpulse sind. Der natürliche Fortschritt von IS-Konstruktionen führt bei Chips dazu, dass sie physikalisch größer und funktionell komplexer werden, wodurch sich diese Probleme verschärfen.
Zeittaktsignalerzeugung erfolgt gegenwärtig typischerweise durch Frequenzvervielfachung von chip-externen quarzgesteuerten Taktgebern unter Verwendung von chipintegrierten Phasenregelschleifen(PLL)-Steuerschaltsystemen, die wertvolle Chipfläche beanspruchen, in beträchtlichem Maße Leistung verbrauchen und Probleme mit Signalreflexionen, kapazitiver Belastung und Leistungsableitung mit sich bringen, die die maximale Betriebsfrequenz effektiv begrenzen. Zugehörige Zeittaktsignalverteilung beinhaltet normalerweise baumförmige Anordnung von betriebsfähigen Schaltsystemen mit Ketten von Zeittaktsignalverstärkungspuffern in Intervallen. Auch wenn die Veränderlichkeit von Halbleiterprozessparametern, einschließlich in den Puffern, zu ungewünschten und unvorhersagbaren Phasenverzögerungen (Versatz) an unterschiedlichen Positionen auf dem Chip führt, was sich somit selbst bei benachbarten Bereichen eines Chips negativ auf zuverlässigen Synchronbetrieb und -kommunikation auswirken kann. Als Folge müssen IS oft bemessen werden und laufen bei Zeittaktfrequenzen, die unter denen liegen, für die sie maximal konstruiert sind. So kehren IS-Hersteller sogar die seit langer Zeit bestehenden Trends um, indem für die modernsten IS kleinere Chipgrößen verwendet werden.
Die Entwicklung von noch umfassenderen „Systeme-auf-Silizium-Chips" wird durch einen Mangel an machbaren Vorrichtungen zum zuverlässigen Takten von großflächigen Chips hoher Dichte behindert. Es ist bemerkenswert, dass Zeittaktfrequenzen dazu neigen, auf weniger als etwa 1 Gigahertz begrenzt zu sein, auch wenn die MOSFET-IS-Transistormerkmale in der Lage sind, bei 25 Gigahertz oder mehr zu schalten.
Diese Erfindung ergibt sich im Grunde aus der Suche nach einem alternativen Ansatz, bei dem wenigstens der Flächen- und/oder Leistungsbedarf von chipintegrierten PLL-Vorrichtungen reduziert wird, und der, wenn möglich, des Weiteren Zeittaktsignalverteilungsprobleme behandelt und in einem nützlichen Umfang löst.
Ein grober Blickwinkel oder Aspekt dieser Erfindung liegt in dem Konzept und der Verwirklichung von Verfahren und Einrichtungen zum wirksamen Integrieren oder synergetischen Kombinieren der Verteilung von Wiederholimpuls oder zyklischen Signalen mit aktiven Einrichtungen zum Erzeugen und Halten dieser Signale. Es wird eine zusammengesetzte elektromagnetische/halbleiterförmige Struktur erleichtert, die zeitgleich Taktsignale erzeugt und verteilt, und einen Hauptzeittakt umfasst. Ein geeigneter Signal weg weist endlose elektromagnetische Kontinuität auf, die Signalphasenumkehr eines Signals elektromagnetischer Wellenform bietet, zweckmäßiger Weise mit wegzugehörigen regenerativen Einrichtungen.
Nach der vorliegenden Erfindung wird, wie beansprucht, eine Taktsignalerzeugungs- und -verteilungsschaltung bereitgestellt, die einen Signalweg umfasst, der durch wenigstens eine erste Schleife und eine zweite Schleife gebildet wird, wobei die erste und zweite Schleife eine Übertragungsleitung bilden und miteinander verbunden sind, um eine „einfache kontinuierliche Energieleitbahn" zu bilden, die Signalphasenumkehr bietet, und wobei zugehörige regenerative aktive Einrichtungen zwischen der ersten und zweiten Schleife geschaltet sind.
Die vorliegende Erfindung steht des Weiteren ein elektronisches Schaltsystem bereit, das wenigstens zwei integrierte Halbleiterschaltungen (IS), jede nach der Erfindung, für ähnliche Taktsignale und IS-Zusammenschaltung zwischen den Signalwegen von jedem der IS über eine elektrische Länge und an Positionen der Signalwege umfasst, um Frequenz- und Phasenkohärenz von einem der IS mit der anderen der IS zu koordinieren.
Es wurde ein erfolgreicher erfinderischer vernunftbegründeter Aspekt hiervon entwickelt, bei dem die Zeitkonstante für Wiederholimpuls oder zyklische Signale in Beziehung zu der elektrischen Länge des Signalwegs in der Signalverteilungseinrichtung gesetzt und von dieser wirksam definiert wird. Bevorzugt wird eine elektromagnetische Wanderwelle, die endlos elektromagnetisch kontinuierlich auf dem Signalweg rezirkuliert, wenn ihre Durchlaufzeit des Signalwegs die Zeitkonstante bestimmt.
Interessanterweise und ziemlich überraschend stellte sich dabei heraus, dass dies für besondere erfinderische Direkterzeugung von impulsähnlichen zyklischen Signalen förderlich ist, die inhärent schnelle Anstiegs- und Abfalleigenschaften aufweisen, d. h. bereits bei Erzeugung „rechteckig" sind, anstatt den Rückgriff auf „Quadrierwirkung" an einem inhärenten, im Wesentlichen sinusförmigen Basissignal, wie es bisher herkömmlich ist, zu erfordern. Eine erfinderische elektrische Länge/Signaldurchlaufzeitkonstante definierende Grundlage hiervon führt auf zweckmäßige und vorteilhafte Weise zu der elektrischen Länge oder einem Signaldurchlauf, der zunächst wirksam eine unipolare Halbzyklus-Signalauslenkung definiert und nächstfolgend, oder beim nächsten Signaldurch lauf, wirksam die Definition eines vollständigen bipolaren Zyklus abschließt, der zwei entgegengesetzte Halbzyklusauslenkungen umfasst. Die elektrische Länge entspricht somit 180 Grad bei jeder der beiden aufeinanderfolgenden Impulsauslenkungen für diesen vollständigen bipolaren Zyklus.
Zum Erreichen einer solchen Grundlage werden spezielle erfinderische Aspekte hiervon als das Einbeziehen von Signalen mit einem Wanderwellencharakter erachtet, wobei der involvierte Signalverteilungsweg einen geeigneten Ausbreitungscharakter dafür aufweist, typischerweise in Form von endloser Übertragungsleitung, des Weiteren mit Transpositionseffekt und Umkehrwirkung in Verbindung mit Umläufen von gewünschten Signalen.
Bei einem speziellen erfinderischen Aspekt hiervon beziehen gewünschte zyklische Wiederholsignale Einrichtungen für rezirkulierende Wanderwellenausbreitung ein, die wirksam Umlauf dortherum durch eine gewünschte Wanderwelle und Einstellen der Dauer von jeder Signalauslenkung bieten, mit aktiven regenerativen Einrichtungen, die schaltenden und verstärkenden Charakter haben können, in geeigneter Form zweiseitig gerichtetem Invertierverstärker zum Bereitstellen von Energiebedarf und Einstellen von relativ kurzem Anstieg und Abfall an den Enden jeder Signalauslenkung.
Geeignete Wanderwellenausbreitungseinrichtung mit gewünschtem Transpositionseffekt relativ zu aktiver Umkehreinrichtung wird beispielhaft dargestellt, wie durch die durchlaufende Wanderwelle zu sehen, durch physikalische Breite, die entlang ihrer Länge verdreht ist, um entgegengesetzte Seiten an den Eingang und Ausgang der Umkehreinrichtung anzuschließen, wie bei einem Möbiusband oder -streifen. Eine integrierte Schaltung, die auf einem flexiblen Träger hergestellt wird, kann von verlängerter Form sein, wobei der Weg ihrer Länge folgt und ihre Enden wie ein Möbiusband oder -streifen zusammengeschaltet sind, selbst mit funktionellen Schaltblöcken an einer oder beiden Seiten ihrer Wanderwellenausbreitungseinrichtung oder diese spreizend. Wenigstens dann könnte sich die Integration von Umkehr- und Wanderwellenausbreitungsmerkmalen von zyklischen Signaleinrichtungen hiervon in einem Umfang von bis zu ihrer gesamten Länge, die kontinuierlichen Halbleiterinvertercharakter aufweist, erfolgen, wobei wenigstens CMOS-Technologie verwendet wird.
Bei planarer Implementierung von Wanderwellenausbreitungseinrichtungen jedoch nutzt eine typische Übertragungsleitungsform beabstandete Leitmerkmale, die dem Weg folgen, wobei der vorgenannte Möbius-Verdreheffekt durch nicht mehr als eine wechselseitig isolierte Überkreuzung dieser beabstandeten Leitmerkmale geboten wird. Eine Alternative wäre die Verwendung eines Übertragungsleitungsumkehrwandlers in oder in Verbindung mit sonstiger Übertragungsleitungsform der Wanderausbreitungseinrichtungen.
Ein erfinderischer Aspekt von beispielhafter Implementierung hiervon nutzt beabstandete leitende Merkmale als Leiterzugformierungen, die jeweils im Wesentlichen dieselbe Länge aufweisen und auf dem Weg zwischen Ausgang und Eingang von wenigstens einem angeschlossenen Invertermerkmal transponiert werden, das an diese Leiterzüge angeschlossen, vorzugsweise zwischen ihnen geschaltet, ist. In der Praxis werden wenigstens dort, wo das Invertermerkmal einen Umfang von weniger als 1 % entlang den leitenden Merkmalen aufweist, vorzugsweise mehrere Invertermerkmale entlang den leitenden Merkmalen oder Leiterzügen beabstandet – soweit diese Erfindung nicht an den Betrieb als Stehwellenoszillator angepasst wird.
Bevorzugte Invertereinrichtungen besitzen zweiseitig gerichteten Charakter, wie ein Paar entgegengesetzte Inverter, Seite an Seite oder Rücken an Rücken; und eine solche Bereitstellung erleichtert direkte zeitgleiche Erzeugung von ähnlichen oder im Wesentlichen identischen gegenphasigen zyklischen Signalkomponenten.
Zu den besonders interessanten und vorteilhaften Ergebnissen, die aus dieser Erfindung verfügbar sind, gehört Taktsignalbereitstellung mit extrem niedrigem Leistungsverbrauch, der wirksam auf Übertragungsleitungs- und Inverterwirkungsverluste beschränkt werden kann, d. h. auf nahezu vernachlässigbares Auffüllen über die Inverterbereitstellung(en), und der Abgriff zu betriebsfähigen Schaltungen erfolgt einfach, z. B. durch leicht zweiseitig gerichtete Verbindungswege mit passiv ohmigem und/oder kapazitivem und/oder induktivem Charakter oder mit Übertragungsleitungscharakter, oder einseitig gerichtet unter Verwendung von Dioden oder Invertern usw., wie dies noch ausführlicher beschrieben wird.
Ein weiteres dieser verfügbaren Ergebnisse besteht darin, dass, wenigstens im Prinzip und bei Freiheit von Fertigungsmängeln, zyklische Signalbereitstellung hiervon keine in newohnende Präferenz für Richtung oder Umlauf von Wanderwellenausbreitung aufweist, obwohl beides durch vorgegebene Beabstandungen oder sonstige Unterschiede zwischen oder innerhalb der Umkehreinrichtungen im Voraus verfügt oder auferlegt werden kann.
Erfinderische Vorschläge und Aspekte hiervon im Bezug auf Impulsgeneratoren und Oszillatoren als solche umfassen Übertragungsleitungsstrukturen, die leitendes Metall und isolierende dielektrische Schichten auf eine Weise, die mit der IS-Produktion im Allgemeinen kompatibel ist, und im Besonderen zusammen mit regenerativen Schaltsystemen in Verbindung mit der Übertragungsleitung selbst, verwenden und die typischerweise und in geeigneter Form darunter ausgebildet und durch Kontaktlöcher verbunden sind; erforderliche isolierte Überkreuzungen oder beabstandete Übertragungsleitungswandlerteile, die gleichsam gut ausgebildet werden, was auch Kontaktloch-Brückenverbindungen für die Überkreuzungen umfasst; und resultierende vorteilhafte instabile Gleichstromzusammenschaltung von Anschlüssen wie bei zweiseitig gerichteten Invertern als regenerative Einrichtung; synchrone Erkennung und Brückengleichrichterwirkung von bevorzugten zweiseitig gerichteten Invertern; verstärkende sequenzielle Wirkung von solchen zweiseitig gerichteten Invertern einschließlich des Wiederverwertens elektrischer Energie im Bezug auf die Zuflüsse; usw.
Darüber hinaus gibt es erfinderische Aspekte bei der Zusammenschaltung/Zusammenkopplung des Taktsignalerzeugungs- und -verteilungsschaltsystems hiervon, ob nun durch Direktschaltung oder durch gemeinsames Nutzen von magnetischen und/oder elektrischen Feldern; und dies auf einer selbstsynchronisierenden Basis mit Erweiterung auf unterschiedliche Frequenzen, im Besonderen bei ungerader harmonischer Beziehung. Das Zusammenkoppeln und Koordinieren zwischen IS als solchen und des Weiteren mit Übertragen von Daten haben ebenfalls innovativen und erfinderischen Nutzen.
Sonstige Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich im späteren Verlauf dieser Beschreibung und/oder lauten so, wie in Neben- und Unteransprüchen dargelegt, deren Wortlaut als ebenfalls hierin enthalten zu erachten ist.
