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Diese
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Herstellung einer Antenne,
hauptsächlich
auf ein Verfahren zur Abstimmung einer Wendelantenne aus vier Leiten
für zirkular
polarisierte Strahlung bei Frequenzen über 200 MHz. Die Erfindung
umfasst auch eine nach dem Verfahren hergestellte Antenne.
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Die
Vierdraht-Backfireantenne ist wohlbekannt und wird insbesondere
beim Senden und Empfangen von zirkular polarisierten Signalen zu
oder von umlaufenden Satelliten angewendet. Die GB-2292638-A offenbart
eine Miniatur-Vierdrahtantenne mit vier schraubenförmigen Antennenelementen
von halber Wellenlänge
in Form von schmalen, auf die Oberfläche eines zylindrischen Keramikkerns plattierten
leitfähigen
Streifen. Radiale Verbindungselemente an der distalen Stirnfläche des
Kerns verbinden die schraubenförmigen
Elemente mit einer koaxialen Speiseleitung, die in einem schmalen Durchlass
axial durch den Kern verläuft.
Die schraubenförmigen
Elemente sind paarweise angeordnet, wobei die Elemente eines Paars
eine größere elektrische
Länge als
die des anderen Paars haben, indem sie einem mäandernden Verlauf folgen und
alle vier Elemente mit dem Rand einer leitfähigen Balunhülse verbunden
sind, der einen in einer Ebene senkrecht zur Antennenachse liegenden
Kreis beschreibt. Die GB-2310543-A offenbart eine alternative Antenne, bei
der die Balunhülse
einen nichtplanaren Rand hat, die schraubenförmigen Elemente einfache Schrauben
sind, die in Gipfeln bzw. Tälern
des Randes enden, damit sich Elemente von unterschiedlicher Länge ergeben.
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Die
Tatsache, dass die Elementpaare unterschiedliche elektrische Längen haben,
führt zu
einer Phasendifferenz zwischen den Strömen in den entsprechenden Paaren
bei der Betriebsfrequenz der Antenne, und diese Phasendifferenz
macht die Antenne empfindlich für
zirkular polarisierte Strahlung mit einer Kardioid-Richtcharakteristik,
so dass die Antenne zum Empfang von zirkular polarisierten Signalen
aus Quellen direkt über
der Antenne, d. h. in der Antennenachse, oder in Positionen wenige
Grad über
einer senkrecht zur Antennenachse ausgerichteten und diese durchsetzenden
Ebene oder aus Quellen irgendwo im Raumwinkel zwischen diesen Extremen
geeignet ist. Die Richtcharakteristik ist auch durch eine axiale
Nullstelle in der Gegenrichtung zur Richtung maximalen Gewinns gekennzeichnet.
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Die
Bandbreite der oben beschriebenen Vierdrahtresonanz ist relativ
schmal, und bereitet, insbesondere für Miniatur-Vierdrahtantennen mit einem Kern hoher
Dielektrizitätskonstante,
ein Fertigungsproblem bei der Einhaltung hinreichend enger Abmessungstoleranzen
für die
reproduzierbare Herstellung von Antennen mit dem Kardioidverhalten und
der Resonanzfrequenz wie erforderlich.
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Nach
einer ersten Ausgestaltung der Erfindung wird ein Verfahren zur
Herstellung einer Vierdrahtantenne für zirkular polarisierte Strahlung
bei Frequenzen über
200 MHz bereitgestellt, welche eine Mehrzahl von im wesentlichen
schraubenförmigen
Abstrahlbahnen aufweist, die auf einem dielektrischen Substrat angeordnet
sind, wobei das Verfahren die Überwachung
von mindestens einem elektrischen Parameter der Antenne und das
Entfernen von leitfähigem
Material von mindestens einer der Bahnen umfasst, um die Induktivität der Bahn
zu erhöhen und
dadurch den überwachten
Parameter näher
an einen vorbestimmten Wert zu bringen. So kann die zirkular polarisierte
Richtcharakteristik der Antenne verbessert werden. Man kann auch
Antennen in der Massenproduktion trimmen, ohne von Einzelprüfungen,
beispielsweise in einer elektromagnetisch echolosen Kammer, und übermäßigen manuellen
Eingriffen Gebrauch zu machen.