Zum guten Verständnis der Erfindung wird nun eine spezielle beispielhafte Implementierung der Erfindung beschrieben und mit Bezugnahme auf die begleitenden grafischen Darstellungen gezeigt, bei denen
1 eine Umrissdarstellung für eine Übertragungsleitungsstruktur hiervon ist;
2 einen Möbiusstreifen zeigt;
3 ein als Umriss ausgeführtes Schaltbild für einen Wanderwellenoszillator hiervon ist;
4 ein anderes als Umriss ausgeführtes Schaltbild für einen Wanderwellenoszillator hiervon ist;
5a und 5b äquivalente Schaltungen für verteilte elektrische Modelle eines Abschnitts von einer Übertragungsleitung hiervon sind;
6a idealisierte graphische Darstellungen zu jeweiligen Differenzausgangswellenformen hiervon zeigt;
6b die Beziehung zwischen Ausbreitungsverzögerung, elektrischer Länge und physikalischer Länge einer Übertragungsleitung hiervon darstellt;
7(i) bis 7(ix) idealisierte graphische Darstellungen sind, die die Phase von Signalwellenformen hiervon darstellen;
8a bis 8c verzögerungsfreie Phaseneinstellung von einer Wellenform bei einem Übertragungsleitungsoszillator hiervon darstellen;
9 eine als Schnitt ausgeführte Ansicht von einem Teil der Übertragungsleitung auf einer IS ist;
10a und 10b ein als Umriss ausgeführtes Schaltbild und idealisierte grafische Darstellungen zu einer Stehwellenvariante sind;
11 ein Teilriss einer Übertragungsleitung mit Invertierwandler ist;
12 ein Paar antiparallelgeschaltete Inverter zeigt, die über einen Teil einer Übertragungsleitung geschaltet sind;
13a und 13b ein Umriss und ein äquivalentes Schaltbild von antiparallelgeschalteten CMOS-Invertern sind;
14a kapazitive Elemente einer Übertragungsleitung zusammen mit CMOS-Transistoren ausführlich darstellt;
14b ein äquivalentes Schaltbild zu 14a ist;
15 kapazitive Stichleitungsverbindungen zu einer Übertragungsleitung zeigt;
16 eine Verbindung für selbstsynchronisierende Übertragungsleitungsoszillatoren zeigt;
17a bis 17c andere Verbindungen für selbstsynchronisierende Übertragungsleitungsoszillatoren zeigen;
18 eine grafisch äquivalente Darstellung zu 13a ist;
19a und 19b die Verbindung von vier Übertragungsleitungsoszillatoren zeigen;
20 und 21 magnetisch gekoppelte selbstsynchronisierte Übertragungsleitungsoszillatoren zeigen;
22 drei magnetisch gekoppelte selbstsynchronisierte Übertragungsleitungsoszillatoren zeigt;
23 die Verbindung von selbstsynchronisierenden Übertragungsleitungsoszillatoren unterschiedlicher Frequenzen zeigt;
24 ein Beispiel eines Taktverteilungsnetzes für eine Einkristall-IS zeigt;
25 3D-Implementierung für Taktsysteme hiervon zeigt;
26a und 26b Beispiele für Zweiphasen-Anzapfpunkte zeigen;
27 drei konzentrisch angeordnete Übertragungsleitungsoszillatoren zeigt;
28a und 28b eine Übertragungsleitung mit einer Querschleifenverbindung zeigen;
29a eine Übertragungsleitungsgestaltung für vierphasige Signale zeigt;
29b idealisierte resultierende vierphasige Signalwellenformen zeigt;
30 eine leerlaufende Übertragungsleitungsverbindung zeigt;
31 das Koordinieren von Frequenz und Phase für zwei IS betrifft;
32a Datentransfer für fequenz- und phasenkoordinierte IS betrifft;
32b bis 32e getaktete D-Flipflops für das System von 32a betreffen;
33 digital wählbare Parallelkondensatoren des Typs Mosfet zeigt; und
34 kapazitives Laden und Leiten von Daten und/oder Leistung über eine Übertragungsleitung hinweg zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG ZU DARGESTELLTEN AUSFÜHRUNGEN
Bekannte Übertragungsleitungen fallen grob in zwei Kategorien, und zwar dahingehend, dass sie entweder leerlaufend oder speziell abgeschlossen sind, entweder teilweise oder vollständig. Übertragungsleitungen, wie sie hierin vorgelegt werden, unterscheiden sich darin, dass sie weder abgeschlossen noch leerlaufend sind. Sie sind nicht einmal in dem Sinn unabgeschlossen, wie eine solche Bezeichnung bisher verstanden worden sein könnte; und werden, als hierin unabgeschlossen, als einen strukturellen Aspekt der Erfindung bildend erachtet, einschließlich des Bereitstellens eines Signalwegs, der endlose elektromagnetische Kontinuität aufweist.
1 zeigt eine solche Übertragungsleitung (15) als eine Struktur, die des Weiteren als physikalisch endlos zu sehen ist und eine einfache kontinuierliche „Ursprungsleiterformierung" (17) umfasst, die so gezeigt wird, dass sie zwei auf geeignete Weise beabstandete, im Allgemeinen parallele Leiterzüge als Schleifen (15a, 15b) mit einer Überkreuzung bei (19) bildet, die keine lokale elektrische Verbindung des Leiters (17) beinhaltet. Hierin wird die Länge des Ursprungsleiters (17) als S genommen und entspricht zwei „Runden" der Übertragungsleitung (15), wie zwischen den beabstandeten Schleifenzügen (15a, 15b) und durch die Überkreuzung (19) definiert.
Diese Struktur der Übertragungsleitung (15) besitzt eine planare Äquivalenz zu einem Möbiusstreifen, wie in 2 zu sehen, wobei ein endloser Streifen mit einer einfachen Verdrehung durch 180° die bemerkenswerte Topologie aufweist, einen Ursprungsstreifen mit zwei Seiten und zwei Kanten, der aber verdreht und an den Enden verbunden ist, wirksam so umzuwandeln, dass er nur eine Seite und eine Kante aufweist, wie an den Pfeilen zu sehen ist, die der Mittellinie des Streifens endlos folgen. Von jeglicher Position entlang des Streifens erfolgt der Rücklauf mit den ursprünglichen linken und rechten Kanten umgekehrt, invertiert oder transponiert. Gleiches würde für jede ungerade Anzahl von solchen Verdrehungen entlang der Länge des Streifens gelten. Ein solcher Streifen von leitendem Material würde funktionieren, wie dies für Signalwege von Ausführungen dieser Erfindung erforderlich ist, und bildet einen anderen strukturellen Erfindungsaspekt. Ein flexibler Träger würde das Implementieren einer echten Möbiusstreifen-Übertragungsleitungsstruktur ermöglichen, d. h. mit Verdrehungsabstufung, die im Vergleich zu planarer äquivalenter Überkreuzung (19) von Vorteil sein könnte. Eine derart geformte flexible Leiterplatte mit ihren montierten IS wird als ein machbarer Vorschlag erachtet.
3 ist ein Schaltbild für einen Impulsgenerator, eigentlich einen Oszillator, bei dem die Übertragungsleitung (15) von 1 verwendet wird, die im Besonderen des Weiteren mehrere beabstandete regenerative aktive Einrichtungen in zweckmäßiger Form als zweiseitig gerichtetes invertierendes Schaltungs-/Verstärkungsschaltsystem (21) aufweist, das zwischen den leitenden Schleifenzügen (15a, 15b) geschaltet ist. Das Schaltsystem (21) wird des Weiteren bei dieser besonderen Ausführung so dargestellt, das es zwei Inverter (23a, 23b) umfasst, die antiparallelgeschaltet verbunden sind. Alternative regenerative aktive Einrichtungen stützen sich auf negativen Widerstand oder negative Kapazität oder sind in sonstiger geeigneter Form nichtlinear und regenerativ (wie Gunn-Dioden) oder weisen Übertragungsleitungscharakter auf. Es wird bevorzugt, dass das Schaltsystem (21) mehrfach und entlang der Übertragungsleitung (15) verteilt ist, des Weiteren vorzugsweise gleichmäßig oder im Wesentlichen gleichmäßig; außerdem in großer Anzahl von bis zu 100 oder mehr, des Weiteren vorzugsweise so viele und jedes so klein, wie dies aus vernünftiger Sicht praktisch ist.
Inverter (23a, 23b) von jedem Schaltverstärker (21) besitzen die üblichen betriebsbereiten Verbindungen zu relativ positiven und negativen Versorgungsschienen, normalerweise V+ bzw. GND. Jeweilige Ein-/Ausgangsanschlüsse von jedem Schaltsystem (21) sind so dargestellt, dass sie an die Übertragungsleitung (15) zwischen den Schleifen (15a, 15b) bei im Wesentlichen maximaler Beabstandung entlang des effektiven einfachen Leiters (17) angeschlossen sind und sich somit im Wesentlichen im Bezug auf den anderen auf dem halben Weg um die Übertragungsleitung (15) herum befinden.
4 ist ein anderes Schaltbild für einen Oszillator, bei dem eine Übertragungsleitungsstruktur hiervon verwendet wird, die jedoch drei Überkreuzungen (19a, 19b und 19c) und somit dieselbe möbiusstreifenähnliche umkehrende/invertierende/transponierende Eigenschaft, die bei 3 gilt, aufweist.
Die rechtwinkligen und kreisförmigen Formen, die für die Übertragungsleitung (15) gezeigt werden, dienen zur Erleichterung der Darstellung. Sie können jede, auch geometrisch unregelmäßige, Form aufweisen, solange sie über eine Länge verfügen, die für die gewünschte Betriebsfrequenz geeignet ist, d. h. dass ein Signal, das einen Verstärker (21) verlässt, nach einer vollständigen „Runde" der Übertragungsleitung (15) invertiert zurückkommt, d. h. effektiv die Beabstandung zwischen den Schleifen (15a, b) plus die Überkreuzung (19), durchquert in einer Zeit Tp, wobei effektiv eine Impulsbreite oder Halbzyklusschwingzeit der Betriebsfrequenz definiert wird.
Gleichmäßiges Verteilen der Verstärker (21) entlang der Übertragungsleitung (15) hat zwei Vorteile. Erstens ist die Streukapazität zum besseren und einfacheren Absorbieren in den charakteristischen Widerstand der Übertragungsleitung Zo hinein effektiv bei zugehörigen Verstärkern (21) konzentriert, wodurch Signalreflexionseffekte reduziert und schlechte Wellenformdefinition verbessert wird. Zweitens ist die von den Versorgungsspannungen (V+ und GND) bestimmte Signalamplitude im Wesentlichen konstanter über die gesamte Übertragungsleitung (15), um Verluste in Verbindung mit den dielektrischen und leitenden Materialien der Übertragungsleitung besser zu kompensieren. Eine kontinuierliche geschlossene Übertragungsleitung (15) mit im Wesentlichen gleichmäßig verteilten und geschalteten regenerativen Schalteinrichtungen (21) kann fast einer im Wesentlichen gleichförmigen Struktur gleichen, die an jedem Punkt gleich erscheint. Eine gute Regel für elementare Kapazität und Induktivität (Ce und Le), die mit jeder regenerativen Schalteinrichtung verbunden ist und einen Überbrückungsschwingkreis (LC) bildet, besteht darin, dass eine Resonanzfrequenz von ½ * Pi * Wurzel (Le * Ce) vorliegt, die größer als die selbsterregte Schwingungsfrequenz F (F3, F5 usw.) der Übertragungsleitung (15) ist.
5a ist eine verteilte elektrische äquivalente Schaltung oder Modell eines Abschnitts einer Übertragungsleitung (15) hiervon. Sie zeigt wechselseitig verteilte ohmsche (R) und induktive (L) in Reihe geschaltete Elemente, d. h. R₀ in Reihe geschaltet mit L₁, das wiederum mit R₂ in Reihe geschaltet ist und so weiter für einen Abschnitt der Schleife (15a) und registrierendes L₀ in Reihe geschaltet mit R₁, das wiederum mit L₂ in Reihe geschaltet ist und so weiter für den angrenzenden Abschnitt der Schleife (15b); und verteilte kapazitive Elemente (C₀ und C₁), die über die Übertragungsleitung (15) hinweg und somit zu den Schleifen (15a und 15b) zwischen den ohmschen/induktiven Elementen R₀/L₁ bzw. den induktiven/ohmschen Elementen L₀/R₁ für Co und zwischen den induktiven/ohmschen Elementen L₁/R₂ bzw. den ohmschen/induktiven Elementen R₁/L₂ für C₁ parallel geschaltet gezeigt werden; wobei sich die Identitäten R0=R1=R2, L1=L2=L3 und C0=C1 im Wesentlichen halten und sich das dargestellte verteilte RLC-Modell über die gesamte Länge der Übertragungsleitung (15) erstreckt. Obwohl dies nicht gezeigt wird, gibt es eigentlich ein parasitäres ohmsches Element parallel zu jedem kapazitiven Element C, im Besonderen mit seinem dielektrischen Material.
5b ist eine weitere vereinfachte alternative verteilte elektrische äquivalente Schaltung oder Modell, das Widerstand ignoriert, wobei das Ersetzen von denen von 5a durch weitere Verteilung von induktiven Elementen in Reihe mit der Hälfte (L/2) ihres Wertes (L) in 5a zu sehen ist. Dieses Modell ist nützlich für das Verständnis der Grundprinzipien des Betriebs von Übertragungsleitungen, die die Erfindung ausführen.
Während einer „Anlaufphase", d. h. nachdem die Leistung zunächst an die Verstärker (21) angelegt wurde, wird die Schwingung durch Verstärkung inhärenten Geräuschs in den Verstärkern (21) angeregt, um somit im Wesentlichen chaotisch zu beginnen, auch wenn sich dies schnell auf Schwingung mit einer Grundfrequenz (F) einschwingt, typischerweise innerhalb von Nanosekunden. Bei jedem Verstärker (21) kehren jeweilige Signale von seinen Invertern (23a und 23b) invertiert zurück, nachdem sie eine Ausbreitungsverzögerung Tp um die Übertragungsleitung (15) herum hinter sich gebracht haben. Diese Ausbreitungsverzögerung Tp ist eine Funktion der induktiven und kapazitiven Parameter der Übertragungsleitung (15), die, ausgedrückt in Henry pro Meter (L) und in Farad pro Meter (C) zum Einbeziehen sämtlicher kapazitiver Belastung der Übertragungsleitung, zu einem charakteristischen Widerstand Zo = SQR (L/C) und einem Leitungsdurchlauf oder einer Ausbreitung oder Phasengeschwindigkeit von Pv = 1/SQR (L/C) führen. Verstärkung, d. h. selektive Verstärkung, dieser Frequenzen, für die die Verzögerung Tp ein ganzzahliger Unterteiler einer Halbzykluszeit ist, führt zu der dominant niedrigsten Frequenz, d. h. die Grundfrequenz F = 1/(2·Tp), für die die Unterteilerbedingung erfüllt wird. Alle anderen ganzzahligen Vielfachen dieser Frequenz erfüllen diese Unterteilerbedingung ebenfalls, aber der Verstärkungsgewinn der Verstärker (21) „fällt ab", d. h. sinkt, bei höheren Frequenzen, so dass sich die Übertragungsleitung (15) rasch auf die Grundschwingung mit der Frequenz F einschwingt.
Die Übertragungsleitung (15) besitzt endlose elektromagnetische Kontinuität, die gemeinsam mit kurzen Schaltzeiten von bevorzugten Transistoren in den Invertern (23a und 23b), zu einer stark rechteckigen Wellenform führt, die ungeradzahlige Oberwellen der Grundfrequenz F in wirksam verstärkter Schwingung enthält. Bei der Grundschwingfrequenz F, die die ungeradzahligen Oberwellenfrequenzen enthält, erscheinen die Anschlüsse der Verstärker (21) im Wesentlichen unbelastet, da die Übertragungsleitung (15) ohne jegliche Form von Abschluss „geschlossen" ist, was sehr wünschenswert zu geringer Leistungsableitung und niedrigen Antriebsanforderungen führt. Die Induktivität und Kapazität pro Einheitslänge der Übertragungsleitung (15) kann unabhängig verändert werden, was ebenfalls wünschenswert und vorteilhaft sein kann.
6a zeigt idealisierte Wellenformen für einen Schaltverstärker (21) mit Invertern (23a und 23b). An den Ein-/Ausgangsanschlüssen dieses Verstärkers (21) erscheinen kurz nach der „Anlaufphase" Teilschwingungswellenformen (Φ1, Φ2) und setzen sich während des Normalbetriebs fort. Diese Wellenformen (Φ1 und Φ2) sind im Wesentlichen rechteckig und differenziell, d. h. zweiphasig umgekehrt bei 180 Grad phasenverschoben. Diese differenziellen Wellenformen (Φ1 und Φ2) kreuzen im Wesentlichen an dem Mittelpunkt (V+/2) der maximalen Signalamplitude (V+). Dieser Mittelpunkt (V+/2) kann als „Nullpunkt" erachtet werden, da es in dem Moment, da sich beide Wellenformen (Φ1 und Φ2) auf demselben Potenzial befinden, weder Verschiebungsstromfluss noch Differenzspannung zwischen den leitenden Schleifenzügen (15a und 15b) gibt. Bei dem bevorzugten rezirkulierenden Wanderwellenaspekt dieser Erfindung überstreicht dieser Nullpunkt wirksam die Übertragungsleitung (15) mit sehr kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten und einer sehr „sauberen" Rechteckwellenformdefinition. Dieser Nullpunkt ist außerdem effektiv eine Bezugsspannung für entgegengesetzte Auslenkungen eines Vollzyklus-Bipolar-Zeittaktsignals.
Bei der Übertragungsleitung (15) ist es zweckmäßig, komplette Runden, wie sie von einer Wanderwelle durchlaufen werden, und außerdem die Gesamtlänge (S) des Ursprungsleiterzugs (17) zu berücksichtigen, und zwar beides im Bezug auf „elektrische Länge". 6b zeigt Beziehungen zwischen der Ausbreitungsverzögerung oder Durchlaufzeit (Tp), der elektrischen Länge in Grad und der physikalischen Länge (S) von Ursprungsleitung/-leiterzug (17). Bei jeder der phasenverschobenen Wellenformen (Φ1 und Φ2), wie an einer Wanderwelle, die wiederholt die Übertragungsleitung (15) durchläuft, zu sehen, entspricht jede im Wesentlichen rechteckige Wellenauslenkung einer vollständigen Runde, d. h. einer Durchlaufzeit Tp, und aufeinanderfolgende entgegengesetzte Wellenauslenkungen erfordern zwei fortlaufende Runden, d. h. zwei Durchlaufzeiten (2×Tp). Eine Runde der Übertragungsleitung (15) hat somit eine „elektrische Länge" von 180 Grad, und zwei Runden sind für einen vollständigen Bipolar-Signalzyklus von 0° – 360° erforderlich, d. h. entsprechend den vollständigen Längen des Ursprungsleiters (17).
In beispielhafter Form könnte eine elektrische Länge von 180° entsprechend einer Runde und ½ Wellenlänge bei 1 GHz aus einer 50mm-Übertragungsleitung mit einer Phasengeschwindigkeit (Pv) gebildet werden, die 30 % von der der Lichtgeschwindigkeit (c) beträgt, d. h. Pv = 0,3*c, oder 5 mm, wobei Pv = 0,03*c, oder 166 mm in Freiraum, d. h. wobei Pv = 1*c.
Die 7(i) bis 7(ix) zeigen Wellenformen (Φ1, Φ2) über einen vollen Zyklus bis zum Start des nächsten Zyklus, im Besonderen bei acht gleichen Beabstandungen der elektrischen Länge von 45 Grad zwischen Abtastpositionen entlang der Leiterleitung oder des Leiterzugs (17). Die Phasenmarkierungen sind relativ zu 7(i), was überall entlang des Leiterzugs (17) sein kann, d. h. zwei Mal um die Übertragungsleitung (15) als solche herum, und 0/360 Grad für Ansteigen/Abfallen der Φ1-, Φ2-Wellenformen (15) sind willkürlich markiert. Nimmt man 7(i) als Zeit t0, zeigt 7(ii) die Wellenformen (Φ1, Φ2) zum Zeitpunkt t0+(0,25 Tp) nach einem Achtel (0,125S) des Durchlaufs der Gesamtlänge (S) der Leitung (17) und somit den Durchlauf von einem Viertel der Übertragungsleitung (15) und 45 Grad elektrischer Länge. Zeiten t0+(0,5 Tp), t0+(0,75 Tp), t0+(0,75 Tp) ..... t0+(2 Tp); Durchläufe 0,25S, 0,375S, 0,5S ..... 1,0S und 90, 135, 180 ..... 360 Grad sollten jeweils gut als offensichtlich für die 7(iii) bis (ix) geltend zu erkennen sein.
Die 8a und 8b zeigen Momentaufnahmen von Auslenkungspolarität (kreisförmig dargestellt), Verschiebungsstromfluss (durch kleine Pfeile auf dem Zug dargestellt) und verzögerungsfreie Phaseneinstellung von einer willkürlichen 0/360-Grad-Position auf der elektromagnetisch endlosen Übertragungsleitung (15), wobei zwei Runden davon wiedergegeben werden (und damit die vollständige Länge des kontinuierlichen Ursprungsleiters (17)). Es wird nur eine differenzielle elektromagnetische (EM) Wanderwellenform (Φ1) von 7 gezeigt, aber für Umlaufausbreitung um die Übertragungsleitung (15) herum in beide entgegengesetzte Richtungen, d. h. im Uhrzeigersinn und gegen den Uhrzeigersinn. Die andere Wellenform (Φ2) ist natürlich zu der dargestellten Wellenform (Φ1) 180° phasenverschoben. Die tatsächliche Umlaufrichtung der EM-Welle wird durch Poynting-Vektor angegeben, d. h. das Kreuzprodukt der elektrischen und magnetischen Vektoren. Der Überkreuzungsbereich (19) erzeugt keine signifikante Störung der Signale (Φ1 oder Φ2), wenn die EM-Welle diesen Bereich (19) durchläuft. In Wirklichkeit wandern die Anstiegs-/Abfallübergänge mit Phasengeschwindigkeit Pv um die Übertra gungsleitung herum, wobei die Schaltverstärker (21) dazu dienen, die Übergänge während des ersten Schattens zwischen Versorgungsspannungspegeln zu verstärken.
Die Phasen der Wellenformen (Φ1 und Φ2) können bei einer Übertragungsleitung (15) hiervon von einem willkürlichen Bezugspunkt auf der Übertragungsleitung (15) genau bestimmt werden und weisen somit starke Kohärenz und Stabilität der Phaseneinstellung auf.
Geeignete( also im Bezug auf derzeitige IS-Fertigungstechnologie und Praxis bevorzugte) Schaltverstärker (21) für zweiseitig gerichteten Betrieb basieren auf antiparallelgeschalteten Mosfet-Invertern (23a, b), für die deutlich über 1.000 Schaltinvertierverstärkerpaare entlang typischer Längen von Übertragungsleitungsstrukturen hiervon bereitgestellt werden können.
Die zweiseitig gerichtete Umkehrwirkung der Schaltverstärker (21) besitzt synchronen Gleichrichtungscharakter. Die Anstiegs- und Abfallzeiten der Wellenformen (Φ1 und Φ2) sind verglichen mit bisherigen herkömmlichen Taktsignalen in der Tat sehr kurz, da sie auf der Elektronenlaufzeit bevorzugter Mosfet-Transistoren der Inverter (23a, b) basieren. Darüber hinaus ist die Verstärkung damit verbunden, dass die Übertragungsleitung (15) einen niedrigeren Widerstand aufweist als ein „Ein"-Transistor in Invertern von bevorzugten zweiseitig gerichteten Schaltverstärkern (21), obwohl das Ganze parallel nützlicherweise dieselbe Größenordnung aufweist. Das Schalten solcher Inverter bedeutet, dass jeder Verstärker (21) zu der resultierenden Wellenpolarität in Form eines kleinen Energieimpulses beiträgt, der sich gemäß Symmetrie in beide Richtungen ausbreiten muss, wobei der vorwärts gerichtete EM-Wellenimpuls somit wie gewünscht beiträgt. Der Rückwärts-EM-Wellenimpuls, der zu dem zuvor geschalteten Verstärker (21) zurückwandert, besitzt dieselbe Polarität, die dort bereits besteht, und verstärkt somit den zuvor bestehenden geschalteten Zustand. Ohmsche Wege zwischen Leistungsversorgungsschienen und der Übertragungsleitung (15) durch „Ein"-Transistoren der bevorzugten Inverter von Verstärkern (21) sorgen dafür, dass die Energie von solchen Rückwärts-EM-Wellenimpulsen in diese Leistungsversorgungsschienen (V+, GND) hinein absorbiert wird, d. h. es erfolgt nützliche Leistungserhaltung.
Es ist zu beachten, dass die Implementierung mit anderen als CMOS erfolgen kann, z. B. durch Verwendung von n-Kanal-Pull-ups, p-Kanal-Pull-downs, bipolaren Transistoren, Vorrichtungen mit negativem Widerstand, wie Gunn-Dioden, Mesfet usw.
Bei Betrachtung der Übertragungsleitungen (15) als solche ist ein geeignetes Medium, das gut auf IS und Leiterplatten angewendet werden kann und im Allgemeinen zusammenschaltet, das, was üblicherweise als Mikrostreifen oder koplanarer Wellenleiter oder Streifenleiter bezeichnet wird und dafür bekannt ist, lithografisch ausgebildet werden zu können, d. h. durch Strukturierung von Resist und Ätzen. Zu den praktischen dielektrischen Materialien für eine Übertragungsleitung auf IS gehören Siliziumdioxid (SiO₂), das oftmals als Feldoxid bezeichnet wird, intermetallische dielektrische Materialien, dielektrische Trägermaterialien (die wenigstens für halbisolierende Strukturen, z. B. des Typs Silizium-auf-Isolator, verwendet werden können).
9 ist ein Querschnitt durch einen Abschnitt von einer beispielhaften Übertragungsleitungsformierung auf IS, die drei Metallschichten (56, 58 und 60) und zwei dielektrische Schichten (62 und 64) umfasst. Die mittlere Metallschicht (58) wird so dargestellt, dass sie die beiden Übertragungsleitungsschleifen-Leiterzüge (15a und 15b) umfasst, die wenigstens nominal parallel sind. Die obere Metallschicht (60) könnte als Wechselstrom-„Erdungsebene" verwendet werden und könnte an die positive Versorgungsspannung (V+) angeschlossen werden, wobei das untere Metall (56) eine „Erdungsebene" ist, die an die negative Versorgungsspannung (GND) angeschlossen werden könnte. Die dielektrischen Schichten (62 und 64) zwischen den Metall-Übertragungsleitungszügen bei (58) und den „Endungsebenen" (56 und 58) werden typischerweise unter Verwendung von Siliziumdioxid (SiO₂) ausgebildet. Die vollständige dargestellte Struktur wird als bevorzugbar erachtet, obwohl dies in der Praxis nicht von Bedeutung sein muss, d. h. im Bezug auf das Einfügen von einem oder beiden der „Endungsebenen" und der dielektrischen Schichten (62, 64). Die physikalische Beabstandung (66) zwischen den Leiterzügen (15a, 15b) beeinflusst die differenziellen und gemeinsamen Modi der Signalausbreitung, die vorzugsweise gleiche oder im Wesentlichen gleiche Geschwindigkeiten aufweisen sollten, um eine minimale Streuung des elektromagnetischen Felds aus der Beabstandung (66) zu erreichen. Die Abschirmeigenschaften verbessern sich mit der Verwendung von „Erdungsebenen", und dies gilt auch für die Fähigkeit der Struktur, asymmetrische, d. h. unausgewogene, Lasten anzutreiben, die an die Leiterzüge (15a, 15b) angelegt werden.
Die intermetallischen dielektrischen Schichten bei einem typischen IS-CMOS-Prozess sind dünn, typischerweise etwa 0,7 μm, so dass Mikrostreifen-Übertragungsleitungsmerkmale mit geringen Signalverlusten einen niedrigen charakteristischen Widerstand Zo aufweisen müssen (wie bisher bei unabgeschlossenen, teilweise abgeschlossenen oder in Reihe abgeschlossenen Leitungen, die das Reduzieren von Signalreflexionen auf ein zu bewältigendes Niveau bewirken). Selbstständige, unabgeschlossene Übertragungsringleitungen (15) hiervon weisen inhärent sehr geringen Leistungsverbrauch bei EM-Wanderwellendauerschwingung auf, da die zu überwindenden dielektrischen Verluste und Leiterverluste typischerweise gering sind. Aus 5b ist zu ersehen, dass die Übertragungsleitung (15), wenn es keine Wirkverluste in Verbindung mit der Übertragungsleitung (15) und den Verstärkern (21) gäbe, nicht mehr Energie erfordern würde, als anfänglich zum „Aufladen" der induktiven Le- und kapazitiven Ce-Elemente der Übertragungsleitung erforderlich wäre. Die EM-Welle würde kontinuierlich um die Übertragungsleitung herum wandern, wobei sämtliche Energie in der Übertragungsleitung (15) einfach zwischen ihren elektrischen und magnetischen Feldern und somit den kapazitiven Ce- und induktiven Le-Elementen übertragen oder wiederverwendet würde. Auch wenn es manche Wirkverluste in Verbindung mit der Übertragungsleitung (15) und den Verstärkern (21) geben muss, wie bei den Übertragungsleitungs-Widerstandselementen R₀ bis R₂ in 5a zu sehen ist, ist der Widerstand typischerweise niedrig, und die damit verbundenen Wirkverluste sind ebenfalls gering. Es gibt hierin keine negative Konsequenz aus der Verwendung von niederohmigen Übertragungsleitungen (15), sondern sogar den Vorteil, in geringerem Maße von kapazitiver Belastung betroffen zu sein, was somit zu „strafferem" Antrieb zu Logikgattern führt.
Eine Überkreuzung (19) kann auf einer IS unter Einsatz von „Kontaktlöchern" zwischen den Metallschichten implementiert werden, wobei jedes Kontaktloch vorzugsweise nur einen kleinen Bruchteil der Gesamtlänge (S) der Übertragungsleitung (15) aufweist.
Es ist eine Variante verfügbar, bei der eine Übertragungsleitung (15) hiervon nur einen Verstärker (21) aufweist, der an die Übertragungsleitung angeschlossen ist, und die EM-Welle nicht mehr um die Übertragungsleitung (15) herum wandert, so dass eine Steh wellenschwingung resultiert, wie dies in 10a für einen Einzelverstärker (21) und 10b für differenzielle Wellenformen zu sehen ist. Ein solcher Verstärker sollte sich nicht über mehr als etwa 5° der elektrischen Länge der Übertragungsleitung (15) erstrecken. Wenn der Einzelverstärker (21) niemals vollständig „ein-" oder „ausschaltet", resultiert daraus eine stehende Sinuswellenschwingung in der Übertragungsleitung (15), die eine schwankende Amplitude mit denselben Phasen an denselben Positionen aufweist, was zwei stationäre Bereiche, zwei Nullbereiche umfasst.