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Das
bevorzugte Verfahren umfasst das Entfernen des leitfähigen Materials
von den Bahnen durch Laserätzen
einer Öffnung in
einer oder mehreren der Bahnen, wobei die sich gegenüberliegenden Ränder der
betroffenen Bahnen auf beiden Seiten jeder Öffnung intakt bleiben. Dieses
Verfahren ist insbesondere anwendbar auf eine Antenne, bei der das Substrat
ein im wesentlichen zylindrischer Körper aus keramischem Material
mit einer Dielektrizitätszahl
größer als
10 ist, die Bahnen Abschnitte auf einer Zylinderfläche des
Substrats und zusätzlich
auf einer ebenen Stirnfläche,
die im wesentlichen senkrecht zur Zylinderachse liegt, umfassen.
In diesem Fall wird das leitfähige
Material von den Bahnabschnitten auf der ebenen Stirnfläche, die
bei der bevorzugten Antenne nahe beim Einspeisepunkt der Antennenelemente
liegt und eine Stelle eines Spannungsminimums bei Vierdrahtresonanz
ist, entfernt. Bei alternativen Ausführungsformen kann/können die Öffnung(en)
an Stellen anderer Spannungsminima geschnitten werden, beispielsweise
dort, wo die schraubenförmigen
Elemente auf einen gemeinsamen Verbindungsleiter wie eine den Kern
umgebende Balunhülse
treffen.
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Der Überwachungsschritt
umfasst typischerweise das Verbinden der Antenne mit einer Hochfrequenzquelle,
die so eingerichtet ist, dass sie ein die Betriebsfrequenz enthaltendes
Frequenzband überstreicht,
und das Überwachen
der relativen Phasen und Amplituden von Signalen, die von Sonden
in Nebeneinanderstellung mit den Bahnen an vorbestimmten Orten,
wie den vom Einspeisepunkt entfernten Endabschnitten, aufgenommen
werden. Bevorzugt sind die Sonden kapazitiv mit den entsprechenden Bahnen
gekoppelt, um eine individuelle Masseverbindung unnötig zu machen.
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Die
in den Bahnen geformten Öffnungen
sind bevorzugt rechteckig, wobei jede eine vorbestimmte Breite quer
zur Bahnrichtung hat, die automatisch als Reaktion auf das Ergebnis
des Überwachungsschritts
berechnet wird. Dies ist insofern ein nichtlinearer Anpassungsvorgang,
als die durch die Öffnung addierte
Induktivität
der Bahn nichtlinear mit der Öffnungsfläche, insbesondere
mit der Breite der rechteckigen Öffnung, zusammenhängt. Die
Berechnung der Öffnungsgröße wird
so durchgeführt,
dass die Phasendifferenz der Ströme
und/oder Spannungen in den Bahnen des betreffenden Bahnenpaars näher an 90° und die
Frequenz, bei der diese Orthogonalität auftritt, näher an die
beabsichtigte Betriebsfrequenz gebracht werden.
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Nach
einer zweiten Ausgestaltung umfasst die Erfindung auch eine Vierdrahtantenne
für zirkular polarisierte
Strahlung bei Frequenzen über
200 MHz mit mehreren im wesentlichen schraubenförmigen leitfähigen Bahnen
auf einem dielektrischen Substrat, wobei wenigstens eine der Bahnen
einen Ausschnitt vorbestimmter Größe zur Erhöhung der Induktivität der Bahn
aufweist. Die bevorzugte Antenne hat ein Substrat mit einem aus
einem festen dielektrischen Material gebildeten Antennenkern, wobei
die Bahnen so angeordnet sind, dass sie ein inneres Volumen begrenzen,
dessen Hauptteil vom festen Material des Kerns eingenommen wird,
und wobei das Substrat gekrümmte
Außenflächenabschnitte
und ebene, die leitfähigen
Bahnen tragende Oberflächenabschnitte
aufweist, und wobei jeder Ausschnitt dort gebildet ist, wo die entsprechende
Bahn über
einem der ebenen Oberflächenabschnitte
liegt.