Es folgt, dass Wanderwellenbetrieb unter Verwendung von wenigen beabstandeten oder nur einer längeren zweiseitig gerichteten CMOS-Inverterformierung verfügbar ist, auch wenn mehrere kleine Inverter glattere, schnellere Resultate erzeugen. Das Versetzen von Formierungen der Verstärker (21) oder nur ihrer Ein-/Ausgangsanschlüsse kann eine EM-Wanderwelle zu einer Übertragungsleitungsdurchlaufrichtung prädisponieren, wie dies auch eine spezielle Startschaltung könnte, und zwar basierend auf dem Zwingen von ersten und etwas später zweiten Impulsen auf die Übertragungsleitung an unterschiedlichen Positionen oder dem Einfügen von bekannten Mikrowellenrichtkopplern.
Invertierende Übertragungsleitungswandler können an Stelle der Überkreuzungen (19) verwendet werden und ergeben immer noch eine Übertragungsleitung mit endloser elektromagnetischer Kontinuität, wie in 11 zu der Teildarstellung bei 21T zu sehen.
12 zeigt ein Paar antiparallelgeschaltete Inverter (23a, 23b) mit Versorgungsleitungsverbindern und Kennzeichnungen von verteilten induktiven (L/2) und kapazitiven (C) Elementen einer Übertragungsleitung gemäß 5b. 13a zeigt n-Kanal- und p-Kanal-Mosfet-Implementierung von antiparallelgeschalteten Invertern (14a und 14b), wie an den NMOS- und PMOS-Transistoren zu sehen ist.
13b zeigt ein äquivalentes Schaltbild für NMOS- (N1, N2) und PMOS-Transistoren (P1, P2) zusammen mit ihren parasitären Kapazitäten. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren (P1 und N1) sind an den Leiterzug (15a) und an die Drain-Anschlüsse der Transistoren (P2 und N2) angeschlossen. Auf ähnliche Weise sind die Gate-Anschlüsse der Transistoren (P2 und N2) an den Leiterzug (15b) und an die Drain-Anschlüsse der Transistoren (P2 und N2) angeschlossen. Die PMOS-Gate-Source-Kapazitäten (CgsP1 und CgsP2), die PMOS-Gate-Drain-Kapazitäten (CgdP1 und CgdP2) und die PMOS-Drain- Source- und Träger-Kapazitäten (CdbP1 und CdbP2), außerdem die NMOS-Gate-Source-Kapazitäten (CgsN1 und CgsN2), die NMOS-Gate-Drain-Kapazitäten (CgdN1 und CgdN2) und die NMOS-Drain-Source- und Träger-Kapazitäten (CdbN1 und CdbN2) werden wirksam in den charakteristischen Widerstand Zo der Übertragungsleitung absorbiert, so dass diese eine viel geringere Auswirkung auf die Laufzeiten der einzelnen NMOS- und PMOS-Transistoren haben. Die Anstiegs- und Abfallzeiten der Wellenformen (Φ1 und Φ2) sind somit viel kürzer als bei vorhergehenden Schaltungen.
Aus Gründen der Klarheit wurden bei den 12 bis 14 zugehörige Widerstandselemente (R) weggelassen. Fig. 23a zeigt nur die kapazitiven Elemente (wie bei den 12 und 13b) der Übertragungsleitung (15) zusammen mit denen der N/PMOS-Transistoren. 14b stellt ein anderes äquivalentes Schaltbild für 14a dar, wobei dies die auf der Übertragungsleitung verteilten induktiven (L/2) Elemente umfasst und die effektive Kapazität (Ceff) wie folgt angegeben wird: Ceff = C + CgdN + CgdP + [(CgsN + CdbN + CgsP + CdbP)/4]; Wobei: CgdN = CgdN1 + CgdN2; CgdP = CgdP1 + CgdP2; CgsN = CgsN1 + CgsN2; CdbN = CdbN1 + CdbN2; CgsP = CgsP1 + CgsP2; und CdbP = CdbP1 + CdbP2.
Kapazitive Belastung auf Grund von Gate-, Drain-, Source- und Träger-Grenzschichtkapazitäten sind vorzugsweise so verteilt wie zuvor angegeben.
Ein Vorteil, wenn man über eine Übertragungsleitung mit differenziellem und gemeinsamem Modus verfügt, besteht darin, dass „parasitäre" Kapazitäten, die in Mosfet-Transistoren inhärent sind, in den Übertragungsleitungswiderstand Zo absorbiert werden können, wie dies in den 14a und 14b dargestellt wird, und daher für Energietransfer und -speicherung genutzt werden können. Die Gate-Source-Kapazitäten (Cgs) der NMOS- und PMOS-Transistoren erscheinen zwischen den Signalleiterzügen (15a, 15b) und ihren jeweiligen Versorgungsspannungsschienen und können durch Entfernen der geeigneten Menge an jeweiliger Kapazität von Verbindungen der Übertragungsleitung (15) zu den Versorgungsspannungsschienen, also durch Dünnermachen der Leiterzüge (15a, 15b) um eine geeignete Menge, kompensiert werden. Die Gate-Drain-Kapazität (Cgd) der NMOS- und PMOS-Transistoren erscheinen zwischen den Leiterzügen (15a, 15b) und können durch proportionales Erhöhen der Beabstandung (66) zwischen den Leiterzügen (15a, 15b) an Verbindungen zu den NMOS- und PMOS-Transistoren der Inverter (23a/b) kompensiert werden.
Bei einem nicht beschränkenden Beispiel zu einem 0,35-Mikron-CMOS-Prozess sollte ein verwendbares nichtüberlagerndes 5-GHz-Zeittaktsignal mit einer Übertragungsleitungsschleifenlänge (S/2) von 9 mm für eine Phasengeschwindigkeit von 30 % der Lichtgeschwindigkeit resultieren, wie dies durch kapazitive Nebenschlusslastverteilung und dielektrische Konstanten bestimmt wird, wobei die Gesamtlänge (S) des Leiters (17) somit 18 mm beträgt.
Die Trägergrenzschichtkapazitäten (Cdb) des NMOS- und PMOS-Transistors könnten durch Verwendung von halbisolierenden Prozesstechnologien oder Prozesstechnologien des Typs Silizium-auf-Isolator drastisch reduziert werden Es gibt einen kontinuierlichen Gleichstromweg, der die Anschlüsse von jedem der Verstärker (21), d. h. die jeweiligen Ein-/Ausgangsanschlüsse von jedem und allen der Inverter (23a, 23b), direkt verbindet, aber dieser Weg ist dadurch gekennzeichnet, dass er keinen stabilen Gleichstromarbeitspunkt aufweist. Diese Gleichstrominstabilität ist im Bezug auf die regenerative Wirkung von jedem der jeweiligen Verstärker (21₁ bis 21₄ ) und deren positive Rückkopplungswirkung von Vorteil.
Übertragungsleitungen (15) hiervon können um funktionelle Logikblöcke herum geleitet werden wie geschlossene Schleifen, die „angezapft" werden, um „lokale" Zeittaktsignale zu erhalten. CMOS-Inverter können als „Anzapfverstärker" in einer kapazitiven Stichleitung zu der Übertragungsleitung (15) verwendet werden, die „ausgeschwungen" werden können, indem eine entsprechende Menge an „lokaler" Kapazität von den Übertragungsleitungen entfernt wird, wie durch lokales Dünnermachen von Leiterzügen (15a/15b), wie oben. Kapazitive „Zeittaktanzapfungen" können im Wesentlichen gleichmäßig entlang einer Übertragungsleitung (15) hiervon verbreitet werden, wobei dies auf Grund der Konstruktion in entsprechendem Bezug zu deren Beabstandungen steht, die, wenn sie geringer sind als die Wellenlänge des schwingenden Signals, dazu neigen, die Ausbreitung der EM-Welle zu verlangsamen und den charakteristischen Widerstand Zo der Übertragungsleitung (15) zu senken, aber immer noch zu guten Signalübertragungskennlinien führen.
In funktionellen Logikblöcken, die im Bezug auf Zeittaktsignalwellenlänge klein sind, arbeiten unabgeschlossene Zusammenschaltungen adäquat zu lokalem Takten mit Phasenkohärenz, siehe 15. Aus Gründen der Klarheit werden die Verbindungspaare zu der Übertragungsleitung (15) leicht versetzt gezeigt, obwohl sie in der Praxis typischerweise einander gegenüberlägen. Alternative Anzapfvorrichtungen umfassen leicht zweiseitig gerichtete Verbindungen mit passiv ohmigem oder induktivem Charakter oder mit Übertragungsleitungscharakter oder einseitig gerichtete oder invertierende Verbindungen, wobei viel von dem enthalten ist, was nun für das Zusammenschalten von Übertragungsleitungen (15) selbst beschrieben wird.
Mehrere Oszillatoren und Übertragungsleitungen (15) können auf ebenfalls erfinderische Weise gut betriebsbereit zusammengeschaltet oder -gekoppelt werden, was Synchronisieren miteinander sowohl im Bezug auf Phase als auch auf Frequenz umfasst, vorausgesetzt, dass eine Nennfrequenzfehlanpassung nicht zu groß ist. Übertragungsleitungsdirektverbindungen/-kopplungen, die ohmig, kapazitiv oder induktiv sind oder korrekte Länge aufweisen, oder Kombinationen davon, können gute zweiseitig gerichtete Signalzusammenschaltungen ergeben. Signalverbindung oder -kopplung zwischen Übertragungsleitungen kann außerdem unter Verwendung bekannter Kopplungstechniken erreicht werden, wie sie bei Mikrowellen-Mikrostreifenschaltungen verwendet werden und die im Allgemeinen gemeinsames Nutzen magnetischer und/oder elektrischer Ströme durch benachbarte Übertragungsleitungen beinhalten. Einseitig gerichtete Verbindungen können ebenfalls von Vorteil sein. Verbinder und Kopplungen hiervon sind in der Lage, Gleichlauf und Kohärenz von mehreren Übertragungsleitungsoszillatoren über ein großes System hinweg, ob nun in IS oder zwischen IS, wie auf Leiterplatten, zu wahren.
Verbinden und Koppeln von zwei oder mehr Übertragungsleitungen und Kreuzverbindungsregeln sind dem Knotenpunktsatz ähnlich, basieren aber darauf, dass die Energie, die in einen Knotenpunkt, d. h. eine Verbindung oder Kopplung, von einer Anzahl der Übertragungsleitungen hineingeht, der Energie entspricht, die aus demselben Knotenpunkt herauskommt, d. h. es gibt keine Energieansammlung an dem Knotenpunkt. Wenn die Versorgungsspannung (V+) konstant ist, ist die Regel natürlich exakt der Knotenpunktsatz. Bei einem praktischen Beispiel besteht, wenn es einen gemeinsamen Knotenpunkt für drei Übertragungsleitungen gibt, die einfachste, aber nicht die einzige, Lösung darin, dass eine der Übertragungsleitungen die Hälfte des charakteristischen Widerstands der beiden anderen Übertragungsleitungen aufweist. Wenn es eine gerade Zahl von gekoppelten Übertragungsleitungen gibt, können ihre jeweiligen charakteristischen Widerstände alle gleich sein. Es gibt jedoch eine unendliche Anzahl an Kombinationen von Widerständen, die den Knotenpunktsatz erfüllen. Die Kreuzschaltungsregel in einer Übertragungsleitung ist dieselbe wie die Regeln zum Koppeln von zwei oder mehr Übertragungsleitungen, wie oben beschrieben.
Es gibt differenzielle Signalwellenformen von hoher Qualität (Φ1 und Φ2) im Bezug auf Phase und Amplitude an allen Punkten um ein Übertragungsleitungsnetz (15) herum, wenn die folgenden Kriterien erfüllt werden:

(i) die Übertragungsleitungen haben im Wesentlichen übereinstimmende elektrische Längen;
(ii) die vorgenannten Kirchhoff-ähnlichen Leistungsregeln werden erfüllt;
(iii) es besteht Phasenumkehr.

Es gibt natürlich eine unendliche Anzahl von gekoppelten Netzkonstruktionen und Versorgungsspannungen, die die vorgenannten drei Kriterien erfüllen, wie zum Beispiel: kurze Abschnitte langsamer, niederohmiger Übertragungsleitungen, die mit langen, schnellen, hochohmigen Übertragungsleitungen gekoppelt sind; und ein- und/oder dreidimensionale Strukturen usw. Jedoch für beste Wellenformen und geringste parasitäre Leistungsverluste sollten die Phasengeschwindigkeiten des gemeinsamen Modus und des differenziellen Modus, d. h. geradzahliger und ungeradzahliger Modus, im Wesentlichen dieselben sein. Dieselben oder die im Wesentlichen selben Phasengeschwindigkeiten können durch Verändern der Kapazitäten der Übertragungsleitungen in ein System hineinkonstruiert werden.
Die Versorgungsspannung (V+) muss nicht über ein gesamtes System konstant sein, vorausgesetzt, die vorgenannten Kirchhoff-ähnlichen Leistung/Widerstand-Beziehungen bleiben gewahrt und führen zu einem inhärenten Spannungswandlungssystem, das, wenn es mit der inhärent synchronen Gleichrichtung der Inverter (23a, 23b) kombiniert wird, ermöglicht, dass unterschiedliche Teile des Systems bei unterschiedlichen Versorgungsspannungen operieren können und dass Leistung zweiseitig gerichtet zwischen diesen unterschiedlichen Teilen des Systems weitergeleitet wird.
16 zeigt zwei im Wesentlichen identische Übertragungsleitungsoszillatoren hiervon, die betriebsbereit verbunden sind, so dass sie im Wesentlichen im Bezug auf Phase und Frequenz selbstsynchronisierend sind. Die Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) werden „siamesisch" dargestellt, wobei der gemeinsame Teil ihrer Ringleiterzüge die vorgenannte Kirchhoff-ähnliche Leistung/Widerstand-Regel auf Grund des Umstands erfüllen, dass ihr Widerstand der Hälfte der Widerstände (20) der Reste der Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) entspricht, weil die gemeinsamen Teile umlaufende Wellenenergie von beiden der Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) tragen. Wie oben angemerkt, ist die Ursprungsleiterzuglänge (S) einer Übertragungsleitung ein Faktor beim Bestimmen der Schwingungsfrequenz, so dass die Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ), die dasselbe Medium verwenden und im Wesentlichen identische Länge (S) aufweisen, im Wesentlichen dieselbe Schwingungsfrequenz (F) besitzen und im Wesentlichen phasenkohärent sind. In 10 wandern und rezirkulieren jeweilige EM-Wellen in entgegengesetzte Richtungen um die Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) herum, wie an den markierten Pfeilen (1L, 2L oder beide entgegengesetzt) zu sehen, und zwar auf eine zu Zahnrädern analoge Weise. Eine solche „siamesische" Verbindung von Übertragungsleitungen kann gut sequenziell auf jede Anzahl von solchen „verzahnten" Übertragungsleitungsoszillatoren erweitert werden.
17a zeigt ein anderes Beispiel für zwei im Wesentlichen identische Übertragungsleitungsoszillatoren mit ihren Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ), die durch Direktverbindungen an zwei diskreten Positionen (40 und 42) betriebsbereit verbunden sind, um im Wesentlichen bei Frequenz und Phase selbstsynchronisierend zu sein. 17b zeigt solche Direktverbindungen über passive Elemente (44, 46), die ohmig, kapazitiv oder induktiv oder jede machbare Kombination davon sein können. 17c zeigt solche Direktverbindungen über einseitig gerichtete Einrichtungen (48), die zwei Inverter (50₁ und 50₂ ) sein können. Die einseitig gerichtete Einrichtung (48) sorgt dafür, dass es keine Kopplung oder Signalreflexion von einer der Übertragungsleitungen (15₁ ) zurück in die andere (15₂ ) gibt, d. h. nur auf dem anderen Weg herum. Die Wanderrichtungen von rezirkulierenden EM-Wellen werden wieder durch Pfeile (1L, 2L) angezeigt, die durchgezogen, aber für den Übertragungsleitungsoszillator (15₁ ) willkürlich und für (15₂ ) gestrichelt sind, und zwar gemäß den Erwartungen, dass ein „parallel" gekoppeltes Paar Übertragungsleitungen entgegengesetzt gerichtete Wanderwellen liefert. 18 ist eine in zweckmäßiger Form vereinfachte Darstellung der beiden selbstsynchronisierten Übertragungsleitungsoszillatoren von 17a, und in den folgenden Figuren werden ähnliche Darstellungen verwendet.
19a zeigt vier selbstsynchronisierte Übertragungsleitungsoszillatoren (15₁ und 15₄ ), die grundlegend wie bei den 17a bis 17c zusammengeschaltet sind, jedoch so, dass des Weiteren eine zentrale fünfte wirksame Übertragungsleitungstaktsignalquelle dieser Erfindung bereitgestellt wird, die eine rezirkulierende wandernde EM-Welle gemäß den angezeigten EM-Wellenumlaufrichtungen (1L bis 4L) der vier Übertragungsleitungsoszillatoren (15₁ und 15₄ ) bietet. Wie gezeigt, umfasst der zentrale fünfte Übertragungsleitungsoszillator physikalisch Teile von jedem der anderen vier und besitzt eine Umlaufrichtung (5L), die ihren entgegengesetzt ist, im Besonderen im Uhrzeigersinn bei gegen den Uhrzeigersinn ( 1l bis 4L). Es ist zu beachten, dass diese Form des Zusammenschaltens von Übertragungsleitungsoszillatoren außerdem auf jede gewünschte Anzahl und jede gewünschte Vielfalt von Gesamtmustern zum Abdecken eines gewünschten Bereichs erweitert werden kann.
Eine Alternative wird in 19b gezeigt, wobei der zentrale fünfte Übertragungsleitungsoszillator nicht von rezirkulierendem Typ, aber dennoch nützlich ist und beim Zugriff auf gewünschte Phasen von Taktsignalen von Vorteil sein kann.
20 zeigt zwei selbstsynchronisierende Oszillatoren mit ihren Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ), die nicht physikalisch zusammengeschaltet sondern betriebsbereit magnetisch gekoppelt sind, wobei es zu diesem Zweck von Vorteil sein kann, verlängerte Übertragungsleitungen zu verwenden, um stärkeres und besseres magnetisches Koppeln zu erreichen. 21 zeigt ein weiteres Beispiel für magnetisch gekoppelte selbstsynchronisierende Oszillatoren mit Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) im Allgemeinen wie für 20, aber mit einem kopplungssteigerndem ferromagnetischen Streifen (52), der betriebsbereit zwischen angrenzenden Teilen platziert ist, um magnetisch gekoppelt zu werden.
22 zeigt drei selbstsynchronisierende Oszillatoren mit ihren Übertragungsleitungen (15₁ ,15₂ und 15₃ ), die durch einen ersten Ferrostreifen (52), der zwischen Übertragungsleitungen (15₁ und 15₂ ) platziert ist, und einen zweiten Ferrostreifen (54), der zwischen Übertragungsleitungen (15₂ und 15₃ ) platziert ist, magnetisch gekoppelt sind. Als Quelle von schwingenden Signalen benötigt die Übertragungsleitung (15₂ ) keine regenerativen Vorrichtungen (21), solange genug Energie für Schwingung magnetisch von den anderen Übertragungsleitungen (15₁ und 15₃ ) gekoppelt wird, die mit Vorrichtungen (21) vollständig sind. Für die Übertragungsleitung (15₂ ) wird es als praktisch erachtet, dass sie länger ist und einen großen Bereich umschreibt, aber weder regenerative Einrichtungen (21) noch eine Überkreuzung (19) benötigt oder aufweist; und dann eine ungeradzahlige Vielfache (3S, 5S, 7S usw.) der Länge (S) oder wenigstens der elektrischen Länge von wenigstens einer der Übertragungsleitungen (15₁ und 15₃ ) ist. Dies hat natürlich weitere Implikationen für selbstsynchronisierendes Frequenz- und Phasenverriegeln von Oszillatoren (wie bei Verwendung der Übertragungsleitungen (15₁ und 15₃ )) bei einer beträchtlichen Beabstandung.
Zu weiteren Alternativen gehört die Verwendung von dielektrischem Material (nicht dargestellt), das sich über und/oder unter den Abschnitten der elektromagnetisch zu koppelnden Leiterzüge spannt.
Es ist machbar und praktisch, bei unterschiedlichen Frequenzen operierende Übertragungsleitungsoszillatoren zu synchronisieren. In 24 sind die Übertragungsleitungen von zwei selbstsynchronisierenden Oszillatoren von unterschiedlichen elektrischen Längen. Speziell unter Verwendung derselben Übertragungsleitungsstruktur/-materialien besitzt die erste Übertragungsleitung (15₁ ) eine leitende Gesamtlänge (S) für eine Grundschwingfrequenz F = F1 und ist betriebsbereit mit einer zweiten Übertragungsleitung (15₂ ) verbunden und synchronisiert, die eine leitende Gesamtlänge besitzt, die einem Drittel von dem der ersten Übertragungsleitung (15₁ ) entspricht, d. h. S/3 und somit eine Schwingfrequenz von 3F. Die gestrichelten Linien mit Pfeilen zeigen die Umlaufrichtung der EM-Wellen an. Die betriebsbereite Verbindung ist so wie bei den 17a bis c, auch wenn eine andere Technik verwendet werden könnte. Das Selbstsynchronisieren erfolgt auf Grund der vorgenannten Präsenz einer starken dritten Oberwelle (3F) in dem hochrechteckigen Signal der ersten Übertragungsleitung. Ähnliche Resultate sind für höhere ungeradzahlige Oberwellen verfügbar, d. h. bei Frequenzen von 5F, 7F usw.
Bevorzugtes Koppeln zwischen Übertragungsleitungen von Oszillatoren, die bei solch unterschiedlichen, mit ungeradzahligen Oberwellen verbundenen Frequenzen operieren, ist einseitig gerichtet, so dass die Leitung natürlich geringerer Frequenz (15₁ ) nicht dazu bewegt wird, das Synchronisieren mit der Leitung natürlich höherer Frequenz (15₂ ) zu versuchen. Jede Anzahl von Übertragungsleitungsoszillatoren von unterschiedlichen, mit ungeradzahligen Oberwellen verbundenen Frequenzen kann zusammengekoppelt und synchronisiert werden wie bei 24.
Rezirkulatorische Übertragungsleitungsoszillatoren hiervon können bei der und für die Erzeugung und Verteilung von Bezugstaktsignal(en), d. h. Bezugszeittaktsignal(en), bei und von einer integrierten Halbleiterschaltung (IS) verwendet werden; was außerdem auf eine Leiterplatte anwendbar ist, z. B. um dazu zu dienen, Schaltsysteme, die mehrere IS oder auch andere geeignete Vorrichtungen/Systeme, bei denen Bezugstaktsignal(e) erforderlich ist/sind, umfassen können, zu montieren und zusammenzuschalten.
Bei IS als solchen zeigen Simulationen unter Verwendung des Branchenstandards der SPICE-Techniken Potenzial zur Bereitstellung von Zeittaktsignalen wirklich sehr hoher Frequenzen von bis zu mehreren zweistelligen GHz-Beträgen in Abhängigkeit von dem angewendeten IS-Fertigungsprozess und den Planungen für deren Entwicklung. Erzeugung und Verteilung kann wirksam an allen Teilen einer IS erfolgen und diese mit vorhersagbaren Phasen an und Phasenbeziehungen zwischen solchen Teilen bedienen, was auch Mehrfachzeittaktsignale umfasst, die dieselbe oder unterschiedliche Frequenzen aufweisen können. Darüber hinaus gelten und führen die Betriebsprinzipien von Übertragungsleitungsoszillatoren hiervon und ihrem selbstsynchronisierendem Koppeln nicht nur zu zuverlässigem Bereitstellen von Taktsignalen an betriebsfähige Schaltsysteme in einem bestimmten IS und zwischen IS, sondern des Weiteren, und dies wird ebenfalls als wichtig und erfinderisch erachtet, auch zu dem Datentransfer zwischen IS usw.
Bei der Übertragungsleitung (15) schwingen Struktur und Netz, bei denen regenerative Schaltungen (21) beteiligt sind, in vollem Umfang. Die Übertragungsleitung (15) operiert unabgeschlossen, d. h. die Übertragungsleitung bildet einen geschlossenen Kreis. Der charakteristische Widerstand Zo der Übertragungsleitung ist niedrig, und zum Aufrechterhalten von Schwingung ist nur „Auffüllenergie" erforderlich.
Der Widerstand zwischen den beiden Leiterzügen (15a, 15b) ist vorzugsweise gleichmäßig verteilt und somit gut ausgewogen, was dazu beiträgt, gut definierte, differenzielle Signalwellenformen (Φ1, Φ2) zu erzielen. Kohärente Schwingung tritt auf, wenn die Signale (Φ1, Φ2) auf der Übertragungsleitung diese Vorraussetzung von 180° oder im Wesentlichen 180° Phasenverschiebung bei allen Invertierverstärkern (21), die an die Übertragungsleitung (15) angeschlossen sind, erfüllen, d. h. wenn alle Verstärker (21) auf eine koordinierte Weise mit bekannter Phasenbeziehung zwischen allen Punkten entlang der Übertragungsleitung (15) operieren. Signalenergie wird sowohl induktiv als auch kapazitiv, d. h. magnetisch und elektrisch, in die Übertragungsleitung (15) hinein übertragen, und zwar zwischen den Signalleitern (15a, 15b) für den differenziellen Modus und außerdem zwischen jedem Signalleiter und der Erdungsreferenz für die beiden einzeln im gemeinsamen Modus (liegt weder bei fehlender oberer und unterer „Erdungsebene" noch bei Verbindungen mit ungeschirmten verdrillten Doppelkabeln vor).
CMOS-Inverter als nichtlineare, betriebsbereit schaltende und verstärkende Schaltungselemente weisen geringe Verluste aus Querleitungsstrom auf, da normalerweise verlustreiche Transistor-Gate-„Eingangs"- und Drain-„Ausgangs"-Kapazitäten, gemeinsam mit den Transistor-Trägerkapazitäten, in den charakteristischen Widerstand Zo der Übertragungsleitung (15) hinein absorbiert werden, so dass Leistungsverbrauch nicht der üblichen Formel ½ CV² unterliegt.
Es wird ziemlich oft angenommen, dass die Leistungsableitung zum Beispiel auf Grund kapazitiver Auf- und Entladung von MOS-Transistorgattern unvermeidbar ist. Jedoch ist der selbstständig schwingende Charakter der Übertragungsleitung (15) fähig, die Transistor-Gate-Anschlüsse mit geringem Leistungsverlust „anzutreiben". Dies ist dem Umstand geschuldet, dass die erforderliche „Antriebsenergie" zwischen dem elektrostatischen Feld, d. h. dem kapazitiven Feld der MOS-Gate-Kapazitäten, und dem magneti schen Feld, d. h. den induktiven Feldelementen, der Übertragungsleitung (15) hin- und herwechselt. Daher wird die in der Übertragungsleitung (15) enthaltene Energie nicht vollständig abgeleitet. Tatsächlich wird sie sogar wiederverwendet. Energieeinsparung gilt für alle betriebsbereit verbundenen Transistorgatter der Übertragungsleitung (15).
Es wird in Betracht gezogen, dass verlustarme Effizienz von Übertragungsleitungsoszillatoren hiervon gut dazu verwendet werden könnte, IS für viele frühere populäre Logiksysteme zu „takten", die bisher auf Grund von Problemen in Verbindung mit Zeittaktunterschieden, Zeittaktverteilung, Leistungsverbrauch usw. als nicht machbare Optionen abgetan oder verworfen wurden. Zu den nichterschöpfenden Beispielen für solche logischen Anordnungen gehören Mehrphasenlogik und Ladungswiedergewinnung oder adiabatische Schaltlogik, wobei solche Logikanordnungen den auf diesem Gebiet erfahrenen Personen bekannt sind.
24 zeigt ein mögliches Zeittaktverteilungsnetz hiervon, angewendet auf eine Einkristall-IS (68) (nicht maßstabsgerecht wie in anderen Figuren hiervon). Die IS (68) besitzt mehrere Übertragungsleitungen hiervon, die als Schleifen (1L bis 13L) gezeigt werden, wovon die Schleifen 1L bis 10L und 13L alle dieselben effektiven Längen (wie vorgenannt für S) aufweisen und mit einer Frequenz F schwingen und die Schleifen 11L und 12L jeweils kürzere Schleifenlängen (wie vorgenannt für S/3 oben) aufweisen und mit einer Frequenz von 3F schwingen. Die Schleifen 1L bis 8L und 11L bis 13L sind volle Übertragungsleitungsoszillatoren, komplett mit regenerativen Einrichtungen, und die Schleifen 9L und 10L ergeben sich als Teile von vier der vorhergehenden Übertragungsleitungen, nämlich 1L, 3L, 4L bzw. 5L; 4L, 5L, 6L bzw. 8L.
Die Übertragungsleitung (15) der Schleife 13L ist verlängert, wobei sich eine lange Seite in der Nähe der Kante (d. h. Anrisslinie) der IS (68) befindet, so dass es möglich ist, zum Zusammenkoppeln durch Flip-Chip-Technik für Frequenz und Phasenverriegelung durch Magnetkopplung, wie oben beschrieben, mit einer anderen, ähnlich aufgebauten separaten Einkristall-IS zu koppeln. Phasen- und Frequenzverriegelung von separaten Einkristall-IS kann bei Hybridsystemen sehr nützlich sein.