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Die
Erfindung wird nun beispielhaft mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben,
in denen
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1 eine
perspektivische Durchsicht einer dielektrisch belasteten Vierdrahtantenne
ist,
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2A und 2B Draufsichten
der Antenne nach 1 vor und nach der erfindungsgemäßen Anpassung
sind,
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3 ein
Diagramm ist, welches das Leitermuster auf der Zylinderfläche der
Antenne nach 1 zeigt,
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4 ein
Graph ist, der die Änderungen
von Phase und Amplitude mit der Frequenz von Signalen zeigt, die
an unterschiedlichen Punkten der Antenne gemes sen wurden,
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5 ein
Diagramm ist, das eine Prüfanordnung
zur Verwendung bei einem erfindungsgemäßen Herstellungsverfahren zeigt,
und
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6 ein
Querschnitt durch eine der in 5 sichtbaren
Sonden ist.
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Die
im Folgenden beschriebene Vierdrahtantenne ist ähnlich der in der oben genannten GB-2310543-A
beschriebenen, deren Offenbarungsgehalt durch Bezugnahme in diese
Beschreibung aufgenommen wird. Auch die Offenbarung der oben genannten
verwandten GB-2292638-A wird durch Bezugnahme in diese Beschreibung
aufgenommen.
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Mit
Bezug auf 1, 2A, 2B und 3 hat
eine Antenne, auf welche die vorliegende Erfindung anwendbar ist,
eine Antennenelementstruktur mit vier sich längs erstreckenden Antennenelementen 10A, 10B, 10C und 10D,
die als schmale metallische Leiterabschnitte auf der zylindrischen Außenfläche des
Keramikkerns 12 ausgebildet sind. Der Kern hat einen axialen
Durchlass 14, der eine Koaxialspeiseleitung mit einer äußeren Abschirmung 16 und
einem Innenleiter 18 beherbergt. Innenleiter 18 und
Abschirmung 16 bilden eine Speisestruktur zum Anschluss
einer Speiseleitung an die Antennenelemente 10A–10D.
Die Antennenelementstruktur umfasst auch entsprechende radiale Antennenelemente 10AR, 10BR, 10CR und 10DR,
die als metallische Bahnabschnitte auf der distalen Stirnfläche 12D des
Kerns 12 ausgebildet sind und die Enden der entsprechenden
sich längs
erstreckenden Elemente 10A, 10B, 10C und 10D mit
der Speisestruktur verbinden. Die anderen Enden der Antennenelemente 10A–10D sind
an einen virtuellen Masseleiter 20 in Form einer den proximalen
Endabschnitt des Kerns 12 umgebenden plattierten Hülse angeschlossen. Diese
Hülse 20 ist
wiederum durch eine Plattierung auf der proximalen Stirnfläche 12P des
Kerns 12 an die Abschirmung 16 der Speisestruktur 14 angeschlossen.
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Die
vier sich längs
erstreckenden Elemente 10A–10D haben unterschiedliche
Längen,
wobei zwei Elemente 10B und 10D länger als
die beiden anderen 10A und 10C sind, weil sie
sich näher
zum proximalen Ende des Kerns 12 erstrecken. Die Elemente
eines jeden Paars 10A, 10C und 10B, 10D liegen
sich auf gegenüberliegenden
Seiten der Kernachse diametral gegenüber.
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Um
einen ungefähr
einheitlichen Strahlungswiderstand für die schraubenförmigen Elemente 10A–10D aufrechtzuerhalten,
folgt jedes Element einer einfachen Schraubenlinie. Der obere verbindende
Rand 20U der Hülse 20 hat
wechselnde Höhe
(d. h. wechselnden Abstand von der proximalen Stirnfläche 12P),
um Anschlusspunkte für
die kurzen bzw. langen Elemente bereitzustellen. Daher folgt bei
dieser Ausführungsform
der verbindende Rand 20U einem Zick-Zack-Weg um den Kern 12 mit
zwei Gipfeln und zwei Tälern,
wo er mit den kurzen Elementen 10A, 10C bzw. den
langen Elementen 10B, 10D zusammentrifft. Die
Amplitude des Zick-Zack-Wegs ist in 3 mit a
bezeichnet.
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Jedes
Paar aus schraubenförmigem
und entsprechendem verbindendem radialem Elementabschnitt (z. B. 10A, 10AR)
bildet einen Leiter mit einer vorbestimmten elektrischen Länge. Jedes
der Elementpaare 10A, 10AR; 10C, 10CR mit
der kürzeren
Länge erzeugt
eine kürzere Übertragung
von etwa 135° bei
der Betriebswellenlänge
als jedes der Elementpaare 10B, 10BR; 10D, 10DR.
Die mittlere Durchlaufzeit ist 180°, äquivalent zu einer elektrischen
Länge von λ/2 bei der
Betriebswellenlänge. Die
unterschiedlichen Längen
erzeugen den notwendige Phasenverschiebungszustand für eine Vierdraht-Wendelantenne
für zirkular
polarisierte Signale, wie sie in Kilgus, "Resonant Quadrifilar Helix Design", The Microwave Journal,
Dezember 1970, Seiten 49–54,
spezifiziert sind. Zwei der Elementpaare 10C, 10CR; 10D, 10DR (d.
h. ein langes und ein kurzes Elementpaar) sind mit den inneren Enden
der radialen Elemente 10CR, 10DR an den Innenlei ter 18 der
Speisestruktur am distalen Ende des Kerns 12 angeschlossen,
während
die radialen Elemente der anderen beiden Elementpaare 10A, 10AR; 10B, 10BR mit
der durch die äußere Abschirmung 16 gebildeten
Speiseabschirmung verbunden sind. Am distalen Ende der Speisestruktur
sind die am Innenleiter 18 und an der Speiseabschirmung 16 vorhandenen
Signale angenähert
symmetrisch, sodass die Antennenelemente an eine angenähert symmetrische
Quelle oder Last angeschlossen sind, wie unten erklärt werden
wird. Man erkannt, dass im allgemeinen die von den Bahnabschnitten 10A–10D und 10AR–10DR gebildeten
Bahnen eine mittlere elektrische Länge von nλ/2 haben, worin n eine ganze
Zahl ist, und n/2 Windungen um die Antennenachse 24 ausführen können.
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Bei
linkshändiger
Richtung der Schraubenwege der sich längs erstreckenden Elemente 10A–10D hat
die Antenne ihren höchsten
Gewinn für rechtshändig zirkularpolarisierte
Signale.
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Wenn
die Antenne stattdessen für
linkshändig
zirkularpolarisierte Signale verwendet werden soll, wird die Schraubenrichtung
umgekehrt und das Anschlussmuster der radialen Elemente wird um etwa
90° gedreht.
In dem Fall, dass die Antenne sowohl für den Empfang links- als auch
rechtshändiger Signale
geeignet sein soll, können
die sich längs
erstreckenden Elemente so angeordnet werden, dass sie Wegen folgen,
die allgemein parallel zur Achse sind.
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Die
leitfähige
Hülse 20 bedeckt
einen proximalen Abschnitt des Antennenkerns 12 und umgibt dabei
die Speisestruktur 16, 18, wobei das Kernmaterial 12 den
Raum zwischen der Hülse 20 und
der metallischen Auskleidung 16 des axialen Durchlasses 14 völlig ausfüllt. Die
Hülse 20 bildet
einen mit der Auskleidung 16 durch die Plattierung 22 der
proximalen Stirnfläche 12P des
Kerns 12 verbundenen Zylinder. Die Kombination von Hülse 20 und
Plattierung 22 bildet ein Balun, sodass durch die Speisestruktur 16, 18 in
der Übertragungsleitung
gebildete Signale zwischen einem unsymmetrischen Zustand am proximalen
Antennenende und einem angenähert
symmetrischen Zustand in einer axialen Position, im allgemeinen
im gleichen Abstand vom proximalen Ende wie der obere verbindende
Rand 20U der Hülse 20,
umgewandelt werden. Um diese Wirkung zu erreichen, ist die mittlere
Hülsenlänge so bemessen,
dass das Balun in Gegenwart eines darunterliegenden Kernmaterials
relativ hoher Dielektrizitätskonstante
eine mittlere elektrische Länge
im Bereich von λ/4
bei der Betriebsfrequenz der Antenne hat. Da das Kernmaterial der
Antenne einen verkürzenden
Effekt hat und der den Innenleiter 18 umgebende Ringraum
mit einem isolierenden dielektrischen Material 17 mit relativ
kleiner Dielektrizitätskonstante
gefüllt
ist, hat die Speisestruktur distal zur Hülse 20 eine kurze
elektrische Länge.