25 zeigt die Machbarkeit eines dreidimensionalen Netzes von zusammengeschalteten Übertragungsleitungsoszillatoren hiervon für Signalverteilung, im Besonderen für eine einfache Pyramidenanordnung, obwohl auch jede andere Struktur wie gewünscht bedient werden könnte, unabhängig davon, wie komplex sie ist, solange die Zusammenschaltungsregeln hiervon im Bezug auf elektrische Länge, Widerstandsabgleich und Phaseneinstellungsanforderungen für Datentransfer usw. erfüllt werden.
IS hiervon können so konstruiert sein, dass sie, was immer gewünscht sein könnte, aufweisen, und zwar bis zu vollständiger Frequenz- und Phasenverriegelung, also Phasenkohärenz, darunter auch für und zwischen zwei oder mehr selbstständigen Übertragungsleitungsoszillatoren, wodurch synchrones Steuern und Betreiben von Datenverarbeitungsaktivitäten an und zwischen all den verschiedenen Logik- und Verarbeitungsblöcken in Verbindung mit solchen IS in hohem Maße erleichtert wird.
26a zeigt ein Beispiel für Zweiphasen-Anzapfung unter Verwendung eines Paars von CMOS-Invertern (70₁ und 70₂ ), die an die Übertragungsleitungsleiterzüge (15a bzw. 15b) angeschlossen sind, um lokalen Zeittakt an einen Logikblock (72₁ ) bereitzustellen und/oder um diesen herum verteilt zu werden. Während der Logikblock (72₁ ) als von der Übertragungsleitung (15) „umschlossen" gezeigt wird, umfassen Alternativen, dass er sich außerhalb eines von der Übertragungsleitung (15) umschlossenen Bereichs befindet, wie bei dem Logikblock (72₂ ) und seinen zugehörigen Invertern (70₃ , 70₄ ), und/oder dass er die Leiterzüge (15a, 15b) der Übertragungsleitung (15) umspannt. Wenn es, wie bei großen Logikblöcken (72₁ und/oder 72₂ ), gewünscht wird, können mehrere Paare von Invertern (70) die Übertragungsleitung (15), einschließlich für eine gewünschte Phaseneinteilung, die lokal in dem Logikblock (72) benötigt wird, „anzapfen", wie an der gestrichelten Linie zu sehen. Die Fähigkeit, die Phase der schwingenden Zeittaktsignale (Φ1, Φ2) genau auszuwählen, ermöglicht betriebsbereites Konstruieren und Steuern von komplexer Pipeline-Logik und Mehrphasenlogik (siehe nachfolgende 29).
26b unterscheidet sich darin, dass die Logikblöcke (71₁ , 71₂ ) durch jeweilige Verarbeitungselemente (73₁ , 73₂ ), obwohl es mehr sein könnten, ersetzt werden, für die eine oder mehrere Übertragungsleitungen verwendet werden können, um eines oder mehrere der Verarbeitungselemente zu takten. Zwei oder eine größere Vielzahl von Verarbeitungselementen können unabhängig und/oder zusammen, d. h. parallel, operieren, um sehr schnelle und leistungsfähige Datenverarbeitungs-IS/-systeme zu erreichen.
Fig. 27a zeigt konzentrisch angeordnete Übertragungsleitungen (15₁ und 15₃ ) von fortschreitend geringeren physikalischen Längen. Jede der drei Übertragungsleitungen (15₁ bis 15₃ ) kann jedoch so eingerichtet werden, dass sie alle mit derselben Frequenz schwingen, ob nun auf Grund der Struktur oder dadurch, dass jeweilige Geschwindigkeiten der EM-Wellen, die um jede der kürzeren Übertragungsleitungen (15₂ und 15₃ ) herum laufen, in geeigneter Form durch Erhöhen ihrer Induktivität und/oder Kapazität pro Einheitslänge verzögert werden. Darüber hinaus können die Übertragungsleitungen (15₁ bis 15₃ ) wahlweise eine oder mehrere betriebsbereite Verbindungen (70 und 72) besitzen, die zum Synchronisieren der drei Übertragungsleitungen (15₁ bis 15₃ ) dienen. Abgesehen von Gleichlauf bestehen die Vorteile, über diese Verbindungen (70, 72) zu verfügen, darin, dass die Übertragungsleitungen (15₁ bis 15₃ ):

(i) als eine einzige Multifilament-Übertragungsleitung wirken oder wirken können;
(ii) kleinere Leiterzüge (15a, 15b) haben oder haben können;
(iii) einen größeren Taktungsbereich abdecken oder abdecken können;
(iv) geringere Skineffektverluste erzeugen oder erzeugen können; und
(v) geringeres Übersprechen und Koppeln erzeugen oder erzeugen können.

28a zeigt eine Übertragungsleitung mit einer geschlossenen Verbindung zwischen Positionen (A, B, C und D), die des Weiteren Übertragungsleitung (15c, 15d) umfasst, die in diesem besonderen Beispiel eine elektrische Länge von 90° aufweist, um der Beabstandung der Positionen (A, B, C und D) zu entsprechen. Es kann eine andere elektrische Kreuzschaltungslänge gewählt und dann bei entsprechend unterschiedlichen Beabstandungen der Positionen (A, B, C und D) betriebsbereit geschaltet werden. Geschlossene Verbindungen ermöglichen weitere Anzapfpositionen in dem von der Übertragungsleitung (15) umschlossenen Bereich. Der Übertragungsleitungsteil (15d) wird parallel geschaltet, zwischen Punkten (A und C), gezeigt, und ein Teil der Übertragungsleitung (15) wird durch die Linie (74) dargestellt. In ähnlicher Form wird der Übertragungsleitungsteil (15c) parallel geschaltet, zwischen Punkten (B und D), gezeigt, wobei ein Teil der Übertragungsleitung (15) durch die Linie (76) dargestellt wird. Die Übertragungsleitungsteile (15c, 15d, 74 und 76) sind zufriedenstellend, wenn sie jeweils einen Widerstand aufweisen, der halb so groß ist wie der in Verbindung mit dem Rest der Übertragungsleitung (15), wie oben. Die Übertragungsleitungen (15 und 15c, d) haben be triebsbereit geschaltete Verstärker (21). 28b zeigt die geschlossene Verbindung (15c, d) und die Positionen (A, B, C und D), die relativ zu den Teilen (78 und 80) der Übertragungsleitung (15) eingerichtet sind, d. h. an Stelle der Teile (74 bzw. 76); wobei jedoch wieder die Regeln vom Typ Kirchhoff gelten, was dazu führt, dass die Teile (15c, 15d, 78 und 80) jeweils einen Widerstand aufweisen, der halb so groß ist wie der in Verbindung mit dem Rest der Übertragungsleitung (15). Die Einleitung von mehreren zusätzlichen Übertragungsleitungen (wie 15c, d) über eine Übertragungsleitung (15) hinweg ist wie erforderlich machbar.
29a zeigt eine Art der Erzeugung von vierphasigen Zeittaktsignalen. Effektiv vollzieht eine Übertragungsleitung (15) einen doppelten Durchlauf ihrer signaltragenden Grenze, als rechtwinklig gezeigt, und weitere wiederholte Durchläufe könnten noch mehr Phasen erzeugen. In dem gezeigten Beispiel liefern die Positionen (A1, A2, B1 und B2) lokalisierte vierphasige Zeittaktsignale, wie dies auch die Positionen (C1, C2, D1 und D2) tun. Die wiederholten Grenzdurchläufe erfolgen mit geeigneter gegenseitiger Beabstandung/Trennung der Übertragungsleitung (15), um Zusammenkopplung zu verhindern. 29b zeigt idealisierte vierphasige Signalwellenformen an Punkten (A1, A2, B1 und B2 und an C1, C2, D1 und D2).
30 zeigt das Hinzufügen einer leerlaufenden passiven Übertragungsleitung (15e, 15f), die an die geschlossene Übertragungsleitung (15) angeschlossen ist und Eigenschaften aufweist, nach denen sie eine elektrische Länge von 180° hat und keine negative Wirkung an dem Anzapfpunkt erzeugt, da sie als eine offene schwingende Stichleitung wirkt. Verstärker (21) sind entlang dieser leerlaufenden Leitung (15e, f) nicht vorhanden, aber Inverter (23) könnten die fernen Enden von jedem der Leiterzüge (15c und 15d) bilden, um die Gefahr unerwünschter Schwingungen zu mindern. Gedrehte Schwingung in solchen Stichleitungen (15e, f) kann nämlich nützliche regenerative Wirkungen für die Übertragungsleitung (15) haben und somit Verstärkungs- und/oder Stabilitätszwecken dienen.
Passive Übertragungsleitungsverbindungen ohne besondere Anforderung im Bezug auf Widerstandsabgleich können dazu verwendet werden, schwingende Übertragungsleitungen derselben oder der im Wesentlichen selben Frequenz zusammenzuschalten, wobei wenigstens vorauszusetzen ist, dass zwischen zwei Systemen genügend Zusammen schaltungen an Verbindungspositionen mit denselben relativen Phasen in zusammengeschalteten Netzen eingerichtet sind. Solche Verbindungen können dabei helfen, Nochgeschwindigkeitsdigitalsignale zwischen IS und Systemen zu synchronisieren, weil asynchrone Signale (d. h. die IS-/Systemdatenleitungen) ähnliche Verzögerungseigenschaften haben, wenn sie in denselben Leitweg (z. B. Bandkabel, verdrillte Doppelleitung, Übertragungsleitung) aufgenommen werden wie die Zeittaktverbindungen, wodurch Kohärenz von Daten und Taktung zwischen unterschiedlichen Systemen hergestellt wird.
31 zeigt ein Beispiel für kohärenten Frequenz- und Phasenbetrieb von zwei Taktverteilungsnetzen von zwei Einkristall-IS (68₁ , 68₂ ), die jeweils eine Takterzeugung und – verteilung hiervon und Paare von IS-Zusammenschaltungen (E, F und G,H) aufweisen. Die beiden betroffenen IS operieren kohärent, d. h. mit derselben Frequenz und denselben Phasenbeziehungen, wobei jede der Verbindungen im Wesentlichen elektrische Längen von 180 Grad oder einer Vielfachen aufweist, die 360° n + 180° erfüllt, wobei n Null oder eine ganze Zahl ist.
Ein Einzelpaar von IS-Zusammenschaltungen (E, F oder G,H) führt zu „Frequenz- und Phasenverriegelung". Mehr als ein Paar von IS-Zusammenschaltungen (E, F und G,H, wie gezeigt) führt des Weiteren zu Zeittaktwellenrichtungs- oder Umlaufverriegelung.
In 31 werden außerdem eine erste und zweite „Stichleitungsverbindung" (82 und 83) gezeigt, auch wenn es mehr von dem einen oder beiden geben könnte. Die erste Stichleitungsverbindung (82) besitzt eine elektrische Gesamtlänge von 180°, um beim Stabilisierungsbetrieb zu unterstützen. Die zweite Stichleitungsverbindung (83) ist leerlaufend, besitzt ebenfalls eine elektrische Länge von 180° und ist nützlich zur Stabilisierung. Solche Stichleitungen (82, 83) können besonders nützlich für Nicht-IS-Anwendungen der Erfindung sein, bei denen Leiterzugdefinition weniger präzise wie bei IS sein kann.
Der Widerstand der Paare von Verbindungen (E, F und G, N) und Verbindungen (82, 83) kann jeden Wert aufweisen, da es bei Normalbetrieb und sobald diese Verbindungen mit Energie versorgt werden, keinen Nettoleistungsfluss darin zur korrekten Phaseneinstellung davon gibt. Es wird jedoch bevorzugt, dass der Widerstand von diesen Verbindungen (E, F und G, N und 82, 83) größer ist als der von Oszillatorübertragungsleitungen (15), an die sie angeschlossen sind. Diese Verbindungen unterstützen eher eine EM-Stehwelle als eine EM-Wanderwelle.
Solche Zusammenschaltungen nach 31 können gleich gut auf Systemverbindungen in IS, zwischen IS, zwischen IS und Leiterplatten und/oder Nicht-IS, d. h. Leiterplatte-zu-Leiterplatte, angewendet werden.
32a zeigt zwei zusammengeschaltete Einkristall-IS (68₁ , 68₂ ), die phasen- und umlaufverriegelt sind und des Weiteren eine Vielzahl von zweiseitig gerichteten getakteten D-Flipflops (84) und Datenübermittlungsabschnitten (86) zwischen ihnen aufweisen, die erfinderisch getrennte Datenverarbeitungssystemverbindung bieten, um als eine kohärente Struktur im Bezug auf Phaseneinstellung und des Weiteren im Bezug auf Datentransfer zu wirken. Zusammenschaltungspositionen auf den hier betroffenen Übertragungsleitungen (15) haben im Wesentlichen eine Phasendifferenz von 180° zwischen Enden (J, K) von jeder Leitungs-IS-Zusammenschaltung, obwohl normalerweise eine Toleranz von wenigstens 1° besteht. Die Vielzahl von IS-Zusammenschaltungen (86) kann von der Art „verdrillter Doppelleitung" sein, die zwischen entsprechenden Übertragungsleitungen (15) von beiden IS (68₁ , 68₂ ) geschaltet ist. Die Widerstände von diesen IS-Zusammenschaltungen (86) sind wieder vorzugsweise höher als die, die mit den Zeittakterzeugungsübertragungsleitungen (15) verbunden sind.
Es ist nicht notwendig, dass es dafür gleiche Anzahlen von Zeittakt/Phasen- und Datenverbindungen gibt. Darüber hinaus sind die Daten- und Zeittaktübertragungsmedien (86) von derselben Länge und elektrisch abgeglichen, so dass beide die gleichen Ausbreitungsverzögerungen aufweisen, was von Vorteil ist. Die nominale Phasendifferenz von 180° stellt einen Halbtaktzyklus, d. h. Tp, dar, so dass ein Datenimpuls, der durch die steigende Flanke der Zeittaktwellenform (Φ1) von einer IS zu der anderen übertragen wird, während oder unmittelbar nach der steigenden Flanke der Zeittaktwellenform (Φ2) empfangen wird.
32b zeigt den bevorzugten erfinderischen getakteten D-Flipflop (84) von 32a als einen Block. Der getaktete D-Flipflop (84) wird durch die differenziellen Zeittaktsignale (Φ1, Φ2) für Übertragung (TX) und Empfang (RX) flankengesteuert; und besitzt diffe renzielle zweiseitig gerichtete Ein-/Ausgangsleitungen, als TX Data und RX Data gekennzeichnete Datenimpulssteuerleitungen und die Zeittaktsignalwellenformen (Φ1, Φ2).
Die Techniken hiervon vereinfachen in hohem Maße kommunizierende getaktete D-Flipflops (84) auf unterschiedlichen IS (68₁ , 68₂ ), die mit derselben relativen Phaseneinstellung getaktet werden. Darüber hinaus zeigt 32a an, dass jeweilige kommunizierende Paare von D-Flipflops (84) bei unterschiedlichen Phasen ausgelöst werden, was zu vollständig vorteilhaftem Mehrphasendatentransfer führt, der die Notwendigkeit zeitgleichen Schaltens der Übertragungsleitungen (86) beseitigt, was somit die Reduzierung von „Erdungsprellung" und Durchhängen positiver Versorgungsspannung zur Folge hat.