Infolgedessen sind Signale am distalen Ende der Speisestruktur 16, 18 zumindest
angenähert
symmetrisch.
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Die
von der Hülse 20 gebildete
Wellenfalle liefert einen Ringpfad längs des verbindenden Rands 20U für Ströme zwischen
den Elementen 10A–10D, wobei
sie wirksam zwei Schleifen unterschiedlicher elektrischer Länge bildet,
die erste mit den kurzen Elementen 10A, 10C und
die zweite mit den langen Elementen 10B, 10D.
Bei Vierdrahtresonanz bestehen an den Enden der Elemente 10A–10D und
im verbindenden Rand 20U Strommaxima und Spannungsminima.
Der Rand 20U ist vom Masseverbinder an seinem proximalen
Rand durch die von der Hülse 20 erzeugte
angenäherte
Viertelwellenlängen-Wellenfalle
wirksam isoliert.
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Die
Antenne hat eine Vierdraht-Hauptresonanzfrequenz für zirkularpolarisierte
Strahlung im Bereich von 1575 MHz, wobei die Resonanzfrequenz durch
die effektiven elektrischen Längen
der Antennenelemente und in geringerem Maß durch deren Breite bestimmt
ist. Die Längen
der Elemente bei einer gegebenen Resonanzfrequenz hängen auch
von der Dielektrizitätszahl
des Kernmaterials ab, wobei die Abmessungen der Antenne im Vergleich
zu einer Luftkernantenne gleichen Aufbaus wesentlich verringert
sind.
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Das
bevorzugte Material für
den Kern 12 ist Material auf Basis Zirkonium-Titan. Dieses
Material hat eine Dielektrizitätszahl
von über
35 und ist auch wegen seiner dimensionalen und elektrischen Stabilität bei wechselnder
Temperatur bekannt. Der dielektrische Verlust ist vernachlässigbar.
Der Kern kann durch Extrudieren oder Pressen hergestellt werden.
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Die
Antennenelemente 10A–10D, 10AR–10DR sind
metallische Leiterbahnen, die auf die Außenzylinder- und Stirnflächen des
Kerns 12 geklebt sind, wobei jede Bahn eine Breite von
mindestens dem Vierfachen ihrer Dicke über ihre wirksame Länge hat.
Die Bahnen können
durch Plattieren/Galvanisieren der Oberflächen des Kerns 12 mit
einer Metallschicht und nachfolgendes Wegätzen der Schicht zum Freilegen
des Kerns gemäß eines
in einer photographischen Schicht angebrachten Musters, ähnlich dem Ätzen von
gedruckten Schaltungen, gebildet werden. In allen Fällen führt die
Bildung der Bahnen als zusammenhängende
Schicht auf der Außenseite
eines dimensionsstabilen Kern zu einer Antenne mit dimensionsstabilen
Antennenelementen. Der Abstand zwischen den schraubenförmigen Bahnabschnitten über den
Umfang ist größer (bevorzugt
mehr als zweifach) als ihre Breite.
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Um
eine Richtcharakteristik mit gutem Vor-Rück-Verhältnis
und annehmbarem Gewinn zu erzielen und diese Charakteristik bei
der erforderlichen Betriebsfrequenz zu erreichen, wird die oben beschriebene
und in 1 gezeigte Antenne einem Trimmverfahren unterworfen,
wobei von den leitfähigen
Bahnen unter Bildung von Öffnungen
leitfähiges Material
entfernt wird, wie in 2B gezeigt. In den Verbindungsabschnitten 10AR, 10BR, 10CR bzw. 10DR der
Bahnen sind die Öffnungen 26A, 26B, 26C und 26D dort
ausgebildet, wo bei der Be triebsfrequenz Spannungsminima bestehen.