Bei Halbduplex-Datentransfer werden zwei Datenbits bei jedem Taktzyklus übertragen, eines auf jedem Weg. Bei Datentransfer (TX) von einer IS zu der anderen und bei lokaler Logiksteuerung, wobei Φ1 = 1, Φ2 = 0 und logisch 1 = V+ und logisch 0 = GND, übertragen die entsprechenden D-Flipflops (84) bei jeder IS beide ein einzelnes Datenbit für die Periode, wo Φ1 = 1, in jedem Halbzyklus ein Datenbit, das von IS (68₁ ) zu IS (68₂ ) geht, und ein anderes Datenbit, das von IS (68₂ ) zu IS (68₁ ) geht. Die Datensignale passieren einander auf der Übertragungsleitung (86) und stören nicht den verdrillten Doppelleitungscharakter der Übertragungsleitung (86). Das letzte empfangene Datensignal ist in diesem Halbzyklus verwendbar. Wenn sich Φ1 und Φ2 180° vom Ansteigen bzw. Abfallen befinden, werden Daten empfangen und die lokalen Logikzustände lauten Φ1 = 0, Φ2 = 1. Dieselben D-Flipflops (84) bei jeder der beiden IS empfangen nun beide ein einzelnes Datenbit, das während des vorhergehenden Halbzyklus gesendet wurde, als Φ2 = 1.
32c zeigt eine Schaltung zum Implementieren des getakteten D-Flipflops (84). Die Transistoren (P1, N1, P5 und N5) werden betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um die differenziellen Ausgangssignale zu erzeugen, und sind nur aktiv, d. h. „eingeschaltet", wenn Φ1 = 1. P1 und N5 schalten jeweils für ein positives differenzielles Ausgangssignal ein, oder P5 und N1 schalten für ein negatives differenzielles Ausgangssignal ein. Die Transistoren (N4, P4, N8 und P8) werden betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um den Transistoren (P1, N1, P5 und N5) zu ermöglichen, nur dann „einzuschalten", wenn Φ1 = 1, d. h. während der Übertragungszeit. Die Transistoren (P2, N2, P6 und N6) werden betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um die Ausgangstransistoren (P1, N1, P5 und N5) „auszuschalten", wenn Φ2 = 1, d. h. während der Empfangszeit.
Transistor N3 wird betriebsbereit angeordnet und durch das TX Data-Steuersignal gesteuert, damit sein zugehöriger differenzieller zweiseitig gerichteter Ausgang positiv wird, d. h. V+, und zwar durch die Transistoren N4 und P1, wenn das TX Data-Steuersignal eine logische 1 ist. Transistor P3 wird betriebsbereit angeordnet und durch das TX Data-Steuersignal gesteuert, damit sein zugehöriger differenzieller zweiseitig gerichteter Ausgang negativ wird, d. h. GND, und zwar durch die Transistoren P4 und N1, wenn das TX Data-Steuersignal eine logische 1 ist. Der Inverter l1 wird betriebsbereit angeordnet und gesteuert, so dass er den umgekehrten logischen Zustand des TX Data-Steuersignals erzeugt.
Transistor N7 wird betriebsbereit angeordnet und durch das TX Data-Steuersignal gesteuert, damit sein zugehöriger differenzieller zweiseitig gerichteter Ausgang positiv wird, und zwar durch die Transistoren N8 und P5, wenn das TX Data-Steuersignal eine logische 0 ist. Transistor P7 wird betriebsbereit angeordnet und durch das TX Data-Steuersignal gesteuert, damit sein zugehöriger differenzieller zweiseitig gerichteter Ausgang negativ wird, und zwar durch die Transistoren P8 und N5, wenn das TX Data-Steuersignal eine logische 1 ist.
Transistor N13 wird betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um die differenzielle Übertragungsleitung (86) während des Empfangs (RX) eines Datensignals korrekt abzuschließen. Transistor T13 besitzt einen betriebsbereiten „Ein-Widerstand", der ungefähr dem charakteristischen Widerstand der Übertragungsleitung (86) entspricht.
Transistoren N1 bis 8 und P1 bis 8 bilden zusammen mit Inverter l1 das Übertragungsschaltsystem TX1 des zweiseitig gerichteten D-Flipflops (84).
Transistoren N9 und N10 werden betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um für einen gesamten Halbzyklus auf dem Kondensator C1 das Differenzsignal während des Empfangs (RX) eines Datensignals „abzutasten". Transistoren N11 und N12 werden betriebsbereit angeordnet und gesteuert, um die gespeicherte Ladungsabtastung von Kondensator C1 auf den betriebsbereit angeordneten und gesteuerten Differenziell-zu-Ein zelende-Wandler zu schalten. Dieser Differenziell-zu-Einzelende-Wandler wird durch die betriebsbereit angeordneten und gesteuerten Inverter l2, l3 und den Kondensator C2 gebildet. Inverter l3 und Kondensator C3 sind betriebsbereit als Spannungsreferenz angeordnet, und Inverter l2 wird betriebsbereit angeordnet und gesteuert, so dass er als Einzelende-Logikausgangspuffer/-verstärker für das abgetastete empfangene (RX) Datensignal wirkt.
Transistoren N9 bis N11 und Inverter l2 bis l3 bilden zusammen mit Kondensatoren C1 und C2 das Empfangsschaltsystem RX1 des zweiseitig gerichteten D-Flipflops (84).
Das Folgende ist eine wahre Tabelle, die den Betrieb des getakteten D-Flipflops (84) bei der Übertragung (T) und dem Empfang (RX) von Datensignalen zusammenfasst.
Es ist anzumerken, dass bei Datenübertragungsleitungen (86) mit (360° n + 180°) elektrischer Länge eine zusätzliche n-Zyklus-Latenz (Verzögerung) besteht, aber nachfolgende Daten einmal pro Zyklus empfangen werden. Darüber hinaus könnte sich die Phaseneinstellung etwas von unterschiedlichen 180° für TX- und RX-Schaltsysteme innerhalb des getakteten I/O-D-Flipflop-Schaltsystems (84) unterscheiden, um dadurch die Taktung und damit „Haltezeiten" usw. auf den getakteten D-Flipflops (84) zu verbessern und daher die Schaltverzögerungen etwas zu kompensieren.
Das in 32c dargestellte Schaltbild beinhaltet nicht zusätzliche wellenformende Schaltungen, die in der Praxis durchaus erforderlich sein könnten, aber von wohlbekannter Art sein können.
Mit sauberen differenziellen Wellenformen werden Packungsinduktivitätsprobleme minimiert, da GND- und V+-Packungsverbindungsströme durch die Ausgangsschaltwirkung der Übertragungsleitungen (86) nicht entstehen, da die Rückströme über das entgegengesetzte Signal des Differenzpaars erfolgen und nicht durch die Speisestifte. Der Abgleich des Packungswiderstands mit den Übertragungsleitungen (86) ist daher einfacher.
32d zeigt eine interngeschaltete IS mit mehreren einseitig gerichteten Empfangs- und Übertragungs-D-Flipflops (siehe 85 und 87). Ein erstes Paar von einseitig gerichteten Übertragungs- und Empfangs-D-Flipflops (87₁ , 85₁ ) ist betriebsbereit an zwei unterschiedliche Übertragungsleitungen angeschlossen, um betriebsbereit Daten von einer Übertragungsleitung zu der anderen zu übertragen. Der erste Empfangs-D-Flipflop (85₁ ) besitzt eine „Verzögerungskorrektur durch Platzierung" von 45°, wobei 45° für die elektrische Länge von jeweiligen Taktsignalverbindungen zu den D-Flipflops (87₁ , 85₁ ) steht.
Zwei Paare von einseitig gerichteten Übertragungs-/Empfangs-D-Flipflops (85₂ , 87₂ und 85₃ , 87₃ ) operieren auf die gleiche Weise wie (87₁ und 85₁ ), außer dass ihre Verzögerungskorrektur durch Platzierung etwa 10° beträgt, was die elektrische Länge ihrer Zeittaktsignalverbindungen darstellt.
32e zeigt einseitig gerichtete Übertragungs- und Empfangs-D-Flipflops (85, 87), die in der Lage sind, zwei Datenbits pro Taktzyklus zu übertragen und zu empfangen, wenn diese D-Flipflops (87, 85) jeweils zwei gleichphasige Übertragungs- oder Empfangsschaltungen (TX1 bzw. RX1) umfassen, als Gegensatz dazu, dass jeder ein Übertragungs- und Empfangsschaltsystem (TX1 und RX1) besitzt.
33 stellt digital wählbare Parallelkondensatoren dar, die aus Mosfet-Transistoren gebildet sind.
Die in 33 dargestellten digital wählbaren Parallelkondensatoren können betriebsbereit an die Übertragungsleitung (15) angeschlossen und so gesteuert werden, dass die EM-Wanderwelle leicht verzögert wird, d. h. die Schwingfrequenz kann geregelt werden. Solche Verzögerungen sind für die Feinabstimmung der Frequenz von einer oder mehreren Übertragungsleitungen nützlich. Wie gezeigt, sind acht Parallelkondensatoren mit Hilfe von Mosfet-Transistoren implementiert. Die Mosfet-Transistoren M1, M2, M5 und M6 sind PMOS-Transistoren und die Mosfet-Transistoren M3, M4, M7 und M8 sind NMOS-Transistoren.
Bei den Mosfets M1, M3, M5 und M7 sind deren Drain- und Source-Anschlüsse beispielsweise an den „inneren" Übertragungsleitungsleiter (15a) angeschlossen, und bei den Mosfets M2, M4, M6 und M8 sind deren Drain- und Source-Anschlüsse an den „äußeren" Übertragungsleitungsleiter (15b) angeschlossen. Die Trägeranschlüsse der Mosfets M1, M2, M5 und M6 sind an die positive Versorgungsschiene (V+) angeschlossen, und die Trägeranschlüsse der Mosfets (M3, M4, M7 und M8) sind an die negative Versorgungsschiene (GND) angeschlossen.
Die Gate-Anschlüsse der Mosfets M1 und M2 sind zusammengeschaltet und werden durch ein Steuersignal (CS0) gesteuert, und die Gate-Anschlüsse der Mosfets M3 und M4 sind zusammengeschaltet und werden durch die Umkehrung des Steuersignals (CS0) gesteuert. Auf gleiche Weise sind die Gate-Anschlüsse der Mosfets M5 und M6 zusammengeschaltet und werden durch ein Steuersignal (CS1) gesteuert, und die Gate-Anschlüsse der Mosfets M7 und M8 sind zusammengeschaltet und werden durch die Umkehrung des Steuersignals (CS1) gesteuert.
Die folgende wahre Tabelle stellt dar, welche Mosfet-Parallelkondensatoren (M1 bis M8) Kapazität, d. h. „Mosfets Ein" zu der Übertragungsleitung (15) beitragen.
Es wird bevorzugt, dass die jeweiligen Größen und Anzahlen von Parallelkondensatoren, die an den „inneren" und „äußeren" Übertragungsleitungs-Leiterzug (15a, 15b) angeschlossen sind, dieselben, d. h. ausgeglichen, sind. Auch wenn acht Mosfet-Parallelkondensatoren (M1 bis M8) gezeigt werden, kann jede Anzahl von Mosfet-Parallelkondensatoren mit geeigneten Größen und somit Kapazitäten verwendet werden, vorausgesetzt, dass die Übertragungsleitung (15) ausgeglichen ist, wie in 33.
Es gibt andere Gestaltungen zum Erzeugen digital regelbarer Parallelkondensatoren, die unter Verwendung von Mosfet-Transistoren gebildet werden können oder nicht. Ein bekanntes Beispiel, bei dem wieder Mosfets verwendet werden, könnte beispielsweise die Verwendung von binär gewichteten Mosfet-Kondensatoren sein. Zu den Alternativen zu MOS-Kondensatoren, die variable Kapazität bieten, gehören beispielsweise Varaktoren und P/N-Dioden.
Es kann für die „Kondensatorgruppenanordnungen" von Vorteil sein, in regelmäßigen Intervallen um die Übertragungsleitungen) herum repliziert zu werden, um den Widerstand zu verteilen.
34 zeigt, wie Daten und/oder Leistung über eine Übertragungsleitung (15) hinweg und zum Verändern ihrer kapazitiven Belastung mittels Formierungen (88) zu leiten sind, die gesetzten Bahnschwellen gleichen und sich vorzugsweise in regelmäßigen Intervallen unter den Leiterzügen (15a, 15b) befinden. Alternativ könnten Formierungen (wie 88) über und/oder unter den Übertragungsleitungs-Leiterzügen (15a, 15b) gesetzt werden. Wie aus der als Schnitt ausgeführten Ansicht ersichtlich ist, befinden sich die Leiterzüge (15a, 15b) vorzugsweise auf einer Metallschicht, die gegenüber der Formierung (88) isoliert ist, z. B. durch eine Siliziumdioxidschicht (92). Diese Formierungen (88) haben den Effekt, die Kapazität der Übertragungsleitungen zu erhöhen, und können daher dazu verwendet werden, den Übertragungsleitungswiderstand und somit die Geschwindigkeit der EM-Wanderwelle zu verändern. Diese Formierungen (88) können außerdem zum Leiten von Daten und/oder Leistung (99) verwendet werden. Ein Vorteil des Leitens von Daten und/oder Leistung (99), wie dargestellt, besteht darin, dass, da die Zeittaktsignale (Φ1, Φ2) auf der Übertragungsleitung (15) differenziell sind, diese Zeittaktsignale (Φ1, Φ2) keine Wirkung auf die geleiteten Daten- und/oder Leistungssignale haben.