Da diese Bahnabschnitte in einer Ebene liegen, ist es relativ folgerichtig,
auf die Bahnen an den nötigen
Stellen einen Laserstrahl zu fokussieren, um das leitfähige Material der
Bahnen unter Verwendung eines YAG-Lasers wegzubrennen. Jede Öffnung erhöht die inhärente Induktivität der entsprechenden
Bahn 10A, 10AR usw. in einem von der Öffnungsfläche abhängigen Maß. Die Anmelder
haben gefunden, dass die zugefügte
Induktivität
nichtlinear mit zunehmendem Maß ansteigt,
wenn die Breite der Öffnung
(d. h. die Breite der Öffnung
quer zur Bahn) erhöht
wird. Die Änderung
der zusätzlichen
Induktivität
mit der Länge
der Öffnung
(d. h. längs
zur Bahn) ist eine angenähert
lineare Beziehung. Diese Beziehungen erlauben bei Bedarf sowohl
grobe als auch feine Einstellungen der herzustellenden Induktivität.
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Ein
besseres Verständnis
der Betriebsweise der Antenne und den Einfluss der Öffnungen
erhält man
mit Bezug auf den Graphen der 4. 4 wurde
durch Beobachten der Hochfrequenzströme in den schraubenförmigen Bahnabschnitten 10A, 10B, 10C und 10D angrenzend
an den Rand 20U der Hülse 20 (d.
h. der Ströme
in den proximalen Endabschnitten der schraubenförmigen Bahnabschnitte 10A–10D)
erhalten, während
die Antenne durch ihre Speisestruktur 16, 18 mit
einem Wobbelsignal über ein
die geforderte Betriebsfrequenz umfassendes Frequenzband gespeist
wurde. Vier Kurven stellen die Stromphase und vier die Stromamplitude
dar, wobei jede Stromphasen- oder -amplitudenkurve zu einem der
Bahnabschnitte 10A–10D gehört. Die
Phasenkurven sind durch die Bezugszeichen 30A, 30B, 30C und 30D,
die Amplitudenkurven durch die Bezugszeichen 32A, 32B, 32C und 32D bezeichnet.
Zur Vollständigkeit
zeigt eine neunte Kurve den Einfügungsverlust
bei Betrachtung der Speisestruktur vom Quellenende.
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Das
Diagramm 4 zeigt eine Hauptresonanz mit
zwei gekoppelten Peaks. Man sieht, dass die Amplitudenkurven 32A, 32C,
welche den kürzeren
Bahnen 10A, 10C entsprechen, Peaks auf der Hochfrequenzseite
der mittleren Resonanzfrequenz haben, während die Amplitudenkurven 32B, 32D Peaks
auf der Niederfrequenzseite haben. Man versteht, dass die Schnittpunkte
der vier Kurven zur Festlegung einer Mittenfrequenz verwendet werden können, die
in 4 durch die gestrichelte Linie 36 angezeigt
ist. Nun sieht man hinsichtlich der vier Stromphasenkurven 30A–30D,
dass die den mit der äußeren Abschirmung
der Speiseleitung verbundenen Bahnen entsprechenden Kurven 30A, 30B im Resonanzbereich
divergieren. Ähnlich
gibt es eine Divergenz zwischen den Kurven 30C, 30D,
die den mit dem Innenleiter 18 der Speiseleitung verbundenen
Bahnen entsprechen. Die wichtigste Bedingung für ein gutes Vor-Rück-Verhältnis in
der Richtcharakteristik für
Zirkularpolarisation ist, dass die Phasendifferenz zwischen den
entsprechenden Signalen in den langen und kurzen Bahnen 90° oder ein
ungeradzahliges Vielfaches von 90° (λ/4) sein
sollte. Daher sollten hinsichtlich 4 die durch
die Phasenkurven 30A, 30B angezeigten Phasenwerte
sich bei der durch die gestrichelte Linie 36 bezeichneten
Mittenfrequenz um möglichst
genau 90° unterscheiden, und
ebenso sollten die durch die Kurven 30C, 30D dargestellten
Phasenwerte sich um 90° unterscheiden.
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Natürlich sollte
die durch die gestrichelte Linie 36 angezeigte Mittenfrequenz
ebenso der Betriebsfrequenz der Antenne entsprechen.
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Durch
Einstellen der Induktivität
einer oder mehrerer der Bahnen 10A, 10AR usw.
kann man die Antenne ausrichten oder trimmen, um die oben erwähnte Phasenorthogonalität und Mittenfrequenz
zu erreichen. Beispielsweise kann die Phasendivergenz bei der Mittenfrequenz
durch Erhöhen
der Induktivität der
kurzen Bahnen 10A, 10AR, 10C, 10CR vermindert
werden. Die Mittenfrequenz kann durch Erhöhen der Induktivität aller
vier Bahnen vermindert werden. Daraus folgt, dass zur vollen Nutzbarmachung
der durch das Schneiden von Öffnungen
bereitgestellten Einstellmöglichkeit
die Antenne anfänglich
mit gegenüber
der für die
erforderliche Betriebsfrequenz optimalen Länge elektrisch kürzeren Bahnen
hergestellt werden sollte.
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Diese
Konzepte können
erfindungsgemäß als Basis
für ein
automatisiertes Antennentrimmverfahren verwendet werden, um die
Abweichung der elektrischen Parameter der Antenne (wie Signalphase
und Amplitude im Antennenelement) von den Optimalwerten zu vermindern
oder auszuschalten. So kann man Antennen relativ billig unter Anwendung
eines Herstellungsverfahrens mit geringer Anfangstoleranz ohne Rückgriff
auf teure und arbeitsaufwendige Herstellungs- und Einstellungsverfahren
produzieren.
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Eine
Versuchsanordnung zur Ausführung der
Phasen- und Amplitudenmessungen wird nun mit Bezug auf die 5 und 6 beschrieben.
Um Phase und Amplitude im Bereich der geforderten Betriebsfrequenz
zu überwachen,
wird die Antenne 40 in eine Prüfstelle im Mittelpunkt einer
sternförmigen, aus
den verschiebbar auf den Radialschienen 44A, 44B, 44C und 44D montierten
Sonden 42A, 42B, 42C und 42D bestehenden
Sondenanordnung gebracht. In der Prüfstelle befindet sich die Antenne 40 in
der nötigen
Höhe und
Winkelposition (ermöglicht durch
eine (nicht gezeigte) Kerbe in einer der Stirnflächen der Antenne), sodass die
Sonden 42A bis 42D auf die proximalen Endabschnitte 46A bis 46D der Bahnen 10A, 10AR bis 10D, 10DR ausgerichtet
sind, d. h. dem Rand 20U der Balunhülse 20 benachbart (siehe 1 und 3).
Die Speisestruktur der Antenne 40 ist proximal an den Ausgang
einer gewobbelten Hochfrequenzquelle in einer Prüfeinheit angeschlossen.
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Mit
Bezug auf 6 ist jede Sonde 42 eine kapazitive
Sonde mit einem Mittelleiter 50, der an den Innenleiter
eines Koaxialkabels 52 angeschlossen ist, dessen Abschirmung
an die Prüfanordnung
geerdet ist. Der Mittelleiter 50 ragt aus dem Kabel 52 heraus,
ist aber von einer dielektrischen Kunststoffspitze 53 umgeben,
die das Ende des Mittelleiters um eine be stimmte Länge (typischerweise
weniger als 0,5 mm) überragt,
so daß jede
Sonde 42A bis 42D mit der Außenfläche der Antenne 40 in
Berührung
gebracht werden kann, wobei die Spitze des Mittelleiters 50 in
einem bestimmten Abstand zum entsprechenden schraubenförmigen Bahnabschnitt 10A bis 10D steht.
Daher ist jeder Mittelleiter 50 kapazitiv zur dazugehörigen Bahn
gekoppelt und überträgt Signale,
die für
den Strom in der Bahn repräsentativ
sind, zum angeschlossenen Kabel 54 und dann zu einem entsprechenden
Messeingang 54A, 54B, 54C und 54D der
Prüfeinheit
(siehe 5).