Die zweiseitig gerichteten Schaltungen (21) unter Verwendung von Invertern (23a, 23b) wirken inhärent als synchrone Gleichrichter der Zeittaktfrequenz, wie dies durch den ohmschen Weg von der negativsten Versorgungsschiene dieser Inverter zu GND und ihrer positivsten Versorgungsschiene zu V+ abgeleitet werden kann. Daher werden die NMOS- und PMOS-Transistoren, die die antiparallelgeschalteten Inverter (23a und 23b) (siehe Fig. 22b) bilden, immer durch eine einfallende EM-Welle auf der Übertragungs leitung (15) zu einem Zustand geschaltet, bei dem die beiden „Ein-Transistoren" (ein NMOS bzw. PMOS) den negativsten Übertragungsleitungsleiterzug an die lokale GND-Versorgung für einen NMOS-Transistor und die lokale V+-Versorgung für einen PMOS-Transistor anschließen. Die beiden NMOS/PMOS-Transistorpaare alternieren, während sich die einfallende EM-Wellensignalpolarität zur Schwingung in Form von Brückengleichrichtung umkehrt, die synchron ist und die Zweiseitiggerichtetheit des involvierten Gleichstrom-Wechselstrom-Gleichstrom-Wandelmodus veranschaulicht. Die Übertragungsleitung (15) ist somit in der Lage, Leistung zu extrahieren und zweiseitig gerichtet umzuleiten, um die Übertragungsleitung (15) mit Leistung zu versorgen, wenn die lokale Versorgungsschienenspannung größer als die Übertragungsleitungsspannung ist, und Leistung zu entfernen, wenn die lokale Versorgungsschienenspannung kleiner als die Übertragungsleitungsspannung ist, und die Übertragungsleitung (15) wirkt in diesem Modus als Leistungsleiter, wie aus der folgenden Tabelle ersichtlich ist:
Diese Leistungswiederverwertung eignet sich besonders für IS-Prozesstechnologien, bei denen die Gate-Länge unter ungefähr 0,1 Mikron liegt, wenn der parallele „Ein-Widerstand" mit dem Gleichstrom-Reihenwiderstand der Versorgungsverbindungen vergleichbar ist. Diese synchrone Gleichrichtung kann als Basis für Leistungsverteilung wirken, wenn das Leistungsversorgungsleiten zu bestimmten Bereichen einer IS fehlt oder unmöglich ist, und kann im Besonderen für „Ladepumpen-Schaltsysteme", d. h. Gleichstrom-zu-Gleichstrom-Leistungsumwandlung, verwendet werden. Es besteht außerdem die inhärente Fähigkeit zur Umwandlung von Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Leistungsumwandlung und umgekehrt. Alternativ können selbstverständlich bekannte „chipintegrierte" Wandler eingesetzt werden.
Es wird die Möglichkeit in Betracht gezogen, höchstmögliche Betriebsfrequenzen, die mit ausschaltbarer Schaltung von Logikschaltsystemen konsistent sind, zu erreichen und mit fortschreitender Halbleiterfertigungstechnologie einzuschließen.
So sollten sich nämlich die Übertragungsleitungsformierungen selbst im Umfang an die IS-Prozesstechnologie anpassen, wodurch kleiner und schnellere Transistorformierungen natürlich zu kürzeren und schnelleren Übertragungsleitungsoszillatoren für noch höhere Zeittaktfrequenzen führen.
Zu weiteren Möglichkeiten gehören das Wahren niedrigen Leistungsverbrauchs, unabhängig von Anwendungen, die sich als Mitschwingen von kapazitiven und induktiven Verbindungen zu einer Übertragungsleitung äußern könnten, und spezielle Verwendung im Bezug darauf als Schieberegister oder „Vorladungs"-/„Bewertungs"-Logik.
Auch wenn ein offensichtlicher Vorteil darin besteht, weder externe Taktreferenz, wie einen Quarzkristall, noch PLL-Techniken verwenden zu müssen, kann es Situationen und Anwendungen geben, bei denen diese Erfindung in Verbindung mit solchen externen Taktungskristallen usw. angewendet wird.
Auch wenn sich die ausführlichen Beschreibungen hierin in dem Kontext derzeit vorherrschender CMOS-Technologie für IS bewegen, ist für die auf diesem Gebiet erfahrenen Personen zu erkennen, dass Prinzipien involviert sind, die auch auf andere Halbleitertechnologien, wie z. B. Silizium-Germanium (Si-Ge), Galliumarsenid (GaAs) usw., angewendet werden können.
Abschließend gilt, dass, auch wenn höchst vorteilhafter Nutzen beim Überwinden der Probleme in Verbindung mit Hochfrequenzzeittaktung, z. B. wenn F > 1 GHz, erzielt wird, andere Anwendungsformen kombinierter Taktsignalerzeugung und -verteilung, wie bei Systemen und Vorrichtungen zum Betrieb bei Frequenzen von weniger als 1 GHz, von dem beabsichtigten Umfang hiervon nicht ausgeschlossen werden dürfen.

Claims

Taktsignalerzeugungs- und -verteilungsschaltung, einen Signalweg (15) umfassend, der durch wenigstens eine erste (15a) Schleife und eine zweite (15b) Schleife gebildet wird, wobei die erste und zweite Schleife eine Übertragungsleitung bilden und miteinander verbunden sind, um eine einfache kontinuierliche Energieleitbahn zu bilden, die Signalphasenumkehr bietet, und wobei zugehörige regenerative aktive Einrichtungen (21) zwischen der ersten und zweiten Schleife (15a, 15b) geschaltet sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei jeder Signalweg eine einfache kontinuierliche elektrisch leitende Bahn bildet.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die regenerative aktive Einrichtung Schaltwirkung relativ zu zwei Versorgungsspannungspegeln aufweist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 3, wobei die regenerative aktive Einrichtung (21) Verstärkungswirkung während des Schaltens aufweist.
Elektronische Schaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die regenerative aktive Einrichtung (21) Umkehrwirkung relativ zu Taktsignalen in dem Signalweg aufweist.
Elektronische Schaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die regenerative aktive Einrichtung von zweiseitig gerichteter Art ist, so dass das Taktsignal bipolare Differentialkomponenten aufweist, die überall entlang des Signalwegs bei 180° phasenverschoben verfügbar sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Signalweg mehr als eine Schleife in seiner endlosen elektromagnetischen Kontinuität herstellt, so dass das Taktsignal in mehrphasigen Komponenten einschließlich der Quadratur für eine zusätzliche Schleife derselben Richtung verfügbar ist.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die regenerative aktive Einrichtung (21) physikalisch an einer Position entlang der Länge des Signalwegs lokalisiert ist, so dass das Taktsignal Stehwellencharakter aufweist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 8 mit Anspruch 6, wobei die zweiseitig gerichtete aktive Einrichtung niemals die Zustände vollständig „ein" oder vollständig „aus" erreicht, so dass das Stehwellentaktsignal im Wesentlichen sinusförmig ist.
Elektronische Schaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei eine Vielzahl regenerativer aktiver Einrichtungen (21) zwischen der ersten und zweiten Schleife (15a, 15b) physikalisch entlang der Länge des Signaiwegs verteilt bereitgestellt wird, so dass das Taktsignal rezirkulierenden Wanderwellencharakter aufweist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 10, wobei die regenerative aktive Einrichtung mehrere Invertierverstärker umfasst, die entlang des Signalwegs beabstandet sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 11 mit Anspruch 6, wobei die zweiseitig gerichtete Schalteinrichtung die Zustände vollständig „ein" und vollständig „aus" in relativ kurzen Zeitabschnitten, die das Wanderwellentaktsignal zum Durchqueren des Signalwegs braucht, erreicht, so dass dieses Taktsignal im Wesentlichen rechtwinklig ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die verteilte regenerative aktive Einrichtung Ein-/Ausgangsanschlüsse aufweist, die über den gesamten Signalweg geschaltet sind, was endlose elektromagnetische Kontinuität von Gleichstromzusammenschaltung der Anschlüsse ohne stabilen Gleichstromarbeitspunkt bietet.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Taktsignal transversalelektromagnetische Wellenform aufweist.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die regenerative aktive Einrichtung dazu dient, Niederenergieverluste aus Niederimpedanz des elektromagnetisch endlosen Signalwegs aufzufüllen.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalweg Übertragungsleitungswandlereinrichtungen umfasst, die die Phasenumkehr bieten.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalweg im Allgemeinen parallel beabstandete leitende Formierungen auf einem Träger mit Überkreuzverbindung der Leiterformierungen umfasst, was einfache Endlosleitlänge bietet.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 17, wobei der Übertragungsleitungssignalweg eine Struktur der Art koplanarer Mikrostreifen/Mikrostreifen ist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 18, wobei die Übertragungsleitungsstruktur beabstandete Leiterzüge umfasst, die zwischen dielektrischen Schichten angeordnet sind und Differential-Modus der Taktsignale bieten.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 19, wobei die dielektrischen Schichten zwischen leitenden Schichten angeordnet sind, die Abschirmung und/oder Gleichtakt der Taktsignale bieten.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 19 oder Anspruch 20, wobei kapazitive und/oder induktive Reaktanz des Übertragungsleitungssignalwegs durch besondere Geometrie der Leiterzüge und deren Beabstandung entlang ihrer Längen bestimmt wird.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 16 bis 21, wobei der Signalweg eine elektrische Länge von im Wesentlichen 180 Grad aufweist und die regenerative Einrichtung zweiseitig gerichteten Invertierschalt- und -verstärkungscharakter besitzt.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 22, wobei die regenerative Einrichtung antiparallelgeschaltete Inverter umfasst.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 23, wobei die Inverter p-Kanal- und n-Kanal-MOSFET-Schaltungen sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 24, wobei die Inverter sequenziell in eine Richtung um den Signalweg herum schalten und verbunden sind, um Spannungsleitungen zum Durchfluss dorthin von Energie, die von dem nächsten Inverterschalten empfangen wurde, zu versorgen, um dadurch rezirkulierenden Durchlauf des Signalwegs durch das Taktsignal zu verstärken.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalweg eine Kreuzschaltung aufweist, die außerdem für die Taktsignale aktiv ist und eine elektrische Länge von im Wesentlichen der Hälfte von der des Signalwegs aufweist.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, des Weiteren elektrische Verbindungen auf dem Signalweg umfassend, um bei Gebrauch die Taktsignale an Operationsschaltungen bereitzustellen.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 27, wobei die Verbindungen in Form von kapazitiven Stichleitungen von dem Signalweg erfolgen.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 28, wobei die kapazitiven Stichleitungen abstandsgleich entlang des Signalwegs beabstandet sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 27 mit Anspruch 24, wobei die Verbindungen in Form von MOSFET-Invertern erfolgen.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, eine Vielzahl von Signalwegen umfassend.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 31, wobei jeder Signalweg wenigstens eine erste Schleife und eine zweite Schleife umfasst, die miteinander verbunden sind, um eine kontinuierliche Signal-Energieleitbahn zu bilden.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 31 oder Anspruch 32, wobei wenigstens zwei der Signalwege zusammengekoppelt sind, um durch gemeinsames Nutzen von magnetischen und/oder elektrischen Feldern synchron zu operieren.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 33, wobei die beiden Signalwege einen Teil aufweisen, der beiden gemein ist und eine Impedanz aufweist, die im Wesentlichen die Hälfte von dem von Resten der beiden Signalwege ist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 31, wobei wenigstens zwei der Signalwege zusammengeschaltet sind, um synchron zu operieren.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 35, wobei selbstsynchronisierende Zusammenschaltung zwischen den Signalwegen, die im Wesentlichen mit derselben Frequenz operieren sollen, über passive Schaltungseinrichtung erfolgt, die leichtes zweiseitig gerichtetes Koppeln bietet.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 36, wobei selbstsynchronisierende Zusammenschaltung zwischen den Signalwegen, die bei unterschiedlichen Frequenzen mit ungerader harmonischer Beziehung operieren sollen, über Invertereinrichtung erfolgt, die gegen die höhere Frequenz gepolt ist, wodurch die niedrigere Frequenz bewirkt wird.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 35 bis 37, wobei die zusammengeschalteten Signalwege Impedanzen aufweisen, um wesentliche Anpassung von Energie in die betroffene Zusammenschaltung hinein und aus dieser heraus zu gewährleisten.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 35 bis 38, wobei die Zusammenschaltung oder Zusammenkopplung zu beiden der beabstandeten Leitern des Signalwegs an Anpassungspositionen entlang elektrischer Längen ihrer Schleifen relativ zu Einrichtungen zum Erzwingen von Phasenumkehr bei der Taktung der Signale erfolgt.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 37 bis 39, wobei die mehreren Signalwege bei gegenseitigen elektrischen Längen von angepassten Vielfachen von 45 Grad direkt zusammengeschaltet sind.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 36 bis 40, wobei die Signalwege einer in dem anderen angeordnet sind und Parameterdifferenzen aufweisen, die die Durchquerungszeit nach ihren Taktsignalen und somit ihren Grundfrequenzen harmonisieren.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 31 bis 39, wobei wenigstens ein Signalweg mit einem anderen oder mit einer Anordnung davon in Form von wenigstens einer Übertragungsleitungsverbindung mit einer elektrischen Länge von nominal 180 Grad oder einer ungeraden Vielfachen verbunden ist, um im Wesentlichen Frequenzendphasenverriegelung sicherzustellen.
Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei wenigstens eine Verbindung zu dem Signalweg hergestellt wird, die Kurzschlusscharakter mit einer elektrischen Länge von im Wesentlichen 90 Grad aufweist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 42, wobei wenigstens eine Verbindung, die zu einem Signalweg hergestellt wird, Leerlaufschaltungscharakter mit einer elektrischen Länge von im Wesentlichen 180 Grad aufweist.
Elektronische Schaltung, umfassend eine Taktsignalerzeugungs- und -verteilungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, eine Operationsschaltung mit aktivem Schaltcharakter, die Taktsignale erfordert, und leitende Einrichtungen zum Verteilen von erzeugten Taktsignalen an die Operationsschaltung.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 45, umfassend eine integrierte Halbleiterschaltung mit einem aktiven Bereich mit Merkmalen, die die Operationsschaltungen und die Taktsignalverteilungseinrichtungen einschließlich des Signalwegs und seiner assozierten regenerativen aktiven Einrichtungen darstellen, wobei diese zusammen als Quelle der Taktsignale dienen.
Elektronisches Schaltsystem, das wenigstens zwei integrierte Halbleiterschaltungen (IS), jede nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für ähnliche Taktsignale und IS-Zusammenschaltung zwischen den Signalwegen von jedem der IS über eine elektrische Länge und an Positionen der Signalwege umfasst, um Frequenz- und Phasenkohärenz von einem der IS mit dem anderen der IS zu koordinieren.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 47, wobei die IS-Zusammenschaltung eine elektrische Länge aufweist, die im Wesentlichen dieselbe ist wie die der Signallängenwege oder einer ungeraden Vielfachen davon.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 47 oder 48, wobei die zusammengeschalteten Positionen in einem und dem anderen der IS eine Phasendifferenz aufweisen, die der elektrischen Länge ihrer Signalwege entspricht.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 47 bis 49, wobei eine zweite unterschiedliche IS-Zusammenschaltung des Weiteren dazu dient, Laufrichtungen der Taktsignale entlang ihrer Signalwege vorzuschreiben.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 50, des Weiteren zweiseitig gerichtete Datentransfereinrichtungen bei jedem IS umfassend, die des Weiteren mit den zugeordneten Taktsignalen koordiniert sind.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 51, wobei die Datentransfereinrichtung zweiseitig gerichtete getaktete D-Flipflops umfasst, die von zweiphasigen differenziellen bipolaren der zugeordneten Taktsignale gesteuert werden, so dass jeder während desselben Halbzyklus der Taktsignale ein Datenbit an den anderen überträgt und beide diese Datenbits in dem nächsten Halbzyklus der Taktsignale empfangen.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 52, verdrilltes Paar der Verbindungen umfassend.