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Man
bemerkt, dass sich in 5 zwei der Sonden 42A, 42B in
Betriebsstellung in Berührung mit
der Antenne 40 befinden, während die anderen beiden Sonden 42C, 42D in
Stellungen zurückgezogen
sind, welche sie einnehmen, wenn eine Antenne gegen eine andere
ausgewechselt wird. Jede Sonde 42A bis 42D ist
auf Kolben montiert, um zwischen Rückzugs- und Betriebsposition
automatisch wandern zu können.
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Während des
Prüfvorgangs
werden alle vier Sonden 42A bis 42D in Berührung mit
der Antenne 40 gebracht, ein gewobbeltes Hochfrequenzsignal wird
vom Ausgang 48 der Prüfeinheit 56 an
die Antenne angelegt und die an den Eingängen 54A bis 54D empfangenen
Sondensignale werden überwacht.
Durch Ermittlung der Schnittpunkte der Amplitudenkennlinien (wie
oben hinsichtlich 4 beschrieben) wird eine Mittenfrequenz
berechnet und dann werden die Phasenwerte der einzelnen Signale abgelesen,
um ihre Abweichung von der Orthogonalität festzustellen. Aus den Messwerten
wird ein Datensatz erzeugt, aus dem die benötigten Öffnungsgrößen berechnet werden können. Ein
(nicht gezeigter) Laser brennt dann die Öffnungen in die freiliegende
distale Stirnfläche
der Antenne wie oben beschrieben, worauf ein anderer Datensatz erzeugt
werden kann, um zu prüfen,
ob Phasenorthogonalität
und Mittenfrequenz in die Spezifikationsgrenzen fallen.
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Tatsächlich berechnet
die Prüfeinheit
eine Überschneidungsfrequenz,
welche die engste Annäherung
der vier Amplitudenkurven darstellt, markiert die entsprechende
Frequenz, liest die vier Phasenwerte bei dieser Frequenz zur Berechnung
der Phasendifferenz und berechnet dann für jede Bahn die erforderliche
zusätzliche
Induktivität
für die
Verschiebung der Überschneidungsfrequenz
zur geforderten Frequenz (in diesem Fall die GPS-Frequenz von 1575,5
MHz) mit der richtigen Phasenorthogonalität. Dies wird durch Berechnung
eines LC-Produkts (Induktivität × Kapazität) für jede Bahn
ausgeführt.
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Dann
wird die erforderliche Öffnungsgröße berechnet
und der Laser wird für
das Brennen der Öffnung(en)
gesteuert.
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Dann
kann die Antenne automatisch aus der in 5 gezeigten
Prüflage
entfernt und einem Fertigstellungsverfahren zugeführt werden.
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Damit
die Sonden die Antenneneigenschaften während der oben beschriebenen
Prüfung
nicht wesentlich beeinträchtigen,
ist bevorzugt, dass die Dielektrizitätszahl des Antennenkerns mindestens 10,
vorzugsweise 35 oder mehr, beträgt.
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Die
kapazitiven Sonden nehmen Signale auf, welche das extreme Nahfeld
darstellen, und können daher
Signale liefern, die den Strömen
in den einzelnen Bahnen entsprechen. Dies ermöglicht die Ableitung der Fernfeldcharakteristik
gemäß den oben
beschriebenen Phasenbeziehungen.
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Die
Entfernung von Material wird bevorzugt mit einem gepulsten YAG-Laser
ausgeführt,
welcher das Abtragen von Metall im Wesentlichen ohne Schmelzen erlaubt,
sodass die Abmessungen genau steuerbar sind.
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Man
kann die Öffnungen
in den Bahnen an anderen Positio nen, wie in den proximalen Endabschnitten
der Bahnabschnitte 10A bis 10D, ausbilden, vorausgesetzt,
dass alternative Sondenpositionen gewählt werden.
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Während die
Erfindung bezüglich
eines Verfahrens zur Herstellung einer Vierdrahtantenne beschrieben
wurde, wird man verstehen, dass das Verfahren auch auf andere dielektrisch
belastete Antennen, (d. h. Antennen mit Leitern, die schmal im Vergleich
zu den Abständen
zwischen ihnen sind) angewendet werden kann